CN101039069A - 非绝缘降压型dc-dc变压器 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及降压型DC-DC变压器。若负载电流减少,则开关晶体管(M1)截止时间长,且电感器电流iL也减少,负载电流进一步减少,若电感器电流iL的最低电流值成为0A,则电压V1上升到输出电压Vout,整流用晶体管(M2)截止,不流过电感器电流iL,防止发生逆流电流。提供几乎不增加电路面积、能提高效率的非同步整流型的非绝缘降压型DC-DC变压器。
Description
技术领域
本发明涉及降压型DC-DC变压器,尤其涉及非绝缘降压型DC-DC变压器,在负载电流多场合进行同步整流,在负载电流少场合进行非同步整流。
背景技术
作为降压型的开关调节器那样的使用电感器的非绝缘降压型DC-DC变压器(以下简记为“降压型DC-DC变压器”)的整流方式,有同步整流方式及非同步整流方式。在降压型DC-DC变压器中,有连续模式及断续模式,所述连续模式是指以负载电流大的重负载下,电流持续流过电感器,所述断续模式是指若成为负载电流小的轻负载,则发生电流不流过电感器场合。
图7表示同步整流式的降压型DC-DC变压器的输出电路部的以往例。
图7那样的输出电路部结构的同步整流式的降压型DC-DC变压器在连续模式时效率高,但是,若成为断续模式,则从载荷侧通过同步整流用晶体管M102,流向接地电压的逆电流发生,效率极端低下。
成为轻负载场合,为了减轻因开关晶体管M101和同步整流用晶体管M102的开关频繁动作而产生的开关损失,通常从PWM控制切换为PFM控制。
移到PFM控制场合,为了防止逆电流引起的效率低下,进行切换,使得输出电路部成为非同步整流方式。如图8所示,作为非同步整流方式的降压型DC-DC变压器中的输出电路部,一般使用二极管D101,作为整流用元件。在图8电路中,即使成为断续模式,负载侧的电压成为二极管D101的逆方向偏压,能阻止逆电流。但是,二极管D101顺方向电压大至0.6V左右,二极管D101本身的电力消耗大,难以使得效率大幅度得到提高。
作为非同步整流方式下使得效率改善的DC-DC变压器,提出过如图9所示的电路,例如参照日本专利第3402983号公报(以下简记为“专利文献1”)。
在图9中,作为PWM比较器(没有图示)的输出信号的驱动信号输入由PNP晶体管构成的开关用场效应晶体管Q101的基极。该驱动信号成为高电平,场效应晶体管Q101一截断,则电感器L101的一端的电压V101降低到负电压。在比较器CMP101中,非反转输入端与接地电压连接,场效应晶体管Q101和电感器L101的连接部的电压V101输入反转输入端,比较器CMP101具有磁滞。
若电压V101成为负压,则比较器CMP101的输出端成为高电平,比较器CMP101的输出端与整流用MOS晶体管M102的栅极连接,整流用MOS晶体管M102截断。因此,电感器L101的电流成为0A,电压V101上升,若成为接地电压以上,则比较器CMP101的输出端成为低电平,使得整流用MOS晶体管M102截断,阻止来自负载侧的逆电流。在整流用MOS晶体管M102,使用通态电阻比肖特基二极管D101小者,能提高非同步整流时的效率。
但是,在图9电路中,使用比较器CMP101,控制整流用MOS晶体管M102,电压V101降低到负压后,整流用MOS晶体管M102接通前,动作迟缓。为了克服该动作迟缓,设置肖特基二极管D101,在图8电路中追加整流用MOS晶体管M102及比较器CMP101,存在电路面积增加问题。
发明内容
本发明就是为解决上述先有技术所存在的问题而提出来的,其目的在于,提供几乎不增加电路面积、能提高效率的非同步整流型的非绝缘降压型DC-DC变压器。
为了达到上述目的,本发明提出以下技术方案。
(1)一种非绝缘降压型DC-DC变压器,构成降压型开关调节器,将输入到输入端的输入电压降压到所定的定压,向与输出端连接的负载输出,在所述输入端和输出端之间,连接开关晶体管和电感器的串联电路,其特征在于:
设有由P型晶体管构成的整流用晶体管,连接在所述开关晶体管和电感器的连接部与负侧电源电压之间,控制极与所述开关晶体管和电感器的连接部连接。
(2)在(1)所述的非绝缘降压型DC-DC变压器中,其特征在于:
进一步包括:
同步整流用晶体管,与所述整流用晶体管并联连接,控制信号输入控制极,以进行与所述开关晶体管相反的开关动作;
驱动控制电路,根据从外部输入的控制信号,控制驱动所述同步整流用晶体管;
其中,若输入指示在同步整流模式下动作的所述控制信号,所述驱动控制电路接通所述同步整流用晶体管,若输入指示在非同步整流模式下动作的所述控制信号,所述驱动控制电路截止所述同步整流用晶体管,成为断开状态。
(3)在(2)所述的非绝缘降压型DC-DC变压器中,其特征在于:
所述负载减少消耗电流,实行低消耗电力动作场合,输入所述控制信号,指示在所述非同步整流模式下动作,所述负载实行通常动作场合,输入所述控制信号,指示在所述同步整流模式下动作。
(4)在(1)-(3)中任一个所述的非绝缘降压型DC-DC变压器中,其特征在于:
所述整流用晶体管由PMOS晶体管构成。
(5)在(1)-(3)中任一个所述的非绝缘降压型DC-DC变压器中,其特征在于:
所述整流用晶体管由PNP晶体管构成。
按照本发明的非绝缘降压型DC-DC变压器,设置例如PMOS晶体管或PNP晶体管那样的P型晶体管构成的整流用晶体管,电感器一端的电压输入该整流用晶体管的控制极,不增加零件数,能抑制电路规模增加,与使用二极管场合相比,能提高效率。
按照本发明的非绝缘降压型DC-DC变压器,除了上述整流用晶体管,还设有同步整流用晶体管,当负载电流大的重负载时,接通同步整流用晶体管,实行同步整流,当负载电流小的轻负载时,截止同步整流用晶体管,成为断开状态,实行使用整流用晶体管的非同步整流,无论是轻负载还是重负载,都能实现高效率。
附图说明
图1表示本发明第1实施例的降压型DC-DC变压器的构成例。
图2表示图1中各信号的波形例的时间图。
图3表示驱动信号Sd,电感器电流iL及电压V1的关系例。
图4表示MOS晶体管的栅极电压Vgs和漏极电流id的关系例。
图5表示本发明第1实施例的降压型DC-DC变压器的另一构成例。
图6表示本发明第2实施例的降压型DC-DC变压器的构成例。
图7表示以往的降压型DC-DC变压器的输出电路部的构成例。
图8表示以往的降压型DC-DC变压器的输出电路部的另一构成例。
图9表示以往的降压型DC-DC变压器的输出电路部的又一构成例。
具体实施方式
下面参照附图详细说明本发明实施例,在以下实施例中,虽然对构成要素,种类,组合,形状,相对配置等作了各种限定,但是,这些仅仅是例举,本发明并不局限于此。
第1实施例
图1表示本发明第1实施例的降压型DC-DC变压器的构成例。
在图1中,非绝缘降压型DC-DC变压器1是降压型的开关调节器,输入电压Vin输入到输入端IN,非绝缘降压型DC-DC变压器1将该输入电压Vin变换为所定的定电压,作为输出电压Vout从输出端OUT向负载10输出。
降压型DC-DC变压器1设有由PMOS晶体管构成的用于进行开关动作以控制输入电压Vin输出的开关晶体管M1,以及由PMOS晶体管构成的整流用晶体管M2。
降压型DC-DC变压器1还设有基准电压发生电路2,输出电压检测用的电阻R1,R2,电感器L1,平滑用的电容器C1,构成噪音滤波器的电容器C2,位相补偿用的电阻R3,电容器C3,误差放大电路3,振荡电路4,PWM比较器5,驱动电路6。
在降压型DC-DC变压器1中,除电感器L1及电容器C1的各电路可以集成在一集成电路(integrated circuit,以下简记为“IC”)中,也可以根据场合,将除开关晶体管M1和/或整流用晶体管M2,电感器L1及电容器C1的各电路集成在一IC中。
基准电压发生电路2生成所定基准电压Vref输出,所述输出电压检测用的电阻R1,R2对输出电压Vout进行分压,生成分压电压Vfb输出。所述误差放大电路3放大所述分压电压Vfb和基准电压Vref的电压差,生成输出信号EAo输出。
振荡电路4生成所定的三角形波信号TW输出,PWM比较器5根据所述误差放大电路3的输出信号Eao以及三角形波信号TW,生成用于PWM控制的脉冲信号Spw输出。驱动电路6根据脉冲信号Spw生成用于驱动开关晶体管M1的驱动信号Sb,向开关晶体管M1的栅极输出。
在输入端IN和接地电压GND之间串联连接开关晶体管M1和整流用晶体管M2,将开关晶体管M1和整流用晶体管M2的连接部设为Lx。整流用晶体管M2的栅极与该连接部Lx连接,电感器L1连接在连接部Lx和输出端OUT之间。输出端OUT和接地电压GND之间串联连接电阻R1,R2,同时,输出端OUT和接地电压GND之间连接电容器C1,从电阻R1,R2的连接部输出分压电压Vfb。电阻R1和电容器C2并联。在误差放大电路3中,分压电压Vfb输入反转输入端,基准电压Vref输入非反转输入端,输出端与PWM比较器5的反转输入端连接。
在误差放大电路3输出端和接地电压GND之间串联连接电阻R3及电容器C3,该串接电路构成位相补偿电路。三角形波信号TW输入PWM比较器5的非反转输入端,从PWM比较器5输出脉冲信号Spw,该脉冲信号Spw输入驱动电路6的输入端PWMI,从驱动电路6的输出端PHS向开关晶体管M1的栅极输出驱动信号Sb。驱动信号Sb是使得高电平和低电平反复的时钟信号。
在这种结构中,参照图2说明图1电路动作,图2表示图1中各信号的波形例的时间图。
误差放大电路3放大所述分压电压Vfb和基准电压Vref的电压差,向PWM比较器5的反转输入端输出。从振荡电路4生成三角形波信号TW输出到PWM比较器5的非反转输入端,脉冲信号Spw与误差放大电路3的输出信号EAo相对应,PWM比较器5将该脉冲信号Spw向驱动电路6的输入端PWMI输出。
脉冲信号Spw输入到输入端PWMI,驱动信号Sb根据所述脉冲信号Spw的脉冲宽度,从输出端PHS输出该驱动信号Sb,控制开关晶体管M1接通或截断。即,若输出电压Vout低下,则误差放大电路3的输出信号EAo电压上升,PWM比较器5的输出脉冲宽度变大,开关晶体管M1接通时间比例增加,输出电压Vout上升。相反,若输出电压Vout上升,则进行上述逆动作,使得输出电压Vout低下,输出电压Vout总是维持在一定的电压。
当处于流过负载10的负载电流大的重负载场合,在开关晶体管M1断开期间,流过电感器L1的电流即电感电流iL不会降低到0A,但若负载电流减少,开关晶体管M1断开期间变长,并且,电感电流iL也减少。若负载电流进一步减少,如图2P点所示,电感电流iL的最低电流值成为0A,则电压V1一直上升到输出电压Vout,整流用晶体管M2断开。结果,电感电流iL不流动,能防止发生逆电流。
图3表示驱动信号Sd,电感器电流iL及作为连接部Lx电压的电压V1的关系例,分别表示重负载时的连续模式场合,以及轻负载时的断续模式场合。
先说明重负载时的连续模式场合。
若驱动信号Sd从高电平变化到低电平,则开关晶体管M1接通,电压V1如重负载时的连续模式的A点所示,大致成为输入电压Vin。驱动信号Sd为低电平期间,电感器电流iL增加,如重负载时的连续模式的B所示。
若驱动信号Sd变化到高电平,则开关晶体管M1断开,但是,电感器L1继续流过电流,逆电力发生,电压V1降低到负压。若电压V1成为整流用晶体管M2的阈值电压Vth2,则整流用晶体管M2接通,电感器电流iL从接地电压GND通过整流用晶体管M2流向负载10。此时的电压V1成为相对流过整流用晶体管M2的漏极电流的栅极电压Vgs2,负载电流越大,电压V1越小。驱动信号Sd为高电平期间,电感器电流iL逐渐减少,如重负载时的连续模式的D所示。电压V1即整流用晶体管M2接通时的栅极电压Vgs2也如重负载时的连续模式的E所示逐渐上升。但是,电感器电流iL成为0A前,驱动信号Sd下降到低电平,电感器电流iL不会成为0A。
下面说明图3所示轻负载时的断续模式场合。
驱动信号Sd成为低电平后,低电平期间,以及成为高电平前的动作与上述连续模式相同,说明省略。
驱动信号Sd成为高电平后,在该高电平期间,电感器电流iL如图3的轻负载时的断续模式的d所示,逐渐减少,电压V1逐渐上升。但是,若电感器电流iL到达轻负载时的断续模式所示e点即0A,则电压V1一直上升到输出电压Vout。结果,整流用晶体管M2断开,成为截止状态,如轻负载时的断续模式的f所示,没有电感器电流iL,能防止发生逆流电流。
这样,即使在轻负载时的断续模式场合,也能防止发生逆流电流,能防止效率低下。
图4表示MOS晶体管的栅极电压Vgs和漏极电流id的关系例。在图4中,纵轴为对数标度。在MOS晶体管的弱反转区域,栅极电压Vgs与漏极电流id的对数成正比,在MOS晶体管的强反转区域,漏极电流id与栅极电压Vgs的平方成正比。即,漏极电流id越小,栅极电压Vgs越小,越是轻负载,效率越高。
MOS晶体管的阈值电压Vth可以通过制造工艺变更,通过使得该阈值电压Vth比以往的整流用二极管的顺向电压小,即使在重负载时也能提高效率。
这样,第1实施例中的DC-DC变压器使用二极管连接PMOS晶体管的电路,代替图8的二极管D1,不增加如图9所示的零件数,能抑制电路规模增加,比使用整流用二极管场合,能提高效率。
在图1中,也可以使用由PNP晶体管构成的整流用晶体管Q2,代替整流用晶体管M2,这种场合,图1成为图5构成。
图5电路动作与图1的使用PMOS晶体管M2的电路完全相同,但是,整流用晶体管Q2接通时的电压V1成为整流用晶体管Q2的发射极-基极间电压Vbe,效率与图8所示的使用以往技术的二极管D1场合没有变化。
第2实施例
在上述第1实施例中,也可以进一步设置同步整流用晶体管,该发明作为第2实施例。
图6表示本发明第2实施例的降压型DC-DC变压器的构成例。在图6中,与图1相同或相当者使用相同符号,说明省略,仅说明与图1不同点。
图6与图1的不同点在于,在图1电路中追加使用NMOS晶体管的同步整流用晶体管M3,以及根据切换信号S1控制是否将驱动信号Sd输入同步整流用晶体管M3栅极的PMOS晶体管M4和NMOS晶体管M5。随着上述变更,将图1的降压型DC-DC变压器1变更为图6的降压型DC-DC变压器1a。
在图6中,降压型DC-DC变压器1a是降压型的开关调节器,输入电压Vin输入到输入端IN,降压型DC-DC变压器1a将该输入电压Vin变换为所定的定电压,作为输出电压Vout从输出端OUT向负载10输出。
降压型DC-DC变压器1a设有开关晶体管M1,整流用晶体管M2,同步整流用晶体管M3,PMOS晶体管M4,NMOS晶体管M5,基准电压发生电路2,输出电压检测用的电阻R1,R2,电感器L1,平滑用的电容器C1,构成噪音滤波器的电容器C2,位相补偿用的电阻R3,电容器C3,误差放大电路3,振荡电路4,PWM比较器5,驱动电路6。PMOS晶体管M4及NMOS晶体管M5构成驱动控制电路。
在连接不Lx和接地电压GND之间连接同步整流用晶体管M3,在开关晶体管M1的栅极和接地电压GND之间串联连接PMOS晶体管M4及NMOS晶体管M5。同步整流用晶体管M3的栅极与PMOS晶体管M4和NMOS晶体管M5的连接部连接,来自外部的切换信号S1分别输入PMOS晶体管M4及NMOS晶体管M5的各栅极。
在这种构成中,重负载场合,切换信号S1成为低电平,PMOS晶体管M4接通,同时,NMOS晶体管M5断开,驱动信号Sd输入同步整流用晶体管M3的栅极。因此,同步整流用晶体管M3与开关晶体管M1互补实行接通/断开动作,实行同步整流。若同步整流用晶体管M3接通,则电压V1成为接近0V的电压,成为整流用晶体管M2的阈值电压以下,整流用晶体管M2保持截止状态,不起整流作用。但是,同步整流用晶体管M3接通时的电压V1若超过整流用晶体管M2的阈值电压,则整流用晶体管M2接通,起整流作用。
轻负载场合,切换信号S1成为高电平,PMOS晶体管M4断开,同时,NMOS晶体管M5接通,同步整流用晶体管M3的栅极成为接地电压GND,因此,同步整流用晶体管M3断开,成为截止状态。在这种状态下,与图1电路完全相同,通过整流用晶体管M2,成为非同步整流。
这样,第2实施例中的DC-DC变压器在轻负载状态那样,电感器电流iL小的状态下,整流用晶体管M2的栅极-源极间电压Vgs变小。因此,能得到与上述第1实施例相同的效果,同时,与使用二极管的非同步整流相比,能提高效率。
上面参照附图说明了本发明的实施例,但本发明并不局限于上述实施例。在本发明技术思想范围内可以作种种变更,它们都属于本发明的保护范围。
Claims (5)
1.一种非绝缘降压型DC-DC变压器,构成降压型开关调节器,将输入到输入端的输入电压降压到所定的定压,向与输出端连接的负载输出,在所述输入端和输出端之间,连接开关晶体管和电感器的串联电路,其特征在于:
设有由P型晶体管构成的整流用晶体管,连接在所述开关晶体管和电感器的连接部与负侧电源电压之间,控制极与所述开关晶体管和电感器的连接部连接。
2.如权利要求1所述的非绝缘降压型DC-DC变压器,其特征在于:
进一步包括:
同步整流用晶体管,与所述整流用晶体管并联连接,控制信号输入控制极,以进行与所述开关晶体管相反的开关动作;
驱动控制电路,根据从外部输入的控制信号,控制驱动所述同步整流用晶体管;
其中,若输入指示在同步整流模式下动作的所述控制信号,所述驱动控制电路接通所述同步整流用晶体管,若输入指示在非同步整流模式下动作的所述控制信号,所述驱动控制电路截止所述同步整流用晶体管,成为断开状态。
3.如权利要求2所述的非绝缘降压型DC-DC变压器,其特征在于:
所述负载减少消耗电流,实行低消耗电力动作场合,输入所述控制信号,指示在所述非同步整流模式下动作,所述负载实行通常动作场合,输入所述控制信号,指示在所述同步整流模式下动作。
4.如权利要求1-3中任一个所述的非绝缘降压型DC-DC变压器,其特征在于:
所述整流用晶体管由PMOS晶体管构成。
5.如权利要求1-3中任一个所述的非绝缘降压型DC-DC变压器,其特征在于:
所述整流用晶体管由PNP晶体管构成。
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