JPS63228992A - インバ−タ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、誘導電動機駆動用のパルス幅変調インバータ
の制御に係り、特に、誘導電動機の低速域でのトルク特
性の改善に好適なインバータ制御装置に関する。

〔従来の技術〕

誘導電動機（以下、工Ｍという）の可変速駆動には、従
来からインバータが広く用いられているが、このとき、
単にインバータの出力′電圧と出力周波数の比を一定に
保ってＩＭの速度制御をイボなうだけではなく、ＩＭの
負荷に応じてインバータの出力電圧を補正し、低迷域で
のＩＭのトルク特性を改善する方法が、例えば特開昭６
１−１８３９３号公報などにより開示されている。

そして、この従来技術では、ＩＭの負荷の大きさを、そ
の−次電流の値から推定するよりになっていた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、このようなシステムでは、パルス幅変調（以
下、ＰＷＭという）インバータが使用されるが、上記従
来技術では、このようなＰＷＭインバータを使用したと
きに、低速制御領域で出力電圧の歪が増え、この結果、
ＩＭの一次電流波形も歪んでくるという点について配慮
されておらず、ＩＭの負荷の大きさに対応した電圧制御
が正しく得られなくなるという問題があった。

すなわち、ＰＷＭインバータでは、低速域になるにつれ
、そのＰＷＭ信号のパルス数、つまり搬送波の周波数ｆ
ｃとインバータの出力周波数ｆ１との比ｆｃ／ｆ、が増
加する。そして、このため、デッドタイムＴｄ（ＰＷＩ
Ｉインバータの主回路における正側アームと負側のアー
ムの各スイッチング素子に印加するゲート信号間でのオ
ーバーラツプを防ぐために予じめ設けられている無駄時
間）と、前記の比ｆｃ／ｆ＋との積Ｔｄ（ｆ　ｃ／　ｆ
＋　）も増大し、この結果、インバータの出力電圧が低
速域で歪みが多くなり、ＩＭの一次電流波形の歪も増加
してしまうのである。

そして、このように、ＩＭの一次電流波形に歪が多くな
ると、この−次電流の大きさからＩ　ｆＶｌの負荷を推
定したのでは、充分な対応が得られなくなり、従って、
上記従来技術では、ＩＭの負荷に充分に対応した電圧制
御が得られなくなってしまうのである。

本発明の目的は、インバータの出力電圧の歪と無関係に
、ＩＭの負荷に応じた電圧制御が充分に得られるように
したインバータ制御装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、インバータの出力電圧の位相と、ＩＭの一
次電流の位相とを検出し、これらの位相差に対応させて
インバータの出力電圧全制御１−ることにより達成され
る。

〔作　用〕

インバータの出力電圧とＩＭの一次電流との位相差が、
ＩＭの負荷に応じて一義的に変化することが見出され、
この結果、この位相差に応じてインバータの出力電圧を
制御してやれは、ＩＭのトルク制御を正確に行なうこと
ができる。

〔実施例〕

以下、本発明によるインバータ制御装置について、図示
の実施例により詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例で、ＤＣ！、源のリップルは
平滑コンデンサ１によって抑えられ、ＰＷＭインバータ
２に入力される。そして、このインバータ２のＵ、Ｖ、
Ｗの各相の出力ラインはＩＭ４のＵ、Ｖ、Ｗの各相の入
力端子に接続される。

従って、ＩＭ４はＰＷＭインバータ２から出力される可
変周波数、可変電圧の交流三相電力により可変速駆動さ
れる。

ＰＷＭインバータ２のＵ、Ｖ、Ｗの各相のラインに流れ
る電流ｉｕ、　　ｉｖ、　　ｉｗは、それぞれ１を光検
出器３０．３１．３２によって検出され、極性判定回路
５に入力される。そして、この極性判定回路５からは論
理信号ｄ、ｅ、ｆが発生し、これらの信号は位相差検出
回路６に入力される。また、この位相差検出回路６には
、更にＰＷＭ制御回路１４かも論理信号ａ、ｂ、ｃが入
力される。

位相差検出回路６の出力端子は微分パルス発生回路７０
入力端子に接続され、これにより位相差検出信号ｇがこ
の回路７に入力される。微分パルス発生回路７の出力端
子はそれぞれカウンタ８゜Ｄ／Ａ変換器９に接続され、
カウンタ８にリセット信号り、Ｄ／Ａ変換器９にはサン
プルホールド信号ｉが入力される。また、カウンタ８は
Ｖ／Ｆ変換器１３の出力端子にも接続され、１３かもク
ロックパルスｊが入力される。

カウンタ８の出力端子はＤ／Ａｉｍ器の入力端子に接続
される。カウンタ８から出力されるデジタルデータｋが
Ｄ／Ａ変換器９に入力され、このデータにの値に対応し
たアナログ値ΔＶ′に変換される。このアナログ値ΔＶ
′は、電圧補正信号発生回路１０に入力される。

電圧補正信号発生回路１０の出力端子は加算器１１の一
方の端子に接続されるが、加算器１１の他方の端子は電
圧設定信号発生回路１２の出力端子に接続される。従っ
て、加算器１１により、電圧設定信号発生回路１２から
発生しｆｃ′ｋｌ！：圧設定信号ｖＲに対して電圧補正
信号発生回路１（Ｊかも発生した奄圧袖正イ６号ΔＶが
加算され、電圧指令信号Ｖか得られることになる。

加算器１１の出力端子はＰＷＭ制御回路１４に接続され
ており、電圧指令信号Ｖかこの回路１４に入力される。

周波数指令ｆ”は電圧設定信号発生回路１２及びＶ／Ｆ
変換器１３に入力される。Ｖ／Ｆ変換器１３はＰＷＭ制
御回路１４に接続されており、周仮数指令ｆ”に対応し
たクロックパルスＪが入力される。

ＰＷＭ制御回路１４はＰＷＭインバータ２のスイッチン
グ素子のゲートに接続されており、回路１４で得られｇ
　Ｐ　Ｗ　Ｍ信号が入力される。

次に第１図に示す実施例の原理と動作について説明する
。先ず、本発明の詳細な説明する。

第２図は変調波（周波数指令ｆの波形）と、この変調波
と同一の相の一次′亀流を示したものである。ここで、
−次電流には、上記したデッドタイムの影曽會受けて波
形の歪が生じている。ＰＷＭインバータの出力電圧には
デッドタイムのノくルス幅を持つ一次電流の極性によっ
て決まる電圧誤差ΔＶが生じ、このことによって電圧が
歪んでくる。

上記したように、ＩＭのトルク制御では、電圧／周波数
の比を一定に制御することが前提になっている。このた
め、低速域では電圧が低くなる。

しかし電圧誤差は比（ｆＣ／ｆ）とデッドタイムＴｄの
積に比例するため、逆にこの値は低速になれはなる程太
きくなる。この結果、ＰＷＭインバータの出力電圧は低
速になる程、歪んでくる。

また、低速域では電動機の一次抵抗による電圧降下によ
ってギャップ磁束が減少するため、この減少を抑えるた
めに電圧を増加させる方法が採用されているが、一般に
低速域でのトルク杵性の叡善を図るには相当電圧を増力
口する必要がある。このため軽負荷状態では過励磁にな
り、励磁寛胤が増加する。

以上述べたことによって一次電流の負荷特性は、第３図
に示すように軽負荷領域までは負荷が増加すると、過励
磁の状態が続くため、−次“＋％流は減少し、更にある
程度負荷が増加すると過励磁状態が回避されるため、−
次′鑞流は増加する特性になる。このため、低速域では
一次電流の大きさから負荷の大きさを推定することが不
可能になる。

一方、変調波と一次電流の位相差ψの余弦値ｃｏｓψは
、二次電流（負荷τ）の大きさと共に、第４図に示すよ
うに、線形に増加する。即ちｃｏｓψは（１）式で表わ
せる。

ｃｏｓψ＝　ｋ・τ＋ｂ　　　　・・・・・・・・・・
・・・・・（１）なお、インバータ周波数が減少すると
、これらの定数に、ｂのうち、ｂは増加し、ｋは小さく
なる。これは、ＩＭ４の一次インピーダンスとしては、
低迷になればなる程、−次抵抗が効いて、ＣＯＳψは１
に近づいてくるためで必る。そこでｋ。

ｂは前もって計算で求めておくようにすれば良い。

そこで、この第１図の実施例では、このＣＯＳψを検出
し、これに応じて電圧制御を行なうようにしたものであ
り、以下、この実施例の動作を第５図のタイムチャート
により説明する。

ＩＭ４に流れる一次を流ｉｕｊ　ｉｙ、ｉＷは極性判定
回路５によって、正、負の極性が判別される。

この結果、正の時は″１″レベル、負の時は′０”レベ
ルとなる論理信号ｄ、ｅ、ｆが第５図のように得られ、
位相差検出回路６に入力される。

一方、ＰＷＭ制御回路１４からはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各
相変満液の正の区間では゛１″レベル　＋Ｉ　Ｑ　Ｉ＋
レベルの区間では′０”レベルとなる論理信号ａ。

ｂ、ｃを発生し、位相差検出回路６に入力される。

位相差検出回路６では論理信号ａとｄ、ｂとｅ。

Ｃとｆとの位相差を表わす位相差検出信号ｇが形成され
る。なお、この論理信号ｇは（ａ■ｄ）・ａ十（ｂ■ｅ
）・ｂ−１−（ｃ■ｆ）・ａなる關到ヱ眞其から得られ
る。ここで１■″はリド他論理和、６・”は論理積を表
わす。

位相差検出信号ｇは微分パルス発生回路７に入力され、
この回路から信号ｇの立上り時点に同期して微分パルス
ｈ及びイ１−号ｇの立下り時点に同期して微分パルスｉ
かそれぞれ発生する。

マス、微分パルスｈはカウンタ８のリセットｈａ子に入
力され、リセット信号となる。従って微分パルスｈが発
生する度にカウンタ８はリセットされる。カウンタ８の
クロック端子にはＶ／Ｆ変換器１３から発生したクロッ
クパルスｊか入力されているため、」によってカウンタ
８は、第５図のｋのようにカウント動作して行く。

他方％微分パルスｉはＤ／４変換器９に入力され、この
パルスｉが発生したタイミングでカウンタ８の値が取り
込まれて行く。この取込んだ値をＤ／Ａ変換器９でアナ
ログ値ΔＶ′に変換する。そして、このアナログ値ΔＶ
′は電圧補正イ１号発生回路１０で、その時点の負荷（
トルク）に釣り合う電圧補正信号Δ■が求められる。そ
の後、加算器１１によって電圧設定値ｖＲに前述の電圧
補正信号ΔＶが加えられ、電圧指令Ｖとなる。

こうして得られた電圧指令ＶはＰＷＭ制御における変調
波の振幅値としてＰＷＭ制御回路１４に与えられ、これ
によって出力電圧は負荷に応じて制御されることになり
、低速域でのトルク特性を改告できる。

以上の実施例では、位相差ψを変調波と一次電流から求
めたが、ＰＷＭインバータの出力電圧を直接検出し、そ
れと−次電流から求めても良い。

ところで、以上述べた制御法は、ＩＭの全迎私範囲で用
いても良い。しかし、ＩＭのトルク特性を改善するため
の他の方法として、低速域では位相差ψの関数としてＰ
ＷＭインバータの電圧制御する第１図に示した方法を用
い、ある速度以上では負荷に応じてＰＷＭインバータの
周波数を制御する方法を用いても良く、以下、このよう
にした本発明の一実施例を第６図に示す。なお、この第
６図の実施例でも、第１図の実施例における制御回路の
符号と同一の回路は構成及び動作が全く同じであるので
説明を省略する。

電流検出器（資）、３Ｆ、３２は極性判別回路５の他に
有効分電流検出回路力にも接続され、３相（７）　’ｈ
　ｋ信号ｉｕ、ｉｖ、ｉｗが入力される。また、この有
効分電流検出回路力には、ＰＷＭ制御回路１４がら変調
波の位相を表わす信号ｌも入力されるようになっており
、これにより有効分電流Ｉｔが検出される。

そして、この有効分電流検出回路５０の出力はすべり角
周波数演算回路間に接続され、これにより信号Ｉｔが供
給されるようになっている。

すべり角周波数演算回路６０の出力端子はすべり角周波
数リミッタ６１０入力端子に接続され、史にリミッタ６
１の他の入力端子はすべり角周波数リミッタ制御回路６
２の出力端子に接続される。

すべり角周ＩＮａ！Ｊミッタ制御回路６２０入力端子は
加算器１１１の出力端子に接続され、インバータ周波数
ｆ−が入力される。加算器１１１０１つの入力端子には
周波数指令ｆか入力され、もう１つの入力端子にはすべ
り角周波数リミッタ６１の出力端子が接続される。加算
器１１１はすべり角周波数ω８と周波数指令ｆとを加算
して、インバータ周波数ｆ、を発生する。

一方、ＰＷＭインバータの出力電圧を制御するループで
は、電圧補正信号リミッタ１０１、及び電圧補正信号リ
ミッタ制御回路１０２が新たに加えられている点が第１
図の実施例と兵なる。

前記のリミッタ１０１０１つの入力端子は電圧補正信号
発生回路１００田方端子に接続され、もう１つの入力端
子は電圧補正信号リミッタ制御回路１０２の出力端子に
接続される。電圧補正信号リミッタ１０１の出力端子は
加算器１１の１つの入力端子に接続され、加算器１１の
もう１つの入力端子には電圧設定信号発生回路１２が接
続され、寛圧直定信号ｖＲが入力される。加算器１１は
電圧設定信号ｖＲと電圧補正信号リミッタ１０１から出
力される一圧袖正信号ΔＶとを加算して電圧指令Ｖを発
生する。

前記の電圧補正信号リミッタ制御回路１０２は加算器１
１１の出力端子に接続され、リミッタ化分（Δｖ　＞　
ｍａｘを発生する。

次に、第６図の実施例で新たに追加した回路の動作を中
心にし、第１図の実施例と血抜する回路の動作は省略し
て、動作について説明する。

第７図は、電圧指令とインバータ周波数の曲係において
、出力電圧補正制御範囲とすべり周波数制御範囲を示し
たもので、２柚の制御領域からなり、これらの制御領域
はインバータ族！ａｆｔ　　か切替周波数ｆ１ｏに達し
ているか否かによって切替られる。

（＋）　　ｆ、≦　ｆｌ。の場合 インバータ周波数ｆ、が切替周波数ｆ１０より小さいと
きには、電圧補正信号ΔＶは、（１）式によって与えら
れるリミッタ信号（ΔＶ　）ｍａｘによって制御される
。

但しΔＶｏ；ｆ＝Ｑの時（ΔＶ　）ｍａｘの値電圧補正
信号リミッタ制御回路１０２では、（１）式に従ってイ
ンバータ周波数ｆ１に対応したリミッタ信号（ΔＶ）ｍ
ａｘが求められ、この値は電圧補正信号リミッタ１０１
に出力される。これによって電圧補正信号リミッタ１０
１かも出力される電圧補正信号ΔＶは、最大、（ｉｖ）
ｍａｘの値まで動作する。

インバータ周波数ｆ、が増加して切替周波数ｆ１゜にな
ると、（ΔＶ）ｍａｘが零になるため、電圧の補正は行
われなくなる。

（Ｉｆ）　　ｆ＋　＞　Ｌ。の場合 インバータ周波ｄｆ１が切替周敦数ｆ１゜を越えると、
電圧補正信号リミッタ制御回路１０２からリミッタイに
号（ωｓ）ｍａｘがすべり角周波数リミッタ６１に入力
される。

これによってすべり角周波数リミッタ６１のリミッタ信
号が零から（ωｓ）ｍａｘに変わるため、すべり角周波
数演算回路６０から得られるすべり角周波数′、　　△ ωＳは（ωｓ）ｍａｙの値よりも小さい場合はすべり角
周波数リミッタ６１から得られるすべり角周波数ω５△
Ｉ　　　　　　　　　　　　　　　△、　、　　△はω
３　に等しくなる。ω３が（ωｓ　）ｍａｘを越えると
、ω、の値はリミッタ値（ωｓ）ｍａｘに等しくなる。

以上述べたすべり角周波数ω５′は、有効分検出回路間
、すべり角周波数演算回路６ｏにおいて次の方法によっ
て作られる。

３相の電流ｉｕ、　ｉｖ、　；ｗは有効分検出回路間に
入力されると、（２）式によって３相−２相変換される
。

前述２相交流信号ｉａ、ｉβを利用して有効分電流Ｉｔ
を得る。

１１＝　−５ｉｎθ−ｉα十ｃｏｓθｏ工β・曲・曲・
・・・・（３）なお、（３）式の位相θは、ＰＷＭ制御
回路１４から出力される変調波の位相ｌである。

そこで、有効分検出回路力では（２）、　（３）式の演
算を行い、有効分電流Ｉｔを求める。

次に、こうして求められた有効分電流１ｔはすべり角周
波数演算回路６０に入力され、ここで（４）式に従って
すべり角周波数ω８′が演算されるのである。

ωＳ””ｋ８・Ｉｔ　　　　・・・・・・・・・・・・
・・・（４）従って、以上の実施例によれば、インバー
タの周波数にかかわらず、負荷に応じたトルク制御を効
率良く行え、このとき、電圧補正信号の可変範囲は自動
的に低速域私大きくなるように動作するため、低速域で
電圧補正信号のゲインを変えることなく、高出力のトル
クを容易に得ることかできる。

〔発明の効果〕

本発明によれば、ＰＷＭインバータの出力周波数を下げ
てＩＭを低速回転させている領域においても、常に正確
にＩ　Ｍの負荷を検出することができるから、ＩＭの可
変速制御に除して負荷に対応した適確な電圧制御を行な
うことができ、高トルりを効率よく発生させることかで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるインバータ制御装置の一実施例を
示すブロック図、第２図はＰＷ　Ｍ亥ｇ波と一次電流と
の関係を示す特性曲線図、第３図ば低周波域での一次電
流と負荷との関係を示１−符件曲線図、第４図は位相角
の余弦をとったときの特性曲線図、第５図は動作説明用
のタイムチャート、第６図は本発明の他の一実施例を示
すブロック図、第７図は動作説明用の特性図である。 １・・・・・・平溝コンデンサ、２・・・・・・ＰＷＭ
インバータ、３０．３１．３２・・・・・・電流検出器
、４・・・・・・訪専軍硬機、５・・・・・・極性判定
回路、６・・・・・・位相差検出回路、７・・・・・・
微分パルス発生回路、８・・・・・・カウンタ、９・・
・・・・Ｄ／Ａ変換器、１１・・・・・・加算器、１２
・・・・・・！を１収定信号発生回路、１３・・・・・
・Ｖ　／　Ｆ変換器、１４・・・・・・ＰＷ　Ｍ　７１
ｆｔ制御回路、関・・・・・・有効分検出回路、６ｔＪ
・・・・・・１べり角周波数演算回路、６１・・・・・
・１ベリ角周砂０リミッタ、６２・・・・・・すべり角
周阪Ｖ、佃」御回路、１０１・・・・・電圧補正信号リ
ミッタ、１０２・・・・・パ屯圧↑出正１１号リミッタ
制御回路、１１１・・・・・・加算器。 代理人　弁理士　　武　順次部　（外１名）第１図 Ｏ ３０〜３２　　電ん綬尤茎 第２図 第３図　　　　　ｄ 第４図 負荷　Ｔ（％） 第５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、パルス幅変調方式のインバータを用い、その出力電
   圧と出力周波数の比を所定値に保つことにより誘導電動
   機の可変速制御を行なうようにした制御システムにおい
   て、上記出力電圧に対する上記誘導電動機の入力電流の
   位相を検出する検知手段を設け、これら出力電圧と入力
   電流の位相差の関数として上記インバータの出力電圧の
   補正制御を行なうように構成したことを特徴とするイン
   バータ制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項において、上記位相差の関数
   が余弦関数となるように構成したことを特徴とするイン
   バータ制御装置。 ３、特許請求の範囲第１項において、上記インバータの
   出力電圧の補正制御を、上記出力周波数が所定値以下の
   範囲内でだけ行なうように構成したことを特徴とするイ
   ンバータ制御装置。