JP3780481B2 - モータ制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置に係り、特に、入力電力を直流電力に変換する電力変換回路と直流電力を交流電力に変換する電力変換回路を用いて交流モータを制御するに好適なモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流モータを制御するためのモータ制御装置として、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、コンバータの出力電力を交流電力に変換するインバータと、コンバータの電力変換動作を制御する制御回路と、インバータの電力変換動作を制御する制御回路とを備えたものが知られている。この種のモータ制御装置においては、コンバータとインバータをマイコン（マイクロコンピュータ）を用いて制御する手法が採用されている。例えば、特開昭６２−１６３５７９号公報に記載されているように、ワンチップマイコンに内蔵されて高速にパルスパターンを出力するポートを用いて、コンバータとインバータのＰＷＭ制御をそれぞれ独立に効率良く行うようにしたもの提案されている。
【０００３】
この従来技術では、コンバータとインバータのＰＷＭ制御をそれぞれ１つずつのワンチップマイコンで構成された制御回路で行っている。そのため、例えば、インバータを制御するマイコンからコンバータを制御するマイコンに対して直流電圧の指令値を転送するような場合には、インバータを制御するマイコンのメモリに直流電圧の指令値を一旦保存し、保存した指令値をシリアルコミュニケーションインターフェイスなどの外部通信手段を介して、コンバータを制御するマイコンに通信する必要がある。コンバータとインバータを制御するに際して２つのマイコンを用い、マイコン間で通信手段を介してデータの授受を行う方法では、マイコンに内蔵されたメモリのデータを参照する方法に比べて、通信手段の転送速度の影響を受けてマイコン間のデータ転送の速度が遅くなる。
【０００４】
そこで、コンバータとインバータを１つのマイコンを用いて制御するようにしたものとして、例えば、特許第３，０３４，８９５号に記載されているように、２組の電力変換器を一括してパルス幅制御するようにした電力変換器システムが提案されているとともに、特開平５−３００７９３号公報に記載されているように、空気調和機の力率を向上させて高調波電流を低減するようにしたものが提案されている。しかし、これら従来技術では、２つの電力変換器を１つのマイコンを用いて制御しているが、電力変換器の動作に制限がある。
【０００５】
具体的には、前者のものでは、コンバータとインバータを独立して制御するために、コンバータとインバータにそれぞれ出力するＰＷＭパルス信号のパルス幅を決定するパルス幅制御部と、このパルス幅制御部によって生成されるＰＷＭパルス信号を外部に出力する出力ポート部とを備えて構成されているが、コンバータとインバータにそれぞれＰＷＭパルス信号を出力するのに同期させることが必要である。
【０００６】
一方、後者のものでは、１つのマイコンによってインバータとコンバータを制御し、入力電力の力率の改善と、高調波電流の低減を図るようにしているが、マイコンには入力交流電流のゼロクロス信号と入力電流の瞬時値のみが入力されており、コンバータの制御に注目した構成となっている。すなわち、モータの回転速度に関する情報は入力されておらず、インバータとコンバータとを協調して制御することについては配慮されていない。
【０００７】
なお、この種の技術に関連するものとして、特開２００１−３０９６６６号公報に記載されているものが挙げられるが、この従来技術においては、コンバータとインバータとを１つのマイコンを用いて制御したり、コンバータとインバータとを１つのマイコンを用いて協調制御することについては何ら配慮されていない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術においては、コンバータとインバータを１つのマイコンを用いて制御するに際して、インバータとコンバータを独立に制御するとともにインバータとコンバータとを協調制御することについては十分に配慮されていない。
【０００９】
すなわち、電源の高調波ノイズを抑制するためには、コンバータのキャリア周波数は速く（高く）することが望ましく、スイッチング損失を減らすためには、インバータのキャリア周波数としては必要以上に高くしないことが望ましい。さらに、モータを低速回転から高速回転まで制御する場合、低速回転時にはコンバータの出力を一定にし、インバータの出力を徐々に高くし、インバータの出力が設定値に達した後はコンバータの出力を可変にするといった協調制御が必要となる。
【００１０】
ところが、前記従来技術のように、ワンチップマイコンに、タイマ、連想メモリ、比較部、出力ポートを設け、タイマによる時刻と連想メモリ内の設定時刻とを比較し、両者が一致したときに比較部から出力ポートにトリガを出力し、出力ポートから各電力変換装置にパルスパターンを出力する構成では、タイマが１つしか存在しないため、コンバータとインバータを駆動するためのＰＷＭパルス信号の周波数を同一周波数にすることが余儀なくされる。
【００１１】
コンバータとインバータを独立に制御するとともにコンバータとインバータを協調制御するためには、コンバータとインバータを制御するのに必要な電圧や電流に関する情報を独立に取り込むとともに、コンバータとインバータに対して独立にＰＷＭパルス信号を出力できることなどが必要である。
【００１２】
本発明の課題は、単一の制御回路を用いて２組の電力変換回路をそれぞれ独立に制御するとともに協調制御することができるモータ制御装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明は、スイッチング素子を用いて交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力に接続され前記第１の電力変換回路の出力である直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子を有する第２の電力変換回路と、前記第１及び第２の電力変換回路のスイッチング素子を制御するパルス信号を出力する制御回路とを有するモータ制御装置を対象とする。特に、前記制御回路は、前記第１の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第１の入力手段と、前記第２の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第２の入力手段と、前記第１の電力変換回路を制御する第１のパルス信号を出力する第１の出力手段と、前記第２の電力変換回路を制御する第２のパルス信号を出力する第２の出力手段と、前記第１の入力手段での受付けるタイミングと、前記第１の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第１のタイマと、前記第２の入力手段での受付けるタイミングと、前記第２の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第２のタイマと、前記第１の入力手段で受付けた値から第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を算出する第１の制御手段と、前記第２の入力手段で受付けた値から第２の電力変換回路の出力電圧指令値を算出する第２の制御手段とを有し、前記制御回路は、単一の半導体集積回路からなることを特徴とする。
【００１４】
前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧と第 1 の電力変換回路に入力される電源電圧とのうちの少なくとも一つの値を受付け、前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けるものとすることができる。
【００１５】
また、前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧を受付け、前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けるものとすることができる。
【００１６】
また、前記第１のタイマ及び前記第２のタイマは、第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を制御するとともに、それぞれ独立に任意のタイミングで第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を変更できるようにすることが好ましい。
【００１７】
また、第１のパルス信号は、第２のパルス信号よりも速い周波数であることが好ましい。
【００１８】
また、前記第１のタイマは前記第１のパルスを出力し、前記第２のタイマは前記第２のパルスを出力するものである。
【００１９】
また、前記第１の入力手段及び第２の入力手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとすることができる。
【００２０】
また、前記第１の制御手段は、第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を前記第１の入力手段から入力される入力値を基に算出し、前記オンオフの比率を持つ第１のパルス信号を第１のタイマによって作成し、第１の電力変換回路はこの第１のパルス信号にしたがってスイッチングすることで、第１の電力変換回路に流れる入力交流電流が第１の電力変換回路に入力される電源電圧の位相に同期した波形に整形することを特徴とする。
【００２１】
また、第２の電力変換回路の出力電圧指令値をメモリを介して第１の電力変換回路の出力直流電圧の指令値とすることができる。
【００２２】
また、第１の電力変換回路、第２の電力変換回路及び制御回路は１つのパッケージに収納して構成することができる。
【００３０】
前記した手段によれば、第１の電力変換回路を第１の制御手段によって制御し、第２の電力変換回路を第２の制御手段によって制御しているため、各電力変換回路を独立に制御することができる。また、記憶手段を介して第１の制御手段と第２の制御手段との間で情報の授受を行えば、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を第１の制御手段と第２の制御手段によって協調制御することができる。
【００３１】
また、第１の出力手段と第２の出力手段から独立に任意のタイミングでパルス信号を出力することができるため、２つの電力変換回路のスイッチング周波数を任意の周波数に設定することができる。さらに、第１の出力手段と第２の出力手段はそれぞれ独立のタイマを備えており、各タイマの周波数を任意に設定したり、各タイマを個別に起動・停止することが可能である。
【００３２】
また、第１の制御手段と第２の制御手段は記憶手段とともに単一の半導体集積回路で構成され、メモリを共有しているため、データの転送、情報の交換を容易に行うことができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明に係るモータ制御装置の基本構成図である。図１において、モータ制御装置はワンチップマイコン（マイクロコンピュータ）で構成された制御回路１と、交流電力または直流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２と、コンバータ回路２の出力による直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を制御対象としてのモータに出力するインバータ回路３を備えて構成されている。
【００３４】
制御回路１、コンバータ回路２、インバータ回路３は、図２に示すように、１つのパッケージ４内に収納されてモジュー化されている。パッケージ４内にはアルミ基板５が配置されており、アルミ基板５上には、コンバータ回路２のスイッチング素子、インバータ回路３のスイッチング素子や整流素子が実装されているとともに、サブ基板５ａが実装されており、サブ基板５ａには制御回路１を構成するワンチップマイコン１ａが実装されている。すなわち、アルミ基板５上に、スイッチング素子などを有するパワー系と、ワンチップマイコン１ａからなる制御系とを分離して配置し、制御系がパワー系から発生するノイズの影響を受けないようにしている。
【００３５】
なお、アルミ基板５上のスイッチング素子としては、パッケージ品に限らず、ベアチップを実装することも可能である。また、パワー系のスイッチング素子と制御系のワンチップマイコン１ａとの間にシールド板などを配置することで、単一のアルミ基板上にパワー系のスイッチング素子などとともに、制御系のワンチップマイコン１ａを実装することも可能である。
【００３６】
次に、本発明に係るモータ制御装置の第１実施形態を図３にしたがって説明する。
【００３７】
コンバータ回路２は、第１の電力変換回路として整流回路２１、昇圧チョッパー回路２２、ドライバ回路２３、リアクトル２４、ダイオード２５、第１のスイッチング素子としてのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）２６、平滑コンデンサ２７、入力電流検出器４１、出力電圧検出器４２を備えて構成されており、整流回路２１の交流入力側が交流電源７１に接続されている。このコンバータ回路２においては、交流電源７１からの交流電圧を整流し、整流された電圧を昇圧チョッパー回路２２によって昇圧し、昇圧された電圧を平滑コンデンサ２７で平滑化してインバータ回路３に出力するようになっている。この場合、第１のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号４５がドライバ回路２３で増幅されてＩＧＢＴ２６がオンになったときに、リアクトル２４を介してＩＧＢＴ２６に電流を流してリアクトル２４にエネルギーを蓄積し、そのあとＩＧＢＴ２６がオフしたときに、入力電流を強制的にダイオード２５を介して流すことで、直流電圧を昇圧するとともに入力電流の波形整形を行うようになっている。ＩＧＢＴ２６のオン時間およびオフ時間は、昇圧チョッパー回路２６に入力される入力電流および平滑コンデンサ２７両端の電圧を基にコンバータ制御回路１１０で決定されるようになっている。
【００３８】
インバータ回路３は、第２の電力変換回路として、複数のＩＧＢＴ３１、３２、複数のダイオード３１ａ、３２ａ、ドライバ回路３３、モータ電流検出器５１を備えて構成されており、ＩＧＢＴ３１、３２のエミッタ・コレクタ間にダイオード３１ａ、３２ａが逆並列接続されている。各ＩＧＢＴ３１、３２は、第２のスイッチング素子として構成されているとともに、各ＩＧＢＴ３１はそれぞれＷ相、Ｖ相、Ｕ相の上側アームを構成し、各ＩＧＢＴ３２はＷ相、Ｖ相、Ｕ相の下側アームを構成するようになっている。そして各ＩＧＢＴ３１と各ＩＧＢＴ３２との接続点がそれぞれ永久磁石モータ７２に接続されている。
【００３９】
この永久磁石モータ７２は、例えば、ロータが永久磁石で構成され、このロータの周囲に交流磁界を形成するための巻線が複数個配置され、各巻線がＩＧＢＴ３１とＩＧＢＴ３２との接続点に接続されている。
【００４０】
インバータ回路３は、第２のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号５８をドライバ回路３３で増幅し、増幅されたＰＷＭパルス信号を各ＩＧＢＴ３１、３２に印加し、各ＩＧＢＴ３１、３２がスイッチング動作することに伴って、コンバータ回路２の出力電力を、指定の電圧および周波数の交流電力に変換し、変換した交流電力を永久磁石モータ７２に印加するように構成されている。この場合、直流回路に流れる電流をシャント抵抗によるモータ電流検出器５１によって検出し、検出した直流電流をモータ電流として制御回路１に出力するようになっている。
【００４１】
制御回路１は、入力電流検出器４１の検出電流と出力電圧検出器４２の検出電圧および永久磁石モータ７２を制御するための指令を基にＰＷＭパルス信号４５を生成し、生成したＰＭＷパルス信号４５にしたがってＩＧＢＴ２６をスイッチング制御するためのコンバータ制御回路１１０と、モータ電流検出器５１の検出電流および永久磁石モータ７２を制御するための指令を基にＰＷＭパルス信号５８を生成し、生成したパルス信号５８にしたがってＩＧＢＴ３１、３２のスイッチング動作を制御するためのインバータ制御回路１２０と、ＰＷＭパルス信号４５、ＰＷＭパルス信号５８の生成に関連する情報を記憶するとともにモータを制御するための指令、例えば、回転数指令や直流電圧指令値などを記憶する記憶手段としてのメモリ１１とを備え、単一の半導体集積回路（ワンチップマイコン）で構成されている。
【００４２】
コンバータ制御回路１１０は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１、コンバータ演算回路１１２、ＰＷＭタイマユニット１１３を備えて構成されている。Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１には、交流電源７１の電圧の位相または波形を検出する検出器の検出出力の代わりに、昇圧チョッパー回路２２に入力される入力電流を検出する入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓが入力されているとともに、出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄがそれぞれ入力されている。すなわち、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１は、ＩＧＢＴ２６のスイッチング動作によって影響される電気信号として、コンバータ回路２から、入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄを入力する第１の入力手段として構成されている。この入力タイミングはＰＷＭタイマユニット１１３からの割り込み指令で指定されるようになっている。すなわち、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１は、ＰＷＭタイマユニット１１３から出力されるＰＷＭパルス信号４５に同期して任意の時間に起動し、入力したアナログ信号を（入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄ）をそれぞれデジタル信号に変換してコンバータ演算回路１１２に出力するようになっている。
【００４３】
コンバータ演算回路１１２は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１から入力された入力電流、直流電圧、メモリ１１に記憶された情報、例えば、直流電圧指令値を基にＰＷＭパルス信号４５のパルス幅に関連する第１の指令値としての通流率ｄを演算する第１の演算手段として構成されており、通流率ｄに関する演算値をＰＷＭタイマユニット１１３に出力するようになっている。
【００４４】
具体的には、コンバータ演算回路１１２は、図４に示すように、メモリ１１に記憶された直流電圧指令値Ｅｄ＊と出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄとの偏差ｅを算出する演算器２０１と、偏差ｅを０に抑制するための比例積分演算を行って電流制御ゲインＫｐを算出する比例積分補償器（ＰＩ補償器）２０２と、入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと電流制御ゲインＫｐとを乗算する乗算器２０３と、最大通流率（１＝１００％）から乗算器２０３の出力を減算して通流率ｄを算出する減算器２０４とから構成されている。
【００４５】
すなわち、コンバータ演算回路１１２においては、次の（１）式にしたがって通流率ｄを算出するようになっている。
【００４６】
ここで、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を決定する通流率ｄは、ＩＧＢＴ２６のオン時間の比率として、電流制御ゲインＫｐ、入力電流Ｉｓを用いて、次の（１）式で表される。
【００４７】
【数１】
電流制御ゲインＫｐおよび通流率ｄに対する条件は、Ｋｐ＞０、０≦ｄ≦１である。このように、通流率ｄを定義すると、コンバータ回路２に流入する入力電流は、次の（２）式で表される。
【００４８】
【数２】
ここで、Ｅｄは直流電圧、Ｖｍは交流電源７１の振幅、ωは交流電源７１の角周波数である。
【００４９】
（２）式から、入力電流Ｉｓは、交流電源に比例しているので、交流電源に同期した正弦波波形になることが分かる。さらに、電流制御ゲインＫｐを変化させることで、入力電流Ｉｓの大きさを変えることができる。入力電流Ｉｓの大きさが決まれば、それに応じてコンバータ回路２の出力電流が決定される。このことから直流電圧指令値Ｅｄ＊と直流電圧Ｅｄとの偏差ｅにしたがって電流制御ゲインＫｐを算出すれば、直流電圧Ｅｄを制御することができる。
【００５０】
ＰＷＭタイマユニット１１３は、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅に関連する第１の指令値としての通流率ｄと第１の基準値としての基準三角波信号（キャリア信号）とを比較し、この比較結果に応じたパルス幅のＰＷＭパルス信号４５を生成する第１のパルス信号生成手段として構成されている。この場合、ＰＷＭタイマユニット１１３は第１のタイマを備え、このタイマの起動によりＰＷＭパルス信号４５を出力するとともに、ＰＷＭパルス信号４５の出力に同期して、例えば、基準三角波信号の頂点のタイミングに同期して割込み指令をＡ／Ｄ変換器ユニット１１１に出力するようになっている。また、ＰＷＭタイマユニット１１３においてＰＷＭパルス信号４５を生成するに際しては、基準三角波信号と通流率ｄとを比較する際に、比較する基準を逆にすることにより、最大通流率より乗算器２０３の出力を減じる減算器２０４を省略することもできる。
【００５１】
本実施形態におけるコンバータ回路２を、コンバータ制御回路１１０を用いて制御するに際しては、基準となる正弦波波形（正弦波信号）を使用することなく、言いかえれば、交流電源７１の電圧の位相または波形を検出器で検出する代わりに、入力電流検出器４１で電源電圧に同期した入力電流Ｉｓを検出し、検出した入力電流Ｉｓを基に通流率ｄを求めているため、電源電圧に同期した正弦波になるようにＩＧＢＴ２６を制御し、力率の改善を図ることができる。すなわち、入力電流を、電源電圧と同期した電流であって、電源電圧と同位相の正弦波状としているため、電源の高調波を低減することができるとともに力率を約１に制御することができる。
【００５２】
ここで、入力電流の波形を正弦波状として力率を約１とする制御だけでなく、入力交流電流の通電角を広げることで、力率を１に近づける制御を行うこともできる。すなわち、ＩＧＢＴ２６をオンオフ制御しないときには、コンバータ回路２の出力電流の通電角（電流が実際に流れている期間）は狭くなるが、ＩＧＢＴ２６をオンすることで、通電角を広げることができ、通電角を広げることで、コンバータ回路２の出力が正弦波状に近づき、力率を１に近づけることができる。
【００５３】
なお、入力電流検出器４１を用いる代わりに、電源電圧の位相もしくは波形を検出する検出器を用いることも可能であるが、この検出器を用いた場合、基準波形生成回路と、電流制御ループを付加する必要があるため、全てをデジタル化するときにマイコンへの負担が大きくなり、より高速の制御素子が必要となる。さらに、電源電圧の変動やノイズが直接電流指令値となるためにノイズに弱くなる。
【００５４】
このため、本実施形態においては、交流電源の電圧の位相または波形を検出する検出器の代わりに、入力電流検出器４１を用いているため、電流制御ループがない簡単な回路で構成することができる。これにより、ワンチップマイコンによりデジタル制御化が容易となり、モータ制御との同一処理が可能となる。さらに、単一の半導体集積回路内で演算を行うので、ノイズによる影響を低減できる。
【００５５】
一方、インバータ制御回路１２０は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１、インバータ演算回路１２２、ＰＷＭタイマユニット１２３を備えて構成されている。
【００５６】
Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１は、ＩＧＢＴ３１、３２のスイッチング動作によって影響される電気信号として、インバータ回路３からモータ電流検出器５１の検出電流を入力する第２の入力手段として構成されている。すなわち、本実施形態においては、モータ電流を直接検出する代わりに、直流電流からモータ電流を再現するために、モータ電流検出器５１の検出による直流電流がＡ／Ｄ変換器ユニット１２１に入力されており、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１に入力されたアナログ信号（モータ電流検出器５１の検出電流）はデジタル信号に変換されてインバータ演算回路１２２に入力されるようになっている。この場合、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１においては、ＰＷＭタイマユニット１２３からの割込み指令に応答して順次直流電流を入力してデジタル信号に変換するようになっている。
【００５７】
インバータ演算回路１２２は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１の出力信号とメモリ１１に記憶された指令（指令値）などの情報を基にＰＷＭパルス信号５８のパルス幅の生成に関連する第２の指令値としての３相の電圧指令値を演算する第２の演算手段として構成されている。本実施形態におけるインバータ演算回路１２２においては、直流電流からモータ電流を再現する演算と再現されたモータ電流を用いたベクトル制御演算を行って３相の電圧指令値を求めるようになっている。このベクトル制御演算は永久磁石モータ７２に流れる電流を界磁成分とトルク成分とに分離して演算し、永久磁石モータ７２の正弦波駆動を実現している。
【００５８】
また、本実施形態では、シャント抵抗で構成されたモータ電流検出器５１の検出による直流電流からモータ電流を再現し、ベクトル制御演算を行うことで、永久磁石モータ７２の磁極位置を検出することなく、永久磁石モータ７２を正弦波駆動することとしている。
【００５９】
具体的には、インバータ演算回路１２２は、図５に示すように、モータ電流検出器５１の検出による直流電流をＡ／Ｄ変換して得られたデジタル信号５５からモータ電流を再現するモータ電流再現演算ブロック３００と、３相軸からｄ／ｑ軸へ座標変換する３φ／ｄｑ変換ブロック３０１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０２と、電圧指令演算ブロック３０３と、ｄ／ｑ軸から３相軸へ座標変換するｄｑ／３φ変換ブロック３０４と、磁極位置推定ブロック３０５と、磁極位置推定ブロック３０５の推定による誤差Δθｃと指令値０との偏差を求める減算器３０６と、減算器３０６の出力による偏差に対して比例積分演算を行って角速度誤差Δωｃを求めるＰＩ補償器３０７と、ＰＩ補償器３０７の出力による角速度誤差Δωｃと回転角速度指令値ω＊とを加算する加算器３０８と、加算器３０８の出力を積分して磁極位置θｃを算出する積分器３０９とを備えて構成されている。このインバータ演算回路１２２は、３相のモータ電流を再現するモータ電流再現部と、永久磁石モータ７２の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、ベクトル演算を行うベクトル演算部に大別することができ、以下各部について説明する。
【００６０】
まず、モータ電流再現部としてのモータ電流再現演算ブロック３００は、モータ電流検出器５１の検出による直流電源をＡ／Ｄ変換して得られたデジタル信号５５を基に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現するに際して、図６に示すように、モータ電流検出器５１の検出による直流電流Ｉｄｃのうち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかの相の上アームＩＧＢＴ３１と他の相の下アームＩＧＢＴ３２がオンしている期間の電流を観測し、観測した電流を基に３相のモータ電流を再現できるように構成されている。なお、図６には、基準三角波、各相（Ｖ相、Ｗ相、Ｕ相）の電圧指令信号５６、各相のインバータ駆動信号（ＰＷＭパルス信号）、モータ電流検出器５１の検出による直流電流Ｉｄｃの関係を示している。同図では、インバータ駆動信号はＨｉｇｈレベルで上アームがオンになり、Ｌｏｗレベルで下アームがオンになることを表わしている。ＩＧＢＴ３１および３２に対する駆動信号（ＰＷＭパルス信号５８を増幅して得られた信号）にしたがってＩＧＢＴ３１、３２を順次駆動すると、インバータ回路３には直流電流Ｉｄｃが流れる。この場合、Ｗ相のみの下アームがオンとなっていて、Ｕ相とＶ相の上アームがオンしている区間ＡおよびＤにおいて、逆極性のＷ相モータ電流を観測することができる。また、Ｖ相とＷ相の下アームがオンしていて、Ｕ相のみの上アームがオンしている区間ＢおよびＣにおいては、同極性のＵ相のモータ電流を観測することができる。このように、それぞれの区間の直流電流Ｉｄｃを観測し、各区間の直流電流を組合わせることで、３相のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現することができる。再現したモータ電流は磁極位置の推定やベクトル演算に用いられる。
【００６１】
再現されたモータ電流は、３φ／ｄｑ変換ブロック３０１に入力される。３φ／ｄｑ変換ブロック３０１は、モータ電流として再現された３相の交流電流を磁極位置θｃにしたがってｄ軸電流およびｑ軸電流に座標変換し、座標変換されたｄ軸電流Ｉｄｃおよびｑ軸電流Ｉｑｃをそれぞれ磁極位置推定ブロック３０５に出力するとともに、ｑ軸電流Ｉｑｃをローパスフィルタ３０２に出力する。ローパスフィルタ３０２はｑ軸電流Ｉｑｃの高周波成分を取り除いてｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊として電圧指令演算ブロック３０３に出力する。電圧指令演算ブロック３０３は、ローパスフィルタ３０２の出力によるｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊と、上位制御系から得られるｄ軸電流指令値Ｉｄｃ＊と回転角速度指令値ω＊を基に、次の（３）式にしたがってベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を算出し、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊をそれぞれ磁極位置推定ブロック３０５とｄｑ／３φ変換ブロック３０４に出力する。
【００６２】
【数３】
ここで、Ｒ１は、永久磁石モータ７２の一次巻線抵抗値、Ｌｄはｄ軸のインダクタンス、Ｌｑはｑ軸のインダクタンスである。
【００６３】
ｄｑ／３φ変換ブロック３０４においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊とを入力し、各入力した指令値を基に３相の電圧指令値（正弦波の電圧指令値）を第２の指令値としてＰＷＭタイマユニット１２３に出力する。
【００６４】
次に、永久磁石モータ７２の磁極位置推定部について説明する。磁極位置推定ブロック３０５は、３φ／ｄｑ変換ブロック３０１の出力によるｄ軸電流Ｉｄｃ、ｑ軸電流Ｉｑｃ、電圧指令演算ブロック３０３の出力によるｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を用いて、永久磁石モータ７２の回転子の回転角度位置θと制御系が有する回転角度位置θｃとの誤差Δθｃをｄ軸からのずれ分として算出する。誤差Δθｃは、減算器３０６において、予め設定された指令値０から減算され、この減算値（差分）がＰＩ補償器３０７によって比例積分演算されることで、角速度誤差Δωｃが得られる。さらにＰＩ補償器３０７の出力による角速度誤差Δωｃと回転角速度指令値ω＊との和を加算器３０８で求め、加算器３０８の出力を積分器３０９で積分することで、永久磁石モータ７２の磁極位置θｃを推定することができる。この推定による磁極位置θｃは３φ／ｄｑ変換ブロック３０１とｄｑ／３φ変換ブロック３０４に入力され、各ブロックの演算に用いられる。
【００６５】
すなわち、本実施形態におけるインバータ演算回路１２２においては、永久磁石モータ７２の回転子の回転角度位置と制御系が有する回転角度位置との誤差Δθｃを算出し、算出した誤差Δθｃが零になるように、言い替えれば、制御系の回転角度位置が回転子の回転角度位置と同一になるように、回転角速度指令値ω＊をＰＬＬ法を用いて補正し、磁極位置θｃを推定することとしている。なお、この補正は、回転角速度指令値ω＊に角速度誤差Δωｃを加算することで行っている。
【００６６】
ＰＷＭタイマユニット１２３は、３相の電圧指令値５６と基準三角波（基準値としての三角波信号）とを比較して第２のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号５８を生成する第２のパルス信号生成手段として構成されている。このＰＷＭタイマユニット１２３は、ＰＷＭタイマユニット１１３とは独立の第２のタイマを備え、タイマの起動によりＰＷＭパルス信号５８を出力するとともに、ＰＷＭパルス信号５８の出力に同期して、例えば、三角波信号の頂点のタイミングに同期して、あるいは、ＰＷＭパルス信号５８の立上りおよび立ち下がりに同期して割込み指令をＡ／Ｄ変換器ユニット１２１に出力するようになっている。
【００６７】
上記構成によるモータ制御装置を用いて永久磁石モータ７２の回転速度を制御するに際しては、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０との間でメモリ１１に記憶された情報の授受を行いながらコンバータ回路２とインバータ回路３に対する協調制御を行うことができる。
【００６８】
例えば、図７に示すように、低回転速度域では、インバータ回路３によるＰＷＭ制御を行い、高回転速度領域ではインバータ回路３により出力周波数を制御し、コンバータ回路２により直流電圧を制御して永久磁石モータ７２の回転数を制御するＰＡＭ制御を行うことができる。
【００６９】
なお、図７の横軸は、モータの回転数、縦軸はコンバータ回路２から出力される直流電圧と各ＩＧＢＴ３１、３２に対する電圧指令値の振幅である。この電圧指令値の振幅は、インバータ回路３に入力される電圧の大きさを１００％として、永久磁石モータ７２に印加される電圧の大きさのピーク値を示したものである。
【００７０】
次に、永久磁石モータ７２の速度制御にＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を適応したときの作用を図７に従って説明する。
【００７１】
制御回路１を用いてコンバータ回路２とインバータ回路３を協調制御するに際しては、図８に示すように、通流比ｄに関するデータをメモリ１１に格納するとともに、インバータ回路３の出力に関する情報として、３相の電圧指令振幅１４０に関するデータをメモリ１１に格納する。そしてＰＷＭパルス信号４５として、例えば、２０ｋＨｚのＰＷＭ周波数によるＰＷＭパルス信号を用い、ＰＷＭパルス信号５８として、３ｋＨｚのＰＷＭ周波数によるＰＷＭパルス信号を用いてＩＧＢＴ２６、３１、３２に対するスイッチング動作を行う。この場合、低回転速度域においては、インバータ演算回路１２２では、電圧指令演算ブロック３０３で算出された電圧指令値にしたがってＰＷＭ制御を行う。このとき、ｄｑ／３φ変換ブロック３０４からメモリ１１に転送される電圧指令振幅１４０は、コンバータ回路２が制御できる最低の電圧値となっており、コンバータ演算回路１１２は、メモリ１１を参照して直流電圧指令値Ｅｄ＊を入力し、直流電圧指令値Ｅｄ＊にしたがってＩＧＢＴ２６に対するスイッチング動作を行って入力電流を正弦波状に波形整形して力率改善を行う。
【００７２】
例えば、交流電源７１の電圧を１００Ｖとした場合、昇圧チョッパー回路２２には１４４Ｖの電圧が入力され、ＩＧＢＴ２６のスイッチング動作に伴って、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を順次広げることで、昇圧チョッパ回路２２の出力電圧は１５０Ｖ〜３９０Ｖに変化するが、低回転速度域においては、インバータ回路３の出力にしたがって永久磁石モータ７２が回転するため、コンバータ回路２の出力を一定とし、すなわち、コンバータ回路２の出力電圧は１５０Ｖ以下に下げることはできないので、コンバータ回路２の出力電圧を最低の電圧に維持した状態で、インバータ回路３の出力電圧を徐々に高めて永久磁石モータ７２の回転速度を徐々に高めるＰＷＭ制御を行う。
【００７３】
ＰＷＭ制御が行われている過程で、インバータ回路３の出力電圧指令値の振幅が昇圧チョッパ回路２２の出力電圧の振幅よりも大きくなると、それ以上の電圧を永久磁石モータ７２に印加することができなくなる。このときには、直流電圧指令値Ｅｄ＊を高くし、高くした直流電圧指令値Ｅｄ＊をメモリ１１に格納し、この直流電圧指令値Ｅｄ＊にしたがってＰＡＭ制御に切り替える。すなわち、ＰＷＭパルス信号５８のパルス幅を一定とし、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を徐々に広げて昇圧チョッパ回路２２の出力電圧を徐々に高めるＰＡＭ制御を実行する。言いかえれば、永久磁石モータ７２の回転速度が回転速度指令値（回転数指令）通りになるように、直流電圧指令値Ｅｄ＊を調整する。
【００７４】
このように、メモリ１１を介してコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０との間で情報の授受を行うことで、コンバータ回路２とインバータ回路３に対する協調制御を行うことができる。
【００７５】
本実施形態においては、コンバータ制御回路１１０のＡ／Ｄ変換器ユニット１１１とインバータ制御回路１２０のＡ／Ｄ変換器ユニット１２１はそれぞれ独立に起動し、Ａ／Ｄ変換を行うことができるので、電流、電圧のアナログ値をそれぞれ独立に任意のタイミングで検出することができる。またコンバータ制御回路１１０のＰＷＭタイマユニット１１３とインバータ制御回路１２０のＰＷＭタイマユニット１２３はそれぞれ独立のタイマを備えており、各タイマの周波数を任意に設定したり、各タイマを個別に起動・停止することが可能である。このため、いずれかのキャリア周期（基準三角波の周期）を他方のタイマユニットのキャリア周期よりも速くすることも可能である。
【００７６】
また、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０はメモリ１１とともに単一の半導体集積回路で構成され、メモリ１１を共有しているため、データの転送、情報の交換を容易に行うことができる。例えば、インバータ制御回路１２０の演算によって得られた直流電圧指令値を、コンバータ制御回路１１０が直接参照して直流電圧を制御することができる。
【００７７】
なお、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０をそれぞれ別個の２つのマイコンで実現することも可能であるが、その場合には、他方のマイコンの演算結果を参照するためには、一旦一方のマイコンの情報を外部に出力し、シリアルコミュニケーションインターフェイスなどのデータ伝送手段を用いて転送し、転送した情報を他方のマイコンに入力する必要があるため、余分な動作を行う必要が生じ、高速化の妨げとなる。
【００７８】
本実施形態におけるコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０はメモリ１１とともに１つのワンチップマイコンで構成されているため、アルミ基板５に実装するときでも実装面積を減らすことができる。またコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０がメモリ１１を共有しているので、データの授受を行うには、シリアルコミュニケーションインターフェイスなどのデータ転送手段を用いるときよりもデータの転送速度を速くすることができる。さらにデータ転送中にノイズの影響を受けるのを抑制することができる。このため、ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を併用し、コンバータ回路２とインバータ回路３を協調制御して永久磁石モータ７２の回転速度を制御する場合などに特に有効である。
【００７９】
また、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０を単一の半導体集積回路に実装しているため、コンバータ回路２とインバータ回路３が異なる周波数のＰＷＭパルス信号で駆動していても、緊急時の緊急遮断信号をコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０に対して同じタイミングで送ることができる。
【００８０】
本実施形態においては、シャント抵抗によるモータ電流検出器５１を流れる直流電流からモータ電流を再現する方法を採用しているが、この方法以外にも、モータ７２に流れる電流をカレントトランス（ＣＴ）などを用いて直接モータ電流を検出してベクトル制御することも可能である。
【００８１】
次に、本発明に係るモータ制御装置の第２実施形態を図９にしたがって説明する。本実施形態は、コンバータ回路２の代わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０を用い、モータ電流検出器５１の検出による直流電流からモータ電流を再現する代わりに、電流検出器５２、５３により、３相のモータ電流のうち２相のモータ電流を直接検出するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００８２】
本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０は直流電源７３の出力電力を直流電力に変換する第１の変換回路として構成されており、直流電源７３の出力による直流電力を入力電圧とは電圧のレベルが異なる直流電力に変換することができるため、整流回路２１が不要になる。
【００８３】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、電流検出器５２、５３を用いてモータ電流を直接検出しているため、モータ電流再現演算ブロック３００が不要になる。
【００８４】
次に、本発明の第３実施形態を図１０にしたがって説明する。本実施形態は、モータ電流検出器５１の代わりに、永久磁石モータ７２の磁極位置を検出する磁極位置検出器５４を設け、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１の代わりに、デジタルＩ／Ｏポート１２４を設け、磁極位置θに関する情報をインバータ演算回路１２２に出力するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００８５】
本実施形態におけるインバータ演算回路１２２は、図１１に示すように、速度制御ブロック３１０、電圧指令演算ブロック３１１、ｄｑ／３φ変換ブロック３０４、積分器３１２、速度演算ブロック３０９、減算器３１３を備えて構成されており、速度演算ブロック３０９にデジタルＩ／Ｏポート１２４から磁極位置に関する情報が入力されている。
【００８６】
磁極位置検出器５４は、例えば、ホールＩＣやロータリーエンコーダを用いて構成されており、永久磁石モータ７２に取付られて回転子の磁極位置θｃを検出するようになっている。この場合、磁極位置検出器５４は、電気角で１２０°の位相差を有する３相のパルス信号を出力するようになっている。この３相のパルス信号は速度演算ブロック３０９に入力され、速度演算ブロック３０９において、次の（４）式にしたがって回転角速度ωｃが求められるようになっている。
【００８７】
【数４】
ここで、Ｔｎは各相のパルス信号のエッジの間隔である。
【００８８】
速度演算ブロック３０９で回転角速度ωｃが求められると、この回転角速度ωｃは予め設定された回転角速度指令値ω＊と減算器３１３で比較され、減算器３１３により偏差Δωｃが求められる。そして偏差Δωｃにしたがって速度制御ブロック３１０によりｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊が求められる。このｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊は回転角速度指令値ω＊とｄ軸電流指令値Ｉｄｃ＊とともに電圧指令演算ブロック３１１に入力されてベクトル演算に用いられ、このベクトル演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊が求められる。これらの指令値がｄｑ／３φ変換ブロック３０４に入力されと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊は回転角速度ωｃを積分器３１２で積分して得られた値を基に３相の電圧指令値５６に変換される。
【００８９】
本実施形態においても、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、モータ７２の磁極位置を実際に検出しているので、モータ７２の電流を検出する必要がなくなる。
【００９０】
次に、本発明の第４実施形態を図１２にしたがって説明する。本実施形態は、永久磁石モータ７２の磁極位置を実際に検出する磁極位置検出器５４を設け、Ａ／Ｄ変換器としての機能を有するＩ／Ｏポート１２４に、磁極位置検出器５４の検出信号を入力するとともにモータ電流検出器５１の検出電流を入力し、Ｉ／Ｏポート１２４の出力をインバータ演算回路１２２に入力するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００９１】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏するとともに、モータ電流検出器５１の検出電流によってモータ電流を再現しているため、再現した電流を基に磁極位置検出器５４の検出値を補正することができ、磁極位置検出器５４の検出精度を高めることができる。
【００９２】
前記各実施形態においては、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０をメモリ１１とともに単一の半導体集積回路で構成するようにしたため、メモリ１１を共有することで、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０を協調制御することができるとともに、各ＰＷタイマユニット１１３、１２３から独立に任意のタイミングでＰＷＭパルス信号を出力することができるため、２つの電力変換回路のＰＷＭ周波数を任意の周波数に設定することができる。
【００９３】
また、単一の半導体集積回路に、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０およびメモリ１１を実装するに際しては、各ＩＧＢＴ２６、３１、３２に過電流が流れるときに、この過電流から各ＩＧＢＴ２６、３１、３２などを保護するための保護回路や、制御回路１、ドライバ回路２３、３３を駆動するための電源、あるいは制御回路１から外部に通信するための通信手段としての通信回路を１つのパッケージに納めることも可能である。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第１の電力変換回路を第１の制御手段によって制御し、第２の電力変換回路を第２の制御手段によって制御しているため、各電力変換回路を独立に制御することができ、また、記憶手段を介して第１の制御手段と第２の制御手段との間で情報の授受を行っているため、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を第１の制御手段と第２の制御手段によって協調制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ制御装置の基本構成図である。
【図２】図１に示す装置をパッケージに収納したときの斜視図である。
【図３】本発明の第１実施形態を示すモータ制御装置のブロック構成図である。
【図４】コンバータ制御回路のブロック構成図である。
【図５】インバータ制御回路のブロック構成図である。
【図６】直流電流からモータ電流を再現する方法を説明するための波形図である。
【図７】ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を説明するための波形図である。
【図８】ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を行うときの指令値の伝送方法を説明するための要部ブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態を示すブロック構成である。
【図１０】本発明の第３実施形態を示すブロック構成図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に用いられるインバータ演算回路のブロック構成図である。
【図１２】本発明の第４実施形態を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１ 制御回路
２ コンバータ回路
３ インバータ回路
１１ メモリ
２１ 整流回路
２２ 昇圧チョッパ回路
２６、３１、３２ ＩＧＢＴ
１１０ コンバータ制御回路
１２０ インバータ制御回路
１１１ Ａ／Ｄ変換器ユニット
１１２ コンバータ演算回路
１１３ ＰＷＭタイマユニット
１２１ Ａ／Ｄ変換器ユニット
１２２ インバータ演算回路
１２３ ＰＷＭタイマユニット
７２ 永久磁石モータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、モータ制御装置に係り、特に、入力電力を直流電力に変換する電力変換回路と直流電力を交流電力に変換する電力変換回路を用いて交流モータを制御するに好適なモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流モータを制御するためのモータ制御装置として、交流電力を直流電力に変換するコンバータと、コンバータの出力電力を交流電力に変換するインバータと、コンバータの電力変換動作を制御する制御回路と、インバータの電力変換動作を制御する制御回路とを備えたものが知られている。この種のモータ制御装置においては、コンバータとインバータをマイコン（マイクロコンピュータ）を用いて制御する手法が採用されている。例えば、特開昭６２−１６３５７９号公報に記載されているように、ワンチップマイコンに内蔵されて高速にパルスパターンを出力するポートを用いて、コンバータとインバータのＰＷＭ制御をそれぞれ独立に効率良く行うようにしたもの提案されている。
【０００３】
この従来技術では、コンバータとインバータのＰＷＭ制御をそれぞれ１つずつのワンチップマイコンで構成された制御回路で行っている。そのため、例えば、インバータを制御するマイコンからコンバータを制御するマイコンに対して直流電圧の指令値を転送するような場合には、インバータを制御するマイコンのメモリに直流電圧の指令値を一旦保存し、保存した指令値をシリアルコミュニケーションインターフェイスなどの外部通信手段を介して、コンバータを制御するマイコンに通信する必要がある。コンバータとインバータを制御するに際して２つのマイコンを用い、マイコン間で通信手段を介してデータの授受を行う方法では、マイコンに内蔵されたメモリのデータを参照する方法に比べて、通信手段の転送速度の影響を受けてマイコン間のデータ転送の速度が遅くなる。
【０００４】
そこで、コンバータとインバータを１つのマイコンを用いて制御するようにしたものとして、例えば、特許第３，０３４，８９５号に記載されているように、２組の電力変換器を一括してパルス幅制御するようにした電力変換器システムが提案されているとともに、特開平５−３００７９３号公報に記載されているように、空気調和機の力率を向上させて高調波電流を低減するようにしたものが提案されている。しかし、これら従来技術では、２つの電力変換器を１つのマイコンを用いて制御しているが、電力変換器の動作に制限がある。
【０００５】
具体的には、前者のものでは、コンバータとインバータを独立して制御するために、コンバータとインバータにそれぞれ出力するＰＷＭパルス信号のパルス幅を決定するパルス幅制御部と、このパルス幅制御部によって生成されるＰＷＭパルス信号を外部に出力する出力ポート部とを備えて構成されているが、コンバータとインバータにそれぞれＰＷＭパルス信号を出力するのに同期させることが必要である。
【０００６】
一方、後者のものでは、１つのマイコンによってインバータとコンバータを制御し、入力電力の力率の改善と、高調波電流の低減を図るようにしているが、マイコンには入力交流電流のゼロクロス信号と入力電流の瞬時値のみが入力されており、コンバータの制御に注目した構成となっている。すなわち、モータの回転速度に関する情報は入力されておらず、インバータとコンバータとを協調して制御することについては配慮されていない。
【０００７】
なお、この種の技術に関連するものとして、特開２００１−３０９６６６号公報に記載されているものが挙げられるが、この従来技術においては、コンバータとインバータとを１つのマイコンを用いて制御したり、コンバータとインバータとを１つのマイコンを用いて協調制御することについては何ら配慮されていない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来技術においては、コンバータとインバータを１つのマイコンを用いて制御するに際して、インバータとコンバータを独立に制御するとともにインバータとコンバータとを協調制御することについては十分に配慮されていない。
【０００９】
すなわち、電源の高調波ノイズを抑制するためには、コンバータのキャリア周波数は速く（高く）することが望ましく、スイッチング損失を減らすためには、インバータのキャリア周波数としては必要以上に高くしないことが望ましい。さらに、モータを低速回転から高速回転まで制御する場合、低速回転時にはコンバータの出力を一定にし、インバータの出力を徐々に高くし、インバータの出力が設定値に達した後はコンバータの出力を可変にするといった協調制御が必要となる。
【００１０】
ところが、前記従来技術のように、ワンチップマイコンに、タイマ、連想メモリ、比較部、出力ポートを設け、タイマによる時刻と連想メモリ内の設定時刻とを比較し、両者が一致したときに比較部から出力ポートにトリガを出力し、出力ポートから各電力変換装置にパルスパターンを出力する構成では、タイマが１つしか存在しないため、コンバータとインバータを駆動するためのＰＷＭパルス信号の周波数を同一周波数にすることが余儀なくされる。
【００１１】
コンバータとインバータを独立に制御するとともにコンバータとインバータを協調制御するためには、コンバータとインバータを制御するのに必要な電圧や電流に関する情報を独立に取り込むとともに、コンバータとインバータに対して独立にＰＷＭパルス信号を出力できることなどが必要である。
【００１２】
本発明の課題は、単一の制御回路を用いて２組の電力変換回路をそれぞれ独立に制御するとともに協調制御することができるモータ制御装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
前記課題を解決するために、本発明は、スイッチング素子を用いて交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力に接続され前記第１の電力変換回路の出力である直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子を有する第２の電力変換回路と、前記第１及び第２の電力変換回路のスイッチング素子を制御するパルス信号を出力する制御回路とを有するモータ制御装置を対象とする。特に、前記制御回路は、前記第１の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第１の入力手段と、前記第２の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第２の入力手段と、前記第１の電力変換回路を制御する第１のパルス信号を出力する第１の出力手段と、前記第２の電力変換回路を制御する第２のパルス信号を出力する第２の出力手段と、前記第１の入力手段での受付けるタイミングと、前記第１の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第１のタイマと、前記第２の入力手段での受付けるタイミングと、前記第２の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第２のタイマと、前記第１の入力手段で受付けた値から第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を算出する第１の制御手段と、前記第２の入力手段で受付けた値から第２の電力変換回路の出力電圧指令値を算出する第２の制御手段とを有し、前記制御回路は、単一の半導体集積回路からなることを特徴とする。
【００１４】
前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧と第 1 の電力変換回路に入力される電源電圧とのうちの少なくとも一つの値を受付け、前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けるものとすることができる。
【００１５】
また、前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧を受付け、前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けるものとすることができる。
【００１６】
また、前記第１のタイマ及び前記第２のタイマは、第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を制御するとともに、それぞれ独立に任意のタイミングで第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を変更できるようにすることが好ましい。
【００１７】
また、第１のパルス信号は、第２のパルス信号よりも速い周波数であることが好ましい。
【００１８】
また、前記第１のタイマは前記第１のパルスを出力し、前記第２のタイマは前記第２のパルスを出力するものである。
【００１９】
また、前記第１の入力手段及び第２の入力手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータとすることができる。
【００２０】
また、前記第１の制御手段は、第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を前記第１の入力手段から入力される入力値を基に算出し、前記オンオフの比率を持つ第１のパルス信号を第１のタイマによって作成し、第１の電力変換回路はこの第１のパルス信号にしたがってスイッチングすることで、第１の電力変換回路に流れる入力交流電流が第１の電力変換回路に入力される電源電圧の位相に同期した波形に整形することを特徴とする。
【００２１】
また、第２の電力変換回路の出力電圧指令値をメモリを介して第１の電力変換回路の出力直流電圧の指令値とすることができる。
【００２２】
また、第１の電力変換回路、第２の電力変換回路及び制御回路は１つのパッケージに収納して構成することができる。
【００３０】
前記した手段によれば、第１の電力変換回路を第１の制御手段によって制御し、第２の電力変換回路を第２の制御手段によって制御しているため、各電力変換回路を独立に制御することができる。また、記憶手段を介して第１の制御手段と第２の制御手段との間で情報の授受を行えば、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を第１の制御手段と第２の制御手段によって協調制御することができる。
【００３１】
また、第１の出力手段と第２の出力手段から独立に任意のタイミングでパルス信号を出力することができるため、２つの電力変換回路のスイッチング周波数を任意の周波数に設定することができる。さらに、第１の出力手段と第２の出力手段はそれぞれ独立のタイマを備えており、各タイマの周波数を任意に設定したり、各タイマを個別に起動・停止することが可能である。
【００３２】
また、第１の制御手段と第２の制御手段は記憶手段とともに単一の半導体集積回路で構成され、メモリを共有しているため、データの転送、情報の交換を容易に行うことができる。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明に係るモータ制御装置の基本構成図である。図１において、モータ制御装置はワンチップマイコン（マイクロコンピュータ）で構成された制御回路１と、交流電力または直流電力を直流電力に変換するコンバータ回路２と、コンバータ回路２の出力による直流電力を交流電力に変換し、変換した交流電力を制御対象としてのモータに出力するインバータ回路３を備えて構成されている。
【００３４】
制御回路１、コンバータ回路２、インバータ回路３は、図２に示すように、１つのパッケージ４内に収納されてモジュー化されている。パッケージ４内にはアルミ基板５が配置されており、アルミ基板５上には、コンバータ回路２のスイッチング素子、インバータ回路３のスイッチング素子や整流素子が実装されているとともに、サブ基板５ａが実装されており、サブ基板５ａには制御回路１を構成するワンチップマイコン１ａが実装されている。すなわち、アルミ基板５上に、スイッチング素子などを有するパワー系と、ワンチップマイコン１ａからなる制御系とを分離して配置し、制御系がパワー系から発生するノイズの影響を受けないようにしている。
【００３５】
なお、アルミ基板５上のスイッチング素子としては、パッケージ品に限らず、ベアチップを実装することも可能である。また、パワー系のスイッチング素子と制御系のワンチップマイコン１ａとの間にシールド板などを配置することで、単一のアルミ基板上にパワー系のスイッチング素子などとともに、制御系のワンチップマイコン１ａを実装することも可能である。
【００３６】
次に、本発明に係るモータ制御装置の第１実施形態を図３にしたがって説明する。
【００３７】
コンバータ回路２は、第１の電力変換回路として整流回路２１、昇圧チョッパー回路２２、ドライバ回路２３、リアクトル２４、ダイオード２５、第１のスイッチング素子としてのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）２６、平滑コンデンサ２７、入力電流検出器４１、出力電圧検出器４２を備えて構成されており、整流回路２１の交流入力側が交流電源７１に接続されている。このコンバータ回路２においては、交流電源７１からの交流電圧を整流し、整流された電圧を昇圧チョッパー回路２２によって昇圧し、昇圧された電圧を平滑コンデンサ２７で平滑化してインバータ回路３に出力するようになっている。この場合、第１のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号４５がドライバ回路２３で増幅されてＩＧＢＴ２６がオンになったときに、リアクトル２４を介してＩＧＢＴ２６に電流を流してリアクトル２４にエネルギーを蓄積し、そのあとＩＧＢＴ２６がオフしたときに、入力電流を強制的にダイオード２５を介して流すことで、直流電圧を昇圧するとともに入力電流の波形整形を行うようになっている。ＩＧＢＴ２６のオン時間およびオフ時間は、昇圧チョッパー回路２６に入力される入力電流および平滑コンデンサ２７両端の電圧を基にコンバータ制御回路１１０で決定されるようになっている。
【００３８】
インバータ回路３は、第２の電力変換回路として、複数のＩＧＢＴ３１、３２、複数のダイオード３１ａ、３２ａ、ドライバ回路３３、モータ電流検出器５１を備えて構成されており、ＩＧＢＴ３１、３２のエミッタ・コレクタ間にダイオード３１ａ、３２ａが逆並列接続されている。各ＩＧＢＴ３１、３２は、第２のスイッチング素子として構成されているとともに、各ＩＧＢＴ３１はそれぞれＷ相、Ｖ相、Ｕ相の上側アームを構成し、各ＩＧＢＴ３２はＷ相、Ｖ相、Ｕ相の下側アームを構成するようになっている。そして各ＩＧＢＴ３１と各ＩＧＢＴ３２との接続点がそれぞれ永久磁石モータ７２に接続されている。
【００３９】
この永久磁石モータ７２は、例えば、ロータが永久磁石で構成され、このロータの周囲に交流磁界を形成するための巻線が複数個配置され、各巻線がＩＧＢＴ３１とＩＧＢＴ３２との接続点に接続されている。
【００４０】
インバータ回路３は、第２のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号５８をドライバ回路３３で増幅し、増幅されたＰＷＭパルス信号を各ＩＧＢＴ３１、３２に印加し、各ＩＧＢＴ３１、３２がスイッチング動作することに伴って、コンバータ回路２の出力電力を、指定の電圧および周波数の交流電力に変換し、変換した交流電力を永久磁石モータ７２に印加するように構成されている。この場合、直流回路に流れる電流をシャント抵抗によるモータ電流検出器５１によって検出し、検出した直流電流をモータ電流として制御回路１に出力するようになっている。
【００４１】
制御回路１は、入力電流検出器４１の検出電流と出力電圧検出器４２の検出電圧および永久磁石モータ７２を制御するための指令を基にＰＷＭパルス信号４５を生成し、生成したＰＭＷパルス信号４５にしたがってＩＧＢＴ２６をスイッチング制御するためのコンバータ制御回路１１０と、モータ電流検出器５１の検出電流および永久磁石モータ７２を制御するための指令を基にＰＷＭパルス信号５８を生成し、生成したパルス信号５８にしたがってＩＧＢＴ３１、３２のスイッチング動作を制御するためのインバータ制御回路１２０と、ＰＷＭパルス信号４５、ＰＷＭパルス信号５８の生成に関連する情報を記憶するとともにモータを制御するための指令、例えば、回転数指令や直流電圧指令値などを記憶する記憶手段としてのメモリ１１とを備え、単一の半導体集積回路（ワンチップマイコン）で構成されている。
【００４２】
コンバータ制御回路１１０は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１、コンバータ演算回路１１２、ＰＷＭタイマユニット１１３を備えて構成されている。Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１には、交流電源７１の電圧の位相または波形を検出する検出器の検出出力の代わりに、昇圧チョッパー回路２２に入力される入力電流を検出する入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓが入力されているとともに、出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄがそれぞれ入力されている。すなわち、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１は、ＩＧＢＴ２６のスイッチング動作によって影響される電気信号として、コンバータ回路２から、入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄを入力する第１の入力手段として構成されている。この入力タイミングはＰＷＭタイマユニット１１３からの割り込み指令で指定されるようになっている。すなわち、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１は、ＰＷＭタイマユニット１１３から出力されるＰＷＭパルス信号４５に同期して任意の時間に起動し、入力したアナログ信号を（入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄ）をそれぞれデジタル信号に変換してコンバータ演算回路１１２に出力するようになっている。
【００４３】
コンバータ演算回路１１２は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１１１から入力された入力電流、直流電圧、メモリ１１に記憶された情報、例えば、直流電圧指令値を基にＰＷＭパルス信号４５のパルス幅に関連する第１の指令値としての通流率ｄを演算する第１の演算手段として構成されており、通流率ｄに関する演算値をＰＷＭタイマユニット１１３に出力するようになっている。
【００４４】
具体的には、コンバータ演算回路１１２は、図４に示すように、メモリ１１に記憶された直流電圧指令値Ｅｄ＊と出力電圧検出器４２の検出電圧Ｅｄとの偏差ｅを算出する演算器２０１と、偏差ｅを０に抑制するための比例積分演算を行って電流制御ゲインＫｐを算出する比例積分補償器（ＰＩ補償器）２０２と、入力電流検出器４１の検出電流Ｉｓと電流制御ゲインＫｐとを乗算する乗算器２０３と、最大通流率（１＝１００％）から乗算器２０３の出力を減算して通流率ｄを算出する減算器２０４とから構成されている。
【００４５】
すなわち、コンバータ演算回路１１２においては、次の（１）式にしたがって通流率ｄを算出するようになっている。
【００４６】
ここで、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を決定する通流率ｄは、ＩＧＢＴ２６のオン時間の比率として、電流制御ゲインＫｐ、入力電流Ｉｓを用いて、次の（１）式で表される。
【００４７】
【数１】
【００４８】
【数２】
【００４９】
（２）式から、入力電流Ｉｓは、交流電源に比例しているので、交流電源に同期した正弦波波形になることが分かる。さらに、電流制御ゲインＫｐを変化させることで、入力電流Ｉｓの大きさを変えることができる。入力電流Ｉｓの大きさが決まれば、それに応じてコンバータ回路２の出力電流が決定される。このことから直流電圧指令値Ｅｄ＊と直流電圧Ｅｄとの偏差ｅにしたがって電流制御ゲインＫｐを算出すれば、直流電圧Ｅｄを制御することができる。
【００５０】
ＰＷＭタイマユニット１１３は、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅に関連する第１の指令値としての通流率ｄと第１の基準値としての基準三角波信号（キャリア信号）とを比較し、この比較結果に応じたパルス幅のＰＷＭパルス信号４５を生成する第１のパルス信号生成手段として構成されている。この場合、ＰＷＭタイマユニット１１３は第１のタイマを備え、このタイマの起動によりＰＷＭパルス信号４５を出力するとともに、ＰＷＭパルス信号４５の出力に同期して、例えば、基準三角波信号の頂点のタイミングに同期して割込み指令をＡ／Ｄ変換器ユニット１１１に出力するようになっている。また、ＰＷＭタイマユニット１１３においてＰＷＭパルス信号４５を生成するに際しては、基準三角波信号と通流率ｄとを比較する際に、比較する基準を逆にすることにより、最大通流率より乗算器２０３の出力を減じる減算器２０４を省略することもできる。
【００５１】
本実施形態におけるコンバータ回路２を、コンバータ制御回路１１０を用いて制御するに際しては、基準となる正弦波波形（正弦波信号）を使用することなく、言いかえれば、交流電源７１の電圧の位相または波形を検出器で検出する代わりに、入力電流検出器４１で電源電圧に同期した入力電流Ｉｓを検出し、検出した入力電流Ｉｓを基に通流率ｄを求めているため、電源電圧に同期した正弦波になるようにＩＧＢＴ２６を制御し、力率の改善を図ることができる。すなわち、入力電流を、電源電圧と同期した電流であって、電源電圧と同位相の正弦波状としているため、電源の高調波を低減することができるとともに力率を約１に制御することができる。
【００５２】
ここで、入力電流の波形を正弦波状として力率を約１とする制御だけでなく、入力交流電流の通電角を広げることで、力率を１に近づける制御を行うこともできる。すなわち、ＩＧＢＴ２６をオンオフ制御しないときには、コンバータ回路２の出力電流の通電角（電流が実際に流れている期間）は狭くなるが、ＩＧＢＴ２６をオンすることで、通電角を広げることができ、通電角を広げることで、コンバータ回路２の出力が正弦波状に近づき、力率を１に近づけることができる。
【００５３】
なお、入力電流検出器４１を用いる代わりに、電源電圧の位相もしくは波形を検出する検出器を用いることも可能であるが、この検出器を用いた場合、基準波形生成回路と、電流制御ループを付加する必要があるため、全てをデジタル化するときにマイコンへの負担が大きくなり、より高速の制御素子が必要となる。さらに、電源電圧の変動やノイズが直接電流指令値となるためにノイズに弱くなる。
【００５４】
このため、本実施形態においては、交流電源の電圧の位相または波形を検出する検出器の代わりに、入力電流検出器４１を用いているため、電流制御ループがない簡単な回路で構成することができる。これにより、ワンチップマイコンによりデジタル制御化が容易となり、モータ制御との同一処理が可能となる。さらに、単一の半導体集積回路内で演算を行うので、ノイズによる影響を低減できる。
【００５５】
一方、インバータ制御回路１２０は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１、インバータ演算回路１２２、ＰＷＭタイマユニット１２３を備えて構成されている。
【００５６】
Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１は、ＩＧＢＴ３１、３２のスイッチング動作によって影響される電気信号として、インバータ回路３からモータ電流検出器５１の検出電流を入力する第２の入力手段として構成されている。すなわち、本実施形態においては、モータ電流を直接検出する代わりに、直流電流からモータ電流を再現するために、モータ電流検出器５１の検出による直流電流がＡ／Ｄ変換器ユニット１２１に入力されており、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１に入力されたアナログ信号（モータ電流検出器５１の検出電流）はデジタル信号に変換されてインバータ演算回路１２２に入力されるようになっている。この場合、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１においては、ＰＷＭタイマユニット１２３からの割込み指令に応答して順次直流電流を入力してデジタル信号に変換するようになっている。
【００５７】
インバータ演算回路１２２は、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１の出力信号とメモリ１１に記憶された指令（指令値）などの情報を基にＰＷＭパルス信号５８のパルス幅の生成に関連する第２の指令値としての３相の電圧指令値を演算する第２の演算手段として構成されている。本実施形態におけるインバータ演算回路１２２においては、直流電流からモータ電流を再現する演算と再現されたモータ電流を用いたベクトル制御演算を行って３相の電圧指令値を求めるようになっている。このベクトル制御演算は永久磁石モータ７２に流れる電流を界磁成分とトルク成分とに分離して演算し、永久磁石モータ７２の正弦波駆動を実現している。
【００５８】
また、本実施形態では、シャント抵抗で構成されたモータ電流検出器５１の検出による直流電流からモータ電流を再現し、ベクトル制御演算を行うことで、永久磁石モータ７２の磁極位置を検出することなく、永久磁石モータ７２を正弦波駆動することとしている。
【００５９】
具体的には、インバータ演算回路１２２は、図５に示すように、モータ電流検出器５１の検出による直流電流をＡ／Ｄ変換して得られたデジタル信号５５からモータ電流を再現するモータ電流再現演算ブロック３００と、３相軸からｄ／ｑ軸へ座標変換する３φ／ｄｑ変換ブロック３０１と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０２と、電圧指令演算ブロック３０３と、ｄ／ｑ軸から３相軸へ座標変換するｄｑ／３φ変換ブロック３０４と、磁極位置推定ブロック３０５と、磁極位置推定ブロック３０５の推定による誤差Δθｃと指令値０との偏差を求める減算器３０６と、減算器３０６の出力による偏差に対して比例積分演算を行って角速度誤差Δωｃを求めるＰＩ補償器３０７と、ＰＩ補償器３０７の出力による角速度誤差Δωｃと回転角速度指令値ω＊とを加算する加算器３０８と、加算器３０８の出力を積分して磁極位置θｃを算出する積分器３０９とを備えて構成されている。このインバータ演算回路１２２は、３相のモータ電流を再現するモータ電流再現部と、永久磁石モータ７２の磁極位置を推定する磁極位置推定部と、ベクトル演算を行うベクトル演算部に大別することができ、以下各部について説明する。
【００６０】
まず、モータ電流再現部としてのモータ電流再現演算ブロック３００は、モータ電流検出器５１の検出による直流電源をＡ／Ｄ変換して得られたデジタル信号５５を基に３相の交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現するに際して、図６に示すように、モータ電流検出器５１の検出による直流電流Ｉｄｃのうち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のいずれかの相の上アームＩＧＢＴ３１と他の相の下アームＩＧＢＴ３２がオンしている期間の電流を観測し、観測した電流を基に３相のモータ電流を再現できるように構成されている。なお、図６には、基準三角波、各相（Ｖ相、Ｗ相、Ｕ相）の電圧指令信号５６、各相のインバータ駆動信号（ＰＷＭパルス信号）、モータ電流検出器５１の検出による直流電流Ｉｄｃの関係を示している。同図では、インバータ駆動信号はＨｉｇｈレベルで上アームがオンになり、Ｌｏｗレベルで下アームがオンになることを表わしている。ＩＧＢＴ３１および３２に対する駆動信号（ＰＷＭパルス信号５８を増幅して得られた信号）にしたがってＩＧＢＴ３１、３２を順次駆動すると、インバータ回路３には直流電流Ｉｄｃが流れる。この場合、Ｗ相のみの下アームがオンとなっていて、Ｕ相とＶ相の上アームがオンしている区間ＡおよびＤにおいて、逆極性のＷ相モータ電流を観測することができる。また、Ｖ相とＷ相の下アームがオンしていて、Ｕ相のみの上アームがオンしている区間ＢおよびＣにおいては、同極性のＵ相のモータ電流を観測することができる。このように、それぞれの区間の直流電流Ｉｄｃを観測し、各区間の直流電流を組合わせることで、３相のモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを再現することができる。再現したモータ電流は磁極位置の推定やベクトル演算に用いられる。
【００６１】
再現されたモータ電流は、３φ／ｄｑ変換ブロック３０１に入力される。３φ／ｄｑ変換ブロック３０１は、モータ電流として再現された３相の交流電流を磁極位置θｃにしたがってｄ軸電流およびｑ軸電流に座標変換し、座標変換されたｄ軸電流Ｉｄｃおよびｑ軸電流Ｉｑｃをそれぞれ磁極位置推定ブロック３０５に出力するとともに、ｑ軸電流Ｉｑｃをローパスフィルタ３０２に出力する。ローパスフィルタ３０２はｑ軸電流Ｉｑｃの高周波成分を取り除いてｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊として電圧指令演算ブロック３０３に出力する。電圧指令演算ブロック３０３は、ローパスフィルタ３０２の出力によるｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊と、上位制御系から得られるｄ軸電流指令値Ｉｄｃ＊と回転角速度指令値ω＊を基に、次の（３）式にしたがってベクトル演算を行い、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を算出し、算出したｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊をそれぞれ磁極位置推定ブロック３０５とｄｑ／３φ変換ブロック３０４に出力する。
【００６２】
【数３】
【００６３】
ｄｑ／３φ変換ブロック３０４においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊とを入力し、各入力した指令値を基に３相の電圧指令値（正弦波の電圧指令値）を第２の指令値としてＰＷＭタイマユニット１２３に出力する。
【００６４】
次に、永久磁石モータ７２の磁極位置推定部について説明する。磁極位置推定ブロック３０５は、３φ／ｄｑ変換ブロック３０１の出力によるｄ軸電流Ｉｄｃ、ｑ軸電流Ｉｑｃ、電圧指令演算ブロック３０３の出力によるｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊を用いて、永久磁石モータ７２の回転子の回転角度位置θと制御系が有する回転角度位置θｃとの誤差Δθｃをｄ軸からのずれ分として算出する。誤差Δθｃは、減算器３０６において、予め設定された指令値０から減算され、この減算値（差分）がＰＩ補償器３０７によって比例積分演算されることで、角速度誤差Δωｃが得られる。さらにＰＩ補償器３０７の出力による角速度誤差Δωｃと回転角速度指令値ω＊との和を加算器３０８で求め、加算器３０８の出力を積分器３０９で積分することで、永久磁石モータ７２の磁極位置θｃを推定することができる。この推定による磁極位置θｃは３φ／ｄｑ変換ブロック３０１とｄｑ／３φ変換ブロック３０４に入力され、各ブロックの演算に用いられる。
【００６５】
すなわち、本実施形態におけるインバータ演算回路１２２においては、永久磁石モータ７２の回転子の回転角度位置と制御系が有する回転角度位置との誤差Δθｃを算出し、算出した誤差Δθｃが零になるように、言い替えれば、制御系の回転角度位置が回転子の回転角度位置と同一になるように、回転角速度指令値ω＊をＰＬＬ法を用いて補正し、磁極位置θｃを推定することとしている。なお、この補正は、回転角速度指令値ω＊に角速度誤差Δωｃを加算することで行っている。
【００６６】
ＰＷＭタイマユニット１２３は、３相の電圧指令値５６と基準三角波（基準値としての三角波信号）とを比較して第２のパルス信号としてのＰＷＭパルス信号５８を生成する第２のパルス信号生成手段として構成されている。このＰＷＭタイマユニット１２３は、ＰＷＭタイマユニット１１３とは独立の第２のタイマを備え、タイマの起動によりＰＷＭパルス信号５８を出力するとともに、ＰＷＭパルス信号５８の出力に同期して、例えば、三角波信号の頂点のタイミングに同期して、あるいは、ＰＷＭパルス信号５８の立上りおよび立ち下がりに同期して割込み指令をＡ／Ｄ変換器ユニット１２１に出力するようになっている。
【００６７】
上記構成によるモータ制御装置を用いて永久磁石モータ７２の回転速度を制御するに際しては、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０との間でメモリ１１に記憶された情報の授受を行いながらコンバータ回路２とインバータ回路３に対する協調制御を行うことができる。
【００６８】
例えば、図７に示すように、低回転速度域では、インバータ回路３によるＰＷＭ制御を行い、高回転速度領域ではインバータ回路３により出力周波数を制御し、コンバータ回路２により直流電圧を制御して永久磁石モータ７２の回転数を制御するＰＡＭ制御を行うことができる。
【００６９】
なお、図７の横軸は、モータの回転数、縦軸はコンバータ回路２から出力される直流電圧と各ＩＧＢＴ３１、３２に対する電圧指令値の振幅である。この電圧指令値の振幅は、インバータ回路３に入力される電圧の大きさを１００％として、永久磁石モータ７２に印加される電圧の大きさのピーク値を示したものである。
【００７０】
次に、永久磁石モータ７２の速度制御にＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を適応したときの作用を図７に従って説明する。
【００７１】
制御回路１を用いてコンバータ回路２とインバータ回路３を協調制御するに際しては、図８に示すように、通流比ｄに関するデータをメモリ１１に格納するとともに、インバータ回路３の出力に関する情報として、３相の電圧指令振幅１４０に関するデータをメモリ１１に格納する。そしてＰＷＭパルス信号４５として、例えば、２０ｋＨｚのＰＷＭ周波数によるＰＷＭパルス信号を用い、ＰＷＭパルス信号５８として、３ｋＨｚのＰＷＭ周波数によるＰＷＭパルス信号を用いてＩＧＢＴ２６、３１、３２に対するスイッチング動作を行う。この場合、低回転速度域においては、インバータ演算回路１２２では、電圧指令演算ブロック３０３で算出された電圧指令値にしたがってＰＷＭ制御を行う。このとき、ｄｑ／３φ変換ブロック３０４からメモリ１１に転送される電圧指令振幅１４０は、コンバータ回路２が制御できる最低の電圧値となっており、コンバータ演算回路１１２は、メモリ１１を参照して直流電圧指令値Ｅｄ＊を入力し、直流電圧指令値Ｅｄ＊にしたがってＩＧＢＴ２６に対するスイッチング動作を行って入力電流を正弦波状に波形整形して力率改善を行う。
【００７２】
例えば、交流電源７１の電圧を１００Ｖとした場合、昇圧チョッパー回路２２には１４４Ｖの電圧が入力され、ＩＧＢＴ２６のスイッチング動作に伴って、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を順次広げることで、昇圧チョッパ回路２２の出力電圧は１５０Ｖ〜３９０Ｖに変化するが、低回転速度域においては、インバータ回路３の出力にしたがって永久磁石モータ７２が回転するため、コンバータ回路２の出力を一定とし、すなわち、コンバータ回路２の出力電圧は１５０Ｖ以下に下げることはできないので、コンバータ回路２の出力電圧を最低の電圧に維持した状態で、インバータ回路３の出力電圧を徐々に高めて永久磁石モータ７２の回転速度を徐々に高めるＰＷＭ制御を行う。
【００７３】
ＰＷＭ制御が行われている過程で、インバータ回路３の出力電圧指令値の振幅が昇圧チョッパ回路２２の出力電圧の振幅よりも大きくなると、それ以上の電圧を永久磁石モータ７２に印加することができなくなる。このときには、直流電圧指令値Ｅｄ＊を高くし、高くした直流電圧指令値Ｅｄ＊をメモリ１１に格納し、この直流電圧指令値Ｅｄ＊にしたがってＰＡＭ制御に切り替える。すなわち、ＰＷＭパルス信号５８のパルス幅を一定とし、ＰＷＭパルス信号４５のパルス幅を徐々に広げて昇圧チョッパ回路２２の出力電圧を徐々に高めるＰＡＭ制御を実行する。言いかえれば、永久磁石モータ７２の回転速度が回転速度指令値（回転数指令）通りになるように、直流電圧指令値Ｅｄ＊を調整する。
【００７４】
このように、メモリ１１を介してコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０との間で情報の授受を行うことで、コンバータ回路２とインバータ回路３に対する協調制御を行うことができる。
【００７５】
本実施形態においては、コンバータ制御回路１１０のＡ／Ｄ変換器ユニット１１１とインバータ制御回路１２０のＡ／Ｄ変換器ユニット１２１はそれぞれ独立に起動し、Ａ／Ｄ変換を行うことができるので、電流、電圧のアナログ値をそれぞれ独立に任意のタイミングで検出することができる。またコンバータ制御回路１１０のＰＷＭタイマユニット１１３とインバータ制御回路１２０のＰＷＭタイマユニット１２３はそれぞれ独立のタイマを備えており、各タイマの周波数を任意に設定したり、各タイマを個別に起動・停止することが可能である。このため、いずれかのキャリア周期（基準三角波の周期）を他方のタイマユニットのキャリア周期よりも速くすることも可能である。
【００７６】
また、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０はメモリ１１とともに単一の半導体集積回路で構成され、メモリ１１を共有しているため、データの転送、情報の交換を容易に行うことができる。例えば、インバータ制御回路１２０の演算によって得られた直流電圧指令値を、コンバータ制御回路１１０が直接参照して直流電圧を制御することができる。
【００７７】
なお、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０をそれぞれ別個の２つのマイコンで実現することも可能であるが、その場合には、他方のマイコンの演算結果を参照するためには、一旦一方のマイコンの情報を外部に出力し、シリアルコミュニケーションインターフェイスなどのデータ伝送手段を用いて転送し、転送した情報を他方のマイコンに入力する必要があるため、余分な動作を行う必要が生じ、高速化の妨げとなる。
【００７８】
本実施形態におけるコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０はメモリ１１とともに１つのワンチップマイコンで構成されているため、アルミ基板５に実装するときでも実装面積を減らすことができる。またコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０がメモリ１１を共有しているので、データの授受を行うには、シリアルコミュニケーションインターフェイスなどのデータ転送手段を用いるときよりもデータの転送速度を速くすることができる。さらにデータ転送中にノイズの影響を受けるのを抑制することができる。このため、ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を併用し、コンバータ回路２とインバータ回路３を協調制御して永久磁石モータ７２の回転速度を制御する場合などに特に有効である。
【００７９】
また、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０を単一の半導体集積回路に実装しているため、コンバータ回路２とインバータ回路３が異なる周波数のＰＷＭパルス信号で駆動していても、緊急時の緊急遮断信号をコンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０に対して同じタイミングで送ることができる。
【００８０】
本実施形態においては、シャント抵抗によるモータ電流検出器５１を流れる直流電流からモータ電流を再現する方法を採用しているが、この方法以外にも、モータ７２に流れる電流をカレントトランス（ＣＴ）などを用いて直接モータ電流を検出してベクトル制御することも可能である。
【００８１】
次に、本発明に係るモータ制御装置の第２実施形態を図９にしたがって説明する。本実施形態は、コンバータ回路２の代わりに、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０を用い、モータ電流検出器５１の検出による直流電流からモータ電流を再現する代わりに、電流検出器５２、５３により、３相のモータ電流のうち２相のモータ電流を直接検出するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００８２】
本実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路２０は直流電源７３の出力電力を直流電力に変換する第１の変換回路として構成されており、直流電源７３の出力による直流電力を入力電圧とは電圧のレベルが異なる直流電力に変換することができるため、整流回路２１が不要になる。
【００８３】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、電流検出器５２、５３を用いてモータ電流を直接検出しているため、モータ電流再現演算ブロック３００が不要になる。
【００８４】
次に、本発明の第３実施形態を図１０にしたがって説明する。本実施形態は、モータ電流検出器５１の代わりに、永久磁石モータ７２の磁極位置を検出する磁極位置検出器５４を設け、Ａ／Ｄ変換器ユニット１２１の代わりに、デジタルＩ／Ｏポート１２４を設け、磁極位置θに関する情報をインバータ演算回路１２２に出力するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００８５】
本実施形態におけるインバータ演算回路１２２は、図１１に示すように、速度制御ブロック３１０、電圧指令演算ブロック３１１、ｄｑ／３φ変換ブロック３０４、積分器３１２、速度演算ブロック３０９、減算器３１３を備えて構成されており、速度演算ブロック３０９にデジタルＩ／Ｏポート１２４から磁極位置に関する情報が入力されている。
【００８６】
磁極位置検出器５４は、例えば、ホールＩＣやロータリーエンコーダを用いて構成されており、永久磁石モータ７２に取付られて回転子の磁極位置θｃを検出するようになっている。この場合、磁極位置検出器５４は、電気角で１２０°の位相差を有する３相のパルス信号を出力するようになっている。この３相のパルス信号は速度演算ブロック３０９に入力され、速度演算ブロック３０９において、次の（４）式にしたがって回転角速度ωｃが求められるようになっている。
【００８７】
【数４】
【００８８】
速度演算ブロック３０９で回転角速度ωｃが求められると、この回転角速度ωｃは予め設定された回転角速度指令値ω＊と減算器３１３で比較され、減算器３１３により偏差Δωｃが求められる。そして偏差Δωｃにしたがって速度制御ブロック３１０によりｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊が求められる。このｑ軸電流指令値Ｉｑｃ＊は回転角速度指令値ω＊とｄ軸電流指令値Ｉｄｃ＊とともに電圧指令演算ブロック３１１に入力されてベクトル演算に用いられ、このベクトル演算によってｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊が求められる。これらの指令値がｄｑ／３φ変換ブロック３０４に入力されと、ｄ軸電圧指令値Ｖｄｃ＊およびｑ軸電圧指令値Ｖｑｃ＊は回転角速度ωｃを積分器３１２で積分して得られた値を基に３相の電圧指令値５６に変換される。
【００８９】
本実施形態においても、第１実施形態と同様な効果を奏することができるとともに、モータ７２の磁極位置を実際に検出しているので、モータ７２の電流を検出する必要がなくなる。
【００９０】
次に、本発明の第４実施形態を図１２にしたがって説明する。本実施形態は、永久磁石モータ７２の磁極位置を実際に検出する磁極位置検出器５４を設け、Ａ／Ｄ変換器としての機能を有するＩ／Ｏポート１２４に、磁極位置検出器５４の検出信号を入力するとともにモータ電流検出器５１の検出電流を入力し、Ｉ／Ｏポート１２４の出力をインバータ演算回路１２２に入力するようにしたものであり、他の構成は図３のものと同様である。
【００９１】
本実施形態によれば、第１実施形態と同様な効果を奏するとともに、モータ電流検出器５１の検出電流によってモータ電流を再現しているため、再現した電流を基に磁極位置検出器５４の検出値を補正することができ、磁極位置検出器５４の検出精度を高めることができる。
【００９２】
前記各実施形態においては、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０をメモリ１１とともに単一の半導体集積回路で構成するようにしたため、メモリ１１を共有することで、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０を協調制御することができるとともに、各ＰＷタイマユニット１１３、１２３から独立に任意のタイミングでＰＷＭパルス信号を出力することができるため、２つの電力変換回路のＰＷＭ周波数を任意の周波数に設定することができる。
【００９３】
また、単一の半導体集積回路に、コンバータ制御回路１１０とインバータ制御回路１２０およびメモリ１１を実装するに際しては、各ＩＧＢＴ２６、３１、３２に過電流が流れるときに、この過電流から各ＩＧＢＴ２６、３１、３２などを保護するための保護回路や、制御回路１、ドライバ回路２３、３３を駆動するための電源、あるいは制御回路１から外部に通信するための通信手段としての通信回路を１つのパッケージに納めることも可能である。
【００９４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、第１の電力変換回路を第１の制御手段によって制御し、第２の電力変換回路を第２の制御手段によって制御しているため、各電力変換回路を独立に制御することができ、また、記憶手段を介して第１の制御手段と第２の制御手段との間で情報の授受を行っているため、第１の電力変換回路と第２の電力変換回路を第１の制御手段と第２の制御手段によって協調制御することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るモータ制御装置の基本構成図である。
【図２】図１に示す装置をパッケージに収納したときの斜視図である。
【図３】本発明の第１実施形態を示すモータ制御装置のブロック構成図である。
【図４】コンバータ制御回路のブロック構成図である。
【図５】インバータ制御回路のブロック構成図である。
【図６】直流電流からモータ電流を再現する方法を説明するための波形図である。
【図７】ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を説明するための波形図である。
【図８】ＰＡＭ制御とＰＷＭ制御を行うときの指令値の伝送方法を説明するための要部ブロック図である。
【図９】本発明の第２実施形態を示すブロック構成である。
【図１０】本発明の第３実施形態を示すブロック構成図である。
【図１１】本発明の第３実施形態に用いられるインバータ演算回路のブロック構成図である。
【図１２】本発明の第４実施形態を示すブロック構成図である。
【符号の説明】
１ 制御回路
２ コンバータ回路
３ インバータ回路
１１ メモリ
２１ 整流回路
２２ 昇圧チョッパ回路
２６、３１、３２ ＩＧＢＴ
１１０ コンバータ制御回路
１２０ インバータ制御回路
１１１ Ａ／Ｄ変換器ユニット
１１２ コンバータ演算回路
１１３ ＰＷＭタイマユニット
１２１ Ａ／Ｄ変換器ユニット
１２２ インバータ演算回路
１２３ ＰＷＭタイマユニット
７２ 永久磁石モータ
Claims (10)
- スイッチング素子を用いて交流電力を直流電力に変換する第１の電力変換回路と、前記第１の電力変換回路の出力に接続され前記第１の電力変換回路の出力である直流電力を交流電力に変換するスイッチング素子を有する第２の電力変換回路と、前記第１及び第２の電力変換回路のスイッチング素子を制御するパルス信号を出力する制御回路とを有するモータ制御装置において、
前記制御回路は、
前記第１の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第１の入力手段と、
前記第２の電力変換回路から制御に必要な値を受付ける第２の入力手段と、
前記第１の電力変換回路を制御する第１のパルス信号を出力する第１の出力手段と、
前記第２の電力変換回路を制御する第２のパルス信号を出力する第２の出力手段と、
前記第１の入力手段での受付けるタイミングと、前記第１の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第１のタイマと、
前記第２の入力手段での受付けるタイミングと、前記第２の出力手段でのパルス信号を出力するタイミングとを決定する第２のタイマと、
前記第１の入力手段で受付けた値から第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を算出する第１の制御手段と、
前記第２の入力手段で受付けた値から第２の電力変換回路の出力電圧指令値を算出する第２の制御手段とを有し、
前記制御回路は、単一の半導体集積回路からなることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１において、
前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧と第 1 の電力変換回路に入力される電源電圧とのうちの少なくとも一つの値を受付け、
前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１または２のいずれか一つにおいて、
前記第１の入力手段は、第１の電力変換回路に流れる入力電流と第１の電力変換回路の出力直流電圧を受付け、
前記第 2 の入力手段は、第 2 の電力変換回路から出力される交流電力の出力交流電流もしくは第 2 の電力変換回路に供給される直流電流の値を受付けることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１乃至３のいずれか一つにおいて、
前記第１のタイマ及び前記第２のタイマは、第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を制御するとともに、それぞれ独立に任意のタイミングで第１のパルス信号及び第２のパルス信号の周波数を変更できることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１乃至４のいずれか一つにおいて、
第１のパルス信号は、第２のパルス信号よりも速い周波数であることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１乃至５のいずれか一つにおいて、
前記第１のタイマは前記第１のパルスを出力し、
前記第２のタイマは前記第２のパルスを出力することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１乃至６のいずれか一つにおいて、
前記第１の入力手段及び第２の入力手段は、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄコンバータであることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１乃至７のいずれか一つにおいて、
前記第１の制御手段は、第１の電力変換回路のスイッチング素子のオンオフの比率を前記第１の入力手段から入力される入力値を基に算出し、
前記オンオフの比率を持つ第１のパルス信号を第１のタイマによって作成し、
第１の電力変換回路はこの第１のパルス信号にしたがってスイッチングすることで、第１の電力変換回路に流れる入力交流電流が第１の電力変換回路に入力される電源電圧の位相に同期した波形に整形することを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１乃至８のいずれか一つにおいて、
第２の電力変換回路の出力電圧指令値をメモリを介して第１の電力変換回路の出力直流電圧の指令値とすることを特徴とするモータ制御装置。 - 請求項１乃至９のいずれか一つにおいて、
第１の電力変換回路、第２の電力変換回路及び制御回路は１つのパッケージに収納されてなることを特徴とするモータ制御装置。
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