CN1489267A - 电源*** - Google Patents

Abstract

本发明的一个目的是提供一种电源***，其有利于防止在电源从串联调节器切换到DC－DC转换器时输出电压降低。一种根据本发明的电源***包括两种电源：DC－DC转换器(1)和串联调节器(2)，二者彼此并联并根据负载(3)的负载程度转换操作。DC－DC转换器(1)的第一开关元件(SW1)传送输入电压Vin给负载(3)。第二开关元件SW(2)连接负载3到地。控制电路在接收到第一选择信号时开关第一开关元件(SW1)和第二开关元件(SW2)，从而使第二开关元件(SW2)的接通次数逐步增加。故当电源切换时，经第二开关元件(SW2)流向地的反向电流被抑制。因此在切换电源时抑制了输出电压的降低。

Description

电源***

技术领域

本发明涉及一种电源***，特别是涉及一种通过在DC-DC转换器与串联调节器之间转换电源来向负载输出电压的电源***。

背景技术

一种安装在电子装置上的电源将从该装置外部提供的电压降低到适合该装置中的电子电路的水平。某些这种电源的功率效率依据连接到该电源输出端的负载而变化。

例如有一种通过PWM控制降低电压的DC-DC转换器，在所连接的负载轻时表现出低功率效率，当所连接的负载重时则表现出高功率效率。这是由于在DC-DC转换器中半导体开关的接通-断开操作时产生的驱动损耗造成的。另一方面，串联调节器以恒定功率效率工作而与重负载或轻负载无关。

有这样的已知电源***，其根据负载而在DC-DC转换器和串联调节器之间切换电源，如在日本未经审查的公开号为No.H11-341797和No.2002-112457的专利申请中公开的。当连接到电源***的负载是轻的，用串联调节器来降低电压。当连接到电源***的负载是重的，DC-DC转换器的功率效率高于串联调节器的功率效率，就用DC-DC转换器来降低电压。这类电源***安装在例如工作于等待模式和正常工作模式的电子装置中。在等待模式下，被驱动电路小而且负载轻，因此，以串联调节器用于电压降低。在正常工作模式下，要驱动很多电路并且负载大，因此，以DC-DC转换器用于电压降低。

图6示出了传统电源***的电路示意图。图6的电源***包括DC-DC转换器40和与DC-DC转换器40并联连接的串联调节器50。DC-DC转换器40和串联调节器50的输出端连接电容C3和负载60。

DC-DC转换器40在接收到启动信号EN1时工作。串联调节器50在接收到启动信号EN2时工作。

根据负载60的重或轻负载情况将启动信号EN1或EN2提供给DC-DC转换器40或串联调节器50。当负载60为轻负载时，提供启动信号EN2给串联调节器50。当负载60变为重负载并且DC-DC转换器的功率效率超过串联调节器50的功率效率时，提供启动信号EN1给DC-DC转换器40。

DC-DC转换器40包括PWM控制电路41、驱动器Z3和Z4、晶体管Q3和Q4、二极管D3和D4、及电感L3。

DC-DC转换器40是一种同步降压DC-DC转换器。在同步整流***中，传统***中被用作整流元件、配置在晶体管Q4位置的二极管被晶体管Q4替代，其具有较低的导通电阻。晶体管Q3和Q4互补性地接通和断开，并通过晶体管Q3的工作比控制输出电压。通过使用具有低导通电阻的晶体管Q4代替二极管可以减少传导损耗。

PWM控制电路41在电感L3的一端接收反馈电压并响应该反馈电压而输出经过脉宽调制的开关信号OUT1和OUT2。

驱动器Z3和Z4响应从PWM控制电路41输出的开关信号OUT1和OUT2而驱动晶体管Q3和Q4。

晶体管Q3是N沟道MOS晶体管。当处于高电平即处于“H”状态的开关信号OUT1被输入到栅极时，晶体管Q3的源极和漏极之间导通，并将输入电压Vin传递到电感L3。晶体管Q3的寄生二极管D3连接在晶体管Q3的源极和漏极之间。

晶体管Q4是N沟道MOS晶体管。当处于‘H’状态的开关信号OUT2被输入到栅极时，晶体管Q3的源极和漏极之间导通，并将电感L3接地。晶体管Q4的寄生二极管D4连接在晶体管Q4的源极和漏极之间。

图7是表示输入到PWM控制电路的启动信号和从PWM控制电路输出的输出信号的定时图。PWM控制电路41在启动信号EN1从‘L’状态(低电平)变换到‘H’状态时输出开关信号OUT1和OUT2，如图7所示。输出开关信号OUT1和OUT2时，使其互补地处于‘H’状态。PWM控制电路41在输出开关信号OUT1和OUT2时，于开关信号OUT1和OUT2的‘H’状态之间***死区时间td，以避免晶体管Q3和Q4在各自的晶体管源极和漏极之间同时接通。DC-DC转换器的接通周期工作比D通过以下公式(1)表示，其与输出电流无关。

D＝Vout/Vin                                     (1)

当电源工作被从串联调节器切换到DC-DC转换器时，如果初始接通周期工作比D0在电源转换之后即刻小于公式(1)所表示的接通周期工作比D，则由于PWM控制电路41的延迟，在从初始接通周期工作比D0到接通周期工作比D的转换间隔期间，会产生晶体管Q4的过量接通时间段。因此，紧接在电源变换之后，源自存储在电容C3中电荷的电流就立即从电容C3经电感L3和晶体管Q4流回到地。结果使得DC-DC转换器40的输出电压Vout短暂地大幅降低。图8是表示电源***的输出电压和输入到该电源***的启动信号的定时图。如图8中所示，在时间t1，启动信号EN1从‘L’状态变换到‘H’状态，而启动信号EN2从‘H’状态变换到‘L’状态，从而使电源从串联调节器50切换到DC-DC转换器40。DC-DC转换器40的输出电压Vout短暂地大幅降低，如图8中所示。

如上所述，在传统电源***中存在一个问题，即在电源从串联调节器50切换到DC-DC转换器40时，晶体管Q4的接通周期变得过大，导致反向电流通过晶体管Q4流向地，从而使输出电压降低。

考虑到上述问题，本发明的一个目的是提供一种电源***，其有利于防止在电源从串联调节器转换到DC-DC转换器时输出电压降低。

发明内容

本发明提供了一种将电压输出到负载而在电源间进行切换的电源***，该电源***包括DC-DC转换器和串联调节器。其中DC-DC转换器包括将输入电压传递到所述负载的第一开关元件、将该负载连接到地的第二开关元件、及控制电路，其中该控制电路在接收到第一选择信号时接通和断开第一开关元件和第二开关元件而不使第一开关元件和第二开关元件的接通周期重叠，使得第二开关元件在一个阶跃周期中接通m次而第一开关元件在该阶跃周期中接通n次，其中n为一预定整数，m为从0到n且在每个所述阶跃周期中增加的整数。而其中串联调节器当输入第二选择信号时，使输出电压降低而将电压输出到所述负载。

在这样的电源***中，当电源从串联调节器切换到DC-DC转换器时，反向电流被抑制通过第二开关元件流回到地，这是因为用于将负载连接到地的第二开关元件的接通次数或者接通周期的平均时间间隔是逐步增加的。

附图说明

图1示出了根据本发明的电源***的原理。

图2是根据本发明一个实施例的电源***的电路图。

图3是定时图，用以说明输入到PWM控制电路的阶跃信号和启动信号，以及从PWM控制电路输出的开关信号之间的关系。

图4是输入到PWM控制电路的阶跃信号的定时图。

图5是电源***的输出电压和输入到电源***的输入信号的定时图，其中输入信号有启动信号和阶跃信号。

图6是传统电源***的电路图。

图7是定时图，用以说明输入到PWM控制电路的启动信号和从传统电源***的PWM控制电路输出的输出信号。

图8是定时图，用以说明从电源***输出的输出电压和输入到传统电源***的启动信号。

附图标记说明：

1或10：                          DC-DC转换器

1a：                             控制电路

11：                             PWM控制电路

2或20：                          串联调节器

3或30：                          负载

SW1和SW2：                       开关元件

Q1和Q2：                         晶体管

L1和L2：                         电感

C1和C2：                         电容

Z1和Z2：                         驱动器

具体实施方式

下面将结合附图对本发明的优选实施例进行说明。

图1说明了根据本发明的电源***的原理。该电源***包括DC-DC转换器1和串联调节器2。DC-DC转换器1包括控制电路1a、开关元件SW1和SW2、续流二极管D0和电感L1。图1还展示了从控制电路1a输出的开关信号s1和s2的电压波形A1和A2。

DC-DC转换器1和串联调节器2彼此并联连接。DC-DC转换器1和串联调节器2的输出端连接电容C1和负载3。

当输入第一选择信号EN1时，DC-DC转换器1降低输入电压Vin并对负载3输出。当输入第二选择信号EN2时，串联调节器2降低输入电压Vin并对负载3输出。

对应于负载3上的重负载或轻负载而将第一选择信号EN1或第二选择信号EN2提供给DC-DC转换器1或串联调节器2。当负载3上的负载是轻的，将第二选择信号EN2提供给串联调节器2。当负载3上的负载是重的且DC-DC转换器1的功率效率超过串联调节器2的功率效率时，将第一选择信号EN1提供给DC-DC转换器1。因此，不会同时将两个选择信号EN1和EN2提供到上述的两种电源中。

在接收到第一选择信号EN1时，控制电路1a输出接通和断开开关元件SW1和SW2的开关信号s1和s2。控制电路1a这时输出开关信号s2，从而使开关元件SW2的接通次数逐步增加。

在时间t1将第一选择信号EN1输入到DC-DC转换器。控制电路1a输出开关信号s1，该开关信号具有电压波形A1且可接通和断开开关元件SW1。控制电路1a输出开关信号s2，开关信号s2具有电压波形A2，其逐步增加开关元件SW2的接通次数。

开关元件SW1根据从控制电路1a输出的开关信号s1而连接和断开对负载3的输入电压Vin。开关元件SW2根据从控制电路1a输出的开关信号s2而使负载3接地和对地断开。当开关元件SW1和SW2都处于断开状态时，续流二极管D0允许保持电感L1中的电流。然而，二极管D0的电阻高于开关元件SW2的导通电阻。

电感L1使得由开关元件SW1的开关操作所导致的输入电压Vin的接通和断开平滑。电容C1使得从DC-DC转换器1输出的输出电压Vout平滑。

下面描该述电源***的工作。当负载3从轻负载变为重负载时，第一选择信号EN1被输入到DC-DC转换器，从而使电源从串联调节器2切换到DC-DC转换器1。

控制电路1a输出开关信号s1和s2，从而如电压波形A1和A2中所示地接通和断开开关元件SW1和SW2。来自控制电路1a的开关信号s2逐步增加开关元件SW2的接通次数，如电压波形A2所示。

当电源从串联调节器2切换到DC-DC转换器1时，用于将负载3连接到地的开关元件SW2的接通次数(其与平均时间间隔成正比)逐步增加。因此从电容C1通过电感L1和开关元件SW2、来自电容C1中电荷的反向电流受到抑制，从而抑制了输出电压Vout的降低，其中输出电压Vout将被提供给负载3。

下面，将更为详细地描述本发明的实施例的各特征。

图2是本发明一个实施例的电源***的电路图。该电源***包括两种电源：DC-DC转换器10和串联调节器20。DC-DC转换器10和串联调节器20彼此并联连接。电源的输出级连接电容C2和负载30。

DC-DC转换器10在接收到启动信号EN1时降低输入电压Vin并输出输出电压Vout给负载30。串联调节器20在接收到启动信号EN2时降低输入电压Vin并输出输出电压Vout给负载30。

对应于负载30的重负载或轻负载而将启动信号EN1和EN2输入到DC-DC转换器10或串联调节器20。当负载30上的负载是轻的，启动信号EN2被提供给串联调节器20，其在轻负载条件下以较高的功率效率工作。当负载30上的负载从轻变重时，启动信号EN1被提供给DC-DC转换器，其在重负载条件下以高功率效率工作。

DC-DC转换器10通过同步整流***降低输入电压。DC-DC转换器10包括PWM控制电路11、驱动器Z1和Z2、晶体管Q1和Q2、二极管D1和D2、和电感L3。

PWM控制电路11在接收到启动信号EN1时输出用于接通和断开晶体管Q1和Q2的开关信号OUT1和OUT2。PWM控制电路11从电感L2的一端接收反馈电压，电感L2的另一端连接到晶体管Q1和晶体管Q2之间的连接点。根据此反馈电压产生经过脉宽调制的开关信号OUT01和OUT02。该内部产生的开关信号OUT01作为PWM控制电路11的输出信号OUT1而被输出，其形式与产生时相同。

将阶跃信号SR输入到PWM控制电路11。当阶跃信号SR为‘H’状态时，该内部产生的开关信号OUT02作为PWM控制电路11的输出信号OUT2而被输出，其形式与产生时相同。当阶跃信号SR为‘L’状态时，内部产生的开关信号OUT02被处于‘L’状态的阶跃信号SR所掩蔽(或禁止)，PWM控制电路11的开关信号OUT2的输出始终具有‘L’状态的值。图3是定时图，其说明输入到PWM控制电路的阶跃信号和启动信号、及从PWM控制电路输出的开关信号之间的关系。有关SR信号的实际工作顺序将描述于后。如图3所示，PWM控制电路在接收到启动信号EN1时输出用于接通和断开晶体管Q1的开关信号OUT1。PWM控制电路在接收到启动信号EN1、并且还接收到阶跃信号SR时，输出用于接通和断开晶体管Q2的开关信号OUT2。

亦即，PWM控制电路11在接收到启动信号EN1时输出开关信号OUT1，而在又接收到阶跃信号SR时输出开关信号OUT2。

PWM控制电路11在常规操作时，输出开关信号OUT1和OUT2从而交替导通晶体管Q1和Q2。PWM控制电路11输出***了死区时间td的开关信号OUT1和OUT2以防止晶体管Q1和Q2同时在晶体管的源极和漏极间导通，其中该死区时间td用于消除在OUT1和OUT2中‘H’状态的重叠。

PWM控制电路11响应被输入到该PWM控制电路的阶跃信号SR的输入周期或‘H’状态周期，而输出开关信号OUT2。阶跃信号SR的脉宽以指定的递增步长在每个预定的阶跃周期之后增加，从而逐步增加晶体管Q2的接通周期的持续时间。

图4示出了输入到PWM控制电路的阶跃信号的定时图。如图4所示，n个开关周期T组成一个单元。在第i个单元中的脉冲信号SR的脉宽表示为TSRi。TSRi等于mT，其中m是从0到n的一个整数。

当在t1时刻电源从串联调节器20切换到DC-DC转换器时，在第0个单元中阶跃信号SR处于‘L’状态。在后面的单元中，阶跃信号的脉宽增加，使得TSRi+1＞TSRi。

PWM控制电路11接收阶跃信号，该阶跃信号所具有的脉宽在每个预定的阶跃周期之后以指定的递增步长增加。PWM控制电路11响应此阶跃信号SR而输出开关信号OUT2，从而逐步增加晶体管Q2的接通次数。

驱动器Z1和Z2根据开关信号OUT1和OUT2驱动晶体管Q1和Q2。

晶体管Q1是N沟道MOS晶体管。晶体管Q1在其栅极接收到处于‘H’状态的开关信号OUT1时在其源极和漏极之间导通，并将输入电压Vin传递到电感L2。晶体管Q1的寄生二极管D1并联连接到晶体管Q1的源极和漏极。

晶体管Q2是N沟道MOS晶体管。晶体管Q2在其栅极接收到处于‘H’状态的开关信号OUT2时，在其源极和漏极之间导通且连接到地。晶体管Q2的寄生二极管D2并联连接到晶体管Q2的源极和漏极。

电感L2连接到晶体管Q1的源极和晶体管Q2的漏极，而且还连接到电容C2和负载30。以下使用定时图说明图2的电源***的工作。

图5示出了电源***的输出电压以及输入到电源***的输入信号的定时图，所述输入信号有启动信号和阶跃信号。在负载30上的负载轻时，不提供启动信号EN1给DC-DC转换器10，也就是说该信号处于‘L’状态，因此，DC-DC转换器10不工作；而提供启动信号EN2给串联调节器20，也就是说启动信号EN2处于‘H’状态，故此时串联调节器20工作。所述串联调节器20降低输入电压Vin并将输出电压Vout提供给负载。

当负载30上的负载从轻变重时，启动信号EN1变换到‘H’状态而启动信号EN2变换到‘L’状态。因此，串联调节器20停止工作。

DC-DC转换器10的PWM控制电路11在接收到启动信号EN1时输出用于接通和断开晶体管Q1的开关信号OUT1。PWM控制电路11接收阶跃信号SR并响应此阶跃信号SR而输出开关信号OUT2，其中阶跃信号SR所具有的处于‘H’状态的周期逐步增加，从而使晶体管Q2的接通次数逐步增加。

因此，在电源从串联调节器20切换到DC-DC转换器10之后，连接次数或平均时间周期逐步增加，在此平均时间周期中负载30连接到地。所以，在电源切换之后，从电容C2通过电感L2和晶体管Q2的电流回流受到抑制。从而如图5所示，提供给负载30的输出电压Vout的降低得到抑制。

在电子装置中的串联调节器工作于等待周期而DC-DC转换器工作于正常工作周期的情况下，由于电源切换期间电压降低而可能发生的误动作，例如无意识的重启也可以被避免。

尽管在上述实施例中，晶体管Q1和Q2都是N沟道MOS晶体管，但所需要的仅仅是重复地交替将输入电压Vin传递给负载和将负载30连接到地。因此，晶体管Q1和Q2还可以都是P沟道MOS晶体管，或者一个是P沟道MOS晶体管而另一个是N沟道MOS晶体管。

以下根据DC-DC转换器10的接通工作周期来说明所述电源***的工作。

在从串联调节器20转换到DC-DC转换器10后，我们考虑DC-DC转换器10的工作。当负载30的负载重时，意味着只要输出电压Vout不降低即需要大输出电流，在DC-DC转换器10中的晶体管Q2连续处于断开状态期间，流过电感L2的电流是连续的，即DC-DC转换器10处于连续电流状态。在此情况下，DC-DC转换器的接通工作周期通过下面的公式(2)表示，其等同于公式(1)。

D＝Vout/Vin                                         (2)

我们考虑负载30上的负载为轻而电源被从串联调节器20切换到DC-DC转换器10的情况。在DC-DC转换器10中的晶体管Q2持续处于断开状态期间，流过电感L2的电流是断续的；也就是说，DC-DC转换器10处于不连续电流状态。在此情况下DC-DC转换器的接通工作周期通过下面的公式(3)表示：

$D=\sqrt{\frac{2\mathrm{fLVoutIout}}{\mathrm{Vin}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout})}}----\left(3\right)$

其中f＝1/(Ton+Toff)，其为晶体管Q1的开关频率。

公式(3)推导如下：当晶体管在不连续电流状态下接通时，流入电源***的电流是(Vin-Vout)t/L，其中t是时间，L是电感L2的感应系数。因此，从电源***的输入端提供到输出端的电功率Pon由以下的公式(4)表示：

Pon＝Vin(Vin-Vout)t/L                                  (4)

从0到Ton对公式(4)积分并取一个周期上的平均值，可得由以下公式(5)表示的平均功率Pav：

$\mathrm{Pav}=\frac{1}{\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}}{\∫}_0^{\mathrm{Ton}}\frac{\mathrm{Vin}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout})}{L}\mathrm{tdt}$

$=\frac{\mathrm{Vin}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout}){\mathrm{Ton}}^2}{2L(\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff})}----\left(5\right)$

其中Ton和Toff是晶体管Q1的接通和断开时间。

公式(5)中的功率Pav等于电源***的输出功率Po。使用输出电流Iout和输出电压Vout，输出功率Po由下面的公式(6)表示：

Po＝IoutVout                                      (6)

由于公式(5)和(6)表示相同参量，公式(3)可以从以下的公式(7a)和(7b)中导出。

$\frac{\mathrm{Vin}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout}){\mathrm{Ton}}^2}{2L(\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff})}=\mathrm{IoutVout}----\left(7a\right)$

$D^2={\left(\frac{\mathrm{Ton}}{\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}}\right)}^2=\frac{1}{\mathrm{Ton}+\mathrm{Toff}}\·\frac{2\mathrm{LVoutIout}}{\mathrm{Vin}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout})}$

$=f\·\frac{2\mathrm{LVoutIout}}{\mathrm{Vin}(\mathrm{Vin}-\mathrm{Vout})}----\left(7b\right)$

当晶体管Q2从断开转变为接通而没有逐步增加晶体管Q2的接通次数时，在连续电流状态下的接通周期工作比不改变，并且输出电压Vout为常量。在不连续电流状态下，在从由公式(3)表示的接通周期工作比转变到由公式(2)表示的接通周期工作比的过程中，由于PWM控制电路11的控制的延迟，发生晶体管Q2的接通周期的时间过长。结果使得输出电压Vout大幅降低。然而，根据阶跃信号SR，通过逐步增加接通次数且从而增加晶体管Q2的接通周期的持续时间，输出电压Vout的这种降低可以受到抑制。

本发明的效果

如上所述，当电源从串联调节器切换到DC-DC转换器时，由于在根据本发明的电源***中将负载连接到地的第二开关元件的接通次数是逐步增加的，反向电流被抑制通过该第二开关元件而流向地。因此，在切换电源的情况下抑制了输出电压的降低。

Claims (5)

1.一种将电压输出到负载而在电源间进行切换的电源***，该电源***包括：

DC-DC转换器，其包括将输入电压传递到所述负载的第一开关元件、将该负载连接到地的第二开关元件、及控制电路，该控制电路在接收到第一选择信号时接通和断开第一开关元件和第二开关元件而不使第一开关元件和第二开关元件的接通周期重叠，使得第二开关元件在一个阶跃周期中接通m次，而第一开关元件在该阶跃周期中接通n次，其中n为一预定整数，m为从0到n且在每个所述阶跃周期中增加的整数；和

串联调节器，其当输入第二选择信号时，使输出电压降低而将电压输出到所述负载。

2.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于所述控制电路接收具有逐步增加的脉宽的阶跃信号，并在每个所述阶跃周期中增加第二开关元件的接通次数m。

3.根据权利要求2所述的电源***，其特征在于所述脉宽在每个所述阶跃周期中以指定的递增步长增加。

4.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于根据所述负载的负载条件而将第一选择信号提供给DC-DC转换器和将第二选择信号提供给串联调节器。

5.根据权利要求1所述的电源***，其特征在于第一选择信号和第二选择信号互不相交且不会被同时提供给所述控制电路。

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