JP7459308B2 - 電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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Description

本開示は、交流電力を所望の電力に変換する電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器に関する。
電力変換装置は、交流電源の電圧である電源電圧を整流するコンバータ部と、コンバータ部が出力する整流電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサを介して出力される直流電圧を負荷への交流電圧に変換するインバータ部と、を備える。即ち、電力変換装置は、コンバータ部とインバータ部との間に、コンバータ部の出力電圧を平滑する平滑コンデンサを有している。
この種の電力変換装置において、コンバータ部が出力する整流電圧が平滑コンデンサの電圧であるコンデンサ電圧よりも小さくなる期間では、平滑コンデンサからインバータ部への電力供給が行われる。従って、平滑コンデンサには放電電流が流れる。また、整流電圧がコンデンサ電圧よりも大きくなる期間では、交流電源からインバータ部への電力供給が行われる。このとき、平滑コンデンサには充電電流が流れる。このようにして、電力変換装置は、インバータ部から負荷への電力供給を継続的に実施する。
平滑コンデンサが寿命部品であることは、一般的に知られている。平滑コンデンサに流れる電流であるコンデンサ電流は、平滑コンデンサの寿命を決める要因の１つである。このため、コンデンサ電流を小さくできれば、平滑コンデンサをより高寿命とすることが可能である。ところが、コンデンサ電流を小さくするには、平滑コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。静電容量が大きくなると、平滑コンデンサの高コスト化が課題となる。
このような技術的背景の下、下記特許文献１には、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、コンバータ回路の直流側に並列接続された平滑コンデンサと、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を設定値に制御する電力変換装置が記載されている。この電力変換装置では、平滑コンデンサに流れるコンデンサ電流を検出し、検出したコンデンサ電流を設定値に制御することにより、平滑コンデンサを小容量化できるとしている。
特開２００６－６７７５４号公報
しかしながら、特許文献１の手法は、コンデンサ電流を設定値、即ち指令値に追従させる手法である。コンデンサ電流を指令値に追従させる場合、目標値は０固定となる。この場合、制御器を固定値である目標値に追従させ、且つ収束させるには、積分（Ｉｎｔｅｇｒａｌ：Ｉ）制御器が必要になる。ところが、運転時の負荷又は運転時の環境から、コンデンサ電流を０にできない場合、Ｉ制御器の出力が増加して飽和するので、制御精度が劣化するおそれがある。
また、特許文献１の手法では、コンバータ電流及びインバータ電流の検出値を得るタイミングについての検討は、為されていない。電力変換装置において、コンバータ電流の検出とインバータ電流の検出とは非同期で行われるのが一般的である。ところが、コンバータ電流の検出とインバータ電流の検出とを非同期で行うと、制御系でコンデンサ電流を０に制御しても、実際の回路上の動作ではタイムラグが生じるので、瞬時的に見るとコンデンサ電流を０に制御できているとは言い難い。この観点に鑑みて見ても、制御精度が劣化するおそれがある。
本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、制御精度の劣化を回避しつつ、平滑コンデンサの小容量化を可能とする電力変換装置を得ることを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係る電力変換装置は、コンバータ部、平滑コンデンサ、インバータ部及び１つの演算器を備える。コンバータ部は、少なくとも１つの第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電源から印加される電源電圧を整流する。平滑コンデンサは、コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する。インバータ部は、平滑コンデンサによって平滑された直流電圧をモータへの交流電圧に変換する。１つの演算器は、コンバータ部の動作状態を表す第１の物理量と、インバータ部の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する。
本開示に係る電力変換装置によれば、制御精度の劣化を回避しつつ、平滑コンデンサを小容量化できるという効果を奏する。
実施の形態１に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１におけるコンバータ電流制御系の構成例を示す図 実施の形態１のコンバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第１の構成例を示す図 実施の形態１のコンバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第２の構成例を示す図 実施の形態１におけるインバータ電流制御系の構成例を示す図 実施の形態１のインバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第１の構成例を示す図 実施の形態１のインバータ電流制御系における脈動補償ブロックの第２の構成例を示す図 図１のコンバータ部が図２のコンバータ電流制御系によって制御されるときの動作波形例を示す図 図１のインバータ部が図５のインバータ電流制御系によって制御されるときの動作波形例を示す図 実施の形態１における電流検出部の配置バリエーションの説明に供する図 実施の形態１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図
以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係る電力変換装置、モータ駆動装置及び冷凍サイクル適用機器について詳細に説明する。
実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置１の構成例を示す図である。電力変換装置１は、交流電源１００及び圧縮機１２０に接続される。圧縮機１２０は、周期的な負荷トルクの変動を有する負荷の一例である。圧縮機１２０は、モータ１１０を有する。電力変換装置１は、交流電源１００から印加される電源電圧を所望の振幅及び位相を有する交流電圧に変換してモータ１１０に印加する。
電力変換装置１は、コンバータ部２と、インバータ部３と、平滑コンデンサ４と、制御部１２と、電圧検出部９，１１と、ゼロクロス検出部１０とを備える。電力変換装置１と、圧縮機１２０が備えるモータ１１０とによって、モータ駆動装置５０が構成される。
電圧検出部９は、交流電源１００からコンバータ部２に印加される電源電圧Ｖｓを検出する。ゼロクロス検出部１０は、交流電源１００の電源電圧Ｖｓに応じたゼロクロス信号Ｚｃを生成する。ゼロクロス信号Ｚｃは、例えば電源電圧Ｖｓが正極性のときは“Ｈｉｇｈ”レベルを出力する信号であり、電源電圧Ｖｓが負極性のときは“Ｌｏｗ”レベルを出力する信号である。なお、これらのレベルは逆でもよい。電源電圧Ｖｓの検出値及びゼロクロス信号Ｚｃは、制御部１２に入力される。
コンバータ部２は、整流部２０と、昇圧部２２とを備える。整流部２０は、ブリッジ接続される４つの整流素子２０ａを備える。整流部２０は、交流電源１００から印加される電源電圧Ｖｓを整流する。昇圧部２２は、整流部２０の出力端に接続される。昇圧部２２は、整流部２０から出力される整流電圧を昇圧し、昇圧した昇圧電圧を平滑コンデンサ４に印加する。なお、図１は、交流電源１００が単相電源である場合の例である。交流電源１００が三相電源である場合、６つの整流素子２０ａが用いられる。交流電源１００が三相電源である場合の整流素子２０ａの配置及び接続は公知であり、ここでの説明は割愛する。
昇圧部２２は、リアクトル２２ａ、整流素子２２ｂ及び半導体スイッチング素子２２ｃを有する。昇圧部２２では、制御部１２から出力される駆動信号Ｇｃｏｎｖによって、半導体スイッチング素子２２ｃがオン又はオフに制御される。半導体スイッチング素子２２ｃがオンに制御されると、整流電圧はリアクトル２２ａを介して短絡される。この動作は「電源短絡動作」と呼ばれる。半導体スイッチング素子２２ｃがオフに制御されると、整流電圧は、リアクトル２２ａ及び整流素子２２ｂを介して平滑コンデンサ４に印加される。この動作は通常の整流動作である。このとき、リアクトル２２ａにエネルギーが蓄積されていれば、整流電圧とリアクトル２２ａに発生する電圧とが加算されて平滑コンデンサ４に印加される。
昇圧部２２は、電源短絡動作と整流動作とを交互に繰り返すことによって、整流電圧を昇圧する。この動作は「昇圧動作」と呼ばれる。昇圧動作によって、平滑コンデンサ４の両端電圧は、電源電圧Ｖｓよりも高い電圧に昇圧される。また、昇圧動作によって、交流電源１００とコンバータ部２との間に流れる電流である電源電流の力率が改善される。即ち、実施の形態１において、昇圧部２２を昇圧動作させる昇圧制御は、整流電圧の昇圧及び電源電流の力率改善のために行う。この制御により、電源電流の波形を正弦波に近づけることができる。
平滑コンデンサ４は、コンバータ部２の出力端に接続される。平滑コンデンサ４は、コンバータ部２が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する。平滑コンデンサ４としては、電界コンデンサ、フィルムコンデンサなどが例示される。
平滑コンデンサ４に発生する電圧は、交流電源１００の全波整流波形形状ではなく、直流成分に交流電源１００の周波数に応じた電圧リプルが重畳した波形形状となるが、大きくは脈動しない。この電圧リプルの周波数は、交流電源１００が単相電源の場合は、電源電圧Ｖｓの周波数の２倍成分が主成分となり、交流電源１００が三相電源の場合は６倍成分が主成分となる。交流電源１００から入力される電力及びインバータ部３から出力される電力が変化しない場合、この電圧リプルの振幅は平滑コンデンサ４の静電容量によって決まる。但し、前述したように、本開示に係る電力変換装置では、平滑コンデンサ４の高コスト化を抑制するため、静電容量が大きくなるのを回避する。これにより、平滑コンデンサ４には、ある程度の電圧リプルが発生する。例えば、平滑コンデンサ４の電圧は、電圧リプルの最大値が最小値の２倍未満となるような範囲で脈動する電圧となる。
平滑コンデンサ４の両端には、電圧検出部１１が設けられている。電圧検出部１１は、平滑コンデンサ４の電圧であるコンデンサ電圧Ｖｄｃを検出する。コンデンサ電圧Ｖｄｃの検出値は、制御部１２に入力される。
インバータ部３は、平滑コンデンサ４の両端に接続される。インバータ部３は、三相ブリッジ接続される半導体スイッチング素子Ｕｐ，Ｕｎ，Ｖｐ，Ｖｎ，Ｗｐ，Ｗｎを有して、ブリッジ回路を構成する。各半導体スイッチング素子の両端には、逆並列接続される還流ダイオードが設けられている。インバータ部３では、制御部１２から出力される駆動信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎによって、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎがオン又はオフに制御される。インバータ部３は、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎをオンオフし、平滑コンデンサ４によって平滑された直流電圧をモータ１１０への交流電圧に変換する。
なお、本稿では、コンバータ部２に具備される半導体スイッチング素子２２ｃを「第１の半導体スイッチング素子」と記載し、インバータ部３に具備される半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを「第２の半導体スイッチング素子」と記載する場合がある。
電流検出部７は、コンバータ部２に流れる電流であるコンバータ電流Ｉｃｏｎｖを検出する。コンバータ電流Ｉｃｏｎｖは、整流部２０と昇圧部２２との間に流れる電流でもある。電流検出部８は、インバータ部３に流れる電流であるインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する。インバータ電流Ｉｉｎｖは、インバータ部３と平滑コンデンサ４との間に流れる電流でもある。コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖは、制御部１２に入力される。
圧縮機１２０は、モータ１１０を有する負荷である。負荷の一例は、空気調和機である。モータ１１０が圧縮機駆動用のモータである場合、モータ１１０は、インバータ部３から印加される交流電圧の振幅及び位相に応じて回転し、圧縮動作を行う。
制御部１２は、演算手段である演算器１２ａを有する。演算器１２ａの一例は、マイクロコンピュータであるが、これ以外にも、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などと称される演算手段であってもよい。演算器１２ａは、コンバータ部２及びインバータ部３の動作を制御する。制御部１２から出力される駆動信号Ｇｃｏｎｖ，Ｇｕｐ～Ｇｗｎの演算は、１つの演算器１２ａによって生成される。即ち、コンバータ部２及びインバータ部３の動作を制御するための制御演算は、制御部１２に具備される同一且つ共通の演算器１２ａによって実施される。
実施の形態１に係る電力変換装置１は、昇圧部２２に具備される半導体スイッチング素子２２ｃ又はインバータ部３に具備される半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを適切なタイミングで駆動し、モータ１１０に適切な電流を流すための制御を行う。この制御は、電流検出部７によって検出されるコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値と、電流検出部８によって検出されるインバータ電流Ｉｉｎｖの検出値とに基づいて行われる。
一般的な電力変換装置では、平滑コンデンサ４が接続される直流母線の電圧である母線電圧を所望の値に制御するコンバータ制御系を有している。この種のコンバータ制御系では、電流検出部７の検出値に基づく制御が行われる。また、一般的な電力変換装置であって、位置センサ又は速度センサを有さないセンサレス制御の電力変換装置では、モータ１１０の速度制御を行うためのインバータ制御系を有している。この種のインバータ制御系では、制御系の内部で推定した速度推定値を速度指令値に一致させる制御を行うため、電流検出部８の検出値に基づく制御が行われる。即ち、実施の形態１に係る電力変換装置１は、既存の電流検出部７，８の検出値を利用してコンバータ部２又はインバータ部３の制御を行う。
コンバータ電流Ｉｃｏｎｖはコンバータ部２の動作状態を表す物理量の一例であり、インバータ電流Ｉｉｎｖはインバータ部３の動作状態を表す物理量の一例である。本稿では、これらの２つの物理量を区別するため、コンバータ部２の動作状態を表す物理量を「第１の物理量」と記載し、インバータ部３の動作状態を表す物理量を「第２の物理量」と記載する場合がある。なお、これらの物理量に代え、他の物理量を用いてもよい。第１の物理量の他の例としては、コンバータ部２と平滑コンデンサ４との間で授受される電力が挙げられる。第２の物理量の他の例としては、平滑コンデンサ４とインバータ部３との間で授受される電力が挙げられる。
次に、実施の形態１に係る電力変換装置１の要部の構成及び動作について説明する。以下、平滑コンデンサに流れる電流を「Ｉｃ」で表す。
まず、昇圧部２２において、半導体スイッチング素子２２ｃが非導通の場合、コンデンサ電流Ｉｃ、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖの間には、以下の（１）式の関係が成り立つ。
Ｉｃ＝Ｉｃｏｎｖ－Ｉｉｎｖ …（１）
上記（１）式において、コンデンサ電流Ｉｃの極性は、平滑コンデンサ４の正極に流れ込む方向、即ち充電電流の方向を正と定義する。コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの極性は、コンバータ部２から平滑コンデンサ４に電流が流れ込む方向を正と定義する。インバータ電流Ｉｉｎｖの極性は、平滑コンデンサ４からインバータ部３に電流が流れ出す方向を正と定義する。
平滑コンデンサ４を長寿命化するには、コンデンサ電流Ｉｃを小さくすればよい。これは、上記（１）式より明白なように、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとを等しくすればよい。以下、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとを等しくする制御手法について記載する。
前述したとおり、実施の形態１では、整流電圧の昇圧及び電源電流の力率改善のために昇圧制御を行う。このとき、コンバータ部２の半導体スイッチング素子２２ｃのオン及びオフのタイミングを決めるのは、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ、母線電圧、電源電圧Ｖｓの位相等である。このため、図２に示すような制御系が考えられる。即ち、図２は、実施の形態１におけるコンバータ電流制御系６０の構成例を示す図である。
図２に示すコンバータ電流制御系６０の動作について説明する。以下の説明では、“Ｖｄｃ”を母線電圧として説明する。なお、図１の構成では、母線電圧は、コンデンサ電圧Ｖｄｃに等しい。
コンバータ電流制御系６０は、図２に示すように、母線電圧制御をメジャーループとし、電源電流制御をマイナーループとした制御系として構成されている。
母線電圧制御ブロック６１では、母線電圧指令値Ｖｄｃ＊と母線電圧Ｖｄｃとの差分に基づいて電流指令値Ｉｓ＊が生成される。母線電圧制御ブロック６１は、例えば比例積分（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ：ＰＩ）制御器を用いて構成することができる。電源電流指令値Ｉｓｉｎ＊は、電流指令値Ｉｓ＊に正弦波信号ｓｉｎθｓの絶対値である｜ｓｉｎθｓ｜を乗算することで生成される。
θｓは、電源電圧Ｖｓの位相を表している。位相θｓは、ゼロクロス検出部１０から取得したゼロクロス信号Ｚｃに基づく位相演算によって求めることができる。位相演算は、位相同期（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋ Ｌｏｏｐ：ＰＬＬ）処理を用いることができる。
ここで、図２に示される脈動補償ブロック６２に着目する。脈動補償ブロック６２では、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとが一致するようなコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐが演算される。脈動補償ブロック６２の構成例を図３及び図４に示す。図３は、実施の形態１のコンバータ電流制御系６０における脈動補償ブロック６２の第１の構成例を示す図である。図４は、実施の形態１のコンバータ電流制御系６０における脈動補償ブロック６２の第２の構成例を示す図である。
図３は、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを制御対象とし、インバータ電流Ｉｉｎｖを目標値とする制御をＰＩ制御器で構成した例である。また、図４は、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを制御対象とし、インバータ電流Ｉｉｎｖを目標値とする制御をＰ制御器で構成した例である。なお、これらの制御器は、あくまで、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖをインバータ電流Ｉｉｎｖに一致させるための一例であり、これらの例に限定されないことは言うまでもない。
図２に戻り、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐは、電源電流指令値Ｉｓｉｎ＊に加算され、その加算値からコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが減算されて電源電流制御ブロック６３の入力とされる。電源電流制御ブロック６３も、ＰＩ制御器で構成することができる。電源電流制御ブロック６３では、デューティ指令Ｄ＊が生成され、ＰＷＭ制御ブロック６４に入力される。ＰＷＭ制御ブロック６４では、駆動信号Ｇｃｏｎｖが生成される。
上記のように、図２に示すコンバータ電流制御系６０では、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖとインバータ電流Ｉｉｎｖとが一致するようなコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐが演算される。そして、この補償量Ｉｃｏｎｖ_ｒｉｐが加味された所望のコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが実現されるように半導体スイッチング素子２２ｃのオン又はオフがパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号によって制御される。
これまでの説明は、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを制御対象とする制御系の説明であった。次に、インバータ電流Ｉｉｎｖを制御対象とする制御系の構成及び動作について説明する。図５は、実施の形態１におけるインバータ電流制御系８０の構成例を示す図である。
インバータ電流制御系８０では、図５に示すように、モータ１１０を所望の回転速度で回転させるためのモータ印加電圧の指令値である三相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を生成するため、回転座標系のｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑが算出される。そして、所望のｄｑ軸電流ｉｄ，ｉｑが実現されるように、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎに対する駆動信号Ｇｕｐ～ＧｗｎがＰＷＭ制御によって生成される。
ここで、図５に使用されている記号について補足する。「Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ」は、静止三相座標系における電流値である。「ｕｖｗ／ｄｑ」は静止三相座標系の値をｄｑ回転座標系の値に変換する処理を意味し、「ｄｑ／ｕｖｗ」はｄｑ回転座標系の値を静止三相座標系の値に変換する処理を意味する。「ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｖｄ＊，ｖｑ＊」は、それぞれｄｑ回転座標系における、ｄ軸電流指令値、ｑ軸電流指令値、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値である。「ω＊，ω＾，θ＾」は、それぞれ回転速度の指令値、回転速度の推定値、モータ１１０の回転子の推定位置である。
ここで、図５に示される脈動補償ブロック８２に着目する。脈動補償ブロック８２では、インバータ電流Ｉｉｎｖとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖとが一致するようなインバータ電流Ｉｉｎｖの補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐが演算される。脈動補償ブロック８２の構成例を図６及び図７に示す。図６は、実施の形態１のインバータ電流制御系８０における脈動補償ブロック８２の第１の構成例を示す図である。図７は、実施の形態１のインバータ電流制御系８０における脈動補償ブロック８２の第２の構成例を示す図である。
図６は、インバータ電流Ｉｉｎｖを制御対象とし、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを目標値とする制御をＰＩ制御器で構成した例である。また、図７は、インバータ電流Ｉｉｎｖを制御対象とし、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを目標値とする制御をＰ制御器で構成した例である。なお、これらの制御器は、あくまで、インバータ電流Ｉｉｎｖをコンバータ電流Ｉｃｏｎｖに一致させるための一例であり、これらの例に限定されないことは言うまでもない。
図５に戻り、インバータ電流Ｉｉｎｖの補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐは、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊に加算され、その加算値からｑ軸電流ｉｑが減算されて電流制御ブロック８４の入力とされる。電流制御ブロック８４も、ＰＩ制御器で構成することができる。電流制御ブロック８４では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値ｖｑ＊が生成され、座標変換ブロック８５で三相電圧指令値ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換されてＰＷＭ制御ブロック８６に入力される。ＰＷＭ制御ブロック８６では、コンデンサ電圧Ｖｄｃに基づいて駆動信号Ｇｕｐ～Ｇｗｎが生成される。
上記のように、図５に示すインバータ電流制御系８０では、インバータ電流Ｉｉｎｖとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖとが一致するようなインバータ電流Ｉｉｎｖの補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐが演算される。そして、この補償量Ｉｉｎｖ_ｒｉｐが加味された所望のインバータ電流Ｉｉｎｖが実現されるように半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎのオン又はオフがＰＷＭ信号によって制御される。
図８は、図１のコンバータ部２が図２のコンバータ電流制御系６０によって制御されるときの動作波形例を示す図である。図８の横軸は時間を示しており、横軸の１ディビジョンは、数ミリ秒のオーダである。また、縦軸には各波形の振幅が示されている。具体的に、上段部にはキャリア及びデューティ指令Ｄ＊が示され、中段部には駆動信号Ｇｃｏｎｖが示され、下段部にはコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが示されている。
図８の波形例では、デューティ指令Ｄ＊の振幅がキャリアの振幅よりも大きいときに半導体スイッチング素子２２ｃがオンし、デューティ指令Ｄ＊の振幅がキャリアの振幅よりも小さいときに半導体スイッチング素子２２ｃがオフする。半導体スイッチング素子２２ｃがオンするとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖは上昇し、半導体スイッチング素子２２ｃがオフするとコンバータ電流Ｉｃｏｎｖが下降する。このため、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖは、リプルを含む波形となる。
また、図９は、図１のインバータ部３が図５のインバータ電流制御系８０によって制御されるときの動作波形例を示す図である。図９の横軸は時間を示しており、横軸の１ディビジョンは、数十マイクロ秒のオーダである。また、縦軸には各波形の振幅が示されている。具体的に、上段部では、キャリアが太実線で示され、Ｕ相電圧指令値が実線で示され、Ｖ相電圧指令値が一点鎖線で示され、Ｗ相電圧指令値が二点鎖線で示されている。また、中上段部にはＵ相の駆動信号Ｇｕｐが示され、中段部にはＶ相の駆動信号Ｇｖｐが示され、中下段部にはＷ相の駆動信号Ｇｗｐが示されている。また、下段部には、インバータ電流Ｉｉｎｖが示されている。
図９において、「ｉｕ」と記載されている箇所は、インバータ電流Ｉｉｎｖとして、モータ１１０のＵ相に流れるＵ相電流ｉｕが検出されることを意味している。また、「－ｉｗ」と記載されている箇所は、インバータ電流Ｉｉｎｖとして、モータ１１０のＷ相に流れるＷ相電流ｉｗが検出され、且つその電流の極性はＵ相電流ｉｕとは逆であることを意味している。この例のように、インバータ電流Ｉｉｎｖは、半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎの駆動状態に応じて検出可能なモータ電流相が変化する。このため、インバータ電流Ｉｉｎｖを検出する際には、インバータ部３のスイッチング状態に応じた電流検出のタイミングを設定する必要がある。
従って、前述のようにインバータ電流Ｉｉｎｖ及びコンバータ電流Ｉｃｏｎｖの各検出値を使用して平滑コンデンサ４のコンデンサ電流Ｉｃを低減する場合、各々の検出値のサンプリングタイミングを合わせる必要がある。一方、図９で示した通り、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出には制約がある。このため、インバータ電流Ｉｉｎｖの検出値を得るサンプリングタイムの制約に応じて、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出値を得るサンプリングタイミングを設定する必要がある。
ここで、例えばコンバータ部２を制御する演算器と、インバータ部３を制御する演算器とを異なる演算器で実現した場合を考える。この場合、コンバータ部２を制御する演算器には、インバータ部３の半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを駆動するタイミングが分からない。また、図８及び図９に示されるように、両者の制御間隔は大きく異なる。このため、両者のサンプリングタイミングを合わせることは困難である。
また、両者の演算器間で情報のやり取りを行うことも考えられる。しかしながら、動作クロックの違い、プロセッサ能力の差異、両者の温度特性の差異などを考慮する必要があり、回路構成が複雑化する。また、幾つかの検出器については、両者の演算器と検出器とを結ぶ配線が必要となり、配線が複雑化し、コスト増に繋がる。
これに対し、本稿のように、コンバータ部２を制御する演算器と、インバータ部３を制御する演算器とを異なる演算器ではなく、１つの演算器で実現した場合、上述した問題を解決することができる。また、１つの演算器で実現した場合、この１つの演算器は、コンバータ部２を制御する際に、インバータ部３の半導体スイッチング素子Ｕｐ～Ｗｎを駆動するタイミングを容易に把握することができる。これにより、適切なタイミングでコンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを取得することができるので、コンデンサ電流Ｉｃを低減する制御の高精度化を図ることが可能となる。
なお、上記では、圧縮機を負荷の一例として説明したが、これに限定されない。上述した制御手法は、圧縮機を初めとする周期的なトルク脈動が発生する機構を駆動するモータの回転制御に適用可能である。
また、図１では、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖを検出する電流検出部７を整流部２０と昇圧部２２との間の低電位側の直流母線に配置し、インバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出部８を平滑コンデンサ４とインバータ部３との間の低電位側の直流母線に配置する例を示したが、これに限定されない。図１０は、実施の形態１における電流検出部７，８の配置バリエーションの説明に供する図である。図１における電流検出部７は、図１０に示す回路図の位置Ａ１に配置した例であるが、これに代え、位置Ａ２～Ａ４のうちの何れかに配置してもよい。また、図１における電流検出部８は、図１０に示す回路図の位置Ｂ１に配置した例であるが、これに代え、位置Ｂ２～Ｂ４のうちの少なくとも２つに配置することでもよい。
但し、位置Ａ５においては、半導体スイッチング素子２２ｃがオンしたタイミングのみ、検出器に電流が通流する。このため、電流を検出するタイミングと半導体スイッチング素子２２ｃをオン又はオフするタイミングとを同期させる必要がある。従って、実施の形態１における演算器１２ａは、コンバータ部２に具備される半導体スイッチング素子２２ｃの導通又は非導通のタイミングに合わせてコンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する必要がある。
また、図１に示す電力変換装置１は、図１１のように変形して構成してもよい。図１１は、実施の形態１の変形例に係る電力変換装置１Ａの構成例を示す図である。
図１１に示す電力変換装置１Ａでは、コンバータ部２がコンバータ部２Ａに置き替えられている。コンバータ部２Ａでは、昇圧部２２が、昇圧部２２Ａと、リアクトル５とに置き替えられている。リアクトル５は、交流電源１００と整流部２０との間に配置されている。コンバータ部２Ａは、図１に示すコンバータ部２と同様に、整流機能及び昇圧機能を兼ね備えた構成部である。昇圧部２２Ａは、４つの整流素子２０ｂと、半導体スイッチング素子２４とを有している。昇圧部２２Ａは、整流部２０と並列に接続されている。その他の構成は、図１に示す電力変換装置１と同一又は同等であり、同一又は同等の構成部には同一の符号を付している。
図１１において、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖについては、位置Ｄ１～Ｄ５のうちの何れかに検出器を設けることで、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖの検出が可能となる。また、インバータ電流Ｉｉｎｖについては、位置Ｂ１又は位置Ｂ２～Ｂ４のうちの少なくとも２つに検出器を設けることでインバータ電流ｉｎｖの検出が可能となる。
但し、位置Ｄ４又はＤ５においては、半導体スイッチング素子２４がオンしたタイミングのみ、検出器に電流が通流する。このため、電流を検出するタイミングと半導体スイッチング素子２４をオン又はオフするタイミングとを同期させる必要がある。従って、実施の形態１における演算器１２ａは、コンバータ部２Ａに具備される半導体スイッチング素子２４の導通又は非導通のタイミングに合わせてコンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する必要がある。
一般的な電力変換装置では、用途に応じて適切な位置に検出器が配置される。実施の形態１の手法を用いれば、検出器の配置位置に限定されずに、コンバータ電流Ｉｃｏｎｖ及びインバータ電流Ｉｉｎｖを適切なタイミングで取得することができる。これにより、回路への追加コストの発生を抑制できるという効果が得られる。
以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置によれば、制御部は、コンバータ部の動作状態を表す第１の物理量と、インバータ部の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する１つの演算器を備える。１つの演算器は、コンバータ部を制御する際に、インバータ部の半導体スイッチング素子を駆動するタイミングを把握することができる。これにより、適切なタイミングでコンバータ電流の検出値と、インバータ電流の検出値とを取得できるので、コンデンサ電流の低減を高精度に行うことができる。従って、実施の形態１に係る電力変換装置を用いれば、制御精度の劣化を回避しつつ、平滑コンデンサの小容量化を図ることが可能となる。
また、実施の形態１の制御手法は、特許文献１のようにコンデンサ電流を目標値とするのではなく、コンバータ電流に相当する第１の物理量と、インバータ電流に相当する第２の物理量とを制御する手法である。また、本制御手法では、目標値は固定値でなく常に変動しており、図４及び図７に示されるように積分制御は必須ではない。このため、積分制御が必須である特許文献１に比べて制御構成が容易になり、制御精度の劣化及び制御破綻のおそれも少なくなる。これにより、制御精度の劣化及び制御破綻の生起を回避することができる。また、本制御手法は、理想的にはコンデンサ電流を０にできるので、平滑コンデンサの長寿命化を図ることが可能となる。
実施の形態２．
図１２は、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００の構成例を示す図である。実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備える。実施の形態１に係る冷凍サイクル適用機器９００は、空気調和機、冷蔵庫、冷凍庫、ヒートポンプ給湯器といった冷凍サイクルを備える製品に適用することが可能である。なお、図１２において、実施の形態１と同様の機能を有する構成要素には、実施の形態１と同一の符号を付している。
冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１におけるモータ１１０を内蔵した圧縮機１２０と、四方弁９０２と、室内熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、室外熱交換器９１０とが冷媒配管９１２を介して取り付けられている。
圧縮機１２０の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ１１０とが設けられている。
冷凍サイクル適用機器９００は、四方弁９０２の切替動作により暖房運転又は冷房運転をすることができる。圧縮機構９０４は、可変速制御されるモータ１１０によって駆動される。
暖房運転時には、実線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室内熱交換器９０６、膨張弁９０８、室外熱交換器９１０及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
冷房運転時には、破線矢印で示すように、冷媒が圧縮機構９０４で加圧されて送り出され、四方弁９０２、室外熱交換器９１０、膨張弁９０８、室内熱交換器９０６及び四方弁９０２を通って圧縮機構９０４に戻る。
暖房運転時には、室内熱交換器９０６が凝縮器として作用して熱放出を行い、室外熱交換器９１０が蒸発器として作用して熱吸収を行う。冷房運転時には、室外熱交換器９１０が凝縮器として作用して熱放出を行い、室内熱交換器９０６が蒸発器として作用し、熱吸収を行う。膨張弁９０８は、冷媒を減圧して膨張させる。
なお、実施の形態２に係る冷凍サイクル適用機器９００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１を備えるものとして説明したが、これに限定されない。図１１に示す電力変換装置１Ａを備えていてもよい。また、実施の形態１の制御手法を適用できるものであれば、電力変換装置１，１Ａ以外の電力変換装置でもよい。
また、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
１，１Ａ 電力変換装置、２，２Ａ コンバータ部、３ インバータ部、４ 平滑コンデンサ、５，２２ａ リアクトル、７，８ 電流検出部、９，１１ 電圧検出部、１０ ゼロクロス検出部、１２ 制御部、１２ａ 演算器、２０ 整流部、２０ａ，２０ｂ，２２ｂ 整流素子、２２，２２Ａ 昇圧部、２２ｃ，２４，Ｕｐ～Ｗｎ 半導体スイッチング素子、５０ モータ駆動装置、６０ コンバータ電流制御系、６１ 母線電圧制御ブロック、６２，８２ 脈動補償ブロック、６３ 電源電流制御ブロック、６４，８６ ＰＷＭ制御ブロック、８０ インバータ電流制御系、８４ 電流制御ブロック、８５ 座標変換ブロック、１００ 交流電源、１１０ モータ、１２０ 圧縮機、９００ 冷凍サイクル適用機器、９０２ 四方弁、９０４ 圧縮機構、９０６ 室内熱交換器、９０８ 膨張弁、９１０ 室外熱交換器、９１２ 冷媒配管。

Claims (6)

  1. 少なくとも１つの第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータ部と、
    前記コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサによって平滑された前記直流電圧をモータへの交流電圧に変換するインバータ部と、
    前記コンバータ部の動作状態を表す第１の物理量と、前記インバータ部の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する１つの演算器と、
    を備え、
    前記演算器は、前記第２の物理量の検出値を得るサンプリングタイミングの制約に応じて、前記第１の物理量の検出値を得るサンプリングタイミングを設定する
    電力変換装置。
  2. 前記演算器は、前記第１の半導体スイッチング素子の導通又は非導通のタイミングに合わせて前記第１及び第２の物理量を検出する
    請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 少なくとも１つの第１の半導体スイッチング素子を有し、交流電源から印加される電源電圧を整流するコンバータ部と、
    前記コンバータ部が出力する整流電圧を、リプルを含む直流電圧に平滑する平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサによって平滑された前記直流電圧をモータへの交流電圧に変換するインバータ部と、
    前記コンバータ部の動作状態を表す第１の物理量と、前記インバータ部の動作状態を表す第２の物理量とが等しくなるように制御する１つの演算器と、
    を備え、
    前記演算器は、前記第２の物理量が前記第１の物理量と等しくなるように前記インバータ部を制御する
    電力変換装置。
  4. 前記演算器は、前記第１の物理量が前記第２の物理量と等しくなるように前記コンバータ部を制御する
    請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置。
  5. 請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置を備えるモータ駆動装置。
  6. 請求項１から４の何れか１項に記載の電力変換装置を備える冷凍サイクル適用機器。
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