JP2006320134A - モータ駆動回路、及びそれを搭載する電気洗濯機 - Google Patents
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Abstract
【課題】 小型化と省電力化とをいずれも阻むことなく、回生制動の効果を更に向上させ得るモータ駆動回路、を提供する。
【解決手段】 モータ駆動回路は、出力段に三対のパワートランジスタ(QH、QL)の直列接続(7U、7V、7W)を含み、三相同期モータ(3)の三つのステータ巻線(3U、3V、3W)と共に三相ブリッジ回路を構成する。パワートランジスタ(QH、QL)はワイドバンドギャップ半導体から成り、そのボディダイオード(DH、DL)が帰還ダイオードとして利用される。マイクロコントローラ(CTL)は磁極位置センサ(HU、HV、HW)を用いてロータの磁極位置を検出し、検出結果に基づき、駆動信号(SD)を生成する。PWM制御部(8)は駆動信号(SD)に従ってパワートランジスタ(QH、QL)に対してオンオフ制御を行う。特にモータ(3)の回生モードではパワートランジスタ(QH、QL)のボディダイオード(DH、DL)に順方向電流を流す。
【選択図】図2
【解決手段】 モータ駆動回路は、出力段に三対のパワートランジスタ(QH、QL)の直列接続(7U、7V、7W)を含み、三相同期モータ(3)の三つのステータ巻線(3U、3V、3W)と共に三相ブリッジ回路を構成する。パワートランジスタ(QH、QL)はワイドバンドギャップ半導体から成り、そのボディダイオード(DH、DL)が帰還ダイオードとして利用される。マイクロコントローラ(CTL)は磁極位置センサ(HU、HV、HW)を用いてロータの磁極位置を検出し、検出結果に基づき、駆動信号(SD)を生成する。PWM制御部(8)は駆動信号(SD)に従ってパワートランジスタ(QH、QL)に対してオンオフ制御を行う。特にモータ(3)の回生モードではパワートランジスタ(QH、QL)のボディダイオード(DH、DL)に順方向電流を流す。
【選択図】図2
Description
本発明はモータ駆動回路に関し、特に、同期モータの可変速駆動を制御する回路に関する。
例えば、エレベータ、電車、電気自動車、電動補助自転車等、電動の輸送機器では、輸送効率の更なる向上を目指し、省電力化と共に、動作制御の迅速化が求められている。その要求を満たすには、特に、動力源であるモータに対する可変速駆動制御を、更に効率良く、かつ速やかに行わねばならない。
可変速駆動制御の効率と応答速度との向上に対する要求は、輸送機器に限らず、例えば洗濯機や食洗機等、家電製品に搭載されるモータに対しても及ぶ。特に洗濯機では、例えば衣類の種類や量に応じて回転槽の速度変化が的確に、かつ迅速に調節されねばならない。更に、そのような所定の制御動作だけでなく、例えば脱水中に蓋が不意に開けられたとき等、突発的な外乱の発生時には回転槽が速やかに停止し、それにより高い安全性が確保されねばならない。また、食洗機では、例えば運転中に蓋が不意に開けられたときに、水が槽外に飛び散ることなく噴水ポンプが速やかに停止しなければならない。
可変速駆動制御の効率と応答速度との向上に対する要求は、輸送機器に限らず、例えば洗濯機や食洗機等、家電製品に搭載されるモータに対しても及ぶ。特に洗濯機では、例えば衣類の種類や量に応じて回転槽の速度変化が的確に、かつ迅速に調節されねばならない。更に、そのような所定の制御動作だけでなく、例えば脱水中に蓋が不意に開けられたとき等、突発的な外乱の発生時には回転槽が速やかに停止し、それにより高い安全性が確保されねばならない。また、食洗機では、例えば運転中に蓋が不意に開けられたときに、水が槽外に飛び散ることなく噴水ポンプが速やかに停止しなければならない。
例えば洗濯機や食洗機に搭載されるモータに対して可変速駆動を制御する、従来の駆動回路としては次のものが知られる(例えば特許文献1参照)。
洗濯機では一般に、三相の同期モータが回転槽や撹拌板の駆動に利用される。その同期モータの駆動回路には一般に、インバータが搭載される。
図9に示されているインバータは三相ブリッジ回路である。すなわち、三対のパワートランジスタの直列接続102U、102V、102Wを含み、直列接続点が同期モータ103のステータ巻線103U、103V、103Wに結線されている。
洗濯機では一般に、三相の同期モータが回転槽や撹拌板の駆動に利用される。その同期モータの駆動回路には一般に、インバータが搭載される。
図9に示されているインバータは三相ブリッジ回路である。すなわち、三対のパワートランジスタの直列接続102U、102V、102Wを含み、直列接続点が同期モータ103のステータ巻線103U、103V、103Wに結線されている。
PWM制御部104が六つのパワートランジスタQH、QLに対してオンオフ制御を行う。それによりステータ巻線103U、103V、103Wを流れる相電流Iu、Iv、Iwが変化し、ロータの近傍に回転磁界が生じる。ロータには一般に磁石が固定されているので、回転磁界と磁石との電磁力によってロータにトルクが発生する。その発生したトルクとロータにかかる負荷とのバランスにより、ロータの回転速度が変化する。ロータの磁極位置は例えばホール素子等を含む磁極位置センサHU、HV、HWにより検出される。検出されたロータの磁極位置の変化パターンと目標の駆動パターン(例えば、「洗い」時の正転/逆転/制動パターン、「脱水」時の正転/制動パターン等)とに基づき、マイクロコントローラCTLがパワートランジスタQH、QLのオンオフのタイミングを決定し、PWM制御部104に伝達する。その結果、回転磁界の位相と周波数とが調節され、最適なトルクがロータに対して印加される。
互いに直列に接続される二つのパワートランジスタQH、QLでは、一方のターンオフ動作の開始から他方のターンオン動作の開始までの間に必ず、一定時間以上、両方のパワートランジスタがオフされる時間(以下、デッドタイムと呼ぶ)が設定される。デッドタイムは特に、パワートランジスタQH、QLのターンオフ時間より十分に長い。従って、パワートランジスタQH、QL間ではオン期間が確実に重複しないので、パワートランジスタQH、QLが貫通電流による破壊から確実に保護される。
デッドタイムでは、オフ状態のパワートランジスタQH(又はQL)に代わり、そのパワートランジスタQH(又はQL)に並列に接続される帰還ダイオードDH(又はDL)(逆並列ダイオードともいう)が導通する。それにより、電流がインバータ102U、102V、102Wとステータ巻線103U、103V、103Wとの間で循環する。その結果、ステータ巻線103U、103V、103Wには過大なサージ電圧が発生しないので、パワートランジスタQH、QLに対する過大な逆バイアスの印加が回避される。従って、パワートランジスタQH、QLの素子破壊を保護している。
例えば洗濯機等の家電製品ではモータの駆動電圧が100V〜300V程度である。そのとき、パワートランジスタの耐圧は好ましくは、400V〜600V程度に設定される。更に、パワートランジスタがIGBTである場合、デッドタイムの下限は約2μ秒に設定される。一方、パワートランジスタがMOSFETである場合、MOSFETはIGBTよりターンオフが速いので、デッドタイムの下限は約1μ秒まで短縮され得る。
デッドタイムでは、オフ状態のパワートランジスタQH(又はQL)に代わり、そのパワートランジスタQH(又はQL)に並列に接続される帰還ダイオードDH(又はDL)(逆並列ダイオードともいう)が導通する。それにより、電流がインバータ102U、102V、102Wとステータ巻線103U、103V、103Wとの間で循環する。その結果、ステータ巻線103U、103V、103Wには過大なサージ電圧が発生しないので、パワートランジスタQH、QLに対する過大な逆バイアスの印加が回避される。従って、パワートランジスタQH、QLの素子破壊を保護している。
例えば洗濯機等の家電製品ではモータの駆動電圧が100V〜300V程度である。そのとき、パワートランジスタの耐圧は好ましくは、400V〜600V程度に設定される。更に、パワートランジスタがIGBTである場合、デッドタイムの下限は約2μ秒に設定される。一方、パワートランジスタがMOSFETである場合、MOSFETはIGBTよりターンオフが速いので、デッドタイムの下限は約1μ秒まで短縮され得る。
モータの力行モードでは、モータの動力として消費される電力以外の電力、すなわちインバータの損失ができるだけ削減されねばならない。上記のインバータではパワートランジスタの導通損失とスイッチング損失、及び帰還ダイオードの導通損失に大別される。
これら損失の削減には、パワートランジスタと帰還ダイオードとをワイドバンドギャップ半導体で構成するのが好ましい。
ワイドバンドギャップ半導体は例えば、シリコンカーバイド(SiC)、ダイヤモンド、窒化ガリウム(GaN)、又は酸化亜鉛(ZnO)を含む。これらの半導体はシリコン(Si)と比べ、バンドギャップが数倍程度広く、絶縁破壊電界強度が一桁程度高い。それらの特性により、ワイドバンドギャップ半導体から構成されるスイッチング素子は耐熱性と耐電圧性に優れる。更に電子移動度が高いので、低オン抵抗で高速なスイッチング素子が構成され得るため、パワートランジスタの導通損失とスイッチング損失が少ないという特徴を持つ。
これら損失の削減には、パワートランジスタと帰還ダイオードとをワイドバンドギャップ半導体で構成するのが好ましい。
ワイドバンドギャップ半導体は例えば、シリコンカーバイド(SiC)、ダイヤモンド、窒化ガリウム(GaN)、又は酸化亜鉛(ZnO)を含む。これらの半導体はシリコン(Si)と比べ、バンドギャップが数倍程度広く、絶縁破壊電界強度が一桁程度高い。それらの特性により、ワイドバンドギャップ半導体から構成されるスイッチング素子は耐熱性と耐電圧性に優れる。更に電子移動度が高いので、低オン抵抗で高速なスイッチング素子が構成され得るため、パワートランジスタの導通損失とスイッチング損失が少ないという特徴を持つ。
パワートランジスタがMOSFETである場合、ボディダイオード(寄生ダイオード)を帰還ダイオードとして利用できる。その場合、パワートランジスタの小型化が容易である。
しかし、その反面、MOSFETのボディダイオードでは順方向電圧降下が比較的大きいので、帰還ダイオードの導通損失を削減しにくい。そこで、ボディダイオードとは別の高速整流ダイオードがパワートランジスタに外付けされ、帰還ダイオードとして利用される。
ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子ではシリコン製と比べてさらに、ボディダイオードの順方向電圧降下が大きい。従って、モータの力行モードでは帰還ダイオード部の更なる損失削減は不利である。
しかし、その反面、MOSFETのボディダイオードでは順方向電圧降下が比較的大きいので、帰還ダイオードの導通損失を削減しにくい。そこで、ボディダイオードとは別の高速整流ダイオードがパワートランジスタに外付けされ、帰還ダイオードとして利用される。
ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子ではシリコン製と比べてさらに、ボディダイオードの順方向電圧降下が大きい。従って、モータの力行モードでは帰還ダイオード部の更なる損失削減は不利である。
同期モータではロータの回転時、ロータの磁極の移動に伴い、ステータ巻線にはロータが発生する磁界を打ち消すための誘起電圧(逆起電力とも呼び、以下BEMFと記述する)が発生する。ステータ巻線に生じるBEMFとそのステータ巻線に流れる相電流とが(ほぼ)同位相又は逆位相のとき、その相電流により生じる磁界からロータが受けるトルクが最大又は最小となる。以下、トルクの表現として、力行モード時を正とし、回生モード時を負とする。すなわち、トルク最大であれば最大加速し、トルク最小であれば、最大減速するという表現とする。
同期モータの力行モードでは例えば、BEMFと相電流とがほぼ同位相に維持される。それにより、ロータがほぼ最大のトルクで運転される。
逆にロータの減速時やブレーキ時、すなわち同期モータの回生モードでは、BEMFと相電流との間の位相差が、90°〜270°である電気角領域(以下、制動領域という)内に維持される。それにより、ロータが適切なトルクで減速される。なお、180°付近が最小トルクとなり、制動効果が最も高い。
同期モータの力行モードでは例えば、BEMFと相電流とがほぼ同位相に維持される。それにより、ロータがほぼ最大のトルクで運転される。
逆にロータの減速時やブレーキ時、すなわち同期モータの回生モードでは、BEMFと相電流との間の位相差が、90°〜270°である電気角領域(以下、制動領域という)内に維持される。それにより、ロータが適切なトルクで減速される。なお、180°付近が最小トルクとなり、制動効果が最も高い。
モータの回生モードを利用したロータの制動方法、すなわち回生制動には主に次の二種類がある。
第一の方法では、インバータ102U、102V、102WがパワートランジスタQH、QLに対するオンオフ制御を継続し、相電流Iu、Iv、IwとBEMFとの間の位相差を上記の制動領域内に維持する。それにより、ステータ巻線103U、103V、103Wからインバータ102U、102V、102Wを通して平滑コンデンサC1、C2に回生電力が供給される。その結果、ロータが減速する。
平滑コンデンサC1、C2に蓄積される回生電力が自然放電で失われる電力より高い場合、平滑コンデンサC1、C2の両端電圧が上昇する。その上昇を一定の上限より低く抑えるためには、例えば平滑コンデンサC1、C2と並列に放電回路105が設置され、その抵抗Rで余剰な回生電力が消費されれば良い。その他に、インバータ102U、102V、102Wの入力側に整流部101に代えて電力変換回路が設置され、それにより回生電力が外部の交流電源ACまで戻されても良い。
第二の方法では、ハイサイドパワートランジスタQHが全てオフ状態に維持され、ローサイドパワートランジスタQLが全てオン状態に維持される。それによりステータ巻線103U、103V、103W間が短絡されて相電流Iu、Iv、Iwが循環する。そのとき、回生電力が主にステータ巻線103U、103V、103Wの抵抗で消費される。その結果、ロータが減速する。
第一の方法では、インバータ102U、102V、102WがパワートランジスタQH、QLに対するオンオフ制御を継続し、相電流Iu、Iv、IwとBEMFとの間の位相差を上記の制動領域内に維持する。それにより、ステータ巻線103U、103V、103Wからインバータ102U、102V、102Wを通して平滑コンデンサC1、C2に回生電力が供給される。その結果、ロータが減速する。
平滑コンデンサC1、C2に蓄積される回生電力が自然放電で失われる電力より高い場合、平滑コンデンサC1、C2の両端電圧が上昇する。その上昇を一定の上限より低く抑えるためには、例えば平滑コンデンサC1、C2と並列に放電回路105が設置され、その抵抗Rで余剰な回生電力が消費されれば良い。その他に、インバータ102U、102V、102Wの入力側に整流部101に代えて電力変換回路が設置され、それにより回生電力が外部の交流電源ACまで戻されても良い。
第二の方法では、ハイサイドパワートランジスタQHが全てオフ状態に維持され、ローサイドパワートランジスタQLが全てオン状態に維持される。それによりステータ巻線103U、103V、103W間が短絡されて相電流Iu、Iv、Iwが循環する。そのとき、回生電力が主にステータ巻線103U、103V、103Wの抵抗で消費される。その結果、ロータが減速する。
モータに対する可変速駆動制御の応答速度を更に高めるには、上記の回生制動の効果、すなわち回生電力の消費能力を更に高めることが望ましい。しかし、それには以下の問題がある:
第一の方法では、平滑コンデンサの容量を増大させ、放電回路の抵抗を高め、又はインバータの入力側に電力変換回路を設置することが望ましい。しかし、それらはいずれもモータ駆動回路の部品点数、又はサイズを増大させるので、モータ駆動回路の更なる小型化が阻まれる。
第二の方法では、ステータ巻線の抵抗値の増大が望ましい。しかし、その場合、同期モータの力行モードではステータ巻線の導通損失が増大するので、省電力化が阻まれる。
一方、力行モードではインバータの損失を低下させることが望ましいので、ワイドバンドギャップ半導体を用いてパワートランジスタのオン抵抗を低下させ、損失を低下させることが望まれる。しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体のボディダイオードは順方向電圧降下が大きいため、パワートランジスタがオフする時の帰還ダイオードの損失が大きくなるという課題があり、高速整流ダイオードを外付けしなければならず、小型化、省資源化が阻まれる。
第一の方法では、平滑コンデンサの容量を増大させ、放電回路の抵抗を高め、又はインバータの入力側に電力変換回路を設置することが望ましい。しかし、それらはいずれもモータ駆動回路の部品点数、又はサイズを増大させるので、モータ駆動回路の更なる小型化が阻まれる。
第二の方法では、ステータ巻線の抵抗値の増大が望ましい。しかし、その場合、同期モータの力行モードではステータ巻線の導通損失が増大するので、省電力化が阻まれる。
一方、力行モードではインバータの損失を低下させることが望ましいので、ワイドバンドギャップ半導体を用いてパワートランジスタのオン抵抗を低下させ、損失を低下させることが望まれる。しかしながら、ワイドバンドギャップ半導体のボディダイオードは順方向電圧降下が大きいため、パワートランジスタがオフする時の帰還ダイオードの損失が大きくなるという課題があり、高速整流ダイオードを外付けしなければならず、小型化、省資源化が阻まれる。
本発明は、小型化と省電力化とをいずれも阻むことなく、回生制動の効果を更に向上させ得るモータ駆動回路、の提供を目的とする。
本発明によるモータ駆動回路は、同期モータに対して電力を供給する駆動回路であり、好ましくは、次のような電気洗濯機に搭載される。その洗濯機は好ましくは、
筐体;
その筐体内に設置される、中心軸周りに回転可能な回転漕;
その回転漕にトルクを与えてその回転を加速させ、又は減速させる同期モータ;
並びに、
外部から供給される交流電圧を直流電圧に変換する整流部;
を具備する。
筐体;
その筐体内に設置される、中心軸周りに回転可能な回転漕;
その回転漕にトルクを与えてその回転を加速させ、又は減速させる同期モータ;
並びに、
外部から供給される交流電圧を直流電圧に変換する整流部;
を具備する。
本発明による上記のモータ駆動回路は、
ワイドバンドギャップ半導体から成り、ボディダイオードを含み、上記の整流部の出力端子間に直列に接続される、二つのパワートランジスタ;及び、
それら二つのパワートランジスタに対してオンオフ制御を行い、特に同期モータの回生モードでは、パワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流を流すべきとき、そのパワートランジスタをオフ状態に維持する、制御部;
を有する。
ワイドバンドギャップ半導体から成り、ボディダイオードを含み、上記の整流部の出力端子間に直列に接続される、二つのパワートランジスタ;及び、
それら二つのパワートランジスタに対してオンオフ制御を行い、特に同期モータの回生モードでは、パワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流を流すべきとき、そのパワートランジスタをオフ状態に維持する、制御部;
を有する。
パワートランジスタはワイドバンドギャップ半導体製であるので、特に低オン抵抗でかつ高耐圧である。従って、小型化を阻むことなく、導通損失を低減させ得る。更に、スイッチング動作が速いので、スイッチング損失が低減できる。
同期モータの回生モードでは、一部のパワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流が流れる。本発明による上記のモータ駆動回路ではその場合、そのパワートランジスタがオフにされるので、電流がそのパワートランジスタのボディダイオードを順方向に流れる。ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子ではボディダイオードの順方向電圧降下が高いので、回生電力はボディダイオードで十分に消費され得る。それにより、回生電力を消費するための回路素子、例えば過大な容量の平滑コンデンサや放電回路がなくても、回生制動の効果が十分に高い。
こうして、本発明による上記のモータ駆動回路は、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
同期モータの回生モードでは、一部のパワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流が流れる。本発明による上記のモータ駆動回路ではその場合、そのパワートランジスタがオフにされるので、電流がそのパワートランジスタのボディダイオードを順方向に流れる。ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子ではボディダイオードの順方向電圧降下が高いので、回生電力はボディダイオードで十分に消費され得る。それにより、回生電力を消費するための回路素子、例えば過大な容量の平滑コンデンサや放電回路がなくても、回生制動の効果が十分に高い。
こうして、本発明による上記のモータ駆動回路は、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
同期モータの力行モードでは、互いに直列に接続された二つのパワートランジスタ間のデッドタイムに、それらのボディダイオードのいずれかを順方向電流が流れる。好ましくは上記の制御部が、同期モータの力行モードでは上記のデッドタイムを、10ナノ秒以上、1マイクロ秒以下の範囲内に調節する。パワートランジスタはワイドバンドギャップ半導体製であるので、スイッチングが速い。特に、ボディダイオードの逆回復が速い。従って、デッドタイムを上記の範囲に容易に短縮できる。それにより、ボディダイオードの導通状態を維持すべき時間が短縮されるので、ボディダイオードの導通損失が十分に抑えられる。 したがって、高速整流ダイオードを外付けすることなく、力行モードでも損失が充分低減でき、小型化、省資源化を阻まれることなく損失低減が可能となる。
本発明によるモータ駆動回路では上記の通り、パワートランジスタとしてワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子が採用される。それにより、パワートランジスタの導通損失とスイッチング損失とが低い。更に、パワートランジスタの耐圧を高く維持したまま、小型化を更に向上できる。
その上、特に従来の駆動回路とは異なり、ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子のボディダイオードを帰還ダイオードとして積極的に利用することにより、その順方向電圧降下で回生電力を十分に消費できる。その結果、小型化と省電力化とをいずれも阻むことなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
それ故、本発明によるモータ駆動回路は従来の駆動回路より、(特に電動の輸送機器や家電製品に搭載される)同期モータに対する可変速駆動制御について、効率と応答速度との高さで有利である。更に制動効果が高いので、安全性の高さでも有利である。
その上、特に従来の駆動回路とは異なり、ワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子のボディダイオードを帰還ダイオードとして積極的に利用することにより、その順方向電圧降下で回生電力を十分に消費できる。その結果、小型化と省電力化とをいずれも阻むことなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
それ故、本発明によるモータ駆動回路は従来の駆動回路より、(特に電動の輸送機器や家電製品に搭載される)同期モータに対する可変速駆動制御について、効率と応答速度との高さで有利である。更に制動効果が高いので、安全性の高さでも有利である。
以下、本発明の最良の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
本発明の実施形態によるモータ駆動回路は好ましくは、電気洗濯機に搭載される同期モータに対して電力を供給する。その洗濯機10は、例えば、筐体1、外漕2、モータ3、回転槽4、及び撹拌板5を有する(図1参照)。
本発明の実施形態によるモータ駆動回路は好ましくは、電気洗濯機に搭載される同期モータに対して電力を供給する。その洗濯機10は、例えば、筐体1、外漕2、モータ3、回転槽4、及び撹拌板5を有する(図1参照)。
筐体1の上面1Aには開閉可能な上蓋(図示せず)が取り付けられている。上蓋を開くことで、衣類を上面1Aから筐体1内に入れることができる。
筐体1内には外漕2が固定され、好ましくは弾性支持される(図示せず)。外漕2は好ましくは円筒形であり、上端は開いている。外漕2の上部には吸水口(図示せず)が設けられ、底部には排水口(図示せず)が設けられる。水は吸水口を通して外部から外漕2内に供給され、排水口を通して外漕2内から外部へ排出される。
モータ3は外漕2の底面の中央部に固定される。モータ3は好ましくは三相同期モータであり、筐体1内の底部に設置されたモータ駆動回路(図示せず)から電力を供給される。
回転槽4は円筒形であり、上端は開いている。回転槽4は底面の中央部でモータ3のシャフト3Aに固定され、モータ3からトルクを受けて外漕2内で中心軸周りに回転する。
撹拌板5は好ましくは円板であり、その中心部でモータ3のシャフト3Aに固定される。撹拌板5はモータ3からトルクを受けて中心軸周りに回転する。ここで、モータ3内のクラッチ(図示せず)により、回転槽4と撹拌板5との間で、モータ3のトルクの伝達対象が切り換えられる。撹拌板5の表面には好ましくは凹凸(図示せず)が設けられ、撹拌板5の回転により外漕2内に蓄えられた水が撹拌される。
筐体1内には外漕2が固定され、好ましくは弾性支持される(図示せず)。外漕2は好ましくは円筒形であり、上端は開いている。外漕2の上部には吸水口(図示せず)が設けられ、底部には排水口(図示せず)が設けられる。水は吸水口を通して外部から外漕2内に供給され、排水口を通して外漕2内から外部へ排出される。
モータ3は外漕2の底面の中央部に固定される。モータ3は好ましくは三相同期モータであり、筐体1内の底部に設置されたモータ駆動回路(図示せず)から電力を供給される。
回転槽4は円筒形であり、上端は開いている。回転槽4は底面の中央部でモータ3のシャフト3Aに固定され、モータ3からトルクを受けて外漕2内で中心軸周りに回転する。
撹拌板5は好ましくは円板であり、その中心部でモータ3のシャフト3Aに固定される。撹拌板5はモータ3からトルクを受けて中心軸周りに回転する。ここで、モータ3内のクラッチ(図示せず)により、回転槽4と撹拌板5との間で、モータ3のトルクの伝達対象が切り換えられる。撹拌板5の表面には好ましくは凹凸(図示せず)が設けられ、撹拌板5の回転により外漕2内に蓄えられた水が撹拌される。
本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、整流部6、平滑コンデンサC1、C2、インバータ7U、7V、7W、及びPWM制御部8を有する(図2参照)。
整流部6は商用交流電源ACから送出される交流電圧を直流電圧に変換する。整流部6は好ましくはダイオードブリッジ回路である。その他に、スイッチングコンバータであっても良い。更に、整流部がダイオードブリッジ回路6と商用交流電源ACと間に力率改善用のインダクタを含んでも良い。
整流部6は商用交流電源ACから送出される交流電圧を直流電圧に変換する。整流部6は好ましくはダイオードブリッジ回路である。その他に、スイッチングコンバータであっても良い。更に、整流部がダイオードブリッジ回路6と商用交流電源ACと間に力率改善用のインダクタを含んでも良い。
平滑コンデンサC1、C2は整流部6の出力端子6H、6L間に直列に接続される。その直列接続間の接続点JCは整流部6の入力端子の一方に接続される。商用交流電源ACの出力電圧が極性を反転させるごとに、平滑コンデンサC1、C2が交互に充放電を繰り返す。それにより整流部6の出力端子6H、6L間の電圧変動が平滑化される。
なお、本実施例では商用交流電源ACからインバータに直流を供給する回路として倍電圧整流回路を基本として説明しているが、全波整流回路であってもよい。
なお、本実施例では商用交流電源ACからインバータに直流を供給する回路として倍電圧整流回路を基本として説明しているが、全波整流回路であってもよい。
インバータ7U、7V、7Wは三相ブリッジ回路である。すなわち、整流部6の出力端子6H、6L間に並列に接続された、三対のパワートランジスタの直列接続7U、7V、7Wを含む。各直列接続7U、7V、7Wは二つのパワートランジスタQH、QLを含む。
ハイサイドパワートランジスタQHのドレインは整流部6の高電位側出力端子6Hに接続され、ソースはローサイドパワートランジスタQLのドレインに接続される。ローサイドパワートランジスタQLのソースは、整流部6の低電位側出力端子6Lに接続される。パワートランジスタ6H、6L間の接続点JU、JV、JWはモータ3の三つの駆動端子U、V、Wに接続される。駆動端子U、V、W間には三つのステータ巻線3U、3V、3Wが接続され、Y結線又はΔ結線を構成する。
ハイサイドパワートランジスタQHのドレインは整流部6の高電位側出力端子6Hに接続され、ソースはローサイドパワートランジスタQLのドレインに接続される。ローサイドパワートランジスタQLのソースは、整流部6の低電位側出力端子6Lに接続される。パワートランジスタ6H、6L間の接続点JU、JV、JWはモータ3の三つの駆動端子U、V、Wに接続される。駆動端子U、V、W間には三つのステータ巻線3U、3V、3Wが接続され、Y結線又はΔ結線を構成する。
パワートランジスタQH、QLはMOSFETであり、ワイドバンドギャップ半導体から構成される。ワイドバンドギャップ半導体は好ましくは、シリコンカーバイド(SiC)である。その他に、ダイヤモンド、窒化ガリウム(GaN)、又は酸化亜鉛(ZnO)であっても良い。ワイドバンドギャップ半導体の特性により、それらのパワートランジスタQH、QLはシリコン製のパワートランジスタと比べ、耐熱性と耐電圧性に優れ、電力損失が少ない。更に、低オン抵抗で、かつスイッチングが高速である。
モータ3の駆動電圧は100V〜300V程度であるので、パワートランジスタQH、QLの耐圧は好ましくは、400V〜600V程度に設定される。そのとき、パワートランジスタQH、QLはワイドバンドギャップ半導体製であるので、同じ耐圧を持つシリコン製のパワートランジスタより小型である。
モータ3の駆動電圧は100V〜300V程度であるので、パワートランジスタQH、QLの耐圧は好ましくは、400V〜600V程度に設定される。そのとき、パワートランジスタQH、QLはワイドバンドギャップ半導体製であるので、同じ耐圧を持つシリコン製のパワートランジスタより小型である。
パワートランジスタQH(又はQL)はMOSFETであるので、ボディダイオードDH(又はDL)を含む。ボディダイオードDH(又はDL)のカソードはパワートランジスタQH(又はQL)のドレインに接続され、アノードはソースに接続される。
ボディダイオードDH、DLは帰還ダイオードとして利用される。すなわち、もしパワートランジスタQH(又はQL)に対して逆バイアスが印加されれば(すなわちドレイン−ソース間電圧が負になれば)、ボディダイオードDH(又はDL)が導通するので、ドレイン−ソース間電圧が順方向電圧降下程度でクランプされる。それにより、パワートランジスタQH、QLは過大な逆バイアスの印加から保護される。
ボディダイオードDH、DLは帰還ダイオードとして利用される。すなわち、もしパワートランジスタQH(又はQL)に対して逆バイアスが印加されれば(すなわちドレイン−ソース間電圧が負になれば)、ボディダイオードDH(又はDL)が導通するので、ドレイン−ソース間電圧が順方向電圧降下程度でクランプされる。それにより、パワートランジスタQH、QLは過大な逆バイアスの印加から保護される。
PWM制御部8は駆動信号SDに基づき、パワートランジスタQH、QLのゲートに対して制御信号SH、SLを印加する。好ましくは制御信号SH、SLはいずれも電圧信号であり、印加先のゲートの電位を二値的に変化させる(図3参照)。それにより、各パワートランジスタQH、QLのオン状態とオフ状態とが個別に切り換えられる。例えば図3では、制御信号SH、SLがハイレベルH(又はローレベルL)に維持されるとき、パワートランジスタQH、QLがオン状態(又は、オフ状態)に維持される。 図3、図6、図7に示す制御信号SH、SLは、ハイレベルを斜線で示している。
モータ3の駆動モードには「力行」と「回生」との二種類がある。
力行モードでは、インバータ7U、7V、7Wにより商用交流電源ACからモータ3に電力が供給されるので、ロータが加速される。あるいは負荷とのバランスで一定速度で駆動される。
回生モードでは、インバータ7U、7V、7Wによりモータ3から平滑コンデンサC1、C2に電力が回生されるので、ロータが減速される。
マイクロコントローラCTLは、予め記憶されたロータの回転速度の変化パターン、すなわち駆動パターンに従い、モータ3の力行モードと回生モードとを切り換える。ここで、駆動パターンは、例えば一定時間ごとのロータの回転速度の目標値を表す。洗濯機では一般に、駆動パターンが「洗い」と「脱水」との二種類に大別される。「洗い」パターンは正転方向での加速/減速と逆転方向での加速/減速とのパターンを示し、「脱水」パターンは正転方向での加速/定速/減速のパターンを示す。各駆動パターンは更に、例えば洗濯対象の衣類の量や種類に応じ、種々のパターンに分けられても良い。マイクロコントローラCTLは、例えばユーザにより入力される設定情報や、回転槽4内に存在する衣類の重量に基づき、適切な駆動パターンを選択する。
力行モードでは、インバータ7U、7V、7Wにより商用交流電源ACからモータ3に電力が供給されるので、ロータが加速される。あるいは負荷とのバランスで一定速度で駆動される。
回生モードでは、インバータ7U、7V、7Wによりモータ3から平滑コンデンサC1、C2に電力が回生されるので、ロータが減速される。
マイクロコントローラCTLは、予め記憶されたロータの回転速度の変化パターン、すなわち駆動パターンに従い、モータ3の力行モードと回生モードとを切り換える。ここで、駆動パターンは、例えば一定時間ごとのロータの回転速度の目標値を表す。洗濯機では一般に、駆動パターンが「洗い」と「脱水」との二種類に大別される。「洗い」パターンは正転方向での加速/減速と逆転方向での加速/減速とのパターンを示し、「脱水」パターンは正転方向での加速/定速/減速のパターンを示す。各駆動パターンは更に、例えば洗濯対象の衣類の量や種類に応じ、種々のパターンに分けられても良い。マイクロコントローラCTLは、例えばユーザにより入力される設定情報や、回転槽4内に存在する衣類の重量に基づき、適切な駆動パターンを選択する。
マイクロコントローラCTLはロータの磁極位置を検出する磁極位置センサHU、HV、HWによってロータの回転位相を検出し、回転位相からロータの回転速度を検出する。また、ロータの回転位相と回転速度から誘起電圧Vu、Vv、Vwを推定する。誘起電圧Vu、Vv、Vwの推定方法は公知の技術を用いてもよい。すなわち、モータ3に固有のパラメータである誘起電圧定数と回転速度との積算結果を誘起電圧の振幅とし、回転位相からモータ3各相の正弦波状態に変調すればよい。あるいは、突極性を有する同期モータの場合は、d軸とq軸のインダクタンスも含めて誘起電圧の振幅あるいは位相を補正してもよい。その他いずれの方法で誘起電圧Vu、Vv、Vwを推定してもよい。本願の発明は誘起電圧をどのように推定するかに限定されるものではない。
得られた誘起電圧Vu、Vv、Vwに基づき、マイクロコントローラCTLは電流指令Iu*、Iv*、Iw*を決める(図4、5参照)。特に、モータ3の力行モードでは、電流指令Iu*、Iv*、Iw*が誘起電圧Vu、Vv、Vwとほぼ同位相に維持される(図4参照)。一方、モータ3の回生モードでは、電流指令Iu*、Iv*、Iw*と誘起電圧Vu、Vv、Vwとの間の位相差θが、180°をほぼ中心とする所定の電気角領域(+90°<θ<+270°)内に維持される(図5参照)。
駆動信号SDの示す駆動モードと電流指令Iu*、Iv*、Iw*とに基づき、PWM制御部8は制御信号SH、SLのレベルの切り換えのタイミング、すなわちパワートランジスタQH、QLのオンオフのタイミングを次のように調節する。
以下、パワートランジスタQH、QL間の接続点JU、JV、JWからモータ3の駆動端子U、V、Wに流れ込む向きの相電流Iu、Iv、Iw(図2に示される矢印の向き)をソース電流とし、その逆向きの電流をシンク電流とする。
以下、パワートランジスタQH、QL間の接続点JU、JV、JWからモータ3の駆動端子U、V、Wに流れ込む向きの相電流Iu、Iv、Iw(図2に示される矢印の向き)をソース電流とし、その逆向きの電流をシンク電流とする。
モータ3の力行モードでは、好ましくは、PWM制御部8が次のような、二相変調によるオンオフ制御を行う(図6参照)。
電流指令Iu*、Iv*、Iw*の変化パターンによれば、最低レベルの相電流、すなわち最大のシンク電流を流すべき駆動端子が120°(電気角)ごとに順次、切り替わる(図6に示されている太線部参照)。二相変調によるオンオフ制御ではまず、最大のシンク電流を流すべき駆動端子が、最大のシンク電流を流すべき期間(120°の電気角範囲)ではインバータのローサイド側の電位に固定される。すなわち、その駆動端子に接続された、ハイサイドパワートランジスタQHがオフ状態に固定され、ローサイドパワートランジスタQLがオン状態に固定される。次に、残りのパワートランジスタQH、QLのオンオフについてPWM制御が行われる。そのPWM制御では特に、図6のニ相に示すように、三相二相変換を受けた電流指令Iu*、Iv*、Iw*が利用される。
電流指令Iu*、Iv*、Iw*の変化パターンによれば、最低レベルの相電流、すなわち最大のシンク電流を流すべき駆動端子が120°(電気角)ごとに順次、切り替わる(図6に示されている太線部参照)。二相変調によるオンオフ制御ではまず、最大のシンク電流を流すべき駆動端子が、最大のシンク電流を流すべき期間(120°の電気角範囲)ではインバータのローサイド側の電位に固定される。すなわち、その駆動端子に接続された、ハイサイドパワートランジスタQHがオフ状態に固定され、ローサイドパワートランジスタQLがオン状態に固定される。次に、残りのパワートランジスタQH、QLのオンオフについてPWM制御が行われる。そのPWM制御では特に、図6のニ相に示すように、三相二相変換を受けた電流指令Iu*、Iv*、Iw*が利用される。
例えば、電気角領域+30°〜+150°では、電流指令Iu*、Iv*、Iw*のうち、U相電流指令Iu*のレベルが最低である。従って、U相駆動端子Uに接続されたパワートランジスタQH、QLの直列接続7Uに対し、制御信号SH、SLがそれぞれ、ローレベルLとハイレベルHとに維持される。
一方、他のパワートランジスタQH、QLのオンオフについてはPWM制御が次のように行われる。まず、電流指令Iu*、Iv*、Iw*に対して三相二相変換を行う。次に、変換されたV相とW相との電流指令Iv*、Iw*が所定のキャリア(例えば三角波)CRを超えるとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ハイレベルHとローレベルLとに維持される。逆に、電流指令Iv*、Iw*がキャリアCRを下回るとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ローレベルLとハイレベルHとに維持される。
他の電気角領域−90°〜+30°、+150°〜+270°でも同様である。
一方、他のパワートランジスタQH、QLのオンオフについてはPWM制御が次のように行われる。まず、電流指令Iu*、Iv*、Iw*に対して三相二相変換を行う。次に、変換されたV相とW相との電流指令Iv*、Iw*が所定のキャリア(例えば三角波)CRを超えるとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ハイレベルHとローレベルLとに維持される。逆に、電流指令Iv*、Iw*がキャリアCRを下回るとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ローレベルLとハイレベルHとに維持される。
他の電気角領域−90°〜+30°、+150°〜+270°でも同様である。
以上の結果、モータ3の力行モードでは実際の相電流Iu、Iv、Iwが誘起電圧Vu、Vv、Vwとほぼ同位相に維持される(図4参照)。
上記の二相変調によるオンオフ制御では、三相変調によるオンオフ制御とは異なり、一対のパワートランジスタQH、QLのオンオフ状態が同時に固定される。(図6参照)。従って、パワートランジスタQH、QLの三相すべてがスイッチング動作する場合に比べてスイッチング損失が低いので、オンオフ制御に伴う消費電力が低い。それ故、モータ3の力行モードでは二相変調によるオンオフ制御が省電力化に有利である。
尚、スイッチング損失の差が無視できる場合、力行モードでも三相変調によるオンオフ制御が行われても良い。
上記の二相変調によるオンオフ制御では、三相変調によるオンオフ制御とは異なり、一対のパワートランジスタQH、QLのオンオフ状態が同時に固定される。(図6参照)。従って、パワートランジスタQH、QLの三相すべてがスイッチング動作する場合に比べてスイッチング損失が低いので、オンオフ制御に伴う消費電力が低い。それ故、モータ3の力行モードでは二相変調によるオンオフ制御が省電力化に有利である。
尚、スイッチング損失の差が無視できる場合、力行モードでも三相変調によるオンオフ制御が行われても良い。
上記のPWM制御では更に、パワートランジスタQH、QLの直列接続7U、7V、7Wのそれぞれについて、一方のパワートランジスタQH(又はQL)に対する制御信号SH(又はSL)の立ち下がりから他方のパワートランジスタQL(又はQH)に対する制御信号SL(又はSH)の立ち上がりまでの間に、デッドタイムTdが設定される(図3参照)。デッドタイムTdは、パワートランジスタQH、QLのターンオフ時間より十分に長い。それにより、二つのパワートランジスタQH、QL間ではオン期間が確実に重複しないので、パワートランジスタQH、QLが貫通電流による破壊から保護される。
デッドタイムTdでは、オフ状態に維持されたパワートランジスタQH(又はQL)のボディダイオードDH(又はDL)が導通し、順方向電流を流す。例えばシンク電流を流す相の場合はハイサイド側パワートランジスタQHのボディダイオードDHが導通する。ソース電流を流す相の場合は逆にローサイド側パワートランジスタQLのボディダイオードDLが導通する。それにより、相電流Iu、Iv、Iwがインバータ7U、7V、7Wとステータ巻線3U、3V、3Wとの間で循環し得る。その結果、ステータ巻線3U、3V、3Wには過大なサージ電圧が発生しないので、パワートランジスタQH、QLに対する過大な逆バイアスの印加が回避される。
本発明の実施形態では特に、パワートランジスタQH、QLがワイドバンドギャップ半導体製であるので、ターンオフ時間が特に短い。更に、ボディダイオードDH、DLの逆回復が速い。従って、キャリアCRの周波数が十分に高く設定され得るので、PWM制御の高性能化やインバータ7U、7V、7Wの小型化が容易である。
その上、デッドタイムTdの下限が容易に短縮できる。パワートランジスタQH、QLの耐圧が400V〜600V程度である場合、好ましくは、デッドタイムの下限が10ナノ秒以上1マイクロ秒以下の範囲内に調節される。それにより、ボディダイオードDH、DLの導通状態を維持すべき時間が十分に短縮可能である。それ故、ワイドバンドギャップ半導体製による順方向電圧降下の上昇に関わらず、ボディダイオードDH、DLの導通損失が十分に抑えられる。
本発明の実施形態では特に、パワートランジスタQH、QLがワイドバンドギャップ半導体製であるので、ターンオフ時間が特に短い。更に、ボディダイオードDH、DLの逆回復が速い。従って、キャリアCRの周波数が十分に高く設定され得るので、PWM制御の高性能化やインバータ7U、7V、7Wの小型化が容易である。
その上、デッドタイムTdの下限が容易に短縮できる。パワートランジスタQH、QLの耐圧が400V〜600V程度である場合、好ましくは、デッドタイムの下限が10ナノ秒以上1マイクロ秒以下の範囲内に調節される。それにより、ボディダイオードDH、DLの導通状態を維持すべき時間が十分に短縮可能である。それ故、ワイドバンドギャップ半導体製による順方向電圧降下の上昇に関わらず、ボディダイオードDH、DLの導通損失が十分に抑えられる。
モータ3の回生モードでは、好ましくは、PWM制御部8が次のような、三相変調によるオンオフ制御を行う(図7参照)。
電流指令Iu*、Iv*、Iw*の変化パターンによれば、ソース電流とシンク電流との組み合わせが六種類に分けられ、60°(電気角)間隔で順次、切り替わる(図7に示されているパターンI〜VI参照)。
本発明の実施形態によるPWM制御部8は従来のPWM制御部とは異なり、まず、シンク電流を流すべき駆動端子に接続されたハイサイドパワートランジスタQHをオフ状態に固定し、ソース電流を流すべき駆動端子に接続されたローサイドパワートランジスタQLをオフ状態に固定する。そのとき、オフ状態に固定されたパワートランジスタには、そのボディダイオードに順方向電流が流れる。
PWM制御部8は次に、残りのパワートランジスタQH、QLのオンオフについて、電流指令Iu*、Iv*、Iw*に基づくPWM制御を行う。
電流指令Iu*、Iv*、Iw*の変化パターンによれば、ソース電流とシンク電流との組み合わせが六種類に分けられ、60°(電気角)間隔で順次、切り替わる(図7に示されているパターンI〜VI参照)。
本発明の実施形態によるPWM制御部8は従来のPWM制御部とは異なり、まず、シンク電流を流すべき駆動端子に接続されたハイサイドパワートランジスタQHをオフ状態に固定し、ソース電流を流すべき駆動端子に接続されたローサイドパワートランジスタQLをオフ状態に固定する。そのとき、オフ状態に固定されたパワートランジスタには、そのボディダイオードに順方向電流が流れる。
PWM制御部8は次に、残りのパワートランジスタQH、QLのオンオフについて、電流指令Iu*、Iv*、Iw*に基づくPWM制御を行う。
例えば、パターンI(電気角領域0°〜+30°)では、V相電流指令Iv*がソース電流であり、U相とW相との電流指令Iu*、Iw*とが共にシンク電流である。従って、V相駆動端子Vに接続されたローサイドパワートランジスタQLに対し、制御信号SLがローレベルLに維持される。それにより、そのローサイドパワートランジスタQLのボディダイオードDLに順方向電流が流れる。更に、U相とW相との駆動端子U、Wにそれぞれ接続されたハイサイドパワートランジスタQHに対し、制御信号SHがローレベルLに維持される。それにより、それらのハイサイドパワートランジスタQHのボディダイオードDHに順方向電流が流れる。
一方、他のパワートランジスタQH、QLについては、対応する電流指令Iu*、Iv*、Iw*がキャリアCRを超えるとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ハイレベルHとローレベルLとに維持される。逆に、電流指令Iu*、Iv*、Iw*がキャリアCRを下回るとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ローレベルLとハイレベルHとに維持される。
他のパターンII〜IVでも同様である。
一方、他のパワートランジスタQH、QLについては、対応する電流指令Iu*、Iv*、Iw*がキャリアCRを超えるとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ハイレベルHとローレベルLとに維持される。逆に、電流指令Iu*、Iv*、Iw*がキャリアCRを下回るとき、制御信号SH、SLがそれぞれ、ローレベルLとハイレベルHとに維持される。
他のパターンII〜IVでも同様である。
以上の結果、モータ3の回生モードでは実際の相電流Iu、Iv、Iwと誘起電圧Vu、Vv、Vwとの間の位相差θが、180°をほぼ中心とする所定の電気角領域(+90°<θ<+270°)内に維持される(図5参照)。従って、ロータが適切なトルクで減速される。特に、位相差θがほぼ180°であるとき、トルクが最小となり、ロータは最大の制動力を受ける。
モータ3の回生モードでは、ステータ巻線3U、3V、3Wからインバータ7U、7V、7Wを通して平滑コンデンサC1、C2に回生電力が供給される。それに加え、オフ状態に固定されたパワートランジスタではボディダイオードに順方向電流が流れ、その順方向電圧降下により回生電力が消費される。
例えば図7に示されるように、パターンI〜IIIではU相のハイサイドパワートランジスタQHがオフ状態に固定されるので、そのボディダイオードDHで回生電力が消費される。パターンIV〜VIではU相のローサイドパワートランジスタQLがオフ状態に固定されるので、そのボディダイオードDLで回生電力が消費される。V相とW相とでも同様である。
例えば図7に示されるように、パターンI〜IIIではU相のハイサイドパワートランジスタQHがオフ状態に固定されるので、そのボディダイオードDHで回生電力が消費される。パターンIV〜VIではU相のローサイドパワートランジスタQLがオフ状態に固定されるので、そのボディダイオードDLで回生電力が消費される。V相とW相とでも同様である。
本発明の実施形態によるパワートランジスタQH、QLはワイドバンドギャップ半導体製であるので、ボディダイオードDH、DLの順方向電圧降下が特に高い。従って、ボディダイオードDH、DLで回生電力のほとんどが消費される。その結果、従来のモータ駆動回路とは異なり、平滑コンデンサC1、C2の容量を過大にすることも、放電回路等、回生電力を消費するための回路素子を設置することもなく、平滑コンデンサC1、C2の両端電圧の過大な上昇を防止できる。
こうして、本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、ワイドバンドギャップ半導体製のボディダイオードの順方向電圧降下が特に高い点を積極的に利用して回生モードにおける制動効果を高めているので、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
こうして、本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、ワイドバンドギャップ半導体製のボディダイオードの順方向電圧降下が特に高い点を積極的に利用して回生モードにおける制動効果を高めているので、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
本発明の実施形態によるモータ駆動回路は更に、ロータに対する回生制動を次のように行っても良い。
マイクロコントローラCTLがPWM制御部8に対し、回生制動を指示する。そのとき、PWM制御部8はパワートランジスタQH、QLのオンオフに対するPWM制御を停止する。更に、ハイサイドパワートランジスタQHに対する制御信号SHがU、V、Wの各相でローレベルに維持されるので、三つのハイサイドパワートランジスタQHが全て、オフ状態に維持される。
一方、制御信号SLが、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLに対してはローレベルに維持され、シンク電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLに対してはハイレベルに維持される。それにより、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLがオフ状態に維持され、シンク電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLがオン状態に維持される(図8参照)。そのとき特に、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタQL(図8に示される斜線部参照)ではボディダイオードDLにソース電流が流れる。
マイクロコントローラCTLがPWM制御部8に対し、回生制動を指示する。そのとき、PWM制御部8はパワートランジスタQH、QLのオンオフに対するPWM制御を停止する。更に、ハイサイドパワートランジスタQHに対する制御信号SHがU、V、Wの各相でローレベルに維持されるので、三つのハイサイドパワートランジスタQHが全て、オフ状態に維持される。
一方、制御信号SLが、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLに対してはローレベルに維持され、シンク電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLに対してはハイレベルに維持される。それにより、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLがオフ状態に維持され、シンク電流を流すべきローサイドパワートランジスタQLがオン状態に維持される(図8参照)。そのとき特に、ソース電流を流すべきローサイドパワートランジスタQL(図8に示される斜線部参照)ではボディダイオードDLにソース電流が流れる。
例えば、パターンIでは、V相電流Ivがソース電流であり、U相電流IuとW相電流Iwとが共にシンク電流である。その場合、V相ではローサイドパワートランジスタQLがオフ状態に維持され、U相とW相とではローサイドパワートランジスタQLがオン状態に維持される。それにより、ステータ巻線3U、3V、3W間が三つのローサイドパワートランジスタQLで短絡され、電流が循環する。特に、V相のローサイドパワートランジスタQLではボディダイオードDLにソース電流が流れ、その順方向電圧降下により回生電力が消費される。
他のパターンII〜VIでも同様である。
他のパターンII〜VIでも同様である。
本発明の実施形態によるローサイドパワートランジスタQLはワイドバンドギャップ半導体製であるので、ボディダイオードDLの順方向電圧降下がステータ巻線3U、3V、3Wの抵抗による電圧降下より、はるかに高い。従って、ボディダイオードDLで回生電力のほとんどが消費される。
こうして、本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
なお、本実施形態では、誘起電圧とモータ電流との位相差を力行モードの時はほぼ同位相となるように、回生モードの時は90°〜270°の範囲以内となるようにするように説明している。しかしながら、誘起電圧とモータの回転位相とはほぼ同位相であることから、誘起電圧の代わりに、モータの回転位相とモータ電流との位相差を同様にしてもよい。この場合は誘起電圧を推定する必要がない。
また、モータの回転位相や回転速度の検出に磁極位置検出素子を用いているが、位置検出素子を用いずにモータ電流からモータの回転位相や回転速度を推定する、いわゆる位置センサレス駆動によって回転位相や回転速度を生成してもよい。本願はロータの位置検出に検出素子を用いることに限定されない。
また、回生モードにおいてはシンク電流を流すべき駆動端子に接続されたハイサイドパワートランジスタQHをオフ状態に固定し、ソース電流を流すべき駆動端子に接続されたローサイドパワートランジスタQLをオフ状態に固定する際、モータ電流指令に基づいてソース電流かシンク電流かを決定しているが、モータに流れる電流を実際に検出してその電流の向きでソース電流かシンク電流かを決定してもよい。したがって、本実施形態では電流指令を駆動信号として用いた場合を示したが、電流指令ではなく電圧指令を駆動信号として用いて、電流のソースかシンクかを電流を検出する方法で実施してもよい。
本願の発明は回生モードの時に積極的にボディダイオードを流すようにPWM指令を作成することが主旨であり、駆動信号の作成方法は公知技術を用いてもよい。
こうして、本発明の実施形態によるモータ駆動回路は、部品点数やサイズを増大させることなく、回生制動の効果を更に向上させ得る。
なお、本実施形態では、誘起電圧とモータ電流との位相差を力行モードの時はほぼ同位相となるように、回生モードの時は90°〜270°の範囲以内となるようにするように説明している。しかしながら、誘起電圧とモータの回転位相とはほぼ同位相であることから、誘起電圧の代わりに、モータの回転位相とモータ電流との位相差を同様にしてもよい。この場合は誘起電圧を推定する必要がない。
また、モータの回転位相や回転速度の検出に磁極位置検出素子を用いているが、位置検出素子を用いずにモータ電流からモータの回転位相や回転速度を推定する、いわゆる位置センサレス駆動によって回転位相や回転速度を生成してもよい。本願はロータの位置検出に検出素子を用いることに限定されない。
また、回生モードにおいてはシンク電流を流すべき駆動端子に接続されたハイサイドパワートランジスタQHをオフ状態に固定し、ソース電流を流すべき駆動端子に接続されたローサイドパワートランジスタQLをオフ状態に固定する際、モータ電流指令に基づいてソース電流かシンク電流かを決定しているが、モータに流れる電流を実際に検出してその電流の向きでソース電流かシンク電流かを決定してもよい。したがって、本実施形態では電流指令を駆動信号として用いた場合を示したが、電流指令ではなく電圧指令を駆動信号として用いて、電流のソースかシンクかを電流を検出する方法で実施してもよい。
本願の発明は回生モードの時に積極的にボディダイオードを流すようにPWM指令を作成することが主旨であり、駆動信号の作成方法は公知技術を用いてもよい。
本発明によるモータ駆動装置はワイドバンドギャップ半導体スイッチ素子をパワートランジスタとして利用し、特に回生モードではそのパワートランジスタのボディダイオードに順方向電流を流す。このように、本発明は明らかに、産業上利用可能である。
AC 商用交流電源
6 整流部
6H 整流部6の高電位側出力端子
6L 整流部6の低電位側出力端子
C1、C2 平滑コンデンサ
7U、7V、7W 三相ブリッジ回路
QH ハイサイドパワートランジスタ
QL ローサイドパワートランジスタ
DH ハイサイドパワートランジスタQHのボディダイオード
DL ローサイドパワートランジスタQLのボディダイオード
Iu U相電流
Iv V相電流
Iw W相電流
3 同期モータ
U U相駆動端子
V V相駆動端子
W W相駆動端子
3u U相ステータ巻線
3v V相ステータ巻線
3w W相ステータ巻線
Hu U相磁極位置センサ
Hv V相磁極位置センサ
Hw W相磁極位置センサ
SD 駆動信号
SH、SL 制御信号
6 整流部
6H 整流部6の高電位側出力端子
6L 整流部6の低電位側出力端子
C1、C2 平滑コンデンサ
7U、7V、7W 三相ブリッジ回路
QH ハイサイドパワートランジスタ
QL ローサイドパワートランジスタ
DH ハイサイドパワートランジスタQHのボディダイオード
DL ローサイドパワートランジスタQLのボディダイオード
Iu U相電流
Iv V相電流
Iw W相電流
3 同期モータ
U U相駆動端子
V V相駆動端子
W W相駆動端子
3u U相ステータ巻線
3v V相ステータ巻線
3w W相ステータ巻線
Hu U相磁極位置センサ
Hv V相磁極位置センサ
Hw W相磁極位置センサ
SD 駆動信号
SH、SL 制御信号
Claims (3)
- 同期モータに対して電力を供給する駆動回路であり;
ワイドバンドギャップ半導体から成り、ボディダイオードを含み、直流電源の両極間に直列に接続される、二つのパワートランジスタ;及び、
前記二つのパワートランジスタに対してオンオフ制御を行い、特に前記同期モータの回生モードでは、前記パワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流を流すべきとき、そのパワートランジスタをオフ状態に維持する、制御部;
を有する、モータ駆動回路。 - 前記制御部が、前記同期モータの力行モードでは前記二つのパワートランジスタ間のデッドタイムを、10ナノ秒以上、1マイクロ秒以下の範囲内に調節する、請求項1記載のモータ駆動回路。
- 筐体;
前記筐体内に設置される、中心軸周りに回転可能な回転漕;
前記回転漕にトルクを与えてその回転を加速させ、又は減速させる同期モータ;
外部から供給される交流電圧を直流電圧に変換する整流部;
並びに、
前記同期モータに対して電力を供給する駆動回路であり、
ワイドバンドギャップ半導体から成り、ボディダイオードを含み、前記整流部の出力端子間に直列に接続される、二つのパワートランジスタ、及び、
前記二つのパワートランジスタに対してオンオフ制御を行い、特に前記同期モータの回生モードでは、前記パワートランジスタに、そのボディダイオードの順方向に沿った電流を流すべきとき、そのパワートランジスタをオフ状態に維持する、制御部、
を有する、モータ駆動回路;
を具備する電気洗濯機。
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---|---|
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Cited By (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008178232A (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Daikin Ind Ltd | モータ駆動用インバータ制御方法 |
JP2009166157A (ja) * | 2008-01-15 | 2009-07-30 | Hitachi Koki Co Ltd | 電動工具 |
WO2009101859A1 (ja) * | 2008-02-13 | 2009-08-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | インバータ装置とその制御方法 |
JP2010207392A (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Panasonic Corp | 洗濯乾燥機 |
EP2237402A1 (en) | 2008-01-31 | 2010-10-06 | Daikin Industries, Ltd. | Power transformer |
CN101931365A (zh) * | 2009-06-17 | 2010-12-29 | 通用汽车环球科技运作公司 | 具有宽带隙功率晶体管的机动车功率电子器件 |
JP2011205848A (ja) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Oriental Motor Co Ltd | 制動力制御機能を有するブラシレスdcモータ駆動装置 |
JP2012115133A (ja) * | 2010-11-19 | 2012-06-14 | General Electric Co <Ge> | 高出力密度で高逆起電力の永久磁石機械及びその製造方法 |
JP2012186957A (ja) * | 2011-03-07 | 2012-09-27 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動装置および空気調和装置 |
JP2013116020A (ja) * | 2011-12-01 | 2013-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
WO2014049867A1 (ja) * | 2012-09-28 | 2014-04-03 | 三菱電機株式会社 | ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 |
WO2014188757A1 (ja) * | 2013-05-20 | 2014-11-27 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 回転電機の回転子、回転電機、電動駆動システム、及び電動車両 |
WO2015087437A1 (ja) * | 2013-12-13 | 2015-06-18 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
WO2016021004A1 (ja) * | 2014-08-06 | 2016-02-11 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置 |
US9685900B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-06-20 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of making same |
JP2017147806A (ja) * | 2016-02-16 | 2017-08-24 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置および電動機制御方法 |
JP2017189029A (ja) * | 2016-04-06 | 2017-10-12 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置および電動機制御方法 |
JP2018102059A (ja) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | 株式会社島津製作所 | 真空バルブ |
JP2018134262A (ja) * | 2017-02-22 | 2018-08-30 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | ドラム式洗濯機 |
JP2019180223A (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-17 | 株式会社豊田自動織機 | 車載流体機械 |
-
2005
- 2005-05-13 JP JP2005141213A patent/JP2006320134A/ja active Pending
Cited By (43)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008178232A (ja) * | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Daikin Ind Ltd | モータ駆動用インバータ制御方法 |
JP2009166157A (ja) * | 2008-01-15 | 2009-07-30 | Hitachi Koki Co Ltd | 電動工具 |
EP2237402A4 (en) * | 2008-01-31 | 2018-01-17 | Daikin Industries, Ltd. | Power transformer |
CN105763092A (zh) * | 2008-01-31 | 2016-07-13 | 大金工业株式会社 | 电功率转换装置 |
EP2237402A1 (en) | 2008-01-31 | 2010-10-06 | Daikin Industries, Ltd. | Power transformer |
CN105763072A (zh) * | 2008-01-31 | 2016-07-13 | 大金工业株式会社 | 电功率转换装置 |
CN105763091A (zh) * | 2008-01-31 | 2016-07-13 | 大金工业株式会社 | 电功率转换装置 |
US20100309700A1 (en) * | 2008-01-31 | 2010-12-09 | Toshiyuki Maeda | Power converter |
CN105871222A (zh) * | 2008-01-31 | 2016-08-17 | 大金工业株式会社 | 电功率转换装置 |
US10931207B2 (en) | 2008-01-31 | 2021-02-23 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter having switching elements formed of unipolar devices using a wideband gap semiconductor |
US10148197B2 (en) * | 2008-01-31 | 2018-12-04 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter having switching elements formed of unipolar devices using a wideband gap semiconductor |
CN105763093A (zh) * | 2008-01-31 | 2016-07-13 | 大金工业株式会社 | 电功率转换装置 |
WO2009101859A1 (ja) * | 2008-02-13 | 2009-08-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | インバータ装置とその制御方法 |
JP2010207392A (ja) * | 2009-03-10 | 2010-09-24 | Panasonic Corp | 洗濯乾燥機 |
CN101931365A (zh) * | 2009-06-17 | 2010-12-29 | 通用汽车环球科技运作公司 | 具有宽带隙功率晶体管的机动车功率电子器件 |
JP2011205848A (ja) * | 2010-03-26 | 2011-10-13 | Oriental Motor Co Ltd | 制動力制御機能を有するブラシレスdcモータ駆動装置 |
US10946748B2 (en) | 2010-11-19 | 2021-03-16 | General Electric Company | High power-density, high back EMF permanent magnet machine and method of making same |
US9685900B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-06-20 | General Electric Company | Low-inductance, high-efficiency induction machine and method of making same |
US9780716B2 (en) | 2010-11-19 | 2017-10-03 | General Electric Company | High power-density, high back emf permanent magnet machine and method of making same |
CN108306573A (zh) * | 2010-11-19 | 2018-07-20 | 通用电气公司 | 高功率密度、高反emf永磁电机及其制造方法 |
JP2012115133A (ja) * | 2010-11-19 | 2012-06-14 | General Electric Co <Ge> | 高出力密度で高逆起電力の永久磁石機械及びその製造方法 |
CN108306573B (zh) * | 2010-11-19 | 2022-04-12 | 通用电气公司 | 高功率密度、高反emf永磁电机及其制造方法 |
JP2012186957A (ja) * | 2011-03-07 | 2012-09-27 | Mitsubishi Electric Corp | 電動機駆動装置および空気調和装置 |
JP2013116020A (ja) * | 2011-12-01 | 2013-06-10 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
WO2014049867A1 (ja) * | 2012-09-28 | 2014-04-03 | 三菱電機株式会社 | ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 |
JPWO2014049867A1 (ja) * | 2012-09-28 | 2016-08-22 | 三菱電機株式会社 | ヒートポンプ装置、空気調和機及び冷凍機 |
CN104641550A (zh) * | 2012-09-28 | 2015-05-20 | 三菱电机株式会社 | 热泵装置、空调机和制冷机 |
JPWO2014188757A1 (ja) * | 2013-05-20 | 2017-02-23 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 回転電機の回転子、回転電機、電動駆動システム、及び電動車両 |
WO2014188757A1 (ja) * | 2013-05-20 | 2014-11-27 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 回転電機の回転子、回転電機、電動駆動システム、及び電動車両 |
WO2015087437A1 (ja) * | 2013-12-13 | 2015-06-18 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
JPWO2015087437A1 (ja) * | 2013-12-13 | 2017-03-16 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
WO2016021004A1 (ja) * | 2014-08-06 | 2016-02-11 | 三菱電機株式会社 | エレベータの制御装置 |
KR101886982B1 (ko) | 2014-08-06 | 2018-08-08 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 엘리베이터의 제어장치 |
US10081512B2 (en) | 2014-08-06 | 2018-09-25 | Mitsubishi Electric Corporation | Elevator control device |
KR20170036032A (ko) * | 2014-08-06 | 2017-03-31 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 엘리베이터의 제어장치 |
CN106536393A (zh) * | 2014-08-06 | 2017-03-22 | 三菱电机株式会社 | 电梯的控制装置 |
US9998061B2 (en) | 2016-02-16 | 2018-06-12 | Mitsubishi Electric Corporation | Motor control device and motor control method |
JP2017147806A (ja) * | 2016-02-16 | 2017-08-24 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置および電動機制御方法 |
JP2017189029A (ja) * | 2016-04-06 | 2017-10-12 | 三菱電機株式会社 | 電動機制御装置および電動機制御方法 |
JP2018102059A (ja) * | 2016-12-20 | 2018-06-28 | 株式会社島津製作所 | 真空バルブ |
JP2018134262A (ja) * | 2017-02-22 | 2018-08-30 | パナソニックIpマネジメント株式会社 | ドラム式洗濯機 |
JP2019180223A (ja) * | 2018-03-30 | 2019-10-17 | 株式会社豊田自動織機 | 車載流体機械 |
JP7014014B2 (ja) | 2018-03-30 | 2022-02-01 | 株式会社豊田自動織機 | 車載流体機械 |
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