CN1744421A - 变换器以及使用该变换器的电能变换装置 - Google Patents
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Abstract
本发明的变换器构成为，具备：具有将交流电变换为直流电的桥式连接的多个半导体开关元件构成的变换器电路(1)、与该变换器电路的直流侧并联的平滑电容器(10)；和为了将流过该平滑电容器的电容器电流控制为设定值，而设置在电容器电路上的电流检测器(4)，通过将电容器电流控制为设定值(例如，零)，减小平滑电容器的电容，使变换器小型化。
Description
技术领域
本发明涉及将交流电变换为直流电的变换器(converter)以及使用该变换器输出任意频率和电压的交流电的电能变换装置。
背景技术
在电机驱动***等中，为了自由控制电机必须任意改变交流电的频率，因此会使用利用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等半导体开关元件的电能变换装置。这种电能变换装置大多数都具备将交流电变换为直流电的变换器、将由该变换器变换成的直流电变换为任意频率和电压的交流电的逆变器(inverter)。
但是，因为在变换器和逆变器之间收发的直流电不一致直流电压会产生变动，因此要在连接二者的直流电路中设置平滑电容器来抑制直流电压的变动。通常，因为作为平滑电容器使用的电解电容器比半导体开关元件的体积大很多，因此，平滑电容器在电能变换装置所占体积的比率就会增加。因此，如果减小平滑电容器的电容，则可以使电能变换装置结构小型化。
以往，为了缩小平滑电容器，例如在特开2003-102177号公报中提出了一种根据逆变器的电流指令值推定输入电力和直流输入电流，控制变换器的交流输入电流，从而使变换器的直流输出电流与逆变器的直流输入电流一致的方法。另外，特开平7-79567号公报中提出了一种控制有源滤波器的补偿电流的方法，其将有源滤波器并联连接在平滑电容器上，从而吸收直流电压变动量。
但是，根据专利文献1记载的方式，因为必需交流输入电流的检测器、直流电压的检测器、交流输出电流的检测器、速度检测器等多个检测器，因此除了将平滑电容器的小型化之外，还会产生由检测器附加造成的装置体积增加的问题。
另外，根据专利文献2记载的方式，为了控制补偿电流，而必需输入电流的检测器、交流电压的检测器、直流电压的检测器、直流电流的检测器，因此会产生装置大型化且控制也复杂的问题。尤其，因为直流电压检测器和基准电位不同，因此交流电压检测器和输入电流检测器必须具有绝缘电路。进而，因为有源滤波器的电路常数依赖于输入侧的电路常数，因此不具备通用性。
发明内容
本发明的第一课题在于实现一种不增加检测器，就可以使与直流电路连接的平滑电容器的电容减小的变换器。
另外，本发明的第二课题在于除第一课题以外，还使具备将本发明的变换器作为直流电源的逆变器的电能变换装置小型化并封装(package)化。
为了解决上述第一课题，本发明的变换器的特征在于，构成为具备：变换器电路，其具有将交流电变换为直流电的桥式连接的多个半导体开关元件；平滑电容器，其并联在该变换器电路的直流侧；电容器电流检测器，其被设置在电容器电路上，以便将流过所述平滑电容器的电容器电流控制为设定值。
即，通过检测出流过平滑电容器的电容器电流，并将该电容器电流控制为设定值(例如，零)，可以减小平滑电容器的电容，并使电容器小型化。为了将电容器电流控制为设定值，可以控制构成电容器电路的桥式连接的多个半导体开关元件。具体地说，可以通过设置控制转换器电路的直流电流的q轴电流成分的q轴电流控制机构，实现减小电容器电流和设定值之间的差。
另外，通常控制电容器需要输入侧的交流电流的信息，如果要检测变换器电路的交流输入电流，则检测器的数量就会增加。因此，鉴于在转换器(或者逆变器)的直流电流中包含有交流电流的信息，则可以设置检测变换器电路的直流电流的直流电流检测器，基于由此检测出的直流电流和多个半导体开关元件的动作状态来设置求解变换器电路的输入侧的交流电流的运算机构，从而可抑制检测器数量的增加。
另外，优选设置补偿机构，其基于输入侧的交流电流的运算机构求出的交流电流，求出交流电流的q轴电流成分，并反馈该交流电流的q轴电流成分来补正q轴电流控制机构的q轴电流指令值。
另外，电容器的电流检测器和直流电流的电流检测器可以使用分流电阻。
另外，优选本发明的变换器为下述的封装型，具备：主电路基板，其形成具有将交流电变换为直流电的桥式连接的多个半导体开关元件构成的变换器电路；控制电路基板，其形成控制所述多个半导体开关元件的控制电路；和封装，其收纳所述主电路基板，并重叠联结所述控制电路基板，将并联在所述变换器电路的直流侧的平滑电容器用的外部端子设置在所述封装的周边部，在所述外部端子和所述变换器电路之间设置电容器电流检测器。这样，可以减小平滑电容器的电容，使变换器装置整体小型化。
为了解决上述第二课题，本发明的封装型电能变换装置的特征在于，具备：主电路基板，其通过直流电路与分别具有桥式连接的多个半导体开关元件的两组电能变换电路连接；控制电路基板，其形成控制所述两组电能变换电路的多个半导体开关元件的控制电路；和封装，其收纳所述主电路基板，并重叠联结所述控制电路基板，所述封装在周边部中具备：分别与所述两组电能变换电路连接的两组交流端子；与所述直流电路并联的平滑电容器用的外部端子；和与所述控制电路连接的外部端子，所述主电路基板具备至少两个电流检测器，其检测流过所述平滑电容器用的外部端子的直流电流和所述各个电能变换电路的直流电流。
通过这种结构，在具备本发明的变换器的效果的同时，如下所述，可以不增加检测器的数量而使变换器和逆变器构成的电能变换装置小型化。也即，联结两组电能变换电路的直流电路和平滑电容器的连接部形成所谓的Y连接。因此，不必分别检测流过平滑电容器的直流电流和流过两组电能变换电路的直流电流，如果检测出其中的两组电流，则可以通过计算来求出剩余的一组电流。也即，也可设置电流运算机构，其根据由至少两个电流检测器检测出的两个电流检测值，求解没有设置电流检测器的部位的电流。该电流运算机构可以通过微机和DSP(Digital Signal Processor)等的运算机构来实现。另外，也可以不设置流过平滑电容器的电容器电流的检测器，在这种情况下，根据变换器和逆变器的直流电流的差值来计算电容器电流。
特别，由于包含有负载侧的所有的损耗的电能被从平滑电容器输入到相当于转换器的电能变换电路侧，因此变换器侧的直流电流方比逆变器的电流大。另外，因为基本上在平滑电容器中只流过电能变换电路的开关脉动量，因此，流过平滑电容器的电流的绝对值与两个电能变换电路相比非常小。因此，优选设置检测相当于逆变器的电能变换电路的直流电流和平滑电容器的电容器电流的两个电流检测器。由此，可以减少电流检测器的损耗量。
另外，在本发明的封装型电能变换装置中，控制电路为了将电容器电流控制为设置值，控制电能变换电路的一方、即相当于变换器的电能变换电路的多个半导体开关元件。另外，电流检测器如果分别由分流电阻构成，则可以通过使用OP放大器等放大装置简单地将电流信息变换为电气信号。在这种情况下，最好将两个至三个电流检测器的一端连接在相同电位上。即，通过将平滑电容器的负侧(N line)作为基准电位共同连接电流检测器的一端，能够得到不会受到半导体开关元件的配置、布线电阻造成的各电流检测器的检测偏差、噪音造成的基准电位的变动的影响的结构。该结构在使用分流电阻的情况下，与使用非接触型的电流传感器的情况相同。
进而，在本发明的封装型电能变换装置中，控制电路具备判定机构，其基于所述至少一个的电流检测器的检测电流来判断连接交流电源的交流端子，基于该判定机构的判断结果，将与交流电源连接的电能变换电路作为变换器运行，将另一方的电能变换电路作为逆变器运行。即如果接通电源，则由于初始充电电流流过平滑电容器，因此可以通过观察该动作，判断两组电能变换电路连接的外部端子中、哪一个与交流电源连接。
在结束初始充电时，控制电路具备判定机构，其在导通所述两组电能变换电路的一方的下臂的半导体开关元件之后，基于所述至少一个电流检测器的检测电流来判断连接交流电源的交流端子，基于该判定机构的判断结果，将与交流电源连接的电能变换电路作为变换器运行，将另一方的电能变换电路作为逆变器运行，来代替上述结构。
这样，因为本发明的封装型电能变换装置能够以平滑电容器为中心对称地配置变换器和逆变器，因此交流电源无论与哪一个电能变换电路连接都可以运行。因此，飞跃地提高电能变换装置的配置定位和适于空间的再配置等的自由度。
本发明的封装型电能变换装置，可以作为例如驱动封装空调(空调机)等的压缩机用电动机的***的一个部件来安装。
根据本发明，不会增加检测器，就可以实现减少连接在直流电路的平滑电容器的电容的变换器。
另外，可以使具备将本发明的变换器作为直流源的逆变器构成的电能变换装置小型化，并且封装化。
附图说明
图1表示使用有关本发明的变换器的电能变换装置的一个实施方式的基本结构图。
图2表示图1的电能变换装置的封装的分解立体图。
图3表示图1的电能变换装置的详细结构图。
图4表示图1的电能变换装置的变换器电路控制机构的详细结构。
图5是说明图4的交流电流再现机构的动作的图。
图6表示图1的电能变换装置的逆变器电路控制机构的详细结构。
图7表示本发明的另一个实施方式的电能变换装置的详细结构图。
图8表示本发明的另一个实施方式的电能变换装置的详细结构图。
图9是说明图8的实施方式中的判断电源所连接的端子的方法的一个例子的图。
图10是说明图8的实施方式中的判断电源所连接的端子的方法的另一个例子的图。
图11是说明图10的判断方法的动作的图。
图12是说明图10的判断方法的动作的图。
图13表示本发明的另一个实施方式的电能变换装置的详细结构图。
图14表示本发明的电能变换装置适用于空调机的压缩机驱动的一个实施方式的室外机的立体图。
图中：1-变换器电路；2-逆变器电路；3、4、5-电流检测器；6-交流电源；7-平滑电抗器；8-马达；10-平滑电容器；11-控制部；18、19-驱动电路；21-A/D转换机构；22-变换器电路控制机构；23-逆变器电路控制机构
具体实施方式
以下，根据实施方式对本发明进行说明。
(实施方式1)
图1中，表示利用有关本发明的变换器、输出任意的频率和电压的交流电力的电能变换装置的一个实施方式的基本结构图，图2表示图1的电能变换装置的封装的分解立体图，图3表示图1的电能变换装置的详细结构图。另外，图4表示图1的电能变换装置的变流电力控制机构的详细结构，图6表示逆变器电路控制机构的详细结构。
如图1所示，电能变换装置14大致分为电能(power)部9和控制部11。电能部9具备：变换器电路1；连接在变换器电路1的直流输出的两端的平滑电容器10；和连接在变换器电路1的直流输出上的逆变器电路2。变换器电路1通过电抗器7与交流电源6连接，并将通过电抗器7输入的交流电变换为直流电。逆变器电路2通过平滑电容器10将变换器电路1提供的直流电变换为交流电，并提供给马达8。
另外，在连接变换器电路1和逆变器电路2的直流电路的负侧(N line)上设置了检测流过变换器电路1的直流侧的电流的电流检测器3、和检测流过平滑电容器10的电流的电流检测器4，此外，还设置了检测平滑电容器10的直流电压的电压检测器20。另一方面，控制部11构成为具备控制变换器电路1和逆变器电路2的控制电路。控制部11根据电流检测器3、4检测出的电流信息生成脉冲信号12和13，并驱动变换器电路1和逆变器电路2。
电能变换装置14如图2的分解立体图所示，可以将电能部9与控制部11组装在一个模块(module)中一体地形成。也即，构成为，将通过直流电路连接的变换器电路302和逆变器电路303组成的电能部9搭载在铝制的主电路基板301上，该主电路基板301被收容在形成矩形的封装300的凹部内。另一方面，在子基板17上搭载控制部11，其具有控制电能部9的多个半导体开关元件的单芯片的微机16，通过与封装300的一面重叠连结构成封装型电能变换装置14。微机16也可以利用DSP。
封装300的周边部上设置了：与变换器电路302连接的交流端子305a、与逆变器电路303连接的交流端子305c、与平滑电容器连接的外部端子305b、将变换器电路302和逆变器电路303连接在控制部11的控制电路上的外部端子组306。也即，在本实施方式中，形成外部设置平滑电容器的结构。另外，在子基板17上设置了与上位控制装置等的外部控制装置连接的连接器(connector)307。另外，在主电路基板301上设置了检测流过平滑电容器用的外部端子305b的电流、以及流过变换器电路302的直流侧的电流的两个电流检测器304。另外，如后文所述，可以从图1的直流电路中了解到检测出流过平滑电容器的电流、流过变换器电路302的直流侧的电流、以及流过逆变器电路303的直流侧的电流的电流检测器，因为N line的直流电路和平滑电容器的连接部构成所谓的Y连接，因此，如果设置两个电流检测器，则可以通过计算来求得剩余的一个电流。
如图2所示，本实施方式的封装型电能变换装置14分离配置包含半导体开关元件的电力***和微机16等的控制***，以使控制***不会受到能源***所产生的噪声的影响。另外，安装在主电路基板301上的半导体开关元件并不限于裸芯片(bare chip)，也可以安装封装部件。另外，通过在能源***的半导体开关元件和控制***的微机16之间配置密封板等，也可将微机16等的控制***与电力***的半导体开关元件等一起安装在单一的主电路基板301上。另外，在要增减电能变换装置14的电容的情况下，仅通过改变电能部就可以容易地进行部件的交换，并且提高了保养的容易度。
其中，图3表示图1记载的电能变换装置14的各个部分的详细构成。如图3所示，变换器电路1和逆变器电路2使用IGBT作为桥式连接的多个半导体开关元件。变换器电路1的IGBT分别构成R相、S相、T相的上下臂(arm)。并且，各个相的上下臂的连接点通过电抗器7与交流电源6连接。变换器电路1通过第一驱动电路18放大第1PWM脉冲信号12，并将放大后的PWM脉冲信号12a～12c施加在各个相的IGBT上。每个IGBT根据该PWM脉冲信号12a～12c进行开关动作。变换器电路1构成为，随着该开关动作将交流电变换为直流点，并且进行输入电流的波形整形和直流电压的升压动作。在本实施方式中，虽然没有设置交流输入电流的检测器，但也可以基于由连接在流过变换器电路1的直流侧的电流的路径上的电流检测器3所检测出的直流电流和R相、S相、T相的上下臂的IGBT的动作状态，来计算出交流输入电流。具体的计算方法将在后文叙述。另外，变换器电路1可以进行在将直流电变换为交流电之后返回到交流电源6中的再生动作。
平滑电容器10对从变换器电路1输出的直流电进行平滑。流过平滑电容器10的电容器电流被电流检测器4检测出。
逆变器电路2的IGBT也与变换器电路1一样，分别构成U相、V相、W相的上下臂，各相的上下臂的连接点与马达8连接。该马达8例如转子由永久磁铁构成，并配置多个用于在该转子的周围形成交流磁场的线圈。逆变器电路2通过驱动电路19放大PWM脉冲信号13，并将放大后的PWM脉冲信号施加在各相的IGBT上。随着各个IGBT进行开关动作，将通过平滑电容器10平滑的直流电变换为指定的电压和频率的交流电，并将变换后的交流电输出到马达8中。在本实施方式中，虽然没有设置流过马达8的交流电流的检测器，但也可以根据电流检测器3、4检测出的电流来求出流过逆变器电路2的直流侧的电流，并且根据求出的电流与U相、V相、W相的上下臂的IGBT的动作状态计算出交流电流。对于具体的计算方法将在后文叙述。
控制电路11构成为包括A/D(Analog to Digital)转换机构21、变换器电路控制机构22、逆变器电路控制机构23。A/D转换机构21具备分别放大电流检测器3、4的信号的OP放大器等的放大器，和将PWM信号12与PWM信号13的任一个作为读取模拟值的时间信号进行动作的A/D转换器。该A/D转换器具有采样保持功能和A/D转换功能，并设置在构成控制电路11的单一的半导体集成电路内。读取的模拟值被转换为数字值，并将该值输出到变换器电路控制机构22和逆变器电路控制机构23中。
变换器电路控制机构22通过A/D转换机构21输入：由检测平滑电容器10两端电压的电压检测器20检测出的直流电压Edc；由电流检测器3检测出的变换器直流电流idc1、由电流检测器4检测出的电容器电流ic，并将PWM信号12输出到变换器电路1的驱动电路18中，从而在使电容器电流ic最小化的同时，产生规定的直流电压。另外，逆变器电路控制机构23通过A/D转换机构21输入由电流检测器3检测出的变换器直流电流idc1、由电流检测器4检测出的电容器电流ic，将PWM信号13输出给逆变器电路2的驱动电路19，从而求出逆变器直流电流idc2，并输出与指令对应的频率和电压的交流电。另外，在变换器电路控制机构22和逆变器电路控制机构23之间形成可以获取各种数据的结构，这样就可以协调控制变换器电路1和逆变器电路2。
在此，在用分流电阻作为电流检测器3、4的情况下，将这两个分流电阻的一端连接到平滑电容器10连接的N line侧，另一端则输入到A/D转换机构21。这样，即使由于外界的噪声等造成基准电位变动的情况下，因为两个电流检测器的相对关系没有变化，因此可以减小相对误差。另外，电流检测器3、4并不限于分流电阻，也可以由CT(Current Transfer)和霍尔元件等构成。在这种情况下，也可以以相同电位为基准来进行电流检测。
图4表示构成有关本发明特征的变换器的变换器电路控制机构22的详细结构。变换器电路控制机构22由计算电压指令值的回路和推定电源相位的回路构成。
计算电压指令的回路，构成为包括：以变换器电路1的变换器直流电流idc1为基准，求出RST相的三相交流电流的电流再现机构100；用于将直流电压Edc和直流电压指令值Edc*的偏差控制为零的电压补偿器101；用于将流过平滑电容器10的电容器电流ic和电容器电流指令值ic*的偏差控制为零的电流补偿器102；通过dq变换将三相交流电流变换为d1轴电流和q1轴电流的3φ/dq变换器103；和生产电压指令值(Vdc1*和Vqc1*)的电压指令值作成器104。
另外，推定电源相位的回路构成为具备：基于3φ/dq变换器103的输出推定三相交流电源的相位的电源相位推定器107；用于将根据电源相位推定器107的推定得到的电源相位误差Δθs和电源相位误差指令值θs*的偏差抑制为零的相位补偿器108；计算电源相位的电源相位计算器109。在本图中，电容器电流指令值ic*、直流电压指令值Edc*、电源相位误差指令值Δθs*、电源角速度指令值ωs*预先在变换器电路控制机构22内被供给。但是，并不限于此，例如，也可以通过上位控制机构和通信等方式从外部供给。
由此，基于电源相位计算器109计算出的电源相位θs*，由dq/3φ变换器105向三相轴进行坐标变换，并将从电压指令值作成器104输出的d1轴和q1轴的电压指令值Vdc1*和Vqc1*输入到脉冲生成器106中。脉冲生成器106根据电压指令值生成PWM脉冲信号12并输出给驱动电路18。
接下来，对变换器电路控制机构22的各个部分进行说明。由电流检测器4检测出的电容器电流ic被A/D转换机构21转换为数字信号并被输入。电容器电流ic在减法器111中与电容器电流指令ic*进行比较，将其差Δic输入给电流补偿器102。另外，电容器电流指令ic*通常被赋值零。在电流补偿器102中例如进行比例控制，并输出用于将差Δic补偿为零的q1轴电流成分的指令值。由此，可以将电容器电流ic控制为最小，也可以降低平滑电容器10的电容。
另一方面，由电压检测器20检测出的直流电压Edc被A/D转换机构21转换为数字信号并被输入。被输入的直流电压Edc在减法器112中与直流电压的指令值Edc*比较，将其差ΔEdc输入给电压补偿器101。在电压补偿器101中，例如进行积分控制，并输出用于将差ΔEdc补偿为零的q1轴电流成分的指令值。由此，直流电压Edc可以被控制成期望的值。通过将电流补偿器102和电压补偿器101的输出相加，得到q1c轴电流指令值iq1c*并被输入到减法器113中。
基于电流再现机构100所再现的交流输入电流，在该减法器113中输入由3φ/dq变换器103变换的q1轴电流iq1c。由此，从减法器113求出电流指令值iq1c*和q1轴电流iq1c的差，将该差作为q1轴电流指令iq1**输入到电压指令值作成器104中。
这里，对电流再现机构100进行说明。在电流再现机构100中输入由电流检测器3检测出的、被A/D转换机构21转换为数字信号的变换器直流电流idc1。如图5所示，电流再现机构100基于被输入的变换器直流电流idc1、和表示变换器电路1的IGBT的动作状态的PWM脉冲信号12，使交流输入电流再现。即，如该图所示，电流检测器3检测出的变换器直流电流idc1与各个相的IGBT的开关的状态对应进行变化。这里，图5表示基准三角波121、三相电压指令信号120、各个相的PWM脉冲信号12、各个相的输入电流123a～d、流过电流检测器3的直流电流idc1。在该图中，各个相IGBT的驱动信号123a～c意味着在高电平时导通各个相的上臂，在低电平时导通各个相的下臂。在本图中，虽然没有设置用于说明的空载时间，但实际上也可以设置空载时间，以使各个相的上下臂不短路。
在图5中，在只有T相的下臂导通、R相和S相的上臂导通的区间A和D中，可以观测到相反极性的T相输入电流。另外，在S相和T相的下臂导通、只有R相的上臂导通的区间B和C中，可以观测相同极性的R相输入电流。这样，通过观测每个区间的变换器直流电流，组合各个区间的变换器直流电流idc1，可以再现三相交流的输入电流。
再现的输入电流被输入到3φ/dq变换器103中。3φ/dq变换器103根据电源相位θs*将作为输入电流被再现的三相交流电流坐标变换为d1轴电路和q1轴电流，然后输出已被坐标变换的d1c轴电流id1c和q1c轴电流iq1c。由减法器114求出d1c轴电流id1c和d1c轴电流指令id1c*的差，得到d1轴电流指令id1**，然后输入到电压指令值作成器104中。
在电压指令值作成器104中，根据d1轴电流指令id1**、q1轴电流指令iq1**、预先赋值的电源角速度指令值ωs*，按照下面的公式1进行向量运算，并且将d1轴电压指令值Vd1*和q1轴电压指令值Vq1*输出到dq/3φ变换器105和电源相位推定部107中。
(公式1)
Vd1*＝R1c×id1**-ωs*×Lq1×iq1**
Vq1*＝R1c×iq1**+ωs*×Ld1×id1**+ωs*Ka
其中，R1c是电抗器7的线圈电阻值，Ld1是电抗器7的d1轴的电感(inductance)，Lq1是q1轴的电感，Ka是电源相电压。
在dq/3φ变换器105中，将d1轴电压指令值Vd1*和q1轴电压指令值Vq1*坐标变换为三相电压指令信号120。脉冲生成器106根据三相电压指令信号120，生成驱动变换器电路1的各个相的IGBT的PWM脉冲信号12。
一方面，电源相位推定器107利用从3φ/dq变换器103输出的d1c轴电流idc1、q1c轴电流iqc1、从电压指令值作成器104输出的d1轴电压指令值Vd1*和q1轴电压指令值Vq1*，计算交流电源6的电源相位θs与变换器电路控制机构22所具有的目前交流电源相位θsc之间的误差Δθsc作为与d1轴的偏差量。误差Δθsc被从电源相位误差指令值Δθs*中减去，并通过在相位补偿器108中对该差值进行比例积分控制可以得到角速度误差Δωsc。进而，求出从相位补偿器108输出的角速度误差Δsc与电源角速度指令值ωs*的和，通过在电源相位计算器109中进行积分，可以推定电源相位θs。由该推定得到的电源相位θs被输入到3φ/dq变换器103和电压指令值作成器104中，分别在运算中使用。
这样，在变换器电路控制机构22中，计算出交流电源6的电源相位θs和变换器电路控制机构22所具有的电源相位θsc的误差Δθsc，采用PLL(Phase Locked Loop，锁相环路)法对电源相位指令值Δθs*进行补正，并推定电源相位θsc，以使计算出的电源相位误差Δθsc为零。另外，该补正通过将角速度误差Δωs与电源角速度指令值ωs*相加而进行。
另一方面，逆变器电路控制机构23，如图6所示，输入逆变器电路2的逆变器直流电流idc2。该逆变器直流电流idc2作为由电流检测器3、4检测出的变换器直流电流idc1和电容器电流ic之间的差值，通过下式2求得。该运算也可以在A/D转换机构21的A/D转换前或者A/D转换后的任一种状态下进行计算。这样，在本实施方式中，可以减少一个电流检测器。特别，因为在平滑电容器10中基本上只流过功率变换电路的开关脉动(switching ripple)量，因此与设置有直接检测逆变器直流电流idc2的电流检测器的情况相比，因为电流检测时的损耗量减少，因此可以高效率化。
(公式2)
idc2＝idc1-ic
逆变器电路控制机构23构成为具备：基于所输入的逆变器直流电流idc2求出UVW相的三相交流电流的电流再现机构200；通过dq变换将三相交流电流变换为d2q2轴电流的3φ/dq变换器201；电压指令值(Vd2c*和Vq2c*)作成器203；将d2q2轴坐标变换为三相轴的dq/3φ变换器204；生成PWM脉冲信号13的脉冲生成器205；磁极位置推定器206；用于将由磁极位置推定器206推定出的磁极位置误差Δθc与磁极位置误差指令值Δθc*＝(＝0)之间的偏差抑制为零的磁极位置补偿器207；计算出磁极位置的磁极位置计算器208。基本结构与变换器电路控制机构22相同，由计算电压指令值的回路和推定磁极位置的回路构成。
首先，对计算电压指令值的回路进行说明。将逆变器直流电流idc2输入电流再现机构200中，并使UVW相的三相交流电流再现。利用图5对再现方法进行说明，在只有W相下臂导通、U相和V相上臂导通的区间内可以观察到相反极性的W相输入电流。另外，在V相和W相下臂导通、只有U相上臂导通的区间内可以观察到相同极性的U相输入电流。再现的三相交流电流被3φ/dq变换器201坐标变换为d2cq2c轴电流(id2c和iq2c)。通过低通滤波器202对坐标变换得到的q2c轴电流iq2c进行滤波处理，得到q2轴电流指令值iq2*。电压指令作成器203，基于d2轴电流指令id2*、q2轴电流指令iq2*、角速度指令值ωi*，根据下式3进行向量运算，并将d2轴电压指令值Vd2*和q2轴电压指令值Vq2*输出给dq/3φ变换器204和磁极位置推定器206。
(公式3)
Vd2*＝R1i×id2**-ωi*×Lq2×iq2*
Vq1*＝R1i×iq2**+ωi*×Ld2×id2**+ωi*×Ke
其中，R1i是马达8的线圈电阻值，Ld2是d2轴的电感，Lq2是q2轴的电感，Ke是发电常数。
dq/3φ变换器204，将d2轴电压指令值Vd2*和q2轴电压指令值Vq2*坐标变换为3相逆变器电压指令信号220。基于该三相逆变器电压指令信号220，脉冲生成器205生成驱动各个相的IGBT的PWM脉冲信号13。对于推定磁极位置的回路，无需改变变换器电路控制机构22中的电源相位推定回路和结构，仅需改变控制常数。
作为协调运行变换器电路1和逆变器电路2的一个例子，有时要传送直流电压指令Edc*。可以通过逆变器电路控制机构23内的电压指令值作成器203简单计算出逆变器电路2要求的直流电压Edc。因此，通过将由电压指令值作成器203计算出的直流电压Edc的信息传送给变换器电路控制机构22，并使变换器电路控制机构22内的直流电压指令值Edc*变化，在负载大时增大直流电压指令值Edc*，负载小时减小直流电指令值Edc*，通过这样，可以提高包含有变换器电路1、逆变器电路2和马达8的***的效率，实现节省能源。
另外，在本实施方式中，对利用作为本发明特征的变换器来构成用于电动机驱动的电能变换装置的例子进行了说明。但是，本发明并不限定于此，也可以不安装逆变器而构成变换器单体的电能变换装置。另外，也可以仅使变换器部封装化。
(实施方式2)
图7表示本发明的电能变换装置的另一实施方式。本实施方式与图1的实施方式不同的点在于，除了检测变换器电路1的变换器直流电流idc1的电流检测器3、和检测流过平滑电容器10的电容器电流ic的电流检测器4之外，还设置了直接检测逆变器电路2的逆变器直流电流idc2的电流检测器5。根据本实施方式，与图1的实施方式进行比较，可以省略基于变换器直流电流idc1和电容器电流ic求解逆变器直流电流idc2的公式2的运算。
(实施方式3)
图8表示本发明的电能变换装置的另一实施方式。本实施方式与图1的实施方式不同的点在于，设置了直接检测逆变器电路2的逆变器直流电流idc2的电流检测器5，来代替检测流过平滑电容器10的电容器电流ic的电流检测器4。因此，流过平滑电容器10的电容器电流ic可以通过公式4根据逆变器直流电流idc1和逆变器直流电流idc2计算出。
(公式4)
ic＝idc1-idc2
根据本实施方式，电能变换装置9的特征为以平滑电容器10为中心对称地构成。由此，由于可以将变换器电路1和逆变器电路2的功能更换，因此即使变换器电路1和逆变器电路2的任一方与电源连接，也可以通过更换变换器电路1和逆变器电路2的控制机构22、23的功能来进行期望的动作。
但是，需要在正常运转之前判定电源与哪个连接。以下，对判定方法的一个例子进行说明。另外，以下的说明中，对将交流电源与图8中的变换器电路1的交流侧连接，将交流负载与逆变器电路2的交流侧连接的情况进行说明。
首先，利用图9对导通电源之后的判定方法的一个例子进行说明。图9表示电源接通信号50、逆变器的直流电流idc1的波形51、电容器电流ic的波形52、逆变器直流电流idc2的波形53。根据电源接通信号50，在电能变换装置14连接电源时，初始充电电流流过平滑电容器10。该初始充电电流以交流电源6→电抗器7→与任一相的上臂半导体开关元件反向并联的二极管→平滑电容器10→与任一相的下臂半导体开关元件反向并联的二极管→电抗器7→交流电源6的回路流通。因此，如果在电源接通时刻54之后，在电流检测时刻55的时刻进行电流检测，则可以由电流检测器3和4检测出图9所示那样的电流51和52。也即，可以通过判定电流检测器3、4中的哪一个可以进行电流检测，从而判断电源与变换器电路1和逆变器电路2的哪一方连接。
另一方面，在平滑电容器10已经被充电的情况下，则不能利用图9的方法进行判断。利用图10～图12对这种情况的判断方法的一个例子进行说明。图10表示变换器电路1的下臂导通信号70、变换器的直流电流idc1的波形71、电容器电流ic的波形72和逆变器的直流电流idc2的波形73。变换器电路1的下臂导通信号70是驱动RST各个相的下臂半导体开关元件的信号，在高电平时导通半导体开关元件。也即，在图10的导通期间74的期间，变换器电路1的所有相的下臂导通。此时，例如在R相电压的正电压最高、S相和T相是负电压的情况下，如图11的实线所示，电流以交流电源6→R相电抗器91→R相的下臂的半导体开关元件→S和T相的下臂的半导体开关元件→S和T相的电抗器92和93→交流电源6的回路流通。通过该电流，能量被存储到电抗器7中。之后，如果导通RST相的下臂的半导体开关元件，则如图12所示，通过电流流过交流电源6→R相电抗器91→R相的上臂的半导体开关元件81(反向并联的二极管)→平滑电容器10→S和T相的下臂的半导体开关元件→S和T相的电抗器92和93→交流电源6的回路，存储到电抗器7中的能量移动到平滑电容器10中。该电流如图10的整流直流电流(idc1)71和电容器电流(ic)72那样，在导通期间74之后流通。如果，在变换器电路1没有连接交流电源6而是连接交流负载的情况下，即使导通截止RST相的下臂的半导体开关元件电流也不流通。因此，在导通期间74之后，在电流检测时刻75的时刻检测电流，可以判断哪一个连接了电源。
在导通变换器电路1的所有相的下臂的时，流过各个相的电抗器91～93的电流流向不依赖于导通下臂时的交流电源6的相位，但即使在任意时刻导通下臂，也可通过电抗器7使交流电源6短路并将能量存储到电抗器7中，为了移动该能量使变换器直流电流idc流过平滑电容器10，因此不需要特别规定下臂的导通期间74的时刻。
这样，利用本实施方式，判定交流电源6与哪一个连接，在判定之后，通过切换变换器电路控制机构22和逆变器电路控制机构23的输入输出关系，无论电源与哪一个连接都可以运行。也即，即使错误地进行电能变换装置9的输入输出布线，也可以运行。由此，不仅增加了布线的自由度，而且在使用本发明的电能变换装置9适用于封装空调等的压缩机驱动***的情况下，在替换已经设置在封装空调机的室外单元的电能变换装置的情况下，无须改变布线的处理等。特别在提高保养性方面非常有效。
(实施方式4)
图13表示本发明的电能变换装置的另一个实施方式。本实施方式与图1的实施方式不同的点在于设置了直接检测逆变器电路2的逆变器直流电流idc2的电流检测器5，来代替检测变换器直流电流idc1的电流检测器3。因此，变换器直流电流idc1可利用公式5根据流过平滑电容器10的电容器电流ic和逆变器直流电流idc2计算出。
(公式5)
idc1＝ic+idc2
根据本实施方式，因为在变换器侧输入具有包含有平滑电容器10、逆变器电路2和马达8等的所有损耗的电能，因此变换器直流电流idc1方比逆变器侧大。另外，因为平滑电容器10中基本上只流过电能变换电路的开关脉动部分，因此，流过平滑电容器10的电流的绝对值与两个电能变换电路相比小很多。由此，通过本实施例所示的结构，可以减小变换器侧的直流电检测器的损耗量，并与其他实施例相比可提高效率。
(实施方式5)
图14表示将本发明的电能变换装置14适用于空调机的压缩机驱动中的室外机500的模式图。被封装化的电能变换装置501通过布线502与压缩机503连接，驱动压缩机503内的马达并压缩冷却剂。被压缩的高压冷却剂通过管道504并通过热交换器505释放热量。虽然本图没有示出，但也有与室外机500成对的室内机。冷却剂在室内机的热交换器中变为低压，在吸收热量之后返回到压缩机503中。另外，冷房动作和暖房动作中冷却剂会反向流通，通过室内机的热交换器释放热量。通过使电能变换装置14形成封装型，可以容易进行故障维修。
Claims (18)
1.一种变换器，其特征在于，具备：
变换器电路，其具有将交流电变换为直流电的桥式连接的多个半导体开关元件；
平滑电容器，其并联在该变换器电路的直流侧；和
电容器电流检测器，其为了将流过所述平滑电容器的电容器电流控制为设定值，而被设置在电容器电路上。
2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，
具有控制电路，其控制所述多个半导体开关元件，并将所述电容器电流控制为所述设定值。
3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，
所述控制电路具有q轴电流控制机构，其控制所述变换器电路的直流输出的q轴电流成分，以使所述电容器电流和所述设定值之间的差减小。
4.根据权利要求3所述的变换器，其特征在于，
具有检测所述变换器电路的直流电流的直流电流检测器，
所述控制电路具有：运算机构，其基于所述直流电流和所述多个半导体开关元件的动作状态，求出所述变换器电路的输入侧的交流电流；和补偿机构，其求出所述交流电流的q轴电流成分，并由该求得的q轴电流成分补正所述q轴电流指令值。
5.根据权利要求4所述的变换器，其特征在于，
所述电容器电流检测器和所述直流电流检测器是分流电阻。
6.一种封装型变换器，其特征在于，
具备：主电路基板，其形成具有将交流电变换为直流电的桥式连接的多个半导体开关元件构成的变换器电路；控制电路基板，其形成控制所述多个半导体开关元件的控制电路；和封装，其收纳所述主电路基板，并重叠联结所述控制电路基板，
将并联在所述变换器电路的直流侧的平滑电容器用的外部端子设置在所述封装的周边部，在所述外部端子和所述变换器电路之间设置电容器电流检测器。
7.根据权利要求6所述的封装型变换器，其特征在于，
所述控制电路具有电流控制机构，其控制所述多个半导体开关元件，并将流过所述平滑电容器的电容器电流控制为设定值。
8.根据权利要求7所述的封装型变换器，其特征在于，
所述电流控制机构具有q轴电流控制机构，其对所述变换器电路的直流侧的q轴电流成分进行控制，并减小所述电容器电流和所述设定值之间的差。
9.根据权利要求8所述的封装型变换器，其特征在于，
具有检测所述变换器电路的直流电流的直流电流检测器，
所述控制电路具有：运算机构，其基于所述直流电流和所述多个半导体开关元件的动作状态，求出所述变换器电路的输入侧的交流电流；和补偿机构，其求出所述交流电流的q轴电流成分，并由该求得的q轴电流成分补正所述q轴电流指令值。
10.根据权利要求9所述的封装型变换器，其特征在于，
所述电容器电流检测器和所述直流电流检测器是分流电阻。
11.一种封装型的电能变换装置，其特征在于，
具备：主电路基板，其通过直流电路与分别具有桥式连接的多个半导体开关元件的两组电能变换电路连接；控制电路基板，其形成控制所述两组电能变换电路的多个半导体开关元件的控制电路；和封装，其收纳所述主电路基板，并重叠联结所述控制电路基板，
所述封装在周边部中具备：分别与所述两组电能变换电路连接的两组交流端子；与所述直流电路并联的平滑电容器用的外部端子；和与所述控制电路连接的外部端子，
所述主电路基板具备至少两个电流检测器，其检测流过所述平滑电容器用的外部端子的直流电流和所述各个电能变换电路的直流电流。
12.根据权利要求11所述的封装型的电能变换装置，其特征在于，
所述控制电路具有电流运算机构，其基于由所述两个电流检测器检测出的两个电流检测值，求出没有设置所述电流检测器的部位的电流。
13.根据权利要求11所述的封装型的电能变换装置，其特征在于，
所述控制电路，为了将流过所述平滑电容器用的外部端子的直流电流控制为设定值，而对所述两组电能变换电路的一方的多个半导体开关元件进行控制。
14.根据权利要求11所述的封装型的电能变换装置，其特征在于，
所述至少两个电流检测器分别是分流电阻。
15.根据权利要求14所述的封装型的电能变换装置，其特征在于，
所述至少两个分流电阻，一端与相同的电位连接。
16.根据权利要求11所述的封装型的电能变换装置，其特征在于，
所述控制电路具备判定机构，其基于所述至少一个的电流检测器的检测电流来判断与交流电源连接的交流端子，基于该判定机构的判断结果，将与交流电源连接的电能变换电路作为变换器运行，将另一方的电能变换电路作为逆变器运行。
17.根据权利要求11所述的封装型的电能变换装置，其特征在于，
所述控制电路具备判定机构，其在导通所述两组电能变换电路的一方的下臂的半导体开关元件之后，基于所述至少一个电流检测器的检测电流来判断与交流电源连接的交流端子，基于该判定机构的判断结果，将与交流电源连接的电能变换电路作为变换器运行，将另一方的电能变换电路作为逆变器运行。
18.一种空调机，其特征在于，
构成为：具备权利要求11所述的封装型的电能变换装置，由该电能变换装置驱动压缩机的电动机。
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Effective date of registration: 20160831 Address after: Hongkong aoteng Plaza No. 8 Chinese Kowloon Linze street 12 floor Patentee after: Johnson Controls Hitachi air conditioning technology (Hong Kong) Co.,Ltd. Address before: Tokyo, Japan Patentee before: Hitachi Appliances, Inc. |
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| TR01 | Transfer of patent right | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20180703 Address after: Tokyo, Japan Patentee after: HITACHI-JOHNSON CONTROLS AIR CONDITIONING, Inc. Address before: Hongkong aoteng Plaza No. 8 Chinese Kowloon Linze street 12 floor Patentee before: Johnson Controls Hitachi air conditioning technology (Hong Kong) Co.,Ltd. |
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Granted publication date: 20090624 |