JP5063379B2 - 電力変換装置、及び電力変換装置用モジュール、並びに、空気調和機及び冷凍装置 - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置、及びこれに用いる電力変換装置用モジュール、並びに、空気調和機及び冷凍装置に関する。
交流電力を直流電力に変換するためのＰＷＭコンバータ装置が普及している。このようなコンバータ装置は、直流電圧側と交流電圧側とが半導体スイッチング素子で接続されている。この半導体スイッチング素子がオン／オフ状態に制御され、電源電圧の瞬間変動（一時低下もしくは一時上昇）が発生した場合、入力交流電流の急変動が起きることがある。入力交流電流の急変動が発生すると、半導体スイッチング素子が過電流になり、出力直流電圧が急変動する恐れがある。また、出力直流電圧の変動が大きい場合、変換装置自身の動作が不安定になる他、負荷への影響がでてくる。特に、ＰＷＭコンバータ装置をモータ駆動用インバータにつないだ状態で、直流電圧の急変動が発生すると、モータが不安定になり、脱調の停止になる可能性が高い。
一般的に、電源電圧の瞬間変動発生時に、ＰＷＭコンバータ装置に過電流や過電圧が発生すると、コンバータ装置を保護するために、すべての半導体スイッチング素子を動作停止して、半導体スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを用いてダイオード整流動作に切り替えることが行われる。
しかし、ダイオード整流動作は、出力電圧がフィードバック制御されないため、電源電圧の一時低下による出力直流電圧の低下が避けられない。出力直流電圧が低下すると、負荷への影響（モータの運転停止など）の他、復電時に、過大な突入電流が流れる恐れがある。
また、特許文献１には、電源電圧急変動の対策として、三相電圧瞬時値を検出し、電源電圧の無効分（ｄ軸分量）と有効分（ｑ軸分量）とを算出して、算出された有効分を用いて、瞬停発生の判断を行うと共に、電圧指令値を補償する方法が開示されている。また、特許文献２には、電源電圧とコンデンサ電流を検出することにより、電源瞬停時に電動機を減速して、モータを制御するコンバータ、インバータ（電力変換装置）が開示されている。
特許第３７４３９５０号公報
特開２００７−６８３３２号公報
一般的に、電源電圧の瞬間変動発生時に、ＰＷＭコンバータ装置に過電流や過電圧が発生すると、コンバータ装置を保護するために、すべての半導体スイッチング素子を動作停止して、半導体スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを用いてダイオード整流動作に切り替えることが行われる。
しかし、ダイオード整流動作は、出力電圧がフィードバック制御されないため、電源電圧の一時低下による出力直流電圧の低下が避けられない。出力直流電圧が低下すると、負荷への影響（モータの運転停止など）の他、復電時に、過大な突入電流が流れる恐れがある。
また、特許文献１には、電源電圧急変動の対策として、三相電圧瞬時値を検出し、電源電圧の無効分（ｄ軸分量）と有効分（ｑ軸分量）とを算出して、算出された有効分を用いて、瞬停発生の判断を行うと共に、電圧指令値を補償する方法が開示されている。また、特許文献２には、電源電圧とコンデンサ電流を検出することにより、電源瞬停時に電動機を減速して、モータを制御するコンバータ、インバータ（電力変換装置）が開示されている。
特許文献１に記載の技術では、三相電圧瞬時値を検出するため、高精度の三相電源電圧センサ、多数のＡ／Ｄ変換器が必要となり、制御部に低コストマイコンを使用することが困難になる。すなわち、特許文献１の技術では、多数の電圧センサを使用するため、コストが高くなり、部品点数の増加により、装置の信頼性も低くなってしまう。また、特許文献２の技術は、瞬停検出と電動機の減速制御を実現するために、コンバータとインバータとのタイミングを合わせる必要があり、コンバータ単独の構成は困難である。
そこで、本発明は、相電圧を検出することなく電源電圧の変動の発生を検出することができる電力変換装置、及び電力変換装置用モジュール、並びに、空気調和機及び冷凍装置を提供することを課題とする。
前記課題を解決するため、本発明の電力変換装置は、交流電源の各相に一端を接続する複数のリアクトルと、前記複数のリアクトルの他端側に接続され、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力側の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに流れる電流及び負荷電流の和である直流母線電流、もしくは前記コンバータ回路の入力交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する電圧検出回路と、前記電流検出回路で検出された電流値、及び前記電圧検出回路で検出した電圧検出値を用いて前記コンバータ回路を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、前記制御手段は、前記電流値の変動分が負の所定値以下であり、且つ前記電圧検出値の変動分が正の所定値以上である場合に、電源電圧一時低下の発生と判断し、前記電流値の変動分が正の所定値以上であり、且つ前記電圧検出値の変動分が負の所定値以下である場合に、電源電圧一時上昇の発生を判断することを特徴とする。
これによれば、出力直流電圧の検出値の変動分と電流値の変動分とで電源電圧の変動を判断している。すなわち、三相交流電圧の値を検出する必要がないので、部品点数を減少することができる。また、変動発生と判断した場合、電力変換装置の運転モードを通常運転（ｄｑベクトル制御）から部分昇圧動作に切り替えることにより、入力電流と直流電圧の急変動を抑制するように制御することができる。
本発明によれば、相電圧を検出することなく電源電圧の変動の発生を検出することができる。また、電力変換装置をｄｑベクトル制御から部分昇圧動作に切り替えることにより、出力直流電圧の急変動を抑制することができる。
（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図である。
電力変換装置１００は、外部の三相の交流電源１が供給する三相交流電力を直流電力に変換して負荷９に供給する装置であり、フィルタ２と、リアクトルユニット３と、コンバータ回路４と、平滑コンデンサ５と、シャント抵抗器３２と、母線直流電流検出器７と、直流電圧検出器８と、制御部６とを備え、コンバータ回路４と、平滑コンデンサ５と、シャント抵抗器３２と、母線直流電流検出器７と、直流電圧検出器８と、制御部６とでモジュール５０を構成している。なお、制御部６は、制御手段に相当し、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
図１は、本発明の第１実施形態の電力変換装置の構成図である。
電力変換装置１００は、外部の三相の交流電源１が供給する三相交流電力を直流電力に変換して負荷９に供給する装置であり、フィルタ２と、リアクトルユニット３と、コンバータ回路４と、平滑コンデンサ５と、シャント抵抗器３２と、母線直流電流検出器７と、直流電圧検出器８と、制御部６とを備え、コンバータ回路４と、平滑コンデンサ５と、シャント抵抗器３２と、母線直流電流検出器７と、直流電圧検出器８と、制御部６とでモジュール５０を構成している。なお、制御部６は、制御手段に相当し、マイクロコンピュータもしくはＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等の半導体演算素子を用いている。
交流電源１は、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を出力する三相交流電源である。フィルタ２は、各相に挿入されたコイルと相間に接続されるコンデンサを備え、高周波リップル電流を低減することができる。また、図示されていないが、各相と接地との間にコンデンサが接続されてコモンモードフィルタとして機能させることもできる。リアクトルユニット３は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の各相に挿入されるリアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３により構成され、磁気エネルギを蓄える。
コンバータ回路４は、６個のスイッチング素子（ＩＧＢＴ：Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚと、各スイッチング素子のコレクタ−エミッタ間に接続された６個のダイオードを備えている。スイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔのコレクタ端は互いに接続され、スイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚのエミッタ端は互いに接続され、スイッチング素子Ｑｒのエミッタ端とスイッチング素子Ｑｘのコレクタ端とが接続され、スイッチング素子Ｑｓのエミッタ端とスイッチング素子Ｑｙのコレクタ端とが接続され、スイッチング素子Ｑｔのエミッタ端とスイッチング素子Ｑｚのコレクタ端とが接続され、各接続点がＵ相、Ｖ相あるいはＷ相に接続されている。
平滑コンデンサ５は、負荷９に並列接続され、出力電圧のリップル成分を低減する。シャント抵抗器３２は、負荷９に流れる負荷電流及び平滑コンデンサ５に流れる電流の和を検出するものであり、平滑コンデンサ５の一端と、スイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚのエミッタ端との間に接続される。母線直流電流検出器７は、シャント抵抗器３２が検出した母線の直流電流Ｉｓｈを出力するものであり、直流電圧検出器８は、平滑コンデンサ５の両端の直流電圧Ｅｄを出力するものである。制御部６は、母線直流電流Ｉｓｈ及び直流電圧Ｅｄに基づいて、スイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚのゲートに供給するためのＰＷＭ信号を生成する。
図２は、制御部６の機能ブロック構成図であり、各機能はＣＰＵ（コンピュータ）及びプログラムにより実現される。
制御部６は、ｄｑベクトル制御により、ＰＷＭ信号を生成するものであり、電圧制御器１０と、ベクトル制御器１１と、位相推定器１２と、２軸／３相変換器１３と、３相／２軸変換器１４と、ＰＷＭ制御器１５と、電流再現演算器１６と、ローパスフィルタ１７と、電流移動平均演算器１８と、電圧移動平均演算器１９と、減算器３７，３８，３９，４０とを備える。
制御部６は、ｄｑベクトル制御により、ＰＷＭ信号を生成するものであり、電圧制御器１０と、ベクトル制御器１１と、位相推定器１２と、２軸／３相変換器１３と、３相／２軸変換器１４と、ＰＷＭ制御器１５と、電流再現演算器１６と、ローパスフィルタ１７と、電流移動平均演算器１８と、電圧移動平均演算器１９と、減算器３７，３８，３９，４０とを備える。
電流再現演算器１６は、母線直流電流Ｉｓｈと、３相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を用いて三相交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを再現する。３相／２軸変換器１４は、再現された三相電流と、推定された位相情報θｄｃとに基づいて、ｑ軸電流ｉｑとｄ軸電流ｉｄとを次式に基づいて演算する。なお、ｑ軸電流ｉｑは有効分であり、これに直交する成分のｄ軸電流ｉｄは無効分である。
減算器３７は、直流電圧指令値Ｅｄ*から直流電圧Ｅｄを減算して偏差ΔＥｄを演算する。電圧制御器１０は、偏差ΔＥｄからｑ軸電流指令値ｉｑ*を演算する。減算器３９は、ｑ軸電流指令値ｉｑ*からｑ軸電流ｉｑを減算し、偏差Δｉｑａを出力する。減算器３８は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを減算するものである。ただし、入力電流の無効電流成分を最小化するためにｄ軸電流指令値（ｉｄ*）は０に設定されている。
ベクトル制御器１１は、減算器３８，３９の出力信号を用いて、ｄｑ軸上のｄ軸指令電圧Ｖｄ*，ｑ軸指令電圧Ｖｑ*を算出する。２軸／３相変換器１３は、ｄ軸指令電圧Ｖｄ*と、ｑ軸指令電圧Ｖｑ*と位相推定器１２からの位相情報θｄｃとを用いて、三相指令電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を次式を用いて算出する。
PWM制御器１５は、三相指令電圧Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を用いて、ＰＷＭ信号を出力する。
ローパスフィルタ１７（Low Pass Filter）は、ｑ軸電流ｉｑを入力し、ｑ軸電流ｉｑの変化率を低減した信号を出力する。減算器４０は、ｑ軸電流ｉｑからローパスフィルタ１７の出力信号を減算した信号を出力する。これにより、減算器４０は、ｑ軸電流ｉｑの変動値Δｉｑを徐々に低減させた値を出力する。電流移動平均演算器１８は、減算器４０の出力値を移動平均して、リップル成分を除去する。
電圧移動平均演算器１９は、減算器３７の出力信号ΔＥｄを移動平均して、リップル成分を除去する。直流電圧の変動値ΔＥｄを算出する。ここで、電源電圧瞬間変動の判断遅延を短縮するために、移動平均処理の時間長さは１〜５ｍｓに設定する。なお、定常状態では、有効電流分量（ｑ軸電流ｉｑ）と直流電圧Ｅｄの変動が少ないので、電流の変動値Δｉｑと直流電圧の変動値ΔＥｄは小さい。
一方、交流電源１の電源電圧が一時低下するときには、有効電流分量（ｑ軸電流ｉｑ）が小さくなり、直流電圧Ｅｄも直流電圧指令値Ｅｄ＊より小さくなる。このため、ｑ軸電流の変動値Δｉｑが負値であり、直流電圧の変動値ΔＥｄが正値である。逆に、電源電圧が一時上昇するときには、有効電流分量ｉｑが大きくなり、直流電圧Ｅｄが直流電圧指令値Ｅｄ＊より大きくなる。このため、ｑ軸電流の変動値Δｉｑが正値であり、直流電圧の変動値ΔＥｄが負値である。すなわち、ｑ軸電流の変動値Δｉｑと直流電圧の変動値ΔＥｄとが逆方向に変化するか否かを判定することにより、交流電源１の電源電圧の一時低下や一次上昇の存在を判定することができる。
ここで、直流負荷の急変動時には、有効電流分量（ｑ軸電流ｉｑ）と直流電圧Ｅｄとの変動が発生するので、ｑ軸電流の変動値Δｉｑと直流電圧の変動値ΔＥｄとが大きくなる可能性がある。例えば、負荷９（図１）が急に軽くなると、有効電流分量（ｑ軸電流ｉｑ）が小さくなるが、直流電圧Ｅｄが直流電圧指令値Ｅｄ＊より高くなるので、ｑ軸電流の変動値Δｉｑが負値であり、直流電圧の変動値ΔＥｄも負値である。逆に、負荷９が急に重くなると、有効電流分量（ｑ軸電流ｉｑ）が大きくなるが、直流電圧Ｅｄが直流電圧指令値Ｅｄ＊より低くなるので、ｑ軸電流の変動値Δｉｑが正値であり、直流電圧の変動値ΔＥｄも正値である。
したがって、算出したｑ軸電流の変動値Δｉｑと直流電圧の変動値ΔＥｄの大きさと正値／負値の何れかとから、電源電圧瞬間変動発生の判断が可能である。例えば、電流の変動値Δｉｑが負の所定値以下になり、且つ直流電圧の変動値ΔＥｄが負の所定値以下になれば、電源電圧一時低下発生と判断できる。逆に、電流の変動値Δｉｑが正の所定値以上になり、且つ直流電圧の変動値ΔＥｄが正の所定値以上になると、電源電圧一時上昇発生と判断できる。ここでの比較所定値は、事前にシミュレーションや実験で決定する。
図３は、位相推定器１２の機能ブロック構成図である。
位相推定器１２は、電源センサレス制御法により位相差θｄｃを推定するものであり、位相差演算器３３と、増幅器３４と、加算器３５と、積分器３６とを備える。
位相差演算器３３は、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑから次式を用いて位相差Δθを演算する。
Δθ＝ｔａｎ―１｛（Ｖｄ＊＋ωＬＩｄ）／（Ｖｑ＊−ωＬＩｑ）｝
ここで、ＬはリアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスであり、ωは電源周波数である。
位相推定器１２は、電源センサレス制御法により位相差θｄｃを推定するものであり、位相差演算器３３と、増幅器３４と、加算器３５と、積分器３６とを備える。
位相差演算器３３は、ｄ軸指令電圧Ｖｄ＊、ｑ軸指令電圧Ｖｑ＊、ｄ軸電流ｉｄ、ｑ軸電流ｉｑから次式を用いて位相差Δθを演算する。
Δθ＝ｔａｎ―１｛（Ｖｄ＊＋ωＬＩｄ）／（Ｖｑ＊−ωＬＩｑ）｝
ここで、ＬはリアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３のインダクタンスであり、ωは電源周波数である。
増幅器３４は、位相差演算器３３が出力する位相差Δθに増幅率−ＫＰＬＬを乗算し、周波数偏差Δωｓを出力するものである。ここで、増幅率−ＫＰＬＬは、電源位相と制御系位相との偏差ΔθをなくすようにＰＬＬ制御するときの制御系のゲインである。
加算器３５は、周波数偏差Δωｓと電源周波数ωｓ＊とを加算して制御系の周波数を演算するものである。積分器３６は、加算器３５の出力信号を積分して、制御系位相θｄｃを演算する。
加算器３５は、周波数偏差Δωｓと電源周波数ωｓ＊とを加算して制御系の周波数を演算するものである。積分器３６は、加算器３５の出力信号を積分して、制御系位相θｄｃを演算する。
次に、ｑ軸電流ｉｑと直流電圧Ｅｄとを利用して電源電圧瞬間変動発生を判断する方法を説明する。
図４、図５に、電源電圧一時低下前後における、三相交流電圧波形２０、三相交流電流波形２１、直流電圧指令２２、直流電圧波形２３、有効電流分量（ｑ軸電流）のローパスフィルタ出力値２４、ｑ軸電流検出値２５、電圧移動平均出力値２６、電流移動平均出力値２７のシミュレーション波形を示す。三相交流電圧低下により、三相交流電流波形２１が過渡的にゼロに収束し（図４（ｂ）、直流電圧波形２３が徐々に直流電圧指令値２２から離れていくのがわかる（図４（ｃ））。このときのｑ軸電流検出値２５は低下し（図５（ａ））、電圧移動平均出力値２６が徐々に上昇し（図５（ｂ））、電流移動平均値２７は徐々に低下する（図５（ｃ））。
図４、図５に、電源電圧一時低下前後における、三相交流電圧波形２０、三相交流電流波形２１、直流電圧指令２２、直流電圧波形２３、有効電流分量（ｑ軸電流）のローパスフィルタ出力値２４、ｑ軸電流検出値２５、電圧移動平均出力値２６、電流移動平均出力値２７のシミュレーション波形を示す。三相交流電圧低下により、三相交流電流波形２１が過渡的にゼロに収束し（図４（ｂ）、直流電圧波形２３が徐々に直流電圧指令値２２から離れていくのがわかる（図４（ｃ））。このときのｑ軸電流検出値２５は低下し（図５（ａ））、電圧移動平均出力値２６が徐々に上昇し（図５（ｂ））、電流移動平均値２７は徐々に低下する（図５（ｃ））。
また、図６、図７に復電時の電圧電流シミュレーション波形を示す。
三相交流電圧の上昇により（図６（ａ））、三相交流電流波形２１の値が過渡的に増加し（図６（ｂ））、直流電圧波形２３の値が直流電圧指令２２から徐々に離れていく（図６（ｃ））。ｑ軸電流検出値２５が徐々に増加し（図７（ａ））、電圧移動平均出力値２６が徐々に低下し（図７（ｂ））、電流移動平均出力値２７は徐々に上昇する（図７（ｃ））。
図５（ｂ）（ｃ）及び図７（ｂ）（ｃ）により、電源電圧一時変動発生直後に、直流電圧の変動値ΔＥｄと電流の変動値Δｉｑが逆方向に変動していることがわかる。
三相交流電圧の上昇により（図６（ａ））、三相交流電流波形２１の値が過渡的に増加し（図６（ｂ））、直流電圧波形２３の値が直流電圧指令２２から徐々に離れていく（図６（ｃ））。ｑ軸電流検出値２５が徐々に増加し（図７（ａ））、電圧移動平均出力値２６が徐々に低下し（図７（ｂ））、電流移動平均出力値２７は徐々に上昇する（図７（ｃ））。
図５（ｂ）（ｃ）及び図７（ｂ）（ｃ）により、電源電圧一時変動発生直後に、直流電圧の変動値ΔＥｄと電流の変動値Δｉｑが逆方向に変動していることがわかる。
次に、電源電圧瞬間変動の発生と判断した場合、直流電圧Ｅｄを維持するための部分昇圧動作について図８を用いて説明する。
電源電圧瞬間変動の発生と判断した場合、コンバータ通常運転（ｄｑベクトル制御）を停止し、コンバータ回路４を構成するスイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚのうち、上アームのスイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔのすべてにオフ制御信号を与え、下アームのスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚにオン・オフ制御信号２８を与える。これにより、コンバータ回路４は、部分昇圧動作が行われ、直流電圧を一定値に維持する。このとき、上アームのスイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔがオフ状態に設定されるので交流電源１の電圧が低下して、入力側と出力側とで電位差が生じてもスイッチング素子に過大電流が流れない。当然、上アームと下アームの制御信号を交換しても、同様な昇圧効果が得られる。
電源電圧瞬間変動の発生と判断した場合、コンバータ通常運転（ｄｑベクトル制御）を停止し、コンバータ回路４を構成するスイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚのうち、上アームのスイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔのすべてにオフ制御信号を与え、下アームのスイッチング素子Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚにオン・オフ制御信号２８を与える。これにより、コンバータ回路４は、部分昇圧動作が行われ、直流電圧を一定値に維持する。このとき、上アームのスイッチング素子Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔがオフ状態に設定されるので交流電源１の電圧が低下して、入力側と出力側とで電位差が生じてもスイッチング素子に過大電流が流れない。当然、上アームと下アームの制御信号を交換しても、同様な昇圧効果が得られる。
図９は、部分昇圧動作モードのエネルギ蓄積時の説明図であり、下アームのスイッチング素子Ｑｘがオン状態の等価回路を示している。下アームのスイッチング素子Ｑｘがオン状態になると、リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して相電流が流れる。すなわち、リアクトルＬ１及びスイッチング素子Ｑｘを介してＵ相電流が流れ、ダイオードＤｙ，Ｄｚ及びリアクトルＬ２，Ｌ３を介してＶ相電流、Ｗ相電流として交流電源１に戻る。すなわち、リアクトルＬ１，Ｌ２，Ｌ３はＹ結線された状態となる。
図１０は、部分昇圧動作モードのエネルギ放出時の説明図であり、スイッチング素子Ｑｘをオン状態からオフ状態に反転させている。これにより、リアクトルＬ１には、電流の変化を妨げる方向に逆起電力が発生し、昇圧動作が行われる。すなわち、リアクトルＬ１に流れるＵ相電流は、上アームのダイオードＤｒを介して、平滑コンデンサ５へ流れ、シャント抵抗器３２、ダイオードＤｙ，Ｄｚ、及びリアクトルＬ２，Ｌ３を介して、Ｖ相電流、Ｗ相電流として交流電源１に戻る。これにより、平滑コンデンサ５は、一方向に充電され、オフ状態に反転したときに充電される充電エネルギは、スイッチング素子Ｑｘがオン状態のときにリアクトルＬ１に蓄えられる磁気エネルギに等しい。
オン・オフ制御信号２８の調整により、充電電流のＯＮ／ＯＦＦ制御が可能であるため、直流電圧Ｅｄの調節が可能である。図１１に示す部分昇圧動作モードのＰＷＭ制御器のブロック構成図を用いて、具体的な調節方法を説明する。すなわち、ＰＷＭ制御器１５ａは、減算器４１と、ＰＩ制御器２９と、キャリア発生器３０と、コンパレータ３１とを備え、スイッチング素子ＱｘをＯＮ／ＯＦＦ制御するＰＷＭ信号（オン・オフ制御信号２８）を生成している。ここで、減算器４１は、直流電圧指令値Ｅｄ＊から直流電圧Ｅｄを減算し、偏差を演算する。ＰＩ制御器２９は、減算器４１が演算した偏差を比例積分演算する。キャリア発生器３０は、直線的に増加減少する三角波を生成する。コンパレータ３１は、ＰＩ制御器２９の出力信号とキャリア発生器３０の出力信号とを比較してオンオフ制御信号２８を生成する。すなわち、このＰＷＭ制御器１５ａは、直流電圧の検出値Ｅｄと昇圧指令値Ｅｄ＊との偏差を用いて、ＰＩ制御器２９で変調率を調整し、三角波との比較により、パルス幅を調整している。
部分昇圧動作中にも、直流電圧Ｅｄを検出して、直流電圧の変動値ΔＥｄを算出する。直流電圧の変動値ΔＥｄが正の所定値以上もしくは負の所定値以下になる場合、復電と判断する。復電を検出したら、コンバータの運転モードを部分昇圧動作からコンバータの通常運転（ＰＷＭ運転）モードに切り替える。また、コンバータ再起動時の過電流を避けるために、部分昇圧動作中でも、制御系の位相更新を行う。
ただし、制御系位相更新の累計誤差の影響を避けるために、所定時間以上経つ場合、復電の判断ができなくても、コンバータの運転モードは通常運転モードに切り替える。
図１２は、電力変換装置の効果を示す電圧電流波形図であり、電源電圧瞬間低下の発生前後のシミュレーション結果を示す。入力交流電流と出力直流電圧の急変動を抑制する効果を確認できる。図１２（ａ）は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電源電圧波形であり、時刻ｔ１で瞬間的に電源電圧が低下する瞬低が発生し、時刻ｔ２で復電している。図１２（ｂ）は、入力交流電流波形であり、瞬低が発生する時刻ｔ１前では、ベクトル制御により正弦波状のリップル電流が流れ、時刻ｔ１から時刻ｔ３までにおいては、スイッチング動作が停止し、入力交流電流が過渡的にゼロに収束する。そして、部分昇圧動作が行われる時刻ｔ３から時刻ｔ２までにおいては、歪波のリップル電流が流れ、時刻ｔ２以降では再び正弦波リップル電流が流れ出す。
図１２（ｃ）は、出力直流電圧波形であり、瞬低が発生する時刻ｔ１前においては、電圧が一定であり、時刻ｔ１から時刻ｔ３までのスイッチング動作が停止する期間は直流電圧が徐々に低下している。時刻ｔ３においてスイッチング動作が開始すると、直流電圧が上昇し始め、目標電圧に近似する。時刻ｔ２以降では、偏差を解消するように、目標電圧に近づく。
本実施形態では、シャント抵抗器を用いて直流母線電流を検出しているが、実際にシャント抵抗器に限らず、ホール素子を用いた電流センサなどにより検出してもよい。当然、直流母線電流の代わりに、電流センサを用いて、直接に三相交流電流を検出しても構わない。
図１３は、モジュール５０の外観図であり、最終製品の一形態を示す。
モジュール５０は、制御部基板２０１に半導体素子２０２が搭載された電力変換装置用のモジュールであり、制御部基板２０１は、図１に記載の母線直流電流検出器７、直流電圧検出器８、コンバータ制御部６が直接実装され、コンバータ回路４が１チップ化された半導体素子２０２として実装されている。モジュール化によって、小型化が達成され、装置コストの低減が図れる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。
モジュール５０は、制御部基板２０１に半導体素子２０２が搭載された電力変換装置用のモジュールであり、制御部基板２０１は、図１に記載の母線直流電流検出器７、直流電圧検出器８、コンバータ制御部６が直接実装され、コンバータ回路４が１チップ化された半導体素子２０２として実装されている。モジュール化によって、小型化が達成され、装置コストの低減が図れる。なお、モジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウエア／ソフトウエアの部品から構成されているものである。また、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されてもよい。
本実施形態によれば、上記モジュールの交流側に、交流電圧センサがなくても、瞬停時の入力電流と出力直流電圧の変動を抑えられる。また、復電時の突入電流が小さいので、装置の信頼性が改善される。
（第２実施形態）
図１４は、本発明の第２実施形態の前記電力変換装置を用いた空気調和機や冷凍機などの冷凍装置の構成図である。
冷凍装置３００は、温度を調和する装置であり、熱交換器３０１と３０２と、ファン３０３と３０４と、圧縮機３０５と、配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。なお、圧縮機用モータ３０８は永久磁石同期モータを用いて、圧縮機３０５の内部に配置されている。モータ駆動装置３０７は、第１実施例の電力変換装置を用いて、三相交流電源を直流に変換して、モータ制御用インバータに提供し、モータを駆動する。
図１４は、本発明の第２実施形態の前記電力変換装置を用いた空気調和機や冷凍機などの冷凍装置の構成図である。
冷凍装置３００は、温度を調和する装置であり、熱交換器３０１と３０２と、ファン３０３と３０４と、圧縮機３０５と、配管３０６と、モータ駆動装置３０７から構成されている。なお、圧縮機用モータ３０８は永久磁石同期モータを用いて、圧縮機３０５の内部に配置されている。モータ駆動装置３０７は、第１実施例の電力変換装置を用いて、三相交流電源を直流に変換して、モータ制御用インバータに提供し、モータを駆動する。
第１実施形態の電力変換装置を使用することにより、高調波対策が実現できる上、短時間（数電源周期）の電源瞬停が発生しても、入力電流と直流電圧の変動が少なく、インバータ及びモータへの影響が小さい。よって、電源環境が良くない設置場所でも、本発明の電力変換装置を搭載した冷凍装置は、高い信頼性が実現できる。
１ 交流電源
２ フィルタ
３ リアクトルユニット
４ コンバータ回路
５ 平滑コンデンサ
６ 制御部（制御手段）
７ 母線直流電流検出器
８ 直流電圧検出器
９ 負荷
１０ 電圧制御器
１１ ベクトル制御器
１２ 位相推定器
１３ ２軸／３相変換器
１４ ３相／２軸変換器
１５ ＰＷＭ制御器
１６ 電流再現演算器
１７ ローパスフィルタ
１８ 電流移動平均演算器
１９ 電圧移動平均演算器
２０ 三相交流電圧波形
２１ 三相交流電流波形
２２ 直流電圧指令
２３ 直流電圧波形
２４ ｑ軸電流のローパスフィルタ出力値
２５ ｑ軸電流検出値
２６ 電圧移動平均出力値
２７ 電流移動平均出力値
２８ （部分昇圧動作時の）オン・オフ制御信号
２９ ＰＩ制御器
３０ キャリア発生器
３１ コンパレータ
３２ シャント抵抗器
３３ 位相差演算器
３４ 増幅器
３５ 加算器
３６ 積分器
３７，３８，３９，４０，４１ 減算器
５０ モジュール（電力変換装置用モジュール）
１００ 電力変換装置
２０１ 制御部基板
２０２ 半導体素子（パワーモジュール）
３００ 冷凍装置
３０１ 熱交換器
３０２ 熱交換器
３０３ ファン
３０４ ファン
３０５ 圧縮機
３０６ 配管
３０７ モータ駆動装置
３０８ 圧縮機用モータ
Ｉｓｈ 母線直流電流
Ｅｄ 直流電圧
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ リアクトル
Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ ダイオード
２ フィルタ
３ リアクトルユニット
４ コンバータ回路
５ 平滑コンデンサ
６ 制御部（制御手段）
７ 母線直流電流検出器
８ 直流電圧検出器
９ 負荷
１０ 電圧制御器
１１ ベクトル制御器
１２ 位相推定器
１３ ２軸／３相変換器
１４ ３相／２軸変換器
１５ ＰＷＭ制御器
１６ 電流再現演算器
１７ ローパスフィルタ
１８ 電流移動平均演算器
１９ 電圧移動平均演算器
２０ 三相交流電圧波形
２１ 三相交流電流波形
２２ 直流電圧指令
２３ 直流電圧波形
２４ ｑ軸電流のローパスフィルタ出力値
２５ ｑ軸電流検出値
２６ 電圧移動平均出力値
２７ 電流移動平均出力値
２８ （部分昇圧動作時の）オン・オフ制御信号
２９ ＰＩ制御器
３０ キャリア発生器
３１ コンパレータ
３２ シャント抵抗器
３３ 位相差演算器
３４ 増幅器
３５ 加算器
３６ 積分器
３７，３８，３９，４０，４１ 減算器
５０ モジュール（電力変換装置用モジュール）
１００ 電力変換装置
２０１ 制御部基板
２０２ 半導体素子（パワーモジュール）
３００ 冷凍装置
３０１ 熱交換器
３０２ 熱交換器
３０３ ファン
３０４ ファン
３０５ 圧縮機
３０６ 配管
３０７ モータ駆動装置
３０８ 圧縮機用モータ
Ｉｓｈ 母線直流電流
Ｅｄ 直流電圧
Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ リアクトル
Ｑｒ，Ｑｓ，Ｑｔ，Ｑｘ，Ｑｙ，Ｑｚ スイッチング素子（ＩＧＢＴ）
Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔ，Ｄｘ，Ｄｙ，Ｄｚ ダイオード
Claims (10)
- 交流電源の各相に一端を接続する複数のリアクトルと、前記複数のリアクトルの他端側に接続され、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力側の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに流れる電流及び負荷電流の和である直流母線電流、もしくは前記コンバータ回路の入力交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する電圧検出回路と、前記電流検出回路で検出された電流値、及び前記電圧検出回路で検出した電圧検出値を用いて前記コンバータ回路を制御する制御手段を備えた電力変換装置において、
前記制御手段は、前記電流値の変動分が負の所定値以下であり、且つ前記電圧検出値の変動分が正の所定値以上である場合に、電源電圧一時低下の発生と判断し、前記電流値の変動分が正の所定値以上であり、且つ前記電圧検出値の変動分が負の所定値以下である場合に、電源電圧一時上昇の発生を判断することを特徴とする電力変換装置。 - 前記制御手段は、前記入力交流電流の検出値、もしくは直流母線電流から再現された交流電流値をｄｑベクトル変換して、有効電流分量ｑ軸電流を算出し、
前記電流値の変動分は、前記ｑ軸電流の瞬時検出値と、このｑ軸電流をローパスフィルタで処理した出力値との差分を移動平均することにより算出されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 前記制御手段は、前記電圧検出値と直流電圧指令値とが一致するように制御し、
前記電圧検出値の変動分は、前記直流電圧指令値から前記電圧検出値を減算した差分電圧を移動平均することにより算出されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 - 交流電源の各相に一端を接続する複数のリアクトルと、前記複数のリアクトルの他端側に接続され、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力側の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに流れる電流及び負荷電流の和である直流母線電流、もしくは前記コンバータ回路の入力交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する電圧検出回路と、前記電流検出回路で検出された電流値、及び前記電圧検出回路で検出した電圧検出値を用いて前記コンバータ回路を制御する制御手段を備え、
前記制御手段は、前記リアクトルに入力される電圧が一定であるとき、前記コンバータ回路をｄｑベクトル制御する電力変換装置において、
前記制御手段は、前記電流値の変動分が負の所定値以下であり、且つ前記電圧検出値の変動分が正の所定値以上である場合に、電源電圧一時低下の発生と判断し、前記電流値の変動分が正の所定値以上であり、且つ前記電圧検出値の変動分が負の所定値以下である場合に、電源電圧一時上昇の発生と判断し、前記電源電圧一時低下、もしくは電源電圧一時上昇と判断した場合、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオフ制御信号を与え、反対アームのスイッチング素子群にオン・オフ制御信号を与えて、前記コンバータ回路に部分昇圧動作を行わせることを特徴とする電力変換装置。 - 前記制御手段は、前記電圧検出値と電圧指令値とに基づいて、前記オン・オフ制御信号のパルス幅を可変することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
- 前記制御手段は、前記部分昇圧動作中に前記電圧検出値の変動を算出して、復電かどうかを判断し、復電を検出したら、前記オン・オフ制御信号のパルス幅を下げて、前記ｄｑベクトル制御に切り替えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
- 前記制御手段は、前記電源電圧一時低下もしくは電源電圧一時上昇の発生と判断した後、所定時間以上経過した場合に、前記ｄｑベクトル制御に切り替えることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
- 入力側にリアクトルを介して交流電圧を印加し、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続され、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、前記平滑コンデンサに流れる電流及び負荷電流の和である直流母線電流、もしくは前記コンバータ回路の入力交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する電圧検出回路と、前記検出回路で検出された電流値及び電圧検出値を用いて、前記交流電圧が一定の場合に前記コンバータ回路をｄｑベクトル制御する制御手段を備えた電力変換装置用モジュールにおいて、
前記制御手段は、前記電流値の変動分が負の所定値以下であり、且つ前記電圧検出値の変動分が正の所定値以上である場合に、交流電圧一時低下の発生と判断し、前記電流値の変動分が正の所定値以上であり、且つ前記電圧検出値の変動分が負の所定値以下である場合に、交流電圧一時上昇の発生を判断する機能と、
前記交流電圧一時低下もしくは交流電圧一時上昇の発生と判断した場合、前記ｄｑベクトル制御を停止し、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオフ制御信号を与え、反対アームのスイッチング素子群にオン・オフ制御信号を与えて、前記コンバータ回路に部分昇圧動作を行わせる機能とを備えることを特徴とする電力変換装置用モジュール。 - 入力側にリアクトルを介して交流電圧を印加し、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続され、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、前記平滑コンデンサに流れる電流及び負荷電流の和である直流母線電流、もしくは前記コンバータ回路の入力交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する電圧検出回路と、前記検出回路で検出された電流値及び電圧検出値を用いて、前記交流電圧が一定の場合に前記コンバータ回路をｄｑベクトル制御する制御手段を備えた電力変換装置を用いた空気調和機において、
前記制御手段は、前記電流値の変動分が負の所定値以下であり、且つ前記電圧検出値の変動分が正の所定値以上である場合に、交流電圧一時低下の発生と判断し、前記電流値の変動分が正の所定値以上であり、且つ前記電圧検出値の変動分が負の所定値以下である場合に、交流電圧一時上昇の発生を判断する機能と、
前記交流電圧一時低下もしくは交流電圧一時上昇の発生と判断した場合、前記ｄｑベクトル制御を停止し、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオフ制御信号を与え、反対アームのスイッチング素子群にオン・オフ制御信号を与えて、前記コンバータ回路に部分昇圧動作を行わせる機能とを備える電力変換装置を用いたことを特徴とする空気調和機。 - 入力側にリアクトルを介して交流電圧を印加し、出力側の直流端子間に平滑コンデンサが接続され、交流電力を直流電力に変換するコンバータ回路と、前記平滑コンデンサに流れる電流及び負荷電流の和である直流母線電流、もしくは前記コンバータ回路の入力交流電流を検出する電流検出回路と、前記コンバータ回路の出力直流電圧を検出する電圧検出回路と、前記検出回路で検出された電流値及び電圧検出値を用いて、前記交流電圧が一定の場合に前記コンバータ回路をｄｑベクトル制御する制御手段を備えた電力変換装置を用いた冷凍装置において、
前記制御手段は、前記電流値の変動分が負の所定値以下であり、且つ前記電圧検出値の変動分が正の所定値以上である場合に、交流電圧一時低下の発生と判断し、前記電流値の変動分が正の所定値以上であり、且つ前記電圧検出値の変動分が負の所定値以下である場合に、交流電圧一時上昇の発生を判断する機能と、
前記交流電圧一時低下もしくは交流電圧一時上昇の発生と判断した場合、前記ｄｑベクトル制御を停止し、前記コンバータ回路を構成するスイッチング素子群のうち、上アームのスイッチング素子群もしくは下アームのスイッチング素子群にオフ制御信号を与え、反対アームのスイッチング素子群にオン・オフ制御信号を与えて、前記コンバータ回路に部分昇圧動作を行わせる機能とを備える電力変換装置を用いたことを特徴とする冷凍装置。
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