JP2005253163A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡略化したセンサレス正弦波駆動においてベクトル制御と同等の効果を得る。
【解決手段】交流電力１を整流回路２により直流電力に変換し、インバータ回路３によりモータ４を駆動し、インバータ回路３の出力電流を電流検出手段５により検出し、無効電流が設定回転数において所定値となるよう制御し、モータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力によりモータ電流位相を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明はセンサレス正弦波駆動を行うモータ駆動装置に関するものである。

従来、この種のモータ駆動装置は、ロータ位置センサを省略してセンサレス正弦波駆動することによりモータの振動、騒音を低減し、信頼性を向上させていた（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−３５０４８９号公報

しかしながら、前記従来の構成では、ロータ位置を推定するためにモータ定数、回路パラメータ、あるいはモータ負荷を予め把握し、所定の計算値と測定電流値の誤差を検出して誤差が最小となるようにプロセッサが演算する必要があるので、演算が非常に複雑となり高速高性能の演算機能を有するプロセッサが必要であった。さらに、モータ負荷変動が大きい場合には脱調し易いという課題があった。

本発明は、上記従来の課題を解決するもので、負荷変動に対して安定に動作し、プロセッサの演算を簡略化し、かつ、最大効率、あるいは最適モータ電流位相となるように制御するセンサレス正弦波駆動のモータ駆動装置を提供するものである。

上記従来の課題を解決するために、モータ駆動装置は、交流電力を整流回路により直流電力に変換し、モータをインバータ回路により駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＰＷＭ制御し、インバータ回路の出力電圧と電流位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御するようにし、モータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力によりモータ電流位相を制御するようにしたものである。

本発明のモータ駆動装置は、モータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力によりモータ電流位相を制御するようにしたものであり、モータ誘起電圧と電流位相を最適に制御できるので、ホールＩＣ等の位置センサを省略し、プロセッサの演算処理を減らすことができ、センサレスベクトル制御と同等の最大効率運転、あるいは、弱め界磁制御が可能となる。

第１の発明は、交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御し、前記モータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力によりモータ電流位相を制御するようにしたもので、プロセッサの演算処理を減らし、最大効率運転、あるいは、弱め界磁制御が可能となる。

第２の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の無効電圧とモータのリアクタンス電圧とを比較してモータ電流位相を制御するようにしたもので、インバータ回路の無効電圧に対するモータのリアクタンス電圧の比率を制御することによりモータ電流位相を所望の値に制御できる。

第３の発明は、第２の発明における制御手段はインバータ回路の無効電圧とモータのリアクタンス電圧がほぼ等しくなるようにしたもので、モータ電流と誘起電圧位相をほぼ同じにでき最大効率運転が可能となる。

第４の発明は、第１の発明における制御手段はインバータ回路の無効電力とモータのリアクタンス電力とを比較してモータ電流位相を制御するようにしたもので、インバータ回路の無効電力に対するモータのリアクタンス電力の比率を制御することによりモータ電流位相を所望の値に制御できる。

第５の発明は、第４の発明における制御手段はインバータ回路の無効電力とモータのリアクタンス電力がほぼ等しくなるようにしたもので、モータ電流と誘起電圧位相をほぼ同じにでき最大効率運転が可能となる。

第６の発明は、第１の発明における制御手段はモータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力が設定値となるように制御するようにしたもので、モータ誘起電圧に対する電流位相を所望の値に制御でき最大効率運転、あるいは弱め界磁制御が可能となる。

第７の発明は、第１の発明における制御手段はモータ起動後にモータ電流位相を制御するようにしたもので、起動時にはインバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流を起動に対応した所定値に制御して起動安定性を高め、起動後にモータ電流位相を所望の値に制御でき、最大効率運転や弱め界磁制御が可能となる。

（実施の形態１）
図１は、第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図である。図１において、交流電源１より整流回路２に交流電力を加えて直流電力に変換し、インバータ回路３により直流電力を３相交流電力に変換してモータ４を駆動する。整流回路２は、全波整流回路２０の直流出力端子にコンデンサ２１ａ、２１ｂを直列接続し、コンデンサ２１ａ、２１ｂの接続点を交流電源入力の一方の端子に接続して直流倍電圧回路を構成し、インバータ回路３への印加電圧を高くする。

インバータ回路３の負電圧側には電流検出手段５を接続し、インバータ回路３の３相各下アームに流れる電流を検出することによりインバータ回路３の出力電流、すなわち、モータ４の各相電流を検出する。

制御手段６は、電流検出手段５の出力信号よりインバータ回路３の出力電流を演算し、設定回転数に応じた所定周波数、所定電圧を印加してモータ４を回転駆動するものであり、モータ負荷に応じて出力電圧に対する出力電流との位相、あるいは無効電流となるように制御することにより設定同期速度でモータ４を回転駆動できる。

図２はモータ駆動装置のインバータ回路３の詳細な回路図であり、６個のトランジスタとダイオードよりなる３相フルブリッジインバータ回路により構成している。ここで、３相アームの１つのＵ相アーム３０Ａについて説明すると、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（以下、ＩＧＢＴと略す）よりなる上アームトランジスタ３１ａ１と逆並列ダイオード３２ａ１の並列接続体と、ＩＧＢＴよりなる下アームトランジスタ３１ａ２と逆並列ダイオード３２ａ２の並列接続体を直列に接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のコレクタ端子は直流電源の正電位端子Ｌｐに接続し、上アームトランジスタ３１ａ１のエミッタ端子は出力端子Ｕに接続し、下アームトランジスタ３１ａ２のエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ａを介して直流電源のＬｎ端子側に接続する。

上アームトランジスタ３１ａ１は上アーム駆動信号Ｕｐに応じて上アームゲート駆動回路３３ａ１により駆動され、下アームトランジスタ３１ａ２は下アーム駆動信号Ｕｎに応じて下アームゲート駆動回路３３ａ２によりオンオフスイッチング制御される。上アームゲート駆動回路３３ａ１は、微分信号によりセットリセットされるＲＳフリップフロップ回路を内蔵し、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち上がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオン動作させ、上アーム駆動信号Ｕｐの立ち下がりで上アームトランジスタ３１ａ１をオフ動作させる。下アームゲート駆動回路にはＲＳフリップフロップは不必要である。

ＩＧＢＴのゲート印加電圧は１０〜１５Ｖ必要であり、下アームトランジスタ３１ａ２をオンさせると、１５Ｖの直流電源の＋端子Ｂ１よりブートストラップ抵抗３４ａ、ブートストラップダイオード３５ａを介してブートストラップコンデンサ３６ａが充電されるので、ブートストラップコンデンサ３６ａの蓄積エネルギーにより上アームトランジスタ３１ａをオンオフスイッチングできる。また、下アームの逆並列ダイオード３２ａ２が導通した場合にも同様にブートストラップコンデンサ３６ａが充電される。

Ｖ相アーム３０Ｂ、Ｗ相アーム３０Ｃも同様の接続であり、各アームの下アームトランジスタのエミッタ端子は電流検出手段５を構成するシャント抵抗５０ｂ、５０ｃに接続し、シャント抵抗５０ｂ、５０ｃの他方の端子は直流電源負電位端子Ｌｎに接続している。ＩＧＢＴ、あるいはパワーＭＯＳＦＥＴにより下アームトランジスタを構成すると、ゲート電圧を制御することによりスイッチング制御できるので、ＩＧＢＴの場合はエミッタ端子、パワーＭＯＳＦＥＴの場合にはソース端子に接続するシャント抵抗の電圧が１Ｖ以下となるように抵抗値を選定すればスイッチング動作にはほとんど影響することなく電圧制御によりオンオフスイッチング制御でき、シャント抵抗の電圧ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗを検出することによりインバータ回路出力電流、すなわちモータ電流を検出できる特徴がある。

図３は、インバータ回路出力電流検出タイミングチャートであり、三角波変調によりＰＷＭ制御して、スイッチングノイズの影響を減らすために上下アームＩＧＢＴのスイッチングタイミングをはずして高速Ａ／Ｄ変換してマイクロコンピュータ等のモータ制御プロセッサにより電流検出する。図３において、ｃｋは三角波変調信号Ｖｔのピーク値、すなわち時間ｔ３にて発生させる同期信号であり、ｖｕはＵ相電圧制御信号で、三角波変調信号ＶｔとＵ相電圧制御信号ｖｕを比較してＵ相上アームトランジスタ３１ａの駆動信号ＵｐとＵ相下アームトランジスタ３１ａ２の駆動信号Ｕｎを発生させる。ｔ１〜ｔ２区間、ｔ５〜ｔ６区間は上下アームトランジスタの非導通期間でデッドタイムΔｔと呼び、Ａ／Ｄ変換タイミングは、上アームトランジスタがオフで下アームトランジスタがオンとなる時間ｔ３、あるいは、時間ｔ３からデッドタイムΔｔ時間ずらした時間ｔ４の範囲内で行うとよい。

図４は、本発明によるモータ駆動装置の制御手段のブロック図で、マイクロコンピュータ、あるいはディジタルシグナルプロセッサ等の高速プロセッサによりセンサレス正弦波駆動を実現するものである。

基本的な制御方法について図５に示す本発明による制御ベクトル図を用いて説明する。図５は、ロータ表面に永久磁石を設けた表面永久磁石モータ（略してＳＰＭモータ）のｄ−ｑ座標系のベクトル図であり、モータ誘起電圧Ｖｒはｑ軸と同軸となり、誘起電圧Ｖｒは誘起電圧定数ｋｒと回転数Ｎ、すなわちモータ駆動周波数ｆに比例する。言い換えれば、モータ誘起電圧Ｖｒと周波数ｆの比（Ｖｒ／ｆ）はほぼ一定に制御する。

モータ電流Ｉをｑ軸と同軸に制御するとベクトル制御と同等になるが、ロータ位置センサが無くｑ軸は検出できないので、角度γ進角していると仮定する。モータの電圧方程式は式１で表現されるので、駆動周波数ｆが固定された場合、ｄ−ｑ座標系においては、電流ベクトルＩを固定するとモータ印加電圧ベクトルＶａが固定される。逆に、モータ印加電圧ベクトルＶａを固定すると電流ベクトルＩは固定される。また、モータ印加電圧Ｖａ（母線軸）を主軸とするａ−ｒ軸に座標変換した場合においても同様であり、電流ベクトルＩを固定するとモータ誘起電圧ベクトルＶｒが固定される。言い換えれば、モータ定数があらかじめわかっておれば、電流ベクトルＩを固定することにより誘起電圧Ｖｒと電流Ｉの位相は一定に制御できるので、ｑ軸電流Ｉｑ（すなわちトルク電流）をほぼ一定に制御できベクトル制御とほとんど同じ制御が可能となる。

図６に示すように、印加電圧の無効電圧成分Ｖａ・ｓｉｎφがリアクタンス電圧ωＬＩとほぼ同一となるように無効電流Ｉｓｉｎφを適当な値に制御することにより、誘起電圧位相とモータ電流位相をほぼ同一にすると、モータ電流Ｉはトルク電流（ｑ軸電流）Ｉｑと同じとなり、高効率運転が可能となり、モータ損失が減らせるのでモータの温度上昇を減らし、モータを小型化できる。

また図５に示したように、リアクタンス電圧ωＬＩが印加電圧の無効電圧成分Ｖａ・ｓｉｎφよりも大きくなるように無効電流Ｉｓｉｎφ（＝Ｉｒ）を制御することにより、モータ電流Ｉをγ進角設定することができ、急激な負荷変動により位相φが変化してもｑ軸との位相γが遅れてトルクが急減して脱調することがなくなる。特に、急に回転数が低下して位相γがｑ軸に対して遅れ、かつ、位相φが９０度以上になると脱調する可能性が高くなるので、進角制御することにより遅れ位相になる場合が減少し、回転制御の安定性能が向上する。

さらに、進角制御により弱め界磁制御（ｄ軸電流が負）となるので、トルク電流Ｉｑを増加させて高速回転が可能となる。

以上述べたように、モータ定数（巻線抵抗Ｒ、巻線インダクタンスＬ）がわかっているならば、モータ電流ベクトルを制御するために、印加電圧の無効電圧成分Ｖａ・ｓｉｎφとリアクタンス電圧ωＬＩを演算してモータ印加電圧Ｖａに対するモータ電流Ｉの絶対値と位相φを制御すればよい。

図４において、駆動条件設定手段６０は、モータ駆動条件に応じて駆動回転数、トルク電流、進み角γを求めて、駆動周波数ｆ、無効電流Ｉｓｉｎφ等を設定するもので、回転数設定手段６１、無効電流設定手段６２に設定信号を送る。キャリヤ信号発生手段６３は、ＰＷＭ変調のための三角波信号Ｖｔと同期信号ｃｋを発生させるもので、キャリヤ周波数（スイッチング周波数）はモータ騒音を減らすために数ｋＨｚから１５ｋＨｚ以上の超音波周波数に設定する。同期信号ｃｋは各演算ブロックに送られ、同期信号ｃｋに同期して各演算ブロックが動作する。

回転数設定手段６１は、モータ駆動周波数ｆを設定するためにキャリヤ信号周期の位相角Δθを求めて電気角演算手段６４に加え、Ｖ／ｆ設定手段６５に設定周波数信号を送る。電気角演算手段６４は、同期信号ｃｋに同期して位相θを求め、規格化された正弦波テーブルを記憶する記憶手段６６や座標変換手段等に位相信号θを加える。

Ｖ／ｆ設定手段６５は、駆動周波数ｆと負荷トルクに応じた印加電圧定数ｋｖｎを設定するもので回転数あるいは負荷トルクに応じた値が設定される。

記憶手段６６は、位相角に対応した三角関数の演算を行うために必要な規格化された正弦波テーブルを記憶領域に記憶しており、例えば、位相０度から３６０度まで−１から＋１までの正弦波データを持っている。

高速Ａ／Ｄ変換手段６７は、図３のタイミングチャートに示したように三角波変調信号Ｖｔのピーク値にて電流検出手段５の出力信号ｖｅｕ、ｖｅｖ、ｖｅｗをインバータ出力電流に対応したディジタル信号Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに数マイクロ秒以下でＡ／Ｄ変換して３相／２相・母線軸変換手段６８に各相電流の瞬時値を加える。

３相／２相・母線軸変換手段６８は、図５に示したようにインバータ回路出力電流の瞬時値を３相／２相変換してインバータ回路出力電圧軸、すなわちモータ母線軸（ａ−ｒ軸）へ座標変換するもので、式２を用いて絶対変換し、ａ軸成分Ｉａとｒ軸成分Ｉｒを求める。ＩｒはＩｓｉｎφに相当しインバータ出力（母線電圧）からみると無効電流成分となる。座標変換することにより、出力電流瞬時値より瞬時に無効電流成分Ｉｒが求まるだけではなく、式３に示す二乗平均により出力電流ベクトル絶対値Ｉを瞬時に求めることができる。また、インバータ出力（母線電圧）からみた電流位相φ、あるいは無効電流Ｉｒはキャリヤ周期に同期して高速検出できるので、電流零クロス検知手段を設けて位相検知するよりも応答性が格段に向上する。

無効電流比較手段６９は、３相／２相・母線軸変換手段６８の出力信号Ｉｒと無効電流設定手段６２の設定信号Ｉｒｓを比較し誤差信号ΔＩｒを出力し、誤差信号増幅演算手段７０により増幅あるいは積分して印加電圧定数変更信号ｋｖを制御電圧比較設定手段７１に出力する。

制御電圧比較設定手段７１は、Ｖ／ｆ設定手段６５の出力信号ｋｖｎと誤差信号増幅演算手段７０の出力信号ｋｖを比較してインバータ出力電圧制御信号Ｖａを発生させるもので、無効電流成分Ｉｒが所定値となるようにインバータ出力電圧を制御するもので、インバータ出力電圧制御信号Ｖａを、２相／３相・母線軸逆変換手段７２に加える。

２相／３相・母線軸逆変換手段７２は、式４に示す逆変換式を用いて３相正弦波電圧信号を発生させる。インバータ出力電圧はａ軸と同相なので、Ｖａのみ演算すればよく、３相電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗをＰＷＭ制御手段７３に出力する。

起動制御手段７４は、起動時のみ駆動周波数、位相、あるいは無効電流Ｉｓｉｎφ（＝Ｉｒ）設定条件を変更するもので、駆動条件設定手段６０に設定信号を加えて、起動時に駆動周波数を時間と共に増加させ、加速に必要な電流を設定する。起動時には負荷に応じて駆動周波数を時間と共に強制的に上昇させ、無効電流Ｉｒを一定値、あるいは、加速度に応じた値に設定することにより安定な起動が可能となり、従来提案されている方法の中では最も起動安定性に優れている。

電流演算手段７５は式３に示す二乗平均により、Ｉａ、Ｉｒより出力電流ベクトル絶対値Ｉを求めるものである。

無効電圧演算手段７６はインバータ出力電圧Ｖａの無効電圧成分Ｖａ・ｓｉｎφを演算するもので、ｓｉｎφは式５により演算できるので、Ｖａ・Ｉｒ／Ｉよりインバータ無効電圧を演算することができる。

リアクタンス電圧演算手段７７は、駆動周波数ｆ、モータインダクタンスＬ、電流Ｉより電圧降下ωＬＩを演算する。

電圧比較手段７８はインバータ出力電圧Ｖａの無効電圧Ｖａ・ｓｉｎφとリアクタンス電圧ωＬＩの大小を比較し、力率変更手段７９に電圧比較手段７８の出力信号を加え、無効電圧の差の信号に応じて駆動条件設定手段６０に信号を加えて無効電流設定値Ｉｒｓを制御する。式６に示すように、インバータ出力電圧Ｖａの無効電圧Ｖａ・ｓｉｎφとリアクタンス電圧ωＬＩが等しくなるように制御するとモータ電流を減らして最大効率運転が可能となる。

また、無効電圧Ｖａ・ｓｉｎφに対してリアクタンス電圧ωＬＩを増加させると進角制御となるので、無効電圧Ｖａ・ｓｉｎφに対するリアクタンス電圧ωＬＩの比率を１以上に設定することにより進角制御できる。

図７は、ＰＷＭ制御による各部波形のタイミングチャートを示す。Ｅｕは中性点からみたモータ誘起電圧波形で、ＩｕはＵ相電流波形ありモータ誘起電圧Ｅｕからわずかに進んでいる。ｖｕ、ｖｖ、ｖｗはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各ＰＷＭ制御入力信号、すなわち、２相／３相・母線軸逆変換手段７２の出力信号で三角波変調信号Ｖｔと比較することによりＰＷＭ制御出力信号Ｕｐを生成する。信号ｖｕとＵ相出力電圧位相は同じであり、Ｕ相電流Ｉｕの位相は信号ｖｕから位相φ遅れる。

図８は、本発明によるモータ駆動装置の動作を示すフローチャートである。ステップ１００よりモータ駆動プログラムが開始し、ステップ１０１にて駆動回転数、Ｖ／ｆ設定、無効電流等の各種設定を行う。次にステップ１０２に進んで起動運転かどうかの判定を行い、起動運転ならばステップ１０３に進んで起動制御サブルーチンを実行する。

起動制御サブルーチン１０３は、回転数零から設定回転数（駆動周波数ｆｓ）となるまで、駆動周波数ｆを直線的に上昇させるもので、駆動周波数ｆに応じて無効電流設定値Ｉｒｓを変更する。ポンプやファン等の流体負荷の場合、トルクは回転数の３乗により変化するので、厳密には回転数に対応したトルク電流Ｉｑを実験等により求め、ロータ位相が回転磁界よりも遅れると仮定してＩｓｉｎφを計算し起動制御することにより安定な起動が可能となる。起動時には加速のためにトルク電流を大きくする必要があり、脱調を防ぐために無効電流設定値Ｉｒｓはトルクに対応した値よりも大きめに設定する必要がある。

本発明による駆動方式は起動安定性がよく、Ｖ／ｆ設定値、無効電流設定値Ｉｒｓを大きく変更させなくても起動可能となる場合が多い。

次に、ステップ１０４に進んでキャリヤ信号割込の有無を判定し、キャリヤ信号割込が有ればステップ１０５のキャリヤ信号割込サブルーチンとステップ１０６の回転数制御サブルーチンを実行する。

図９は、キャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャートである。ステップ２００よりプログラムが開始し、ステップ２０１にてキャリヤ同期信号ｃｋのカウント数ｋがモータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃかどうか判定し、等しければステップ２０２に進んでキャリヤカウント数ｋをクリヤする。モータ駆動周波数ｆの１周期内のキャリヤ数ｋｃは、駆動周波数設定時に予め求める。

例えば、８極モータの回転数４０４０ｒｐｍにおける駆動周波数ｆは２６９．３Ｈｚ、周期Ｔは３．７１２ｍｓｅｃとなり、キャリヤ周期Ｔｃが６４μｓｅｃ（キャリヤ周波数１５．６ｋＨｚ）の場合、パルス数ｋｃは５８となる。１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθは、駆動周波数ｆの１周期を２πとすると、Δθ＝２π／ｋｃとなる。

ステップ２０３にてキャリヤ同期信号のカウント数をインクリメントとし、次にステップ２０４に進んで、キャリヤ数ｋと１キャリヤ周期Ｔｃの位相Δθより電気角θの演算を行う。次にステップ２０５に進んで電流検出手段５からの信号を検出してインバータ出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。次にステップ２０６に進んで式２に従い３相／２相・母線軸座標変換を行い無効電流Ｉｒと有効電流Ｉａを求め、ステップ２０７に進んでＩｒ、Ｉａをメモリする。

次に、ステップ２０８に進んでモータ電流のベクトル絶対値Ｉを式３により求め、次にステップ２０９に進んで演算値ＩとＩｒよりｓｉｎφを求める。

次にステップ２１３に進んで式５に従い、２相／３相・母線軸座標変換を行いインバータ各相制御信号ｖｕ、ｖｖ、ｖｗを求め、ステップ２１４に進んでＰＷＭ制御を行い、ステップ２１５に進んでリターンする。

図１０は回転数制御サブルーチンのフローチャートである。回転数制御サブルーチンはキャリヤ信号毎に必ずしも行う必要がないので、例えば、２キャリヤ信号毎に実行してもよい。キャリヤ周波数が超音波周波数になるとキャリヤ周期内のプログラム処理時間が問題となるので、位相計算や電流検出演算、あるいはＰＷＭ制御等のキャリヤ毎に必ず実行する処理と、座標変換や図１０に示したキャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を分け、キャリヤ毎に必ずしも実行する必要のない処理を複数に分割して処理することによりモータ制御以外のシーケンスプログラムを実行させることができる。

ステップ３００より回転数制御サブルーチンが開始し、ステップ３０１にて駆動周波数設定値ｆｓを呼び出し、次にステップ３０２に進んで周波数設定値ｆｓに対応した無効電流設定値Ｉｒｓを呼び出し、ステップ３０３に進んで３相／２相・母線軸座標変換より求めた無効電流Ｉｒを呼び出し、ステップ３０４に進んで印加電圧定数設定値Ｖ／ｆを呼び出す。次にステップ３０５に進んでＩｒｓとＩｒを比較し誤差信号ΔＩｒより印加電圧定数ｋｖを演算し、次に、ステップ３０６に進んで印加電圧定数設定値Ｖ／ｆと印加電圧定数ｋｖの差Δｋｖを演算する。次にステップ３０７に進んでΔｋｖより母線軸印加電圧信号Ｖａを演算してＶａをメモリし、ステップ３０８に進んでサブルーチンをリターンする。

再び、図８に示すモータ駆動プログラムに戻り、ステップ１０７にて起動フラグの有無を判定し、起動フラグがなければステップ１０８に進んでインバータ出力電圧Ｖａの無効電圧Ｖａ・ｓｉｎφを演算し、次にステップ１０９に進んでモータのリアクタンス電圧ωＬＩを演算し、次にステップ１１０に進んでインバータ出力電圧Ｖａの無効電圧Ｖａ・ｓｉｎφとモータのリアクタンス電圧ωＬＩの差、あるいは比率を演算し、次にステップ１１１に進み無効電圧差、あるいは無効電圧比率に応じて無効電流Ｉｒを制御する力率変更サブルーチンを実行し、ステップ１１２に進んでモータ駆動プログラムをリターンする。

図１１は無効電圧Ｖａ・ｓｉｎφとモータのリアクタンス電圧ωＬＩの差に応じて無効電流Ｉｒを制御する制御特性図である。

インバータ無効電圧に対してリアクタンス電圧ωＬＩが増加すると進角し過ぎなので、無効電流Ｉｒを下げるために無効電流操作量δＩｒを負にして無効電流Ｉｒを減少させ、リアクタンス電圧ωＬＩを減少させることにより進角値を所定値に制御できる。

無効電圧差に応じて無効電流をフィードバック制御することにより、インバータ出力電圧Ｖａの無効電圧とモータのリアクタンス電圧、あるいは比率を一定に制御できるので、モータ誘起電圧と電流をほぼ同相にして最大効率運転、あるいは、モータ誘起電圧よりも電流位相を進角させ弱め界磁制御ができる。

ステップ１０７にて起動フラグがあればステップ１０８からステップ１１１は実行されず、起動時には所定の無効電流で起動し、所定回転数経過、あるいは所定時間経過した起動後に誘起電圧と電流の位相γを最適値に制御するので、起動時の制御が簡単となり起動が安定し、起動後には位相を最適制御するので最大効率運転、あるいは進角制御により回転数アップが可能となる。

以上述べたように本発明によれば、インバータ母線電圧の無効電圧とモータのリアクタンス電圧を比較してモータ誘起電圧に対する電流位相を制御するもので、インバータ無効電圧とリアクタンス電圧が等しくなるように制御するとＳＰＭモータの場合には最大効率運転となり、インバータ無効電圧に対してリアクタンス電圧が大きくなるように制御すると弱め界磁制御ができ、モータを高速回転駆動できる。

また、ＩＰＭモータの場合には進角値を適切に選ぶことにより最大効率運転となり、進角制御により高速運転で最大トルク制御ができる。

また、起動時にはインバータ母線電圧と電流位相、あるいは無効電流を制御することにより起動の安定化が可能となり、起動後にリアクタンス電圧を演算してフィードバック制御することによりモータ誘起電圧に対する電流位相の制御をするので最適位相で運転できる。

以上は無効電流Ｉｓｉｎφを制御する実施例について説明したが、式５に示すようにＩｒ／ＩをＩｓｉｎφの代わりに使うと位相φを制御できることは明らかである。

（実施の形態２）
以下、本発明の第２の実施の形態について図１２を用いて説明する。

図１２は、本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図で、図４を一部変更したものであり、異なるブロックのみ説明する。

ＳＰＭモータにおいては図５あるいは図６のベクトル図が成立するが、永久磁石をロータ鉄心内に埋め込む埋込磁石モータ（ＩＰＭモータ）の場合のベクトル図は少し複雑となり、単なる無効電圧比較では最大効率運転はできない。よって、ＩＰＭモータでも同様の制御を行う方法として、無効電力比較を行う第２の実施の形態について説明する。

無効電力演算手段７６ａは、インバータ出力電圧Ｖａと無効電流Ｉｒの積より無効電力を演算する。リアクタンス電力演算手段７７ａは、駆動周波数ｆ、インダクタンスＬ、電流Ｉの二乗よりリアクタンス電力を演算するもので、無効電力演算手段７６ａとリアクタンス電力演算手段７７ａの出力信号を電力比較手段７８ａに加え、電力比較手段７８ａの出力信号を力率変更手段７９ａに加えて無効電流Ｉｒを制御することにより進角制御を行う。

ＳＰＭモータの場合には、式７に示すようにインバータ無効電力とリアクタンス電力が等しくなるように制御すると、モータ誘起電圧と電流位相をほぼ同位相にすることができ最大効率運転が可能となる。

また、リアクタンス電力をインバータ無効電力よりも大きくなるように制御することにより進角制御が可能となる。ＩＰＭモータの場合には回転角度によりインダクタンスが変化するので、平均インダクタンス、あるいは最大インダクタンスにより無効電力を演算する。

以上述べたように、本発明によればインバータ無効電力とモータリアクタンス電力を比較してモータ誘起電圧に対する電流位相を制御するもので、インバータ無効電力とリアクタンス電力が等しくなるように制御するとＳＰＭモータの場合には最大効率運転となり、インバータ無効電力に対してリアクタンス電力が大きくなるように制御すると弱め界磁制御ができ、モータを高速回転駆動できる。

（実施の形態３）
以下、本発明の第３の実施の形態について図１３を用いて説明する。

図１３は、本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図であり、図４を一部変更したもので、異なるブロックのみ説明する。

図１３はモータインダクタンスの無効電圧を設定値と比較し、モータのリアクタンス電圧が設定値とほぼ等しくなるように制御するものである。モータのリアクタンス電力が設定値とほぼ等しくなるように制御しても同じなので、リアクタンス電圧を制御する実施例についてのみ説明する。

無効電圧設定手段７６ｂは、駆動周波数ｆに応じて最適な進角値となるように所定のリアクタンス電圧を設定する。リアクタンス電圧演算手段７７は図４と同じもので、駆動周波数ｆ、モータインダクタンスＬ、電流Ｉよりリアクタンス電圧ωＬＩを演算し、無効電圧比較手段７８により電圧差を求め、電圧差に応じて力率変更手段７９により無効電流Ｉｒを制御する。

図１４は制御特性図を示し、リアクタンス電圧ωＬＩと設定電圧Ｖｚとを比較して無効電流操作量δＩｒを制御する。設定電圧Ｖｚに対してリアクタンス電圧ωＬＩが増加すると進角量が大きいので無効電流Ｉｒを小さくするように無効電流操作量δＩｒを負に制御する。また、設定電圧Ｖｚに対してリアクタンス電圧ωＬＩが減少すると進角量が小さいので無効電流Ｉｒを大きくするように無効電流操作量δＩｒを正に制御する。

以上述べたように、本発明は、３相インバータ出力電流を検出し、３相／２相変換後、インバータ回路出力電圧母線軸に座標変換してモータ無効電流、あるいは電流位相を制御することによりＤＣブラシレスモータ（永久磁石式同期モータ）のセンサレス正弦波駆動が可能となり、さらに、モータリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力を演算して所定値となるように制御することによりモータ誘起電圧と電流位相を制御するものである。

すなわち本発明は、インバータからモータに供給する無効電圧あるいは電力と、モータのリアクタンス電圧あるいは無効電力とを比較して、無効電圧あるいは無効電力比率を制御することによりモータ誘起電圧と電流位相を高速に制御するものであり、電流位相を最適に設定すれば最大効率運転が可能となり、さらに弱め界磁制御により高速運転が可能となる。

さらに、モータ起動時には無効電流のみ検出して無効電流を所定値に制御し、起動後にモータ誘起電圧と電流位相を所定値に制御することにより最適制御するようにしたので、フィードバック制御ループを減らすことができ安定な起動ができる。

また、従来のセンサレス正弦波駆動においては位置推定のための演算が複雑となってプロセッサの負担が大きく、さらに、位置推定演算に必要なモータパラメータを求めるための各種試験に時間を必要としたが、本発明によれば、位置推定が不必要なのでプロセッサの演算ステップが少なくてすみ、演算データビット数も減らすことができ、モータパラメータもほとんど必要とせず、かつ、自動的に最大効率運転が可能となるので、プロセッサの負担を減らしてベクトル制御と同等の最大効率運転が可能となり、安価で信頼性の高いセンサレス制御によるモータ駆動装置を実現できる。

特に、洗濯乾燥機や食器洗い洗浄機のモータ制御とシーケンス制御は複雑なプログラムが必要であり、さらに、キャリヤ周波数は超音波周波数にして騒音を減らす必要があるので、従来のセンサレス正弦波駆動方式ならば制御プロセッサに対するプログラム容量と演算性能への負担が非常に大きくなり、高価格のプロセッサを必要としたが、本発明によれば安価なプロセッサによりセンサレスベクトル制御と同等の性能を得ることがてきるので、位置センサレスにより安価で信頼性の高いモータを使用できるモータ駆動装置を実現できる。

なお、本発明は主として無効電圧、あるいは無効電力を演算して制御する実施例について説明したが、有効電圧、あるいは有効電力を演算比較しても原理的には可能である。しかし、インバータの有効電圧や有効電力は簡単に演算できるが、モータの有効電圧（誘起電圧）あるいは有効電力の演算誤差が大きいので無効電力演算方式が誤差が少ないという特長がある。

以上のように、本発明によるモータ駆動装置は、交流電力を整流回路により直流電力に変換し、モータをインバータ回路により駆動し、インバータ回路の出力電流を電流検出手段により検出して設定回転数となるようにインバータ回路をＰＷＭ制御し、インバータ回路の出力電圧と電流位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御するようにし、モータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力によりモータ電流位相を制御するようにしたものであるから、モータの最大効率運転あるいは弱め界磁制御が容易となり、食器洗い機のポンプモータ、空気調和機のコンプレッサーモータ、ファンモータ、あるいは、洗濯機や洗濯乾燥機の脱水兼洗濯槽や回転ドラムの回転制御の用途にも適用できる。

本発明の第１の実施の形態におけるモータ駆動装置のブロック図 同モータ駆動装置のインバータ回路図 同モータ駆動装置の電流検出タイミングチャート 同モータ駆動装置の制御手段のブロック図 同モータ駆動装置の制御ベクトル図 同モータ駆動装置の電流位相制御時のベクトル図 同モータ駆動装置の制御手段の各部波形とタイミングチャート 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムフローチャート 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムのキャリヤ信号割込サブルーチンのフローチャート 同モータ駆動装置のモータ制御プログラムの回転数制御サブルーチンのフローチャート 同モータ駆動装置の無効電圧とリアクタンス電圧比較による制御特性図 本発明の第２の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図 本発明の第３の実施の形態におけるモータ駆動装置の制御手段のブロック図 同モータ駆動装置の設定値とリアクタンス電圧比較による制御特性図

符号の説明

１ 交流電源
２ 整流回路
３ インバータ回路
４ モータ
５ 電流検出手段
６ 制御手段

Claims (7)

1. 交流電源と、前記交流電源の交流電力を直流電力に変換する整流回路と、前記整流回路の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路により駆動されるモータと、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段の出力信号により前記インバータ回路をＰＷＭ制御して設定回転数となるように前記モータを制御する制御手段とを備え、前記制御手段は前記インバータ回路の出力電圧と出力電流との位相、あるいは無効電流が所定値となるように制御し、前記モータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力によりモータ電流位相を制御するようにしたモータ駆動装置。
2. 制御手段は、インバータ回路の無効電圧とモータのリアクタンス電圧とを比較してモータ電流位相を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
3. 制御手段は、インバータ回路の無効電圧とモータのリアクタンス電圧がほぼ等しくなるようにした請求項２記載のモータ駆動装置。
4. 制御手段は、インバータ回路の無効電力とモータのリアクタンス電力とを比較してモータ電流位相を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
5. 制御手段は、インバータ回路の無効電力とモータのリアクタンス電力がほぼ等しくなるようにした請求項４記載のモータ駆動装置。
6. 制御手段は、モータのリアクタンス電圧、あるいはリアクタンス電力が設定値となるように制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。
7. 制御手段は、モータ起動後にモータ電流位相を制御するようにした請求項１記載のモータ駆動装置。

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