CN1641995A - 电机驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明为一种采用简化的无传感器正弦波驱动方式、能够检测出电机负载状态的电机驱动装置。其中，交流电(1)通过整流电路(2)变换成直流电，通过变频器电路(3)驱动电机(4)，通过电流检测装置(5)检测出变频器电路(3)的输出电流，在设定转速下将无功电流控制成规定值。另外，通过变频器电路输出电压或输出电功率可以判断出负载状态。

Description

电机驱动装置

技术领域

本发明涉及一种进行无传感器正弦波驱动的电机驱动装置。

背景技术

在现有的这种电机驱动装置中，通过省掉转子位置传感器进行无传感器正弦波驱动，可以降低电机的振动及噪声，提高可靠性(其中的一例可参考日本专利公报特开2000-350489号)。

但是，在上述的现有装置中，为了推定转子的位置，需要预先把握电机常数、电路参数或电机负载，检测出规定的计算值和电流测量值之间的误差；为了使误差成为最小，还需要由处理器进行计算，因此计算变得非常复杂，且需要具有高速高性能的计算功能的处理器。此外，当电机负载发生很大变化时，还存在着容易失去同步(即失步)的问题。

发明内容

本发明旨在解决现有中存在的上述问题，提供了这样一种无传感器正弦波驱动的电机驱动装置，该电机驱动装置在负载发生变化时也能稳定地操作，即使在比方说因负载变化而引起输出变化及失步时，也能检测出负载状态及失步情况，并在对控制参数或起动条件进行修正后实行再起动，并且能够简化处理器中进行的计算，从而即使在负载发生变化也能实现稳定的操作。

为了解决上述问题，本发明的电机驱动装置通过整流电路将交流电变换成直流电，通过变频器电路驱动电机，通过电流检测装置检测变频器电路的输出电流，对变频器电路进行脉宽调制控制使转速达到设定转速，将变频器电路的输出电压和电流相位、或无功电流控制成规定值，并根据变频器电路的输出电压或输出功率来对负载状态进行判断。

本发明产生的技术效果如下。本发明的电机驱动装置通过设定转速时的变频器电路的输出电压或输出功率能够判断出电机的负载状态，即使不设位置传感器也能检测出失步及负载转矩，故即使发生了失步也能稳定地实现再起动，进行与负载相对应的电流设定，能够实现负载变化很大时也能进行稳定操作的无传感器正弦波驱动。

本发明的具体实施方式概述如下。本发明的第1方案中的电机驱动装置，其特征在于包括：交流电源；将所述交流电源的交流电变换成直流电的整流电路；将所述整流电路的直流电变换成交流电的变频器电路；由所述变频器电路进行驱动的电机；用于检测所述变频器电路的输出电流的电流检测装置；和通过所述电流检测装置的输出信号对所述变频器电路进行脉宽调制控制，从而控制所述电机使其转速成为设定值的控制装置。其中，所述控制装置将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位或者无功电流控制规定值，从所述变频器电路的输出电压或输出功率对负载状态进行判断。这样，即使负载变化很大，也能实现操作稳定的无传感器正弦波驱动。

第2方案为，第1方案中的控制装置通过V/f控制方式将变频器电路的输出电压和输出电流的相位或者无功电流控制成规定值，并从V/f控制值对负载状态进行判断。这样，在发生失步、旋转停止等场合下对旋转状态进行检测时将很容易进行，负载的大小也很容易检测出来。

第3方案为，第1方案中的控制装置通过变频器电路的输出电压或输出电功率检测出电机负载状态，且可以使所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或无功电流发生变化。这样，由于输出电流相位或无功电流可以根据负载状态发生改变，因此即使负载发生很大的变化或在操作过程中负载发生变化，也能保持稳定的旋转，且即使出现失步的话也可以使转矩电流增加后进行起动，故能够实现一种在负载变化很大时也能进行操作、可靠性很高的电机驱动装置。

第4方案为，第1方案中的控制装置通过变频器电路的输出电压或输出功率检测出电机负载状态，且可以使电机驱动条件发生变化。这样，在负载变化很大及工作过程中负载发生变化的场合下，通过改变转速及电机电流等驱动条件可以使旋转实现稳定，或者通过调整转速来降低工作噪声。

第5方案为，第1方案中的控制装置通过变频器电路的输出功率和驱动频率对电机负载转矩进行判断。这样，就可以实现与电机负载转矩相对应的转速控制及输出功率控制。

第6方案为，第1方案中的控制装置通过变频器电路的输出功率和驱动频率判断负载转矩，且根据所述负载转矩的变化对电机进行控制。这样，由于通过检测负载转矩、求出转矩电流就能够设定最佳的电机电流、电流相位或转速，因此可以实现在过载时使电机停止、在轻负载时降低电机电流以控制转速等最佳控制。

第7方案为，第1方案中的控制装置所述控制装置通过变频器电路的输出功率和驱动频率来判断负载转矩，且根据负载转矩对所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或无功电流进行控制。这样，通过进行与负载转矩相对应的电流设定，可以使电机效率达到最大。

第8方案为，第1方案中的控制装置所述控制装置通过变频器电路的输出电压或输出功率来检测出电机的旋转异常情况，并在使所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位或无功电流发生改变后，使所述电机进行再起动。这样，在电机停止旋转的场合下通过增加输出电流可以实现再起动，能将电流设定成最佳状态，从而使旋转保持稳定。

第9方案为，第1方案中的控制装置所述控制装置通过变频器电路的输出电压或输出功率来检测出电机的旋转异常情况，并在改变所述变频器电路的起动条件后，使所述电机进行再起动。这样，能够将起动条件设定成与负载相适应的最佳状态，从而使旋转保持稳定。

附图说明

图1为本发明的第1实施例中的电机驱动装置的方框图，

图2为该电机驱动装置的变频器电路图，

图3为该电机驱动装置的电流检测时序图，

图4为该电机驱动装置中的控制装置的方框图，

图5为该电机驱动装置的控制矢量图，

图6为该电机驱动装置失步时的控制矢量图，

图7为该电机驱动装置的控制装置中的各种波形和时序图，

图8为该电机驱动装置的电机控制程序流程图，

图9为该电机驱动装置的电机控制程序中的载波信号中断子程序的流程图，

图10为该电机驱动装置的电机控制程序中的转速控制子程序的流程图，

图11为该电机驱动装置的起动控制时序图，

图12为本发明的第2实施例的餐具清洗机中的电机驱动装置的截面图，

图13为该电机驱动装置中的控制装置的方框图，

图14为该电机驱动装置在排水操作过程中进行吸入空气检测时的控制时序图，

图15为该电机驱动装置在清洗操作过程中进行吸入空气检测时的控制时序图，

图16为该电机驱动装置的转速控制子程序的流程图，

图17为本发明的第3实施例的电机驱动装置中的控制装置的方框图，

上述附图中，1为交流电源，2为整流电路，3为变频器电路，4为电机，5为电流检测装置，6为控制装置。

具体实施方式

(实施例1)

图1为第1实施例中的电机驱动装置的方框图。在图1中，交流电源1将交流电加到整流电路2上，变换成直流电，这样的直流电再通过变频器电路3变换成3相交流电，驱动电机4。整流电路2中的全波整流电路20的直流输出端子之间串联着电容器21a、21b，电容器21a、21b之间的连接点与交流电源的一个输入端子相连接，构成直流倍压电路，以提高加到变频器电路3上的电压。

变频器电路3的负电压侧连接有电流检测装置5，通过检测在变频器电路3的3个相的下臂中流过的电流，对变频器电路3的输出电流亦即电机4的各相电流进行检测。

控制装置6从电流检测装置5的输出信号计算出变频器电路3的输出电流，再将与设定转速相对应的规定频率的规定电压施加到驱动电机4上，驱动其旋转。控制装置6根据电机负载对输出电流相对于输出电压的相位进行控制，或者将输出电流控制成无功电流，驱动电机4以设定的同步速度进行旋转。

图2为电机驱动装置中的变频器电路3的详细电路图，其中设有由6个晶体管和6个二极管构成的3相全波桥式变频器电路。为避免重复，这里只对3个相臂中的1个相臂即U相臂30A进行说明。由绝缘栅双极晶体管(以下称为IGBT)构成的上臂晶体管31a1与二极管32a1反向并联，形成一个并联连接电路；也是由IGBT构成的下臂晶体管31a2和二极管32a2反向并联，形成另一个并联连接电路，这两个并联连接电路互相串联连接。上臂晶体管31a1的集电极端子与直流电源的正电位端子Lp相连接，上臂晶体管31a1的发射极端子与输出端子U相连，下臂晶体管31a2的发射极端子通过构成电流检测装置5的分流电阻50a与直流电源的Ln端子一侧相连接。

上臂晶体管31a1由上臂栅极驱动电路33a1根据上臂驱动信号Up来进行驱动，下臂晶体管31a2由下臂栅极驱动电路33a2根据下臂驱动信号Un来进行驱动，分别对上臂晶体管31a1和下臂晶体管31a2进行导通/截止的切换控制。上臂栅极驱动电路33a1的内部设有通过微分信号进行置位/复位的RS触发电路，通过上臂驱动信号Up的上升沿使上臂晶体管31a1导通，提高上臂驱动信号Up的下降沿使上臂晶体管31a1截止。下臂栅极驱动电路中无需RS触发电路。

施加到IGBT的栅极上的电压需要达到10～15V。当下臂晶体管31a2导通时，从15V直流电源的正电极端子B1通过自举电阻34a、自举二极管35a对自举电容器36a进行充电，因此通过储存在自举电容器36a中的能量能够使上臂晶体管31a发生导通/截止切换。另外，在下臂的反向并联二极管32a2导通的场合下，也同样可以对自举电容器36a进行充电。

V相臂30B、W相臂30C的连接情况与上面相同，各臂中的下臂晶体管的发射极端子与构成电流检测装置5的分流电阻50b、50c相连接，分流电阻50b、50c的另一端与直流电源的负极端子Ln相连接。分流电在晶体管为IGBT的场合下与发射极端子相连，在大功率MOSFET的场合下与源极端子连接。在下臂晶体管采用IGBT或大功率MOSFET的话，由于通过控制栅极电压就能够进行切换控制，因此分流电阻的阻值被选定成其两端的电压在1V以下的话，在通过电压控制进行导通/截止切换时可以对切换操作几乎不产生任何影响。该电路具有通过检测分流电阻的电压veu、vev和vew就可以检测出变频器电路的输出电流、亦即电机电流的特点。

图3为变频器电路的输出电流检测时序图，其中通过三角波调制进行脉宽调制控制，将上、下臂IGBT的开关时刻错开后进行高速A/D变换，以降低切换噪声，再通过微电脑等电机控制处理器来进行电流检测。在图3中，ck为三角波调制信号Vt的峰值信号，亦即在时间t3处产生的同步信号，vu为U相电压控制信号，通过将三角波调制信号Vt和U相电压控制信号vu进行比较，产生出U相的上臂晶体管31a的驱动信号Up和U相下臂晶体管31a2的驱动信号Un。t1～t2区间、和t5～t6区间为上、下臂晶体管的非导通期间，被称作死区时间Δt。A/D变换的时机可以选在上臂晶体管截止、下臂晶体管导通的时间t3至从时间t3滞后死区时间Δt后的时间t4的范围内。

图4为本发明中的控制装置的方框图，用于通过微电脑或数字信号处理器等高速处理器来实现无传感器正弦波驱动。

下面通过图5中所示的本发明的控制矢量图来说明基本的控制方法。图5为转子表面设有永久磁铁的表面永久磁铁电机(简称SPM电机)的d-q座标系的矢量图，其中，电机感应电压Vr与q轴同轴，该感应电压Vr与感应电压常数kr和转速N(亦即电机驱动频率f)成成正比。换句话说，电机感应电压Vr和频率f之间的比值(Vr/f)基本不变。

电机电流I被控制成与q轴同轴时，将与矢量控制相同。但是，由于没有转子位置传感器、无法进行q轴检测，因此假定电机电流I超前一个角度γ。电机的电压方程式可以用下面的公式1来表示，在驱动频率f被固定的场合下，当d-q座标系中的电流矢量I被固定时，加到电机上的电压矢量Vi也将被固定。反过来，当加到电机上的电压矢量Vi被固定时，电流矢量I也被固定。另外，在变换到以加到电机上的电压Vi(基轴)为主轴的a-r轴座标系中时也一样，电流矢量I被固定时，电机感应电压矢量Vr将被固定。换句话说，如果事先知道电机常数的话，由于通过固定电流矢量I就可以将感应电压Vr和电流I的相位控制成一定，因此可以把q轴电流Iq(亦即转矩电流)基本控制成一定，从而可以进行与矢量控制基本相同的控制。

[公式1]

Vi＝(R+jωL)I+Vr

通过将无功电流Isinφ选成适当的值从而减小超前角γ，可以使电机电流I与转矩电流(q轴电流)Iq基本相同，以提高工作效率，减少电机损耗，降低电机温升，使电机实现小型化。

另外，在正常的操作过程中，通过如图5中所示的那样将电机电流I设定成超前角γ，即使因激烈的负载变化而使相位φ发生变化，也不会发生与q轴之间的相位γ被延迟、转矩急剧下降、出现失步的情况。特别是，转速突然下降、相位γ相对于q轴出现延迟且相位φ达到90度以上时，出现失步的可能性将会变高；而通过超前角控制可以减少相位的延迟程度，从而提高旋转控制的稳定性。

此外，由于通过超前角控制可以实现弱磁场控制(d轴电流为负)，可以减小电机感应电压Vr和线圈绕阻电压(jωLI)的和电压矢量Vo，从而增加转矩电流Iq，实现高速旋转。

如上所述，如果知道了电机常数(绕阻电阻R、绕阻电感L、电机感应电压常数kr)和与电机负载相对应的转矩电流Iq的话，只需控制电机电流I相对于加到电机上的电压Vi的绝对值和相位φ，就可以对电机电流矢量进行控制。在图5中的矢量图中，也就是对从d-q座标进行基轴座标变换后的r轴电流Ir(＝Isinφ)或者a轴电流Ia(＝Icosφ)进行控制。

在图4中，驱动条件设定装置60用于根据电机驱动条件求出驱动转速、转矩电流、超前角γ，进行驱动频率f、无功电流Isinφ等的设定，并向转速设定装置61、无功电流设定装置62送出设定信号。载波信号发生装置63产生用于进行脉宽调制的三角波信号Vt和同步信号ck发生，载波频率(开关频率)被设定在15kHz以上的超声波频率，以降低电机噪声。同步信号ck被送到各个计算模块中，使各个计算模块与同步信号ck同步地进行操作。

为了设定电机驱动频率f，转速设定装置61求出载波信号周期的相位角Δθ，加到电相位角计算装置64上，并向V/f设定装置65送出设定频率信号。电相位角计算装置64与同步信号ck同步地求出相位θ，再将该相位信号θ加到存贮着标准正弦表的存贮装置66及座标变换装置等中。

V/f设定装置65用于设定与驱动频率f和负载转矩相对应的施加电压常数kvn，将该施加电压常数kvn设定为与转速或负载转矩相对应的值上。如下面所述的那样，在采用单电机双水泵或单电机单水泵方式、正转时进行清洗操作、反转时进行排水操作的场合下，电机所需的转矩电流各不相同，因此，在正转和反转时，需要改变施加电压常数kvn的设定值。

在存贮装置66的存贮区域中存贮着用于进行与相位角相对应的三角函数计算所必须的标准正弦值表，比方说存贮着如从相位0度到360度的从-1到+1的正弦值数据。

高速A/D变换装置67在图3的时序图中所示的三角波调制信号Vt的峰值处对电流检测装置5的输出信号veu、vev、vew进行A/D变换，在数微秒以内变换成与变频器输出电流对应的数字信号Iu、Iv、Iw，并将各相电流的瞬时值加到3相→2相基轴变换装置68中。

3相→2相基轴变换装置68如图5中所示的那样将变频器电路输出电流的瞬时值进行3相→2相变换，向变频器电路输出电压轴亦即电机基轴(a-r轴)进行座标变换，具体操作是使用下面的公式2进行绝对变换，求出a轴成分Ia和r轴成分Ir。Ir相当于Isinφ，为从变频器输出(基轴电压)看到的无功电流成分。通过进行座标变换，不但可以在瞬间从输出电流瞬时值求出无功电流成分Ir，还可以在瞬间从下面的公式3中所示的平方平均式计算出输出电流矢量绝对值Im。另外，通过下面的公式4还可以在瞬间求出从变频器输出(基轴电压)看到的电流相位φ，比起设置电流过零点检测装置来进行相位检测来，响应性能可以有显著的提高。

[公式2]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Ir}\\ \mathrm{Ia}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& \sin \mathrm{\θ}\\ -\sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\×\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right]$

$=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\\ \mathrm{Iw}\end{array}\right]$

[公式3]

$\mathrm{Im}=\sqrt{{\mathrm{Ia}}^2+{\mathrm{Ir}}^2}$

[公式4]

φ＝tan^-1(Ir/Ia)

无功电流比较装置69将3相→2相基轴变换装置68的输出信号Ir和无功电流设定装置62的设定信号Irs进行比较，输出误差信号Δir；该误差信号Δir由误差信号放大计算装置70进行放大或积分，然后以施加电压常数改变信号kv的形式输出到控制电压比较设定装置71中。

控制电压比较设定装置71将V/f设定装置65的输出信号kvn和误差信号放大计算装置70的输出信号kv加以比较，产生出变频器输出电压控制信号Va，通过控制变频器输出电压使无功电流成分Ir成为规定值。控制电压比较设定装置71输出的变频器输出电压控制信号Va被加到2相→3相基轴逆变换装置72中。

2相→3相基轴逆变换装置72使用公式5中所示的逆变换式来产生出3相正弦波电压信号。由于变频器输出电压与a轴同相，因此只要计算出Va即可，3相电压vu、vv、vw被输出到脉宽调制控制装置73。

[公式5]

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vu}\\ \mathrm{Vv}\\ \mathrm{Vw}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \sin \mathrm{\θ}& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Va}\end{array}\right]$

$=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{4\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Vr}\\ \mathrm{Va}\end{array}\right]$

负载状态判断装置74通过把V/f设定装置65和误差信号放大计算装置70的输出信号进行比较，来判断电机负载状态。在正常的操作过程中，V/f设定装置65的输出信号kvn和误差信号放大计算装置70的输出信号kv之间几乎没有差值，对电机进行旋转控制时，可以使无功电流Isinφ成为规定值。但是，当电机发生失步、旋转发生停止的场合下，电机感应电压Vr将如图6中的矢量图所示的那样成为零，因此如果使无功电流Isinφ为规定值的话加到电机上的电压将会减小，V/f设定装置65的输出信号kvn和误差信号放大计算装置70的输出信号kv之间的差值与正常操作时的值相比就将显得非常大。这样，由于V/f设定装置65的输出信号kvn是一定的，当误差信号放大计算装置70的输出信号kv比正常操作时的值小时，就可以检测出电机的停止或旋转异常状态。异常停止再起动装置75用于在从负载状态判断装置74的输出信号判断出异常、变频器电路3停止操作后，使电机进行再起动。进行再起动时，先由驱动条件改变装置76将驱动条件设定装置60设定的起动时间、起动电流等起动条件及无功电流Isinφ的设定值改变之后再进行。

如果电机发生失步的原因为转矩电流Iq不足、相位对q轴出现延迟或者相位过于超前等，造成正常操作时或起动时的无功电流设定值Irs太小、引起失步时，只要将无功电流设定值Irs改变后进行再起动就可以。在进行起动时，由于将起动时间缩短时加速度将变大、同时需要更大的转矩电流，因此，改变起动时间、延长起动时间也是1种选择方案。

图7中示出了进行脉宽调制控制时各种波形的时序图。其中，Eu为从中性点看到的电机感应电压波形，Iu为U相电流波形，比起电机感应电压Eu来稍稍超前一点。vu、vv、vw为U相、V相、W相等各相的脉宽调制控制输入信号，通过将2相→3相基轴逆变换装置72的输出信号与三角波调制信号Vt相比较，产生出脉宽调制控制输出信号Up。信号vu和U相输出电压的相位相同，U相电流Iu的相位比信号vu延迟相位φ。

图8为表示本发明中的电机驱动装置的操作情况的流程图。电机驱动程序从步骤100开始，在步骤101进行驱动转速、V/f、无功电流等各种设定。接下来，进到步骤102，判断是否进行起动操作；如果判定为需要进行起动，则进到步骤103执行起动控制子程序。

起动控制子程序103如图11中的起动控制时序图中所示的那样使驱动频率f在到达起动时间t1a之前直线上升，使转速从零达到设定转速fs，因此需要根据驱动频率f改变无功电流设定值Irs。在水泵及风扇等负载为流体的场合下，转矩以转速的3次方发生变化，因此通过实验等方法严格地求出与转速相对应的转矩电流Iq、计算出Isinφ再通过表来进行起动控制的话，可以实现稳定的起动。但是，由于起动时需要进行加速，需要增大转矩电流，另外为了防止发生失步，无功电流设定值Irs需要设定得比与转矩相对应的值要大。

在正常的起动操作中，V/f设定值、无功电流设定值Irs在通常状态的设定值下进行起动的话，也能够成功地起动。

当检测到失步或异常旋后再进行起动的场合下，将起动时间改变为t1b，并将无功电流设定值Irsb设定得大于最初起动时的无功电流设定值Irsa，使起动转矩增加。

接下来，进到判定步骤104(图8)判断有无载波信号中断；如果有载波信号中断的话，则执行步骤105中的载波信号中断子程序和步骤106中的转速控制子程序。

图9为载波信号中断子程序的流程图。程序从步骤200开始，在步骤201判断载波同步信号ck的计数值k是否为电机驱动频率f在1个周期内的载波数kc；如果相等，则进到步骤202，使载波计数值k清零。电机驱动频率f在1个周期内的载波数kc则在设定驱动频率时预先求出。

例如，在8极电机转速为4040转/分、驱动频率f为269.3Hz，周期T为3.712ms、载波周期Tc为64μs(载波频率15.6kHz)的场合下，脉冲数kc为58。设驱动频率f的1个周期为2π时，1个载波周期Tc的相位Δθ为：Δθ＝2π/kc。

在步骤203中，使载波同步信号的计数值递增，接下来，进到步骤204，根据载波数k和1个载波周期Tc的相位Δθ进行电相位角θ的计算。接下来，进到步骤205，对电流检测装置5的信号进行检测，从而检测出变频器输出电流Iu、Iv、Iw。接下来，进到步骤206，通过公式2进行3相→2相基轴座标变换，求出无功电流Ir和有效电流Ia。然后，进到步骤207，将Ir、Ia存储起来。

接下来，进到步骤208，通过公式3求出电机电流的矢量绝对值Im；接下来，进到步骤209，判断计算值Im是否在过电流设定值Imax以上。

如果计算值Im在过电流设定值Imax之上，则进到步骤210，停止驱动变频器电路3中的大功率半导体元件即停止电机驱动，并进到步骤211，建立过电流异常标志。

如果计算值Im未达到过电流设定值Imax，则进到步骤212，从转速控制子程序调用变频器输出控制信号Va；接下来，进到步骤213，根据公式5进行2相→3相基轴座标变换，求出变频器的各相控制信号vu、vv、vw，并进到步骤214进行脉宽调制控制；然后，进到步骤215，返回主程序。

图10为转速控制子程序的流程图。转速控制子程序不必对每个载波信号都执行，故可以比方说每对2个载波信号实行一次。当载波频率成为超声波频率时，载波周期内的程序处理时间将出现问题，因此，可以把相位计算、电流检测计算或脉宽调制控制等对每个载波都必须实行的处理、与座标变换及图10中所示的不必对每个载波都实行的处理分开，再将不比对每个载波都执行的处理分成数批实行，从而可以执行电机控制以外的餐具清洗机等中的过程控制程序。

转速控制子程序从步骤300开始，在步骤301调用驱动频率设定值fs，接下来进到步骤302，调用与频率设定值fs相对应的无功电流设定值Irs，进到步骤303调用通过3相→2相基轴座标变换求出的无功电流Ir，进到步骤304调用施加电压常数设定值V/f。接下来，进到步骤305，将Irs和Ir加以比较，从误差信号ΔIr计算出施加电压常数kv。接下来，进到步骤306，计算出施加电压常数设定值V/f和施加电压常数kv之间的差Δkv。接下来，进到步骤307，从Δkv计算出基轴施加电压信号Va，并将Va存储器来。接下来，进到步骤308，将Δkv和设定值Δkvmax加以比较。如果Δkv比Δkvmax大，则进到步骤309，判定已发生失步，建立失步标志，然后进到步骤310，使子程序返回主程序。

下面，回到图8中的电机驱动程序。在步骤107中，判定有无失步标志，如果有失步标志，则进到步骤108，使电机驱动停止，在步骤109，改变无功电流Isinφ；然后进到步骤110，执行再起动子程序，最后进到步骤111，使电机驱动子程序返回主程序。

(实施例2)

下面使用图12、图13、图14和图15来说明本发明的第2

实施例。

图12为本发明的第2实施例中的餐具清洗机的电机驱动装置截面图，这里的水泵和电机采用的是单电机单水泵方式。

其中，自来水从进水阀8加到清洗槽7中，清洗水9在清洗槽7中存积起来。清洗槽7的下部设有扁平状的直流无刷电机4a，其旋转轴处于垂直方向，电机4a的下部设有水泵壳体10。通过使叶轮11旋转，对水加上从旋转轴朝向离心方向的压力。

当叶轮11正向旋转时，清洗水从设有喷射喷嘴12a的喷射翼12b喷向餐具(图中未示出)，进行清洗操作。正转时，泵壳体10的内部压力将提高，但由于设在泵壳体10侧面上的排水阀13被关闭，水流方向朝向喷射翼12b一侧。叶轮11反向旋转时，压力将从叶轮11的侧面加到垂直旋转轴方向上，此时打开排水阀13的话，垂直方向的水流将流向排水管14方向。因此，只用1个电机和1个泵就可以分别实现清洗和排水。

在设置分别用来进行清洗和排水的叶轮和泵壳体的、单电机双水泵方式的场合下，也可以在正转时进行清洗，在反转时进行排水，但是，存在着泵的高度将增高、清洗槽7的下部容积无法减小的问题。

在采用单电机单水泵方式的场合下，排水泵的操作效率非常差，存在着下面的两大问题。一是在排水操作过程中，将清洗水排完后将会吸入空气，发出很大的噪声；二是在清洗操作过程中，当由于杂物卡住等原因而造成排水阀13没有完全关闭时，清洗水将会一点一点地漏掉，清洗水漏光时用于对清洗水进行加热的加热器(图中未示出)将处于空载状态。

在上述两种情况下，由于水泵中无水、负载急剧地减轻，因此，通过检测电机输入或负载转矩来改变电机的转速、或者使电机停止进行补充进水的话，可以解决上述的问题。

图13为第2实施例中的电机驱动装置的控制装置的方框图。本发明的基本思路为，通过变频器输出即电机输入来计算出负载状态或负载转矩。电机输入功率Pin可用变频器输出电压Va和电机电流I及cosφ的积来表示，乘上电机的效率η即成为电机输出功率Po。电机的效率η基本上由转速来决定，电机转矩T可以由转矩常数kt和转矩电流Iq之间的积来表示，因此，成立下面的等式6。

[公式6]

Po＝η·Va·Ia＝kt·ωr·Iq

亦即，将转矩电流Iq分成转速ωr和电机输入(＝Va·Icosφ)的话，就可以通过公式6进行计算。由于Ia＝Icosφ，可以从公式2求出，因此即使不知道与q轴之间的相位偏差，通过计算也总能求出电机转矩。另外，由于转矩电流Iq能够计算出来，与q轴之间的相位偏移反过来也可以推定出来。

图13中的方框图中的一部分在图4的基础上进行了改进，下面对这些进行过改进的部分进行说明。而其它构成由于与第1实施例中相同，其操作情况、作用也相同，因此，在此就省略对其进行重复说明。

电压信号Va和3相→2相基轴变换装置68的a轴信号Ia加到变频器的输出电功率计算装置77上，计算出变频器输出亦即电机输入；这样的电机输入信号和驱动频率信号f加到负载状态判断装置74a中，计算出负载转矩，并对电机负载状态进行判断。如果驱动频率为一定的话，从电机输入就可以判断出负载变化。为了降低噪声而减少负载转矩、降低转速时，向驱动条件改变装置78送出控制信号控制，由驱动条件改变装置78将转速信号加到驱动条件设定装置60a上，对设定转速进行控制。驱动条件改变装置78不但可以改变驱动转速，还可以改变无功电流Isinφ或起动时的各种条件。

图14示出了餐具清洗机的排水操作开始后随时间变化的电机输入功率W和电机转速N的变化情况。当清洗槽内存积着清洗水时，电机输入功率基本为一定；清洗水排完时，将会吸入空气，电机输入功率及转矩将急剧下降。这样，从电机输入或转矩的变化可以检测出是否吸入了空气；在排水操作时当输出从一定值(W1)下降到规定值(W3)时，可以判定吸入了空气；因此，在时间t3使转速从N1下降到N2，这样可以降低排水操作中吸入空气时的噪声。

图15中示出了餐具清洗机的排水阀没有完全关闭的场合下电机输入功率W在清洗工作进行中的变化情况。使清洗泵电机旋转时，如果排水阀中有清洗水漏出时将会吸入空气，电机的负载将变轻。因此，当电机输入功率变得小于规定值Wd时，即可以检测出清洗水泄漏的情况，采取停止驱动电机、进行补充进水的措施。

图16为检测电机输入变化的转速控制子程序的实施例。其中，从步骤300到步骤306a与第1实施例中的图10基本相同，故在此就不再累述。在步骤311中调出在载波信号中断子程序中求出的有效电流Ia，接下来，进到步骤312求出电机输入Pin，进到步骤313。如果在步骤313中判断到电机输入发生下降、电机输入低于规定值的话，即建立起低值标志，然后使子程序实现返回。

当电机输入下降标志被建立时，即断定吸入了空气；如果正在进行清洗操作，则使电机停止，进行补充进水。如果进行多次操作后即使进行补充进水还是检测到有空气吸入的话，则判定发生了异常，使操作中止、或者使电机反转，进行除去排水阀中的异物等操作，以防止加热器发生空载现象。

另一方面，在进行排水操作时，通过输入低于规定值可以判断出吸入了空气，这样，通过对转速进行控制，可以降低排水时的噪声。

本发明由于可以在瞬间检测出电机输入功率及转矩变化等电机负载的变化，故非常适合于在洗衣机或洗衣干衣机进行脱水操作时通过检测转矩变化来检测衣物的不平衡状态。

(实施例3)

图17为第3实施例中的电机驱动装置的控制装置的方框图，该控制装置对电机转矩进行检测后，对无功电流Isinφ进行控制，从而使工作效率达到最大。

图17对第2实施例中的图13中所示的方框图进行了一部分改进，故下面只对改进了的部分进行说明。其中，变频器的输出电功率计算装置77从变频器输出电压Va和有效电流Ia计算出变频器输出电功率亦即电机输入功率，所述电机输入信号和驱动频率信号被加到转矩电流计算装置79上，再根据公式6求出电机转矩电流Iq。

有效电流计算装置80从公式2求出电机电流矢量绝对值Im，电机电流比较装置81将转矩电流Iq和电机电流矢量绝对值Im进行比较，无功电流改变装置82根据Im和Iq之间的差值信号来改变无功电流设定值Isinφ。具体来说，当Im相对于Iq增加时，使Isinφ的设定值减少，当Im相对于Iq减少时，则使Isinφ的设定值增加，从而将Im和Iq控制成基本相同。由于通过控制Isinφ使图5中所示的I和Iq变得基本相等，I与q轴为同轴，因此可以达到与矢量控制相同的最大操作效率。

在进行将电机电流矢量绝对值Im和转矩电流Iq控制成基本相同的操作时，在起动时的高转矩操作期间要想实现这样的控制是比较困难的，因此，最好在起动时不进行这样的控制，而是在转速基本达到一定后再执行控制循环。另外，比起负载转矩变化大的洗碗机水泵电机来，本实施例更适合于对空调器的压缩机、风扇电机等或者滚筒式洗衣机中的滚筒等进行旋转控制。

综上所述，本发明在检测3相变频器输出电流、进行3相→2相变换后，通过向变频器电路输出电压的基轴进行座标变换来控制电机无功电流或电流相位，可以使直流无刷电机(永久磁铁式同步电机)实现无传感器正弦波驱动。此外，从变频器的输出功率或输出电压可以检测出负载状态。

由于本发明在瞬间就可以检测出变频器输出电功率亦即电机输入及电机的负载状态，因此可以实现与矢量控制相同的控制，从而可以使操作效率达到最大，实现与负载相适应的最佳控制。

此外，本发明还可以在瞬间检测出负载变化，从而可以对水泵的空气吸入情况进行检测，以及可以从电机的转矩变化检测出洗衣机中的脱水兼洗涤桶及旋转滚筒等的负载不平衡情况。

此外，电机的失步检测也很容易进行，在产生失步的场合下可以进行异常报警或者通过改变无功电流等驱动条件后进行再起动，可以使旋转驱动实现稳定化。

另外，在现有的无传感器正弦波驱动方式中，进行位置推定的计算非常复杂，处理器的的负担很大；此外，为了求出进行位置推定计算所必须的电机参数，需要进行各种试验、花费的时间很长。与此相反，采用本发明的话，由于无需进行位置推定，处理器的计算步骤可以减少，计算数据的位数也可以减少，也几乎不需要电机参数，并且可以自动地实现最大操作效率。因此，可以减轻处理器的负担，能够实现与矢量控制相同的控制，从而实现低成本的、可以实现无传感器正弦波驱动的电机驱动装置。

特别是，在洗衣干衣机及餐具洗涤清洗机的电机控制和操作过程控制中需要复杂的程序，此外，还需要将载波频率设置成超声波频率以减少噪声，因此，在现有的无传感器正弦波驱动方式中，控制处理器的程序量和计算性能负担非常大，需要昂贵的处理器，而采用本发明的话，通过廉价的处理器就可以实现与无传感器矢量控制相同的性能，从而可以降低洗衣干衣机及餐具洗涤清洗机的造价。

另外，上面虽然以SPM电机为主进行了说明，但是很显然的是，本发明也可以适用于铁心转子内埋设有永久磁铁的IPM电机。

另外，通过将变频器输出电压和输出电流的相位或有效电流Icosφ控制成一定的话，也可以达到同样的效果。

如上所述，本发明的电机驱动装置通过整流电路将交流电变换成直流电，通过变频器电路驱动电机，通过电流检测装置检测出变频器电路的输出电流，对变频器电路进行脉宽调制控制以达到设定转速，并将变频器电路输出电压、电流相位或无功电流控制成规定值，通过变频器电路输出电压或输出功率对负载状态进行判断。因此，电机的旋转异常情况及转矩变化很容易检测到，不但可以用于实施例中所示出的餐具清洗机的水泵电机中，而且也可以适用于空调器的压缩机电机、风扇电机及洗衣机、洗衣干衣机中的脱水兼洗涤桶及旋转滚筒的旋转控制。

Claims (9)

1.一种电机驱动装置，其特征在于包括：

交流电源；

将所述交流电源的交流电变换成直流电的整流电路；

将所述整流电路的直流电变换成交流电的变频器电路；

由所述变频器电路进行驱动的电机；

用于检测所述变频器电路的输出电流的电流检测装置；和

通过所述电流检测装置的输出信号对所述变频器电路进行脉宽调制控制，从而控制所述电机使其转速成为设定值的控制装置，

其中，所述控制装置将所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位或者无功电流控制规定值，从所述变频器电路的输出电压或输出功率对负载状态进行判断。

2.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：所述控制装置通过V/f控制方式将变频器电路的输出电压和输出电流的相位或者无功电流控制成规定值，并从V/f控制值对负载状态进行判断。

3.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：控制装置通过变频器电路的输出电压或输出电功率检测出电机负载状态，且可以使所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或无功电流发生变化。

4.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：所述控制装置通过变频器电路的输出电压或输出功率检测出电机负载状态，且可以使电机驱动条件发生变化。

5.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：所述控制装置通过变频器电路的输出功率和驱动频率对电机负载转矩进行判断。

6.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：所述控制装置通过变频器电路的输出功率和驱动频率判断负载转矩，且根据所述负载转矩的变化对电机进行控制。

7.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：所述控制装置通过变频器电路的输出功率和驱动频率来判断负载转矩，且根据负载转矩对所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位、或无功电流进行控制。

8.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：所述控制装置通过变频器电路的输出电压或输出功率来检测出电机的旋转异常情况，并在使所述变频器电路的输出电压和输出电流的相位或无功电流发生改变后，使所述电机进行再起动。

9.如权利要求1所述的电机驱动装置，其特征在于：所述控制装置通过变频器电路的输出电压或输出功率来检测出电机的旋转异常情况，并在改变所述变频器电路的起动条件后，使所述电机进行再起动。

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