JP4866216B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流母線電流を検出して、交流側の電流情報を得る電力変換装置に関する。

インバータやコンバータ等の電力変換装置では、パルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」と称す。）により、直流−交流変換、あるいは交流−直流変換の機能を実現している。インバータは、同期モータや誘導モータ等の交流電動機（以下、「電動機」と称す）の駆動システムに用いられ、また、コンバータはインバータ等の電源装置として広く用いられている。
インバータを用いて電動機を駆動する場合、電動機の発生トルクを精度よく制御するには、交流電流に含まれる基本波成分のみを精度よく抽出する必要がある。一般に、交流電流には、ＰＷＭによる高周波の脈動成分が重畳されているため、例えば交流電流センサを用いる方法等で、基本波成分のみを抽出している（特許文献１）。
近年では、交流電流センサを用いることなく、電力変換装置の直流母線電流を検出して、その検出値から交流電流の情報を抽出する技術が発案されている（特許文献２、特許文献３、特許文献４、特許文献５及び非特許文献１）。これらの技術によれば、ホール素子を用いたカレントトランス（ＣＴ）等の交流電流センサを用いる必要がなくなり、装置の構成が簡単、省スペースとなり、製造コストを低減することができる。
特開平６−１８９５７８号公報 特開２００２−１１９０６２号公報 特開２００４−６４９０３号公報 特開２００１−３２７１７３号公報 特開平１０−１５５２７８号公報 福本哲哉、渡邊幸恵、濱根洋人、林洋一：「１シャント抵抗方式における交流電流演算とリップル補正による波形歪改善方法」半導体電力変換・産業電力電気応用合同研究会、ＳＰＣ−０５−９９、ｐｐ．１−６（２００５年）

特許文献４による方法は、ＰＷＭ信号を生成する三角波キャリア信号の１周期を前半と後半との期間に分割し、これらの何れか一方の期間で直流母線電流を検出するものである。この直流母線電流は、電力変換器の交流出力電圧が低くなるほど、検出が難しくなるため、前半で交流出力電圧に補正電圧を加算し、出力電圧値自体を大きくして直流母線電流を検出するようにしている。また、後半にて、前半で加算した補正電圧を減算し、前半と後半との平均出力電圧に影響がないようにしている。
しかし、この技術を用いて交流電流を検出した場合には、トルク脈動の発生や、精度の劣化が生じる場合がある。補正電圧を加えることで、本来不要である電流変化が発生してしまい、この電流変化分が「誤差」となって電流検出値に影響し、結果的に、トルク脈動の発生や、トルク精度の劣化を引き起こす。特に、電動機のインダクタンスが小さい場合や、キャリア周波数の低い場合において、補正電圧による電流誤差が発生し易くなり、問題である。

加えて、前半及び後半の何れか一方のみの期間で直流母線電流を検出することで生じる電流検出値の偏りが問題点として挙げられる。この問題点は、直流母線電流の検出を時分割で行う場合に、前半と後半とでは検出のタイミングが異なることに起因している。つまり、ＰＷＭのスイッチングに起因して発生する電流リプルの値が２つのタイミングで異なるため、何れか一方のみの期間で電流を検出すれば偏りが生じてしまう。これは、特に電流リプルの大きい場合に顕著であり、前記した補正電圧による電流誤差を助長するため、問題である。
また、交流電流再現値の歪み補償については、非特許文献１による方法がある。しかし、この方法は補償演算を検出の度に行う必要があり、演算負荷の増大を招く恐れがある。非特許文献１には、演算負荷を低減した簡易的な補償法も同時に示されている。これは、検出のタイミングが三角波キャリア信号の最大値と最小値とに一致するタイミングに固定されている場合に限って適用可能であり、検出タイミングが異なる方式に対しては適用が困難である。

また、特許文献５による方法では、キャリア周波数の周期の整数分の１程度を「従属期間」と定義し、この期間内にて、直流母線電流の測定（検出）と補償とを行っている。この方式においても、特許文献４の技術と同様に、従属期間の中で、出力電圧の補正、修正と、直流母線電流の検出とを行っている。その結果として、電圧指令値に対しては従属期間の周期に一致した周波数成分を重畳することになり、交流電流にキャリア信号の周波数成分よりも低い周波数成分が発生する。この低い周波数成分は、キャリア周波数に対して整数分の１になるため、可聴域になる可能性が高い。例えば、インバータに備えられる半導体デバイスとしてはＩＧＢＴが広く用いられており、そのキャリア周波数の上限としては２０ｋＨｚ程度である。よって、その整数分の１であれば１０ｋＨｚ以下となり、可聴域になる。可聴域の成分は、電磁騒音となって耳障りな騒音となり、また、交流電流の周波数成分が、機械系の共振周波数に一致すれば、過大な振動が発生し、装置に不具合を起こさせる恐れもある。

そこで、本発明は、直流母線電流を高精度に検出しつつ、高調波成分を抑制することができる電力変換装置を提供することを課題とする。

前記課題を解決するため、本発明の電力変換装置は、三相交流信号と三角波キャリア信号とに基づいて、パルス幅変調波を生成するＰＷＭ制御部と、このパルス幅変調波によってスイッチング素子を駆動し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換器回路部と、この電力変換器回路部の直流入力側に、直流母線電流を検出して相電流を再現する電流検出部と、前記再現された相電流を用いて、前記三相交流信号を生成する電圧指令値作成部とを備える電力変換装置において、補正量が周期的に変化する補正信号を前記三相交流信号に加える電圧指令変更部をさらに備え、前記ＰＷＭ制御部は、前記電圧指令変更部の出力信号と、前記三角波キャリア信号とを比較するものであり、前記三角波キャリア信号が単調増加もしくは単調減少となる単位期間が３以上の奇数個分を電圧指令変更周期として、前記電圧指令変更周期内の奇数であるｎ個の前記単位期間の補正量のうち、１番目の補正量とｎ番目の補正量との大きさが、他の期間の補正量の大きさに対して、略１／２となることを特徴とする。

三角波キャリア信号の単調増加もしくは単調減少となる期間を単位期間とし、この単位期間が３以上連続する奇数個分の期間を一つの周期として、電圧指令値に補正量を加算することにより、直流母線電流に流れるパルス状電流の幅を広げ、高精度な電流検出が可能となる。また、三角波キャリア信号の周期の整数倍にはならない。このため、高調波成分が抑制され、電磁騒音の発生を低減することができる。

本発明によれば、直流母線電流を高精度に検出しつつ、高調波成分を抑制することができる。

（第１実施形態）
図１の構成図を用いて、本発明の第１実施形態について説明する。図１の電力変換装置１００は、直流電源１と、並列に接続された平滑コンデンサ２と、平滑コンデンサ２の両端電圧がシャント抵抗５を介して入力側に印加された電力変換器主回路部（電力変換器回路部）３と、電力変換器主回路部３の交流出力に接続された交流電動機４と、交流電動機４に取り付けられ、回転子角度信号θを出力する回転子位置センサ１２と、マイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と称す。）とを備える。

マイコン８は、シャント抵抗５に流れる直流母線電流ＩＤＣを入力し、相電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを再現する電流検出部６と、再現した相電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃと任意に外部から与えられる電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊とを入力し、回転子角度信号θに応じて第１の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を出力する電圧指令値作成部７と、第１の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊と電圧指令変更値ΔＶｕｃ、ΔＶｖｃ、ΔＶｗｃとを加算して、第２の電圧指令値Ｖｕｍ^＊、Ｖｖｍ^＊、Ｖｗｍ^＊を出力する電圧指令変更部８と、三相交流信号である第２の電圧指令値Ｖｕｍ^＊、Ｖｖｍ^＊、Ｖｗｍ^＊と三角波キャリア信号生成部９ａが生成した三角波キャリア信号とを比較することで、スイッチング信号を生成するＰＷＭ制御部９といった機能を備える。

電力変換器主回路部３は、スイッチング信号に基づいて半導体素子をスイッチングすることにより、三相交流電圧を出力し、三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが流れる。また、スイッチング信号は電流検出部６にも供されることで、直流母線電流ＩＤＣの検出タイミングを決定する。

まず、本実施形態の特徴構成である電圧指令変更部８について述べる。
電圧指令変更周期は、三角波キャリアの単調増加期間、あるいは、単調減少期間を一つの単位期間として、これらの連続した奇数個分（ｎ個分）の合計した期間を１周期と定める（図２（ａ）参照）。電圧指令変更周期には、ｎ個のキャリア周期の半周期期間があり、それらを特定するため、「ｋ番目の半周期期間」とする序数ｋを定義する（ｋ＝1，２，３，・・・，ｎ）。図２は、ｎ＝３の場合におけるタイミングチャートである。図２（ａ）は三角波キャリア信号の波形であり、図２（ｂ）は半周期期間の順番を示す序数ｋの時間変化であり、図２（ｃ）は電圧指令変更値ΔＶｕｃであり、図２（ｄ）は第１の電圧指令値Ｖu^＊、Ｖv^＊、Ｖｗ^＊、ならびに第２の電圧指令値Ｖum^＊、Ｖvm^＊、Ｖwm^＊である。

ＰＷＭ変調を行う最終的な電圧指令は、第２の電圧指令値Ｖum^＊、Ｖvm^＊、Ｖwm^＊であり、これを数式で表すと、次式となる。

また、電圧指令変更値は、式（２）に基づき、電圧指令変更周期の１周期で時間平均値をゼロ又は略ゼロとする。

これは、電圧指令値作成部７が出力する第１の電圧指令値Ｖu^＊、Ｖv^＊、Ｖw^＊と交流電動機４への印加電圧とに差異を生じさせないためである。
なお、図２（ｄ）では、Ｕ相のみに電圧指令変更値ΔＶucが加算されている例であり、Ｖ相とＷ相とに関しては、何も補正がなされず、Ｖ_ｖｍ ^＊＝Ｖ_Ｖ ^＊、ならびに、Ｖ_ｗｍ ^＊＝Ｖ_ｗ ^＊となっている。

次に、本実施形態において最も特徴のある電圧指令変更値の加算方法について述べる。説明の簡単化のため、Ｕ相のみに電圧指令変更値ΔＶucを加算するものとする。
まず、直流母線電流ＩＤＣの検出のために、第１の電圧指令値Ｖu^＊に対して、補正量ΔＥucを加算することがが必要であるものとする（ΔＥucの決定方法については、後記する）。

本実施形態では、ｎは奇数であることが重要であり、例としてｎ＝３とする。その場合、

として、電圧指令値を変更する。直流母線電流ＩＤＣの検出は、序数ｋ＝２の期間で行い、このときには、必要な補正電圧ΔＥucが加算される。この序数ｋ＝２におけるキャリア半周期を「フル電圧補正期間」とする。また、ΔＥuc／２が加算される序数ｋ＝１、ならびに、序数ｋ＝３の期間を「ハーフ電圧補正期間」とする。なお、序数ｋ＝２ではΔＥｕｃが必要となるが、序数ｋ＝１と序数ｋ＝３との補正電圧の合計が−ΔＥｕｃになればよく、厳密性は問われない。

特許文献４などの方式では、例えば、三角波の単調増加期間でΔＥucを加算して直流母線電流ＩＤＣを検出し、次の単調減少期間では、−ΔＥucを加えて（加算した分を減算して）、元の電圧指令からの誤差の発生を抑えるようにしている。本実施形態では、直流母線電流ＩＤＣ検出のため、補正電圧を加える点で特許文献４と一見同じにみえるが、この補正電圧を半分に分割し、分割された補正電圧を検出期間の前後にそれぞれ加算している点で相違する。

同様な考えから、ｎ＝５の場合には、

あるいは、

のように電圧指令変更値を与える。この場合、式（４）では、序数ｋ＝２、あるいは序数ｋ＝４にて、電流検出を行うことが可能であり、式（５)では、序数ｋ＝３にて電流検出を行うことが可能である。いずれも、電圧指令変更周期の開始時（序数ｋ＝１）と終了時（序数ｋ＝ｎ）とを「ハーフ電圧補正期間」とし、それ以外は「フル電圧補正期間」としている。

次に、本実施形態の効果について、図３を用いて説明する。
電圧指令変更部８で求めた第２の電圧指令値Ｖum^＊、Ｖｖm^＊、Ｖwm^＊に基づき、ＰＷＭ制御部９にて三角波比較によるＰＷＭ制御が行われる。図３（ｄ）に、ＰＷＭ制御を行った結果、直流母線電流ＩＤＣに発生する電流パルスを示す。
三角波キャリア信号と比較を行う三相電圧指令値に対し、値の大きい順に、電圧最大相、電圧中間相、電圧最小相と定義すると、図３では、
・電圧最大相→Ｕ相
・電圧中間相→Ｖ相
・電圧最小相→Ｗ相
となっている。なお、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の何れの相が電圧最大相、電圧中間相、あるいは電圧最小相であるかについては、交流位相によって６０度毎に変化する。

直流母線電流ＩＤＣには、電圧最大相の電流と、電圧最小相の電流とが時分割で発生することが知られている。三角波キャリア信号の単調増加期間では（図３（ａ））、電圧最小相の電流ＩＤＣ１が先に現れ、続いて電圧最大相の電流ＩＤＣ２が現れる（図３（ｄ））。単調減少期間では（図３（ａ））、その逆になり、電圧最大相の電流ＩＤＣ１が先に現れ、続いて電圧最小相の電流ＩＤＣ２が現れる。

図３の例では、ｎ＝３とし、Ｕ相にΔＶｕｃを加算し、Ｗ相にはΔＶｗｃを加算し、電圧指令値を変更している。この結果、序数ｋ＝２の期間で直流母線電流ＩＤＣのパルス幅が広がっていることがわかる。さらに、序数ｋ＝２のときの三角波キャリア信号が、単調増加と単調減少とで交互に入れ替わっていることがわかる（図３（ａ），（ｂ））。これは、電圧指令変更期間をキャリアの半周期間の「奇数個（図３では、ｎ＝３）」としているためである。この結果、直流母線電流ＩＤＣの検出時の三角波キャリア信号は、一義的でなくなり（「単調増加のときのみ、あるいは単調減少のときのみしか検出しない」ことを、一義的と云う）、バランスの取れた電流検出が可能となる。この結果、特許文献４のような不具合がなくなり、電流検出精度が大幅に向上する。

また、電圧指令変更周期は、ｎ＝３であれば、三角波キャリア周期の１．５倍であり、特許文献５のような整数倍にはならない。すなわち、キャリア周波数を２０ｋＨｚとすれば、電圧指令変更部８によって加えられる高調波成分は、１３．３ｋＨｚ（＝２０ｋＨｚ／１．５）の成分となる。この値は可聴域ではあるものの、人間の耳には聞こえ難くなり、静音効果が大きい。
さらにｎ＝５であれば、高調波成分は、８ｋＨｚ（＝２０ｋＨｚ／２．５）の成分となる。この値は可聴域で、人間の耳に聞こえるので静音効果は犠牲となる。しかし、装置の機械的な共振周波数が１３ｋＨｚ近傍にある場合を仮定すると、高調波成分の周波数をずらすことができ、装置の振動による不具合を回避することができる。
以上より、電圧指令変更部８によって加えられる高調波成分には、電圧指令変更周期を１周期とする周波数成分が重畳されている。この電圧指令変更周期の１周期をＴａとし、三角波キャリア信号の１周期をＴｃとし、ｎで表せば式（６）となる。

式（６）より、重畳される周波数成分をｆａとすれば、Ｔａの逆数になり、式（７）で示される。

なお、式（３）〜式（５）における補正量ΔＥucは、以下に示すように、特許文献４と同様の考え方で求めればよい。

直流母線電流ＩＤＣとして流れる電圧最大相電流と電圧最小相電流との電流パルス幅は、それぞれ、電圧中間相と指令値との差で定まる。この電流パルス幅を所定値以上の大きさを確保しないと、電流の検出ができなくなる。
ここでいう「所定値」とは、半導体素子のアーム短絡を防止するためのデッドタイム期間や、スイッチングに起因するリンギングが発生している期間、あるいは、Ａ／Ｄ変換器のサンプルホールド時間などを考慮した最小幅であり、ハード的な制約で決まると考えてよい。この電流検出可能な通流幅の最小値を最小パルス幅Ｔｐｗと定義する。

前記のように、電圧指令値の２相の差電圧が、必ず最小パルス幅Ｔｐｗに相当する電圧以上になるように補正を加えることで、電圧最大相、ならびに電圧最小相の電流は検出可能となる。よって、電圧指令変更値として加算される補正量ΔＥuc、ΔＥvc、ΔＥwcは、それぞれ、

の関係になる。各電圧指令値の差分が最小パルス幅Ｔｐｗに相当する電圧Ｖ（Ｔｐｗ）以上の大きさであれば、補正量を加える必要はない。
また、本実施形態の方法によれば、最大で２相の電流値しか得られないが、三相交流電動機の場合は、中性点電圧をオープンにするのが一般的であるため、キルヒホッフの第１法則により、式９の関係式を用いて残り１相の電流値を求めることができる。

また、電圧指令値作成部７は、従来の交流電動機制御に用いられる一般的な動作とする。すなわち、電圧指令値作成部７では、電流検出部６で求めた再現電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃと、任意に与えられる電流指令値Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊から、第１の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を出力する。ここにおける再現電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、固定子座標系の交流量であるため、一般的には回転座標変換（ｄｑ変換）を導入して、電流を直流量として扱い、電流指令値に追従させる電流制御を実現する。それら、電流制御器の出力をｄｑ逆変換することで、交流量である第一の電圧指令座標（回転座標）上の値を計算し、第１の電圧指令値Ｖu^＊、Ｖv^＊、Ｖw^＊を得る。
なお、交流電動機制御には、座標変換を行うため、位相情報が必要であり、同期電動機の場合は、回転子の位置センサが必須となる。また、図１に示すシャント抵抗５は、直流母線電流ＩＤＣを検出できればよいのであって、シャント抵抗５の代わりに直流電流センサ（ＤＣＣＴ）等であっても構わない。

図４を用いて、ｎ＝５とした場合の直流母線電流ＩＤＣの波形を説明する。図４（ａ）は三角波キャリア信号の波形であり、図４（ｂ）は序数ｋの時間変化であり、図４（ｃ）は電圧指令変更値ΔＶｕｃの波形であり、図４（ｄ）は直流母線電流ＩＤＣの波形である。直流母線電流ＩＤＣには、電圧最大相及び電圧最小相の交流電流にそれぞれ一致した電圧最大相パルスと電圧最小相パルスとが発生する。図４において、式（５）に基づき電圧指令変更値ΔＶｕｃを加算する。つまり、序数ｋ＝３で補正量ΔＥｕｃを加算することで、電圧最大相パルスのパルス幅を最小パルス幅Ｔｐｗに一致させている。図４（ｄ）より、最小パルス幅Ｔｐｗ以上となる電圧最大相パルス（符号１〜５）が５個（つまり、ｎ個）おきに現れ、直流母線電流ＩＤＣのパルス周波数に対しては１／ｎの周波数成分となる。また、電圧指令変更周期の１周期に、最小パルス幅Ｔｐｗ以上のパルス幅を持った電圧最大相パルスの個数は、ΔＶｕｃ＝ΔＥｕｃとなる個数に等しいので、式（４）の場合には２個、式（５）の場合には１個と変化する。
図４では、三角波キャリア信号の単調増加期間と単調減少期間とから、電圧最大相パルスと電圧最小相パルスとを判別して示した。しかし、電力変換器主回路部３の半導体素子のスイッチング状態を観測すれば、同様に判別することができる。

本実施形態によれば、三角波キャリア信号の単調増加もしくは単調減少となる期間を単位期間とし、この単位期間が３以上連続する奇数個分の期間を一つの周期として、電圧指令値に補正量を加算する。これにより、直流母線電流ＩＤＣのパルス幅が長くなり、高精度な電流検出が可能となる。すなわち、直流母線電流検出センサのみを用いても、電流検出精度を向上できるため、正確な位置推定が可能であり、従来にないトルク精度が実現できる。また、三角波キャリア信号の周期の整数倍にはならないので、電磁騒音の発生を低減することができる。さらには、加算した単位期間の前後の単位期間で電圧指令値の補正量の１／２を減算することにより、全期間の補正量が平均化される。

（第２実施形態）
図５の構成図を用いて、本発明の第２実施形態について説明する。図５において、電力変換装置１１０は、第１実施形態の電力変換装置１００の構成に対して、回転子位置センサ１２を削除し、代わりに交流電動機４の回転子位置を推定する回転子位置推定演算部１０を追加したものである。

回転子位置推定演算部１０は、電動機電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現した再現電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを入力として回転子位置の推定演算を行い、回転子推定位置の位相信号θｃを出力する。回転子位置推定演算は、第１の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊、交流電動機４の内部抵抗やインダクタンスなどのモータ定数値を用いて演算する。電圧指令値作成部７は、回転子位置推定演算部１０から回転子推定位置の位相信号θｃを得ることで、電力変換器主回路部３の交流出力の位相を定め、回転子座標系と固定子座標系との相互変換を行う。位置センサレス制御は、交流電動機４の電流に基づいて位置推定を行うため、検出電流の精度が極めて重要である。

（第３実施形態）
図６の構成図を用いて、本発明の第３実施形態について説明する。図６において、電力変換装置１２０は、第２実施形態の電力変換装置１１０の構成に速度制御部１１を追加し、速度制御系を構成している。速度制御部１１は、回転子位置推定演算部１０の出力である速度推定値ωｃと任意に与えられる速度指令値ω１^＊を入力として、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を出力する。速度推定値ωｃは、回転子位置推定演算部１０で演算した回転子推定位置の位相信号θｃの微分値となる。速度制御部１１は、速度指令値ω１^＊と速度推定値ωｃとを比較して、速度制御を行う。

また、速度制御系を構成する場合には、交流電動機４に取り付けた回転子位置センサ１２（図１参照）から得られる回転子位置の回転子角度信号（位相信号）θを検出し、この回転子角度信号θを微分して得られる速度検出値ωｒを速度推定値ωｃの代わりに用いてもよい。本実施形態では、電流の検出精度の向上によってトルク精度が改善されるので、速度制御系の構成においても速度の追従性が向上する。その結果、従来にない速度制御応答を実現できる。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態について説明する。本実施形態の構成は、図１に示す第１実施形態と同様の構成であるが、異なる点は電圧指令値作成部７にある。第１実施形態における第１の電圧指令値は、３相の電圧指令値を三角波キャリア信号と比較することで、電力変換器主回路部３の半導体素子を３相すべてスイッチングする変調方式に基づいている。しかし、この変調方式では半導体素子のスイッチング損失が３相分発生する課題があり、高効率な運転の妨げになる場合がある。そこで、スイッチング回数を減らすことで損失を低減する二相変調方式が、一般に知られている。二相変調方式とは、１相の上アーム又は下アームをオンとし、残り２相をスイッチングすることで、スイッチング損失を低減し、高効率な運転を可能にする方式である。本実施形態では、電圧指令値作成部７において、二相変調方式に基づく第１の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊を作成することとした。

本実施形態における第１の電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊のうち１相が三角波キャリア信号の振幅値と一致することで、その相はスイッチングしない。このことから、直流母線電流ＩＤＣのパルス電流の波形が第１実施形態に対し変化している。図７に、スイッチングしない相を電圧最小相と定め、ｎ＝５の場合における直流母線電流ＩＤＣの波形を示す。図７（ａ）は三角波キャリア信号の波形であり、図７（ｂ）は序数ｋの時間変化であり、図７（ｃ）は電圧指令変更値ΔＶｕｃであり、図７（ｄ）は直流母線電流ＩＤＣである。図７において、電圧最大相はＵ相であり、電圧最大相パルスを検出することを考え、ΔＶｕｃは式（５）に基づき定める。

図７に示す直流母線電流ＩＤＣの波形より、電圧最小相パルスは、単調増加期間と単調減少期間とを跨って発生している様子が分かる。それに対して、電圧最大相パルスは、各期間に１個のパルスが発生している。電圧最大相パルスは、序数ｋ＝３で補正量ΔＥｕｃを加算することで、パルス幅をＴｐｗとしている。図より、最小パルス幅Ｔｐｗ以上となる電圧最大相パルスが５個、つまり、ｎ個おきに発生する点は第１実施形態に同じであるが、直流母線電流ＩＤＣのパルス周波数に対しては２／ｎの周波数成分となる。また、電圧指令変更周期の１周期に発生するＴｐｗ以上のパルス幅を持った電圧最大相パルスの個数は、図７（ｄ）では符号１の１個である。この個数はΔＶｕｃ＝ΔＥｕｃとなる個数に等しいので、ΔＶｕｃを式（４）に基づいて定めた場合には２個となる。

また、電圧指令変更部８によって加えられる高調波成分には、電圧指令変更周期を１周期とする周波数成分が重畳される。これは第１実施形態と同様である。よって、本実施形態においても、式（７）に示す高調波成分が重畳されている。
なお、本実施形態は、電圧指令値作成部７の変調方式が第１実施形態と異なるだけであり、構成は同一である。よって、本実施形態の方式は、第２実施形態及び第３実施形態で示した構成についても適用可能である。

（変形例）
本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。
（１）前記各実施形態は、直流電圧を三相交流電圧に変換したが、三相交流電圧を直流電圧に変換する回路に適用することができる。この場合には、出力側の直流電流を検出して、入力側の相電流を電流検出部が再現することになる。なお、交流電圧を直流電圧に変換する回路は、例えば、特開２００６−６７７５４号公報に記載されている。

本発明の第１実施形態における構成図である。 本発明の第１実施形態の電圧指令値の変更方法に関する説明図である。 本発明の第１実施形態の電圧指令値と直流母線電流の関係図である。 本発明の第１実施形態の最小パルス幅を持つ直流母線電流パルスの発生に関する説明図である。 本発明の第２実施形態における構成図である。 本発明の第３実施形態における構成図である。 本発明の第４実施形態における電圧指令値の変更方法に関する説明図である。

符号の説明

１ 直流電源
２ 平滑コンデンサ
３ 電力変換器主回路部（電力変換器回路部）
４ 交流電動機
５ シャント抵抗
６ 電流検出部
７ 電圧指令値作成部
８ 電圧指令変更部
９ ＰＷＭ制御部
９ａ 三角波キャリア信号生成部
１０ 回転子位置推定演算部
１１ 速度制御部
１２ 回転子位置センサ
１００，１１０，１２０ 電力変換装置

Claims (8)

1. 三相交流信号と三角波キャリア信号とに基づいて、パルス幅変調波を生成するＰＷＭ制御部と、このパルス幅変調波によってスイッチング素子を駆動し、直流電圧を三相交流電圧に変換する電力変換器回路部と、この電力変換器回路部の直流入力側に、直流母線電流を検出して相電流を再現する電流検出部と、前記再現された相電流を用いて、前記三相交流信号を生成する電圧指令値作成部とを備える電力変換装置において、
   補正量が周期的に変化する補正信号を前記三相交流信号に加える電圧指令変更部をさらに備え、
   前記ＰＷＭ制御部は、前記電圧指令変更部の出力信号と、前記三角波キャリア信号とを比較するものであり、
   前記三角波キャリア信号が単調増加もしくは単調減少となる単位期間が３以上の奇数個分を電圧指令変更周期として、前記電圧指令変更周期内の奇数であるｎ個の前記単位期間の補正量のうち、１番目の補正量とｎ番目の補正量との大きさが、他の期間の補正量の大きさに対して、略１／２となることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記三相交流信号の補正量は、
   前記電圧指令変更周期内の奇数個の補正量のうち、少なくとも１つが、
   前記直流母線電流に生じるパルス状電流の通流期間を所定値以上の幅に確保するものであることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記パルス状電流の通流期間を確保する所定値以上の幅は、
   前記電力変換器回路部を構成する半導体素子のスイッチングに起因するリンギング期間と、前記直流母線電流を検出するためのサンプルホールド期間とを合計したパルス幅であることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記電圧指令変更周期におけるｎ個の補正量に対して、
   ｛（ｎ＋１）／２｝番目の前記単位期間の補正量が、前記所定値以上の補正量である
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
5. 前記電流検出部で再現された相電流に基づいて、前記電力変換器回路部の出力の三相電流を制御することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記再現した相電流を入力として、前記三相交流電圧によって駆動される交流電動機の回転子位置を推定する回転子位置推定演算部を備え、
   推定された前記回転子位置により前記三相交流電圧の位相を決定する
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記電力変換器回路部の交流側に発生する高調波成分として、前記パルス幅変調波の平均的なパルス周波数と、このパルス周波数の１／ｎの周波数成分とが含まれることを特徴とする請求項１乃至請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換器回路部は、三相のうちの任意の一相のスイッチング動作を停止する間、他の二相がスイッチング動作を行うものであり、
   前記電力変換器回路部が交流側に発生する高調波成分として、前記パルス幅変調波の平均的なパルス周波数と、このパルス周波数の２／ｎの周波数成分とが含まれることを特徴とする請求項１乃至請求項６に記載の電力変換装置。

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