CN110692185A - 直流电压转换装置 - Google Patents

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CN110692185A CN201880012565.8A CN201880012565A CN110692185A CN 110692185 A CN110692185 A CN 110692185A CN 201880012565 A CN201880012565 A CN 201880012565A CN 110692185 A CN110692185 A CN 110692185A
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Abstract

直流电压转换装置(10)具备：第一开关元件(SW1)，与内部电源线Ls连接；低通滤波器(13)；辅助谐振电路(20)，包括串联连接的辅助开关元件(SA)和辅助电抗器(LA)，并将辅助电抗器(LA)的一端(La1)与第一开关元件(SW1)和低通滤波器(13)的连接点即第一连接点(N1)连接；及开关控制部(11)，对第一开关元件(SW1)进行零电压开关并对辅助开关元件(SA)进行零电流开关。辅助谐振电路(20)包括辅助电容器(CA)，该辅助电容器(CA)连接于辅助开关元件(SA)的第二端子(D)与接地线(Lg)或内部电源线(Ls)之间。

Description

直流电压转换装置
技术领域
本说明书公开的技术涉及直流电压转换装置，详细而言，涉及具备辅助谐振电路的直流电压转换装置。
背景技术
以往，为了通过使开关元件进行所谓软开关而抑制由开关产生的开关损失和高频噪声，广泛地进行在直流电压转换装置具备辅助谐振电路的方法。作为具备这样的辅助谐振电路的直流电压转换装置，例如，已知有专利文献1公开的DC-DC转换器(直流电压转换装置)。在该文献的DC-DC转换器中，基于向平滑电抗器流动的电流，使第二主开关(低侧开关)和辅助谐振电路中包含的辅助开关同时接通的期间最适化，由此防止多余的电力损失的产生。
在先技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2004-129393号公报
发明内容
发明要解决的课题
然而，上述文献的DC-DC转换器成为辅助谐振电路的能量源，即，电源成为输出电压Vout。该输出电压Vout是将输入电压Vin进行了转换后的电压，因此辅助谐振电路中的损失也作为转换损失追加。这无法说是对于转换器的高效率化有利。而且，在这样将输出电压Vout向辅助谐振电路施加的结构中，在将输入电压Vin转换成非常低的输出电压Vout的情况下，即使将输出电压Vout向辅助谐振电路施加，文献1的图1的M点的电压也不会达到输入电压Vin，可能无法进行第一主开关S1的软开关(零电压开关)。这种情况下，第一主开关S1中的开关损失增加。
另外，近年来，直流电压转换装置作为电动汽车等需要大电流的功率电路使用的情况下，换言之，使用于大电容负载的情况下，成为微小的转换效率的下降大的转换损失。因此，希望一种即使在适用于大电容负载时也能够维持高效的转换效率的直流电压转换装置。
本说明书公开的技术基于上述那样的情况而完成，提供一种在适用于大电容负载时能够维持高效的转换效率的直流电压转换装置。
用于解决课题的方案
本说明书公开的直流电压转换装置是将从主电源施加的直流的输入电压转换成具有规定的电压值的输出电压的直流电压转换装置，其中，具备：内部电源线，与所述主电源连接；第一开关元件，与所述内部电源线连接；低通滤波器，一端与所述第一开关元件的一端连接；辅助谐振电路，包括串联连接的辅助开关元件和辅助电抗器，将所述辅助电抗器的一端与所述第一开关元件和所述低通滤波器的连接点即第一连接点连接；回流部，连接于所述第一连接点与接地线之间；及开关控制部，对所述第一开关元件进行零电压开关，对所述辅助开关元件进行零电流开关，所述辅助谐振电路的所述辅助开关元件包括：第一端子，与所述辅助电抗器的另一端连接；及第二端子，相对于所述第一端子将连接接通断开，所述辅助谐振电路包括辅助电容器，所述辅助电容器连接于所述辅助开关元件的所述第二端子与接地线或所述内部电源线之间。
根据本结构，在辅助谐振电路的辅助开关元件上连接辅助电容器。因此，能够从辅助电容器向辅助谐振电路供给与辅助谐振相关的能量。而且，第一开关元件被进行零电压开关，辅助开关元件被进行零电流开关。因此，根据本结构的直流电压转换装置，即使在适用于大电容负载时，也能够维持高效的转换效率。
在上述直流电压转换装置中，也可以是，所述开关控制部生成使所述辅助开关元件接通断开的控制信号，所述控制信号的接通期间包括利用至少超过输出电流的向所述第一开关元件流动的第一电流对所述辅助电容器进行充电的充电期间。
根据本结构，能够使用在电压转换时产生的剩余能量对辅助电容器进行充电，利用蓄积于辅助电容器的能量使辅助谐振电路动作。由此，能够有效地利用与电压转换相关的剩余能量，能够提高转换效率。
另外，在上述直流电压转换装置中，也可以是，所述开关控制部分为对辅助电容器进行放电的放电期间和所述充电期间来生成所述控制信号的所述接通期间。
根据本结构，通过分为对辅助电容器进行放电的放电期间和充电期间来生成辅助开关元件的栅极控制信号的接通期间，由此能够缩短向辅助开关元件流动的电流的期间。由此，能够减少辅助开关元件的导通损失。
另外，在上述直流电压转换装置中，也可以是，所述辅助电容器连接于所述辅助开关元件与所述接地线之间。
根据本结构，与辅助电容器连接于辅助开关元件与内部电源线之间的情况相比，能简易地进行辅助电容器的充放电控制。
另外，在上述直流电压转换装置中，也可以是，所述直流电压转换装置还具备电压稳定化二极管，所述电压稳定化二极管连接于所述辅助电抗器与所述辅助开关元件的连接点即第二连接点和所述接地线之间。
根据本结构，能够利用电压稳定化二极管实现辅助开关元件断开的期间的第二连接点的电位的稳定化。即，在辅助开关元件断开且第二开关元件接通期间使用MOSFET作为辅助开关元件的情况下，可想到经由辅助开关元件的寄生电容而第二连接点的电位变动的情况。此时，利用电压稳定化二极管能抑制第二连接点的电位的变动。
另外，在上述直流电压转换装置中，也可以是，所述辅助开关元件由串联连接并由所述开关控制部利用同一控制信号进行控制的两个辅助开关元件构成。
根据本结构，利用串联连接的两个辅助开关元件构成辅助开关元件，由此作为辅助开关元件的接通电阻增加。由此，通过减少辅助开关元件的接通时流动的接通电流，与辅助开关元件为一个的情况相比能减少辅助开关元件的接通电阻损失。需要说明的是，损失(电力)与电流的平方成比例，因此这种情况下，因接通电流的减少产生的接通电阻损失的下降量大于与接通电阻的增加相伴的接通电阻损失的增加量。因此，能减少接通电阻损失。
另外，在上述直流电压转换装置中，也可以是，所述回流部由利用所述开关控制部进行零电压开关的第二开关元件构成。
根据本结构，通过第二开关元件的接通断开控制能适当地进行回流期间的设定，并且通过零电压开关能够抑制第二开关元件的开关损失。
另外，在上述直流电压转换装置中，也可以是，还具备：第一并联电容，与所述第一开关元件并联连接；及第二并联电容，与所述回流部并联连接。
根据本结构，在第一开关元件及第二开关元件断开时，能够调整所谓死区时间中的第一连接点的电位变化的速度。
发明效果
根据本说明书公开的直流电压转换装置，在适用于大电容负载时，能够维持高效的转换效率。
附图说明
图1是表示实施方式1的直流电压转换装置的概略性的电路图。
图2是表示直流电压转换装置的动作的概略性的时间图。
图3是表示直流电压转换装置的电流的流动的概略性的局部电路图。
图4是表示直流电压转换装置的电流的流动的概略性的局部电路图。
图5是表示直流电压转换装置的电流的流动的概略性的局部电路图。
图6是表示直流电压转换装置的电流的流动的概略性的局部电路图。
图7是表示直流电压转换装置的电流的流动的概略性的局部电路图。
图8是表示直流电压转换装置的电流的流动的概略性的局部电路图。
图9是表示直流电压转换装置的电流的流动的概略性的局部电路图。
图10是表示实施方式2的直流电压转换装置的动作的概略性的时间图。
图11是表示辅助电容器的另一实施方式的局部电路图。
图12是表示辅助电容器的另一实施方式的局部电路图。
具体实施方式
<实施方式1>
参照图1～图9，说明实施方式1的直流电压转换装置10。
1.直流电压转换装置的结构
在本实施方式中，直流电压转换装置10是所谓斩波式的降压DC-DC转换器，对于从作为主电源40的蓄电池施加的直流的输入电压Vin进行降压，转换成具有规定的电压值的直流的输出电压Vout。输入电压Vin例如为48V，输出电压Vout例如为24V。
在本实施方式中，直流电压转换装置10配置成用于例如搭载有汽油发动机和行驶用电动机的HV车，适用于向行驶用电动机等大电容负载50供给电力的功率电路。需要说明的是，直流电压转换装置10的适用并不局限于HV车，而且也并不局限于车辆。而且，适用直流电压转换装置10的负载未必局限于大电容负载。此外，并不局限于降压DC-DC转换器，如后所述也可以适用于升压DC-DC转换器。
如图1所示，直流电压转换装置10包括内部电源线Ls、第一开关元件SW1、第一并联电容C1、开关控制部11、低通滤波器13、回流部14及辅助谐振电路20。
内部电源线Ls与蓄电池40连接，将来自蓄电池40的电力向直流电压转换装置10的各部供给。
第一开关元件SW1在本实施方式中由包含体二极管D1的N沟道MOSFET构成。第一开关元件SW1的漏极端子D与内部电源线Ls连接。
第一并联电容C1与第一开关元件SW1并联连接。需要说明的是，第一并联电容C1并不局限于单独的元件，也可以为第一开关元件SW1的寄生电容。
低通滤波器13为周知的结构，如图1所示，例如，由平滑电抗器Lo及平滑电容器Co构成。低通滤波器13的输入端13a(相当于低通滤波器的一端)与第一开关元件SW1的源极端子S(相当于第一开关元件的一端)连接，低通滤波器13的输出端13b与直流电压转换装置10的输出端连接。低通滤波器13输入第一连接点N1的电位Vn1，即第一连接点电压Vn1，并输出将第一连接点电压Vn1进行了平滑后的输出电压Vout。
回流部14连接于第一连接点N1与接地线Lg之间，为周知的结构。在本实施方式中，如图1所示，回流部14由第二开关元件SW2构成。第二开关元件SW2由包含体二极管D2的N沟道MOSFET构成，利用开关控制部11进行零电压开关。
第二并联电容C2与第二开关元件SW2并联连接。利用第二并联电容C2能够调整第一开关元件SW1及第二开关元件SW2为断开状态、所谓死区时间的、第一连接点电压Vn1的变化速度。需要说明的是，与第一并联电容C1同样，第二并联电容C2并不局限于单独的元件，也可以为第一开关元件SW1的寄生电容。
这样，回流部14由第二开关元件SW2构成，由此通过第二开关元件SW2的接通断开控制能适当进行回流期间的设定，并且通过零电压开关能够抑制第二开关元件SW2的开关损失。需要说明的是，回流部14的结构并不局限于此，例如，也可以由一个回流二极管构成。
辅助谐振电路20包括串联连接的辅助开关元件SA和辅助电抗器LA、辅助电容器CA及电压稳定化二极管D21。辅助谐振电路20与第一开关元件SW1和低通滤波器13的连接点即第一连接点N1连接。详细而言，未与辅助开关元件SA连接的辅助电抗器LA的一端La1与第一连接点N1连接。需要说明的是，在此，辅助电抗器LA的电抗设定得比平滑电抗器Lo充分小。
辅助开关元件SA在本实施方式中由N沟道MOSFET构成。辅助开关元件SA包括寄生电容Cp及体二极管D3。辅助开关元件SA包括漏极端子D、栅极端子G及源极端子S。该源极端子S与辅助电抗器的另一端La2连接，该漏极端子D相对于源极端子S的连接根据向栅极端子G施加的栅极控制信号GA来接通断开。在此，辅助开关元件SA的源极端子S是“第一端子”的一例，辅助开关元件SA的漏极端子D是“第二端子”的一例。
电压稳定化二极管D21连接于辅助电抗器LA与辅助开关元件SA的连接点即第二连接点N2和接地线Lg之间。详细而言，电压稳定化二极管D21的阴极与第二连接点N2连接，电压稳定化二极管D21的阳极与接地线Lg连接。电压稳定化二极管D21在辅助开关元件SA断开时，使辅助开关元件SA的漏极-源极间的电压Vsa稳定化。
辅助电容器CA连接于辅助开关元件SA与接地线Lg之间。详细而言，辅助电容器CA的一端与辅助开关元件SA的漏极端子D连接，辅助电容器CA的另一端与接地线Lg连接。在此，辅助开关元件SA的漏极端子D相当于“与辅助开关元件的辅助电抗器未连接的一侧的一端”。辅助电容器CA通过充放电来供给辅助谐振电路20的谐振时的能量。辅助电容器CA利用流过第一开关元件SW1的电流即第一电流Isw1及流过第二开关元件SW2的电流即第二电流Isw2高于输出电流(负载电流)Io时的能量而被充电。
开关控制部11与各开关元件(SW1、SW2、SA)连接，生成对各开关元件的接通断开的开关进行控制的栅极控制信号(G1、G2、GA)。详细而言，开关控制部11根据栅极控制信号(G1、G2)，利用所谓零电压开关(ZVS)对第一、第二开关元件(SW1、SW2)进行开关。而且，开关控制部11根据栅极控制信号GA，利用所谓零电流开关(ZCS)对辅助开关元件SA进行开关。需要说明的是，各开关元件(SW1、SW2、SA)并不局限于N沟道MOSFET。例如，也可以为IGBT等。
2.直流电压转换装置的动作
接下来，参照图2～图9，说明直流电压转换装置10的动作。
如图2所示，在第一开关元件SW1为断开状态下，第二开关元件SW2为接通状态即回流状态，换言之，在同步整流状态的时刻t0，当辅助开关元件SA根据栅极控制信号GA而接通时，即，当被零电流开关(ZCS)时，开始基于辅助谐振电路20的谐振动作。
于是，在从时刻t0至时刻t1的期间即第一期间K1中，电流如图3所示流动。即，向辅助开关元件SA及辅助电抗器LA流动的电流即谐振电流Irs增加，伴随于此，向第二开关元件SW2流动的电流即第二电流Isw2减少。谐振电流Irs的增加速度依赖于辅助电抗器LA的电抗的大小。在第一期间K1中，在平滑电抗器Lo中流动的电流即输出电流(负载电流)Io恒定。需要说明的是，并不局限于第一期间K1，输出电流Io大致恒定。
在第一期间K1内，第二开关元件SW2断开。伴随着第二开关元件SW2的断开而第二电流Isw2进一步减少并成为0。另一方面，谐振电流Irs增加，在时刻t1达到输出电流Io的大小。
图4示出从时刻t1至第一连接点电压Vn1比输入电压Vin大的时刻t2为止的期间(第二期间K2)中的电流的流动。在第二期间K2中，第一、第二开关元件(SW1、SW2)为断开状态(所谓，死区时间)，因此谐振电流Irs主要经由第一并联电容C1及第二并联电容C2流动(参照图4的电流Ic1、Ic2)。此时，第一并联电容C1放电，另一方面，第二并联电容C2被充电。因此，第一连接点电压Vn1上升。需要说明的是，在此，第一连接点电压Vn1与第二开关元件SW2的漏极-源极间电压即第二电压Vsw2相等。因此，如图2所示，在第二期间K2中，第二电压Vsw2上升。
并且，在时刻t2，当第一连接点电压Vn1(第二电压Vsw2)达到输入电压Vin时，第一开关元件SW1的体二极管D1导通，第一开关元件SW1的漏极-源极间电压即第一电压Vsw1成为0。图5示出体二极管D1的导通期间即从时刻t2至时刻t3(第三期间K3)的状态。此时，反方向的第一电流Isw1经由体二极管D1流动。
并且，在体二极管D1的导通期间，第一开关元件SW1接通(时刻t3)。即，第一开关元件SW1为零电压开关(ZVS)。此时，向辅助电抗器LA施加反方向的电压(输入电压Vin-辅助电容器电压(充电电压)Vca)。于是，如图2所示，在时刻t3以后，向第一开关元件SW1流动的电流即第一电流Isw1增加，并且谐振电流Irs减少。并且，在第一电流Isw1的值达到输出电流Io的时刻t4之后，谐振电流Irs成为0。图6的(a)示出在时刻t3而第一开关元件SW1刚接通之后的电流的流动，图6的(b)示出从时刻t3至时刻t4的期间(第四期间K4)中的电流的流动。
并且，在距谐振电流Irs成为0的时刻t4为规定时刻后的时刻t5，将第一开关元件SW1断开。图6的(c)示出从时刻t4至时刻t5的期间(第五期间K5)中的电流的流动。
在时刻t5当第一开关元件SW1断开时，第一电流Isw1向第一并联电容C1及第二并联电容C2换流(参照图7的电流Ic1、Ic2)。此时，第一连接点电压Vn1(第二电压Vsw2)急剧下降。并且，在第一连接点电压Vn1达到0V的时刻t6以后，体二极管D2导通(参照图8)，第二电压Vsw2维持为0V。此时，第二电流Isw2经由体二极管D2流动。
并且，在体二极管D2导通的时刻t6以后的时刻t7，第二开关元件SW2接通，即，被进行零电压开关，开始所谓的同步整流。此时，基于第二电流Isw2的向辅助电容器CA的充电继续(参照图9)。并且，伴随着辅助电容器CA的充电电压Vca的上升而充电电流(反方向的谐振电流)Irs减少。
在谐振电流Irs达到0的时刻t8，辅助开关元件SA断开，即，进行零电流开关(ZCS)。从时刻t8至接下来的第二开关元件SW2断开的时刻t9为止的期间，同步整流继续。在时刻t9以后，重复进行从上述时刻t0起的动作。需要说明的是，从时刻t0至时刻t9的1周期为例如10μs(微秒)。
在此，从时刻t5至时刻t7的期间是所谓的死区时间。图7示出死区时间的前半部分即从时刻t5至时刻t6的期间(第六期间K6)的电流的流动，图8示出死区时间的后半部分即从时刻t6至时刻t7的期间(第七期间K7)中的电流的流动。
另外，从时刻t0至时刻t4相当于辅助电容器CA的放电期间KH，从时刻t4至时刻t8相当于辅助电容器CA的充电期间KJ。需要说明的是，辅助电容器CA的放电时的电压Vca根据辅助电容器CA的电容来决定。
在此，如图2所示，充电期间KJ包含第一电流Isw1超过输出电流Io的期间(从时刻t4至时刻t5的期间)以及第二电流Isw2超过输出电流Io的期间(从时刻t6至时刻t8的期间)。并且，辅助电容器CA的栅极控制信号(控制信号的一例)GA的接通期间(从时刻t0至时刻t8)包含充电期间KJ。即，辅助电容器CA的栅极控制信号(控制信号的一例)GA的接通期间包含充电期间KJ，该充电期间KJ利用超过输出电流Io的第一电流Isw1及超过输出电流Io的第二电流Isw2对辅助电容器CA进行充电。
需要说明的是，在辅助开关元件SA断开而向辅助开关元件SA及体二极管D3流动的电流成为0的时刻t8以后，可想到通过经由辅助开关元件SA的寄生电容Cp流动的电流而振荡的情况。详细而言，在利用辅助电抗器LA、寄生电容Cp、辅助开关元件SA及第二开关元件SW2形成的电路中，可想到辅助开关元件SA的漏极-源极间的电压Vsa因振荡而较大地振动的情况。然而，这样的电压Vsa的振动的产生能够由电压稳定化二极管D21进行抑制。
在此，各栅极控制信号(G1、G2、GA)的接通断开时点的决定通过周知的方法进行。即，接通断开时点基于例如来自检测谐振电流Irs等的电气量的检测电路(未图示)的检测信号与基准值的比较，利用开关控制部11进行决定。或者，通过基于辅助电抗器LA的电抗值、辅助电容器CA的电容等电路常数的计算而预先决定。这种情况下，决定的时点数据保存于开关控制部11的存储器等，开关控制部11基于该保存数据来决定接通断开时点。或者，接通断开时点基于检测信号和保存数据这两方来决定。
3.实施方式1的效果
在实施方式1中，在辅助谐振电路20的辅助开关元件SA上连接辅助电容器CA。因此，能够从辅助电容器CA向辅助谐振电路20供给与辅助谐振相关的能量。而且，第一开关元件SW1及第二开关元件SW2被进行零电压开关，辅助开关元件SA被进行零电流开关。因此，根据实施方式1的直流电压转换装置10，即使是适用于大电容负载时，也能够维持高效的转换效率。
另外，开关控制部11生成的、辅助开关元件SA的栅极控制信号GA的接通期间(图2的从时刻t0至时刻t8)包括利用超过输出电流Io的第一电流Isw1及超过输出电流Io的第二电流Isw2对辅助电容器CA进行充电的充电期间(图2的从时刻t4至时刻t5及从时刻t6至时刻t8)。因此，能够使用在电压转换时产生的剩余能量对辅助电容器CA进行充电，利用蓄积于辅助电容器CA的能量使辅助谐振电路20动作。由此，能够有效地利用与电压转换相关的剩余能量，能够提高转换效率。
需要说明的是，在栅极控制信号GA的接通期间，也可以不包含利用超过输出电流Io的第二电流Isw2对辅助电容器CA进行充电的充电期间(图2的从时刻t6至时刻t8)。总之，在栅极控制信号GA的接通期间，只要包含利用至少超过输出电流Io的第一电流Isw1对辅助电容器CA进行充电的充电期间即可。
另外，在实施方式1中，设有连接于第二连接点N2与接地线Lg之间的电压稳定化二极管D21。能够利用电压稳定化二极管D21实现辅助开关元件SA断开的期间的第二连接点N2的电位的稳定化。即，在辅助开关元件SA21断开而第二开关元件SW2接通的期间(第八期间K8)中，如实施方式1那样使用N沟道MOSFET作为辅助开关元件SA的情况下，也可想到由于经由辅助开关元件SA的寄生电容Cp的振荡而第二连接点N2的电位变动且第二连接点N2的电位比输入电压Vin较大地上升的情况。然而，此时，利用电压稳定化二极管D21能抑制第二连接点N2的电位的变动。需要说明的是，电压稳定化二极管D21也可以省略。
另外，向各开关元件(SW1、SW2、SA)施加的电压可以设为与输入电压Vin大致同一水平。因此，能够使各开关元件成为额定小的零件，由此能够减少导通损失。
<实施方式2>
参照图10说明实施方式2。与实施方式1相比，仅仅是开关控制部11生成的各开关元件(SW1、SW2、SA)的栅极控制信号(G1、G2、GA)的接通断开时点不同。因此，以下，仅说明栅极控制信号(G1、G2、GA)的接通断开时点的差异点。
在实施方式2中，开关控制部特别是分为对辅助电容器CA进行放电的放电期间KH和充电期间KJ来生成辅助开关元件SA的栅极控制信号GA的接通期间。
即，在实施方式1中，如图2所示，以辅助电容器CA的放电期间KH与充电期间KJ连续的方式，栅极控制信号GA的接通期间设为图2的从时刻t0至刚到时刻t8之后的期间这一个期间。然而，在实施方式2中，如图10所示，栅极控制信号GA的接通期间分为相当于辅助电容器CA的放电期间KH的图10的从时刻t0至时刻t2的期间和大致相当于充电期间KJ的图10的从时刻t3至时刻t5这两个期间。
并且，在图10的放电期间KH中的时刻t1将第一开关元件SW1接通，在图10的充电期间KJ中的时刻t4将第一开关元件SW1断开。
另外，在放电期间KH中的辅助开关元件SA的接通时点即图10的大致时刻t0将第二开关元件SW2断开，在充电期间KJ中的辅助开关元件SA的断开时点即图10的大致时刻t5将第二开关元件SW2接通。
这样，分为对辅助电容器CA进行放电的放电期间KH和充电期间KJ来生成辅助开关元件SA的栅极控制信号GA的接通期间，由此与实施方式1的情况相比，能够缩短向辅助开关元件SA流动的电流的期间。由此，能够减少辅助开关元件SA的导通损失。
<其他实施方式>
本发明没有限定为通过上述记述及附图而说明的实施方式，例如下面那样的实施方式也包含于本发明的技术范围。
(1)在上述实施方式中，示出了利用连接于辅助开关元件与所述接地线之间的辅助电容器CA构成辅助电容器的例子，但是并不局限于此。例如，也可以如图11所示，利用连接于辅助开关元件SA与接地线Lg之间的第一辅助电容器CA1、连接于第一辅助电容器CA1与辅助开关元件SA的连接点N3和内部电源线Ls之间的第二辅助电容器CA2来构成辅助电容器。这种情况下，各电容器的电容优选大致为CA＝2×CA1＝2×CA2。
或者，如图12所示，也可以利用连接于辅助开关元件与内部电源线之间的辅助电容器CA构成辅助电容器。即使在这些情况下，通过与上述实施方式同样的控制，也能够构成利用了蓄积于辅助电容器CA的能量的辅助谐振电路。
(2)在上述实施方式中，示出了利用一个辅助开关元件SA构成辅助开关元件SA的例子，但是并不局限于此。例如，辅助开关元件SA也可以利用串联连接的由开关控制部同时控制的两个辅助开关元件构成。
也可以利用一个辅助开关元件SA21构成。
(3)在上述实施方式中，示出了回流部14由第二开关元件SW2和第二并联电容C2构成的例子，但是并不局限于此。例如，回流部14也可以由一个回流二极管构成。
(4)在上述实施方式中，示出了将直流电压转换装置10适用于斩波式的降压DC-DC转换器的例子，但是并不局限于此，例如，也可以将直流电压转换装置10适用于斩波式的升压DC-DC转换器。图11示出将直流电压转换装置10适用于斩波式的升压DC-DC转换器时的控制及动作的例子。
标号说明
10…直流电压转换装置
11…开关控制部
13…低通滤波器
14…回流部(第二开关元件)
20…辅助谐振电路
40…主电源
C1…第一并联电容
C2…第二并联电容
CA…辅助电容器
D…第二开关元件的漏极端子(第二端子)
D21…电压稳定化二极管
LA…辅助电抗器
Lg…接地线
Ls…内部电源线
N1…第一连接点
N2…第二连接点
S…第二开关元件的源极端子(第一端子)
SA…辅助开关元件
SW1…第一开关元件(N沟道MOSFET)SW2…第二开关元件(N沟道MOSFET)。

Claims (8)

1.一种直流电压转换装置，将从主电源施加的直流的输入电压转换成具有规定的电压值的输出电压，其中，所述直流电压转换装置具备：
内部电源线，与所述主电源连接；
第一开关元件，与所述内部电源线连接；
低通滤波器，一端与所述第一开关元件的一端连接；
辅助谐振电路，包括串联连接的辅助开关元件和辅助电抗器，将所述辅助电抗器的一端与所述第一开关元件和所述低通滤波器的连接点即第一连接点连接；
回流部，连接于所述第一连接点与接地线之间；及
开关控制部，对所述第一开关元件进行零电压开关，对所述辅助开关元件进行零电流开关，
所述辅助谐振电路的所述辅助开关元件包括：第一端子，与所述辅助电抗器的另一端连接；及第二端子，相对于所述第一端子将连接接通断开，
所述辅助谐振电路包括辅助电容器，所述辅助电容器连接于所述辅助开关元件的所述第二端子与接地线或所述内部电源线之间。
2.根据权利要求1所述的直流电压转换装置，其中，
所述开关控制部生成使所述辅助开关元件接通断开的控制信号，
所述控制信号的接通期间包括利用至少超过输出电流的向所述第一开关元件流动的第一电流对所述辅助电容器进行充电的充电期间。
3.根据权利要求2所述的直流电压转换装置，其中，
所述开关控制部分为对辅助电容器进行放电的放电期间和所述充电期间来生成所述控制信号的接通期间。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的直流电压转换装置，其中，
所述辅助电容器连接于所述辅助开关元件与所述接地线之间。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的直流电压转换装置，其中，
所述直流电压转换装置还具备电压稳定化二极管，所述电压稳定化二极管连接于所述辅助电抗器与所述辅助开关元件的连接点即第二连接点和所述接地线之间。
6.根据权利要求1～5中任一项所述的直流电压转换装置，其中，
所述辅助开关元件由串联连接并由所述开关控制部利用同一控制信号进行控制的两个辅助开关元件构成。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的直流电压转换装置，其中，
所述回流部由利用所述开关控制部进行零电压开关的第二开关元件构成。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的直流电压转换装置，其中，
所述直流电压转换装置还具备：
第一并联电容，与所述第一开关元件并联连接；及
第二并联电容，与所述回流部并联连接。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112054689A (zh) * 2020-08-30 2020-12-08 哈尔滨工程大学 一种隔离三电平直流变换器

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116134717A (zh) * 2020-09-01 2023-05-16 华为数字能源技术有限公司 一种dc/dc变换器、电压增益切换方法及***

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002171759A (ja) * 2000-05-10 2002-06-14 Hitachi Medical Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びこれを用いたｘ線高電圧装置
JP2002252965A (ja) * 2001-02-22 2002-09-06 Denso Corp 補助共振転流回路を用いた電力変換装置
CN101047335A (zh) * 2006-03-31 2007-10-03 雅达电子国际有限公司 具有同步整流器的零电压开关dc－dc变换器

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9206020D0 (en) * 1992-03-19 1992-04-29 Astec Int Ltd Transition resonant convertor
JPH06269165A (ja) * 1993-03-11 1994-09-22 Sanken Electric Co Ltd Ｐｗｍ型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP3401772B2 (ja) * 1993-08-23 2003-04-28 株式会社ユアサコーポレーション 部分共振ｐｗｍインバータ
JPH11178319A (ja) * 1997-12-12 1999-07-02 Toyo Electric Mfg Co Ltd 補助共振転流回路付電力変換装置のゲート信号制御方法
JP4304862B2 (ja) * 2000-12-28 2009-07-29 富士電機システムズ株式会社 電力変換装置
JP4017490B2 (ja) * 2002-10-02 2007-12-05 株式会社デンソー Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP4193606B2 (ja) * 2003-06-26 2008-12-10 株式会社デンソー Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002171759A (ja) * 2000-05-10 2002-06-14 Hitachi Medical Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びこれを用いたｘ線高電圧装置
JP2002252965A (ja) * 2001-02-22 2002-09-06 Denso Corp 補助共振転流回路を用いた電力変換装置
CN101047335A (zh) * 2006-03-31 2007-10-03 雅达电子国际有限公司 具有同步整流器的零电压开关dc－dc变换器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
TODD D. BATZEL.ETC: "Variable Timing Control for ARCP Voltage Source Inverters Operating at Low DC Voltage", 《2012 IEEE TRANSPORTATION ELECTRIFICATION CONFERENCE AND EXPO (ITEC)》 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112054689A (zh) * 2020-08-30 2020-12-08 哈尔滨工程大学 一种隔离三电平直流变换器

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