CN1790886A - 用来控制电源的半导体集成电路、电子部件及电源装置 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种用来控制电源的半导体集成电路，其具有在轻负载条件下防止反向电流在线圈中流动的功能，并且保证输出电压对负载变化具有良好的响应。在具有可以检测在电感器(线圈)中流动的反向电流的反向电流检测电路和防止反向电流功能的同步整流开关调节器中，当基于来自反向电流检测电路的检测信号而检测到反向电流后经过规定时间时，或者反向电流检测次数达到规定值后，激活防止反向电流的功能，断开同步整流开关装置。

Description

用来控制电源的半导体集成电路、 电子部件及电源装置

相关申请的交叉引用

本申请权利要求2004年11月30日递交的日本专利申请第2004-345189号的优先权，该专利的内容引入本文作参考。

技术领域

本发明涉及改进同步整流DC-DC转换器的转换效率的技术，并且进一步涉及如下技术：其中，在用来检测反向电流并且控制同步控制晶体管的具有防止反向电流功能的开关调节器中，当防止反向电流功能工作时，功率损失降低，因此转换效率提高，并且更具体地说涉及有效用于控制开关调节器的半导体集成电路的技术，以及用于电源(电源模块)的电子部件和结合了该部件的电源装置。

背景技术

DC-DC转换器的一种类型是同步整流开关调节器。在同步整流开关调节器中，在电流通过线圈(电感器)从电源流向负载的通道中提供主开关装置，通过导通或断开该开关装置来控制流向负载的电流，并且在主开关装置和线圈的连接节点与地(接地点)之间也提供同步整流开关装置，而且通过与主开关装置互补导通或断开该装置来降低功率损失。

该同步整流开关调节器具有如下问题：尽管当负载较重时功率损失是小的，但是当负载轻时功率损失是大的。这是因为当负载重时，正电流，或者流向负载的电流在线圈中流动，但是当负载轻时，线圈中流动的电流方向反转，并且产生负电流(反向电流)，或者通过同步整流开关装置流向地的电流，导致功率损失。为了降低由于这种反向电流的功率损失，已经建议了发明，其中检测可以引起反向电流在线圈中流动的轻负载条件，并且在检测到时断开接地侧的同步整流开关装置(例如专利文献1：日本未审查的专利申请第2000-092824号)

发明内容

最近几年，随着日益增加的电子设备结合了微处理器作为***控制器，增加工作频率来提高微处理器(下文称作CPU)的性能已经成为一种趋势。另外，为了降低消耗电流并且延长电池寿命，供应给CPU的电压趋向于降低。结果，随着工作频率变高并且供应电压变低，最大工作电流增加。

另外，许多结合了CPU的电子设备使用了在向CPU供应工作电流前通过开关调节器增加或降低电池电压的***。在此情况下，怎样延长电池寿命是重要的，因此最近的趋势是为了获得更长的电池寿命，如下设计***：当CPU不需要运转时，全部或部分停止CPU电路，让CPU进入其低消耗电流状态(待机模式)。这意味着CPU消耗电流广泛变化，并且随着CPU最大工作电流变大，变化范围趋向于增加。

另一方面，CPU电源优选具有如下特征：低压下高效率、大电流输出；优异的瞬态响应；以及轻负载条件下高效率。对于低压下高效率、大电流输出，同步整流开关调节器是适合的。为了满足轻负载条件下高效率的需求，具有防止反向电流功能的调节器是适合的。但是，类似于专利文献1(日本未审查的专利中请第2000-092824号)公开的调节器的具有防止反向电流功能的调节器具有如下缺点：在轻负载条件下其效率是高的，但是在检测到反向电流时，接地侧的同步整流开关装置断开，因此输出电压不会快速下降，从而对于负载的变化导致不良的输出响应。

对于具有在轻负载条件下防止反向电流在电感器中流动的功能的同步整流DC-DC转换器，已经建议了改善输出功率快速降低的瞬态中响应特性的发明(专利文献2：日本未审查的专利申请第2004-056992号)。

专利文献2公开的发明具有检测输出功率快速降低的电路，其中所述电路将输出电压Vo与比目标输出电压E0高出规定电压的上限输出电压E1比较，并且输出比较结果，使得如果输出电压Vo高于上限输出电压E1，停止防止反向电流功能，即继续同步整流开关装置导通的正常同步整流控制模式，因而缩短了输出电压Vo达到目标输出电压E0的时间。

但是，专利文献2公开的发明具有如图7(A)所示的问题：如果由于负载变化，输出电压Vo变得高于目标输出电压E0并且低于上限输出电压E1，防止反向电流功能激活并且输出电压Vo达到目标输出电压E0的时间变长，并且如图7(B)所示，如果输出电压Vo变得高于上限输出电压E1，一旦防止反向电流功能停止，其就会降至上限输出电压E1以下，防止反向电流功能激活并且输出电压Vo达到目标输出电压E0的时间没有缩短太多。

此外，专利文献2公开的发明中的防止反向电流电路具有如下问题：当防止反向电流功能工作时，低侧的同步整流开关装置完全断开，引起电流通过装置中的寄生二极管注入线圈，从而导致功率损失和效率降低。更具体地说，甚至当在轻负载条件下，防止反向电流的功能激活，并且完全断开低侧的同步整流开关装置时，高侧的开关装置时常导通而向负载补偿电流，如放大形式表示的图7(C)所示，当高侧开关装置导通时线圈中的电流IL增加。即使高侧开关装置后来断开，电流也试图继续流向线圈并且流经同步整流开关装置中的寄生二极管，引起相应于图中阴影的功率损失。

本发明的一个目的是提供作为同步整流开关调节器构成部分的用来控制电源的半导体集成电路，其具有在轻负载条件下防止反向电流流向线圈(电感器)的功能，并且保证对负载变化有良好的输出电压响应，以及电源模块和使用该模块的电源装置。

本发明的另一个目的是提供作为同步整流开关调节器构成部分的用来控制电源的半导体集成电路，其特征在于甚至在大的负载变化下也具有低的功率损失和高的效率，以及电源模块和使用该模块的电源装置。

本发明的上面和其它目的及新的特征从本说明书中下面的详细说明和附图中将变得更加明显。

根据本发明，在具有可以检测电感器(线圈)中反向流动的电流的反向电流检测电路和反向电流检测功能的同步整流开关调节器中，当根据反向电流检测电路的检测信号检测到反向电流后过去规定时间或者反向电流检测次数达到规定值后时，激活防止反向电流功能，断开同步整流开关装置(或者同步整流开关元件)。另外，实施控制，使得当防止反向电流功能激活时，在主开关装置(或者主开关元件)导通时甚至在其断开后，正向电流在电感器中流动，在正向电流流动的同时同步整流开关装置导通。

根据上述方法，在刚检测到反向电流后防止反向电流功能并不工作，从而改善了输出电压的响应；另外当检测到反向电流后过去了规定时间或者反向电流检测次数达到规定值时，防止反向电流功能激活，从而在轻负载条件下，降低了因为同步整流开关装置导通和反向电流流向地而引起的功率损失。另外，当防止反向电流功能工作时，阻止了电流流经同步整流开关装置中的寄生二极管，从而降低了功率损失。

优选反向电流检测电路包括比较主开关装置和电感器的连接节点电势与规定参考电压、并且确定电流方向的比较器；另外，应该提供具有比较输出电压与参考电压的比较器或者根据其间电势差输出电压的误差放大器的过电压检测电路，其中，当输出电压高于规定上限电压时，通过过电压检测电路的输出改变施加到反向电流检测电路的比较器上的参考电压，从而增加反向电流检测电压。

因此，当输出电压高于规定上限电压时，即使有一些反向电流，防止反向电流功能也不工作，即延迟防止反向电流功能的激活，从而防止了开关装置由于返回输入电源的电感器中再生电流的电压上升而被毁坏。

在具有过电压检测电路的开关调节器中，当检测到过电压时，可以立即导通同步整流开关装置。但是，如果是这种情况，会发生因为电流在其中连续流动，或者大的反向电流无限制地流动并且此时同步整流开关装置断开，所以同步整流开关装置被破坏；由于线圈中的再生电流，大电流返回输入电源，如果输入电源没有吸收容量(sinkcapacity)，电压上升并超过装置在使用中的耐受电压，从而破坏装置。相反，根据本发明，甚至在输出电压高于上限电压时，仅反向电流检测电压改变，并且在检测到反向电流后开关控制继续一段时间，然后防止反向电流功能工作，使得大的反向电流不会注入输入电源，从而不会破坏开关装置。

下面将简要概括本发明典型带来的有利作用。

可以构建能够检测在线圈中流动的反向电流、降低轻负载条件下的功率损失，并且具有对负载变化有良好输出电压响应的特征的同步整流开关调节器，因此实现了甚至当负载变化很大时也可以长时间由电池驱动的移动电子设备，在电源中的功率损失较小，并且电池衰竭较小。

附图说明

图1是表示根据本发明一个实施方案的降压开关调节器的电路结构的方框图；

图2是在根据本发明实施方案中表示信号定时的时序图；

图3是表示根据本发明第二个实施方案的降压开关调节器的电路结构的方框图；

图4是表示根据本发明第三个实施方案的降压开关调节器的电路结构的方框图；

图5是表示第三个实施方案的反向电流检测电路中可变电压电路具体实例的方框图；

图6是表示反向电流检测电路监测到的线圈连接节点电势VLX和作为可变电压电路输出的参考电压Vref2之间关系的波形图；

图7(A)、7(B)和7(C)表示传统的开关调节器，其中图7(A)是表示瞬态响应特性的时序图，其中传统开关调节器的输出电压高于目标电压并且低于上限电压，图7(B)是表示瞬态响应特性的时序图，其中传统开关调节器的输出电压高于上限电压，并且图7(C)是表示在防止反向电流功能工作时，传统开关调节器中线圈电流变化的放大波形图；以及

图8(A)、8(B)和8(C)表示根据本发明的开关调节器，其中图8(A)是表示瞬态响应特性的时序图，其中根据本发明的开关调节器的输出电压高于目标电压并且低于假设的上限电压，图8(B)是表示瞬态响应特性的时序图，其中根据本发明的开关调节器的输出电压高于假设的上限电压，并且图8(C)是表示在防止反向电流功能工作时，根据本发明的开关调节器中线圈电流变化的放大波形图。

具体实施方式

接下来，将参照附图说明本发明的优选实施方案。

图1表示根据本发明实施方案用于控制电源的半导体集成电路以及使用该电路的降压开关调节器。在图1中，由点划线100包围的区域表示的电路区域是控制电源的半导体集成电路，其在例如由单晶硅制成的半导体芯片上形成。电路100以外的装置(SW1、SW2、L1和CL)包括分立部件，并且在绝缘衬底上或者封装件中安装上面的半导体芯片和分立部件，构成模块。

在本说明书中，模块指可以作为单个电子部件处理的结构，其中该元件具有绝缘衬底(例如陶瓷衬底)，在其上面或内部具有印刷线路并在上面安装了多个半导体芯片和分立部件，并且各个部件通过印刷线路或者键合引线连接，从而实施其各自的功能。如图1所示，与由点划线100包围的电路一起，可以在单个半导体芯片上形成开关装置SW1和SW2(除了L1和CL外)，构成半导体集成电路。

本实施方案中的开关调节器包括：上述用于控制电源100的半导体集成电路；用于在从电池200中接收DC电压输入的电压输入端Vin和接地点(参考电势端)GND之间串联的功率型MOSFETs的开关装置SW1和SW2；连接在开关装置SW1和SW2的连接节点与输出端OUT之间的电感器L1；以及连接在输出端OUT和接地点之间的平滑电容器CL。

用于控制电源100的半导体集成电路包括：产生送给开关装置SW1和SW2的栅极将其导通或断开的信号(PWM控制脉冲)的开关控制电路110；产生PWM控制脉冲生成所需规定频率的三角波信号TRW的信号发生电路120；检测从电感器L1到接地电势GND的反向电流的反向电流检测电路130；以及由计数器组成的防止反向电流的保护电路140。

在本实施方案中，尽管没有如此限制，但是高侧开关装置SW1是p沟道MOSFET并且低侧开关装置SW2是n沟道MOSFET。当这些开关MOSFETs SW1和SW2从包括开关控制电路110的半导体集成电路100上分开时，SW1和SW2可以是独立的部件(功率型MOSFETs)或者是封装了p沟道MOSFET和n沟道MOSFET的可商购IC封装件。

开关控制电路110包括：比较输出电压Vo与参考电压Vref并且根据电势差输出电压的误差放大器111；比较误差放大器111的输出电压与来自信号发生电路120的三角波信号TRW并且产生脉冲宽度取决于电势差的PWM控制脉冲Ppwm的PWM比较器112；将比较器112的输出供应给高侧开关装置SW1栅极端子的缓冲器113；实施来自反向电流检测电路130的输出信号RC和来自防止反向电流的保护电路140的输出信号CO的逻辑乘的“与非”(NAND)门电路114；实施NAND门电路114的输出和比较器112的输出逻辑乘的AND门电路115；以及向低侧开关装置SW2的栅极端子传送“与”(AND)门115的输出变化的缓冲器116。

因为开关装置SW1是p沟道MOSFET并且SW2是n沟道MOSFET，所以SW1和SW2通过来自PWM比较器112的PWM控制脉冲Ppwm以互补的方式导通和断开，即当其一导通时，另一个断开，并且缓冲器113和116以及“与”门电路115产生门控制信号GP和GN，包括防止开关装置SW1和SW2同时导通并且引起直通电流的空载时间(dead time)，并且向SW1和SW2给出信号。

PWM比较器112比较来自信号发生电路120的具有规定频率的三角波信号TRW与反馈输出电压Vo，并且产生脉冲；因此当输出电压Vo下降时，输出脉冲的脉冲宽度变宽，并且当输出电压Vo上升时，输出脉冲的脉冲宽度变窄。换句话说，PWM控制脉冲Ppwm的占空率根据输出电压Vo而变化，并且当输出电压Vo下降时，高侧开关装置SW1的导通时间变长，并且当输出电压Vo上升时，低侧开关装置SW2的导通时间变长，使得输出电压Vo几乎维持不变。

反向电流检测电路130包括：与电感器L1连接的比较开关装置SW1和SW2连接节点N0的电势VLX与参考电压Vref2的比较器113；检测“与”门115输出GN的下降沿并且产生时钟脉冲CK的单触发脉冲发生电路132；实施比较器113和“与”门115输出GN的逻辑乘的“与”门电路133；由“与”门电路133的输出设置并且由反转缓冲器113的输出GP而获得的信号复位的复位置位触发器134；通过其数据输入端接收触发器134的输出并且通过来自单触发脉冲发生电路132的输出时钟CK得到输入的D型触发器135；以及反转触发器135的输出并且将其作为复位信号RS提供给防止反向电流的保护电路140的反相器136。

包括级联的触发器141-145和反相器146-148的防止反向电流的保护电路140构成计数器电路，其中当其从单触发脉冲发生电路132中计数出四个连续的输出时钟CK时，输出CO升高。另外，防止反向电流的保护电路140接收反向电流检测电路130的触发器135的反转输出作为复位信号RS；当触发器135的输出在接收到四个连续的时钟CK前变高时，在输出CO变高前电路复位，并且再次开始从零计数时钟CK，并且当输出CO变高时，触发器135的输出变高，复位一次并且准备检测下一个反向电流。

当防止反向电流的保护电路140的输出CO变高时，开关控制电路110的“与非”门电路114导通，并且向“与”门电路115提供反向电流检测电路130的触发器135的输出(反向电流检测信号RC)，断开该门，使得即使PWM控制脉冲从比较器112到来，它也不会被送到低侧开关装置SW2，这就保持SW2断开状态，因此阻止了来自线圈的反向电流流向地。

接下来，将参照图2的时序图来解释当上面的负载突然改变很大程度时上面实施方案中的开关调节器是怎样工作的。

参照图2，当输出电流Iout在时间t1因为从开关调节器接收供电电压的CPU进入睡眠模式等原因而突然变小时，输出电压Vo升高。因此，误差放大器111的输出下降；来自开关控制电路110的PWM控制脉冲Ppwm的脉冲宽度变得更宽；高侧开关装置SW1的导通时间降低并且低侧开关装置SW2的导通时间增加；并且流入线圈中的电流IL降低(时间周期T1)。此时，在高侧开关装置SW1断开的同时，节点N0的电势VLX突然下降(时间t2)。

然后，当电势VLX逐渐上升并且变成正的时，电流(反向电流)从节点N0通过低侧开关装置SW2流向地。此时，反向电流检测电路130的比较器131检测到反向电流；并且当节点N0的电势VLX变得高于参考电压Vref2(时间t3)时，比较器131的输出改变并且设置RS触发器134，使其输出RC变高。然后，通过由开关装置SW1栅信号GP反转而获得的信号使触发器134复位，并且使其输出RC与开关装置SW1栅信号GP的下降沿，即PWM脉冲Ppwm的下降沿同步，并且降低(时间t4)。

另一方面，在反向电流检测电路130中，单触发脉冲发生器电路132与PWM脉冲Ppwm的上升沿，即开关装置SW2栅信号PreGN的下降沿(时间t5)同步产生时钟CK。然后，通过该时钟CK，触发器135得到触发器134的输出Q1并且其输出Q2升高，并且反相器136的输出RS降低，从而取消防止反向电流的保护电路140的复位状态(时间t6)。

在下一时期T2中，根据来自开关控制电路110的PWM控制脉冲Ppwm，重复上面的操作序列，并且当反向电流检测电路130的比较器131检测到反向电流时，触发器134的输出RC再次升高，并且防止反向电流的保护电路140的复位状态保持取消，使得通过由单触发脉冲发生器电路132产生的下一个时钟CK，防止反向电流的保护电路140的计数器计数完毕(时间t7)。

此后，重复上面的操作序列，并且防止反向电流的保护电路140的计数器达到规定值(本实施方案中为“4”)，防止反向电流的保护电路140的输出CO升高(时间t8)。结果，仅当触发器134的输出RC是高、并且“与”门115断开PWM控制脉冲Ppwm的时候，“与非”门114的输出才是低的，使得低侧开关装置SW2的栅信号GN变低，并且如图2中阴影所示，仅在时期T3期间迫使SW2断开，从而防止来自节点NO的反向电流注入地，从而降低了功率损失。

然后，在时间t9，当因为CPU存在睡眠模式并且返回至正常模式而引起输出电流突然增加时，输出电压Vo下降。因此，PWM控制脉冲Ppwm的脉冲宽度变窄；高侧开关装置SW1的导通时间增加并且低侧开关装置SW2的导通时间降低；并且线圈中流动的电流IL增加(时期T5)。在此状态下，当低侧开关装置SW2导通时，电流从大地注入线圈，没有反向电流流动并且节点NO的电势VLX不超过参考电压Vref2。

因此，反向电流检测电路130的比较器131保持低电平；如虚线A所示，触发器134的输出RC(Q1)不会变高；当产生时钟CK时，触发器135的输出Q2变低；并且其反转信号变高，这就使防止反向电流的保护电路140复位(时间t10)。

如上所述，在根据本实施方案的开关调节器中，如果检测到反向电流，防止反向电流功能不是立即，而是稍过一会后工作。这就提供了如下优点：输出电压Vo达到目标输出电压E0的时间缩短，在其高于目标输出电压E0时，不管输出电压Vo是否变成低于上限输出电压E1或者高于上限输出电压E1。

另外，在根据本实施方案的开关调节器中，即使在轻负载条件下防止反向电流功能工作，高侧开关装置SW1按照在与图2所示的时期T4前和之中相同的周期方式来导通，RS触发器134的输出RC(Q1)变低并且“与非”门114的输出变高，这就导通了“与”门115并因此导通低侧的或者同步整流开关装置SW2。因此，如果正向电流在此时流过电感器L1，从接地点到L1的正向电流在同步整流开关装置SW2中流动。结果，防止反向电流功能工作时，阻止了电流流过同步整流开关装置SW2中的寄生二极管，因而降低了功率损失。

在专利文献2中公开的防止反向电流的电路中，因为当防止反向电流功能工作时，低侧或同步整流开关装置完全断开，如放大形式的图7(C)显示，当高侧开关装置导通并且甚至当其后来断开时，线圈中的电流IL增加，仍然试图在线圈中流动的电流流过同步整流开关装置中的寄生二极管并且逐渐降低，导致如图7(C)中阴影表示的功率损失。相反，在根据本实施方案的开关调节器中，在放大形式的图8(C)中所示波形中的时期Ta中，高侧开关装置SW1导通，并且在时期Tb(图2中的时期T4)中，低侧开关装置SW2导通，因此消除了由流过SW2中的寄生二极管的电流引起的功率损失。

在根据本实施方案的开关调节器中，甚至当负载变轻并且输出电流Iout降低时，如果相应的时期短，则取消防止反向电流的保护电路(计数器)140的复位状态并且开始计数，并且如果负载变重并且输出电流Iout在计数器达到规定值前增加，防止反向电流的保护电路140复位并且在防止反向电流功能工作前恢复正常操作状态。

图3表示了根据本发明第二实施方案的用来控制电源的半导体集成电路。在图3中，与图1相同的电路和装置用相同的附图标记表示并且省略其说明。

在根据本实施方案的用来控制电源的半导体集成电路中，提供由电阻R1和电容器C1组成的恒时电路(定时电路)140’代替在第一实施方案中作为防止反向电流的保护电路140的计数器电路。该恒时电路140’设计如下：当反向电流检测电路130(前一阶段)检测到反向电流并且触发器135的输出Q2(最后阶段)变高时，通过电阻R1向电容器C1中注入电荷并且R1和C1的连接节点N1的电势逐渐升高；当其超过“与非”门114的逻辑阈值时，“与非”门114的输出改变。结果，与第一实施方案中的计数器相同，在反向电流检测电路130检测到反向电流规定时间后，“与非”门114的输出变低并且不向低侧开关装置SW2的栅极端子施加PWM控制脉冲，使得防止反向电流功能工作。

恒时电路140’具有与电阻R1并联连接的箝位二极管D1，防止节点N1的电势变得太高。该二极管D1工作，使得当触发器135的输出Q2变低时，从电容器C1除去电荷，节点N1的电势快速降低至二极管的阈值电压并因此防止反向电流的功能快速停止工作。

图4表示了根据本发明第三实施方案的用来控制电源的半导体集成电路。在图4中，与图1相同的电路和装置用相同的附图标记表示并且省略了其说明。

根据本实施方案的用来控制电源的半导体集成电路包括使第一实施方案中反向电流检测比较器131的参考电压Vref2可变化的可变电压电路137，以及由用来检测调节器的输出电压Vo变得高于规定上限电压Vref3的误差放大器组成的过电压检测电路117，使得当检测到过电压时参考电压Vref2改变。具体地说，如果输出电压Vo变得高于规定的上限电压，参考电压Vref2轻微增加，使得由反向电流检测电路130对反向电流的检测延迟并且允许一些反向电流通过低侧开关装置SW2流动。

当因为防止反向电流的保护电路140的计数器或定时器计数到规定时间后并且防止反向电流功能激活而输出电压Vo升高时，这就可以将线圈中的电流拉向地并且使输出电压Vo快速接近于目标电压。

在某些类型具有过电压检测电路的传统调节器中，当检测到过电压时，高侧开关装置断开并且迫使低侧开关装置导通。但是，该***具有下面的问题：在某些情况中，因为大电流连续长时间地流动，低侧开关装置击穿，并且在其它情况中，因为对反向电流没有限制并且大的反向电流流动，而且此时同步整流开关装置断开，所以大的电流由于电感器中的再生电流而返回输入电源，并且如果输入电源没有吸收容量，则电压升高并且超过装置使用时的耐受电压并且毁坏装置。

根据本实施方案，甚至当输出电压高于上限电压时，简单地改变反向电流检测电压并且在检测到反向电流后一段时间，在防止反向电流电路开始工作前继续开关控制，使得大的电流不会流向输入电源并且不会毁坏开关装置。在本实施方案中，当过电压检测电路117检测到过电压时，向信号发生电路120发送检测信号，停止三角波产生或输出。这就保证产生了图8中的时期Td，即线圈电流IL为0的时期。

图8是在防止反向电流的保护电路140的计数器计数到8个时钟CK后激活防止反向电流功能的情况的时序图。此处时钟的数量不固定，但是应该根据本实施方案或者相关***说明书的调节器结构来确定。

图5表示可变电压电路137的具体实例，并且图6表示由反向电流检测电路130监控的线圈连接节点NO的电势VLX和作为可变电压电路137输出的参考电压Vref2之间的关系。

如图5所示的可变电压电路137包括：向栅极端子施加线圈连接节点NO的电势VLS的MOS晶体管M1；与晶体管M1串联连接的电阻Rd1和恒流电源CI1；向栅极端子施加地电势的MOS晶体管M2；以及与晶体管M2串联连接的电阻Rd2和恒流电源CI2，其中过电压检测电路117的输出端通过电阻Rd3与电阻Rd2和恒流电源CI2的连接节点N2连接。相同的电流IC1流过恒流电源CI1和CI2。

在这种可变电压电路137中，在调节器输出电压Vo接近目标电压的正常状态中，对比较器131给出由下式表达的参考电压Vref2：

Vth+R·(Ic1-Ic2)

其中，Vth表示MOS晶体管M1、M2的阈值电压；R表示电阻Rd1、Rd2的电阻值，并且Ic2表示流过电阻Rd3的电流。当调节器输出电压Vo超过上限电压时，对比较器131给出由下式表达的参考电压Vref2：

Vth+R·(Ic1+Ic2)

因此，在正常状态中，考虑检测延迟，供应由Vref2＝Vth+R·(Ic1-Ic2)表示的参考电压，使得检测点Pd1早于线圈连接节点NO的电势VLX变成“0”的时间t0，但是，供应由Vref2＝Vth+R·(Ic1+Ic2)表示的参考电压，使得通过可变电压电路137的检测点Pd2迟于电势VLX变成“0”的时间t0。结果，在过电压状态下，允许一些反向电流流过低侧开关装置SW2，并且将线圈电流拉向地，使输出电压Vo快速接近目标电压。在图6中，时期Tc是反向电流流过开关装置SW2的时期。

如图4所示的实施方案还可以是另一种形式，其中省略了脉冲发生电路133、触发器135、防止反向电流的保护电路140和“与非”门电路114，并且通过反向电流检测电路130的触发器134的输出直接控制“与”门115。

目前已经参照其优选实施方案具体解释了本发明人做出的本发明。但是，本发明不局限于上面的实施方案并且明显可以以各种方式进行修改而不会背离本发明的精神和范围。举例来说，在上面实施方案的解释中，声明开关控制电路110实施PWM驱动控制，使用具有规定频率的三角波信号改变控制脉冲的占空率；但是开关控制电路110的控制方法不局限于PWM控制，而可以是开关装置SW1和SW2的控制信号下降或上升的时间根据输出电压而变化的方法。

此外，第三实施方案中的可变电压电路137不局限于图5中所示的电路；相反，其可以是由运算放大器和电阻组成的加减法器电路，并且根据来自误差放大器117的电压和来自参考电压电路的参考电压Vref之间的差值，输出电压作为参考电压Vref2。

此外，在上面的实施方案中，当反向电流检测电路130检测到反向电流时，通过“与”门115等断开从开关控制电路110向接地侧的开关装置SW2的栅极端子供应的PWM控制脉冲，防止开关装置SW2导通。作为替代，在开关装置SW2的栅极端子和接地点之间提供下拉开关，迫使栅电压下降至大地电势，从而断开开关装置SW2。

在上面的实施方案中，比较与线圈连接的节点NO的电势VLX与参考电压Vref2，从而检测反向电流。作为替代，可以提供比较开关装置SW2两端(源极和漏极端子之间)电压的比较器来检测反向电流。

上面的解释是基于将本发明人做出的本发明应用于本发明涉及的工业应用领域中的降压开关调节器的假设。但是，本发明可以广泛地应用于升压和升降压同步整流开关调节器等。

Claims (10)

1.一种用来控制电源的半导体集成电路，其以互补方式导通和断开串联耦合在电压输入端和参考电势端之间的第一开关元件和第二开关元件，并且向耦合在第一和第二开关元件的连接节点和输出端之间的电感器供应电流，从而转换施加给电压输入端的电压并且输出转换的电压，

所述集成电路具有：

用来检测轻负载条件的轻负载检测电路；及

防止反向电流功能，当检测电路检测到轻负载条件时，其在第二开关元件应该导通的时期阻止第二开关元件导通，

其中，甚至当轻负载检测电路检测到轻负载条件时，在检测到轻负载条件后以互补方式导通和断开第一和第二开关元件规定的次数。

2.一种用来控制电源的半导体集成电路，其以互补方式导通和断开串联耦合在电压输入端和参考电势端之间的第一开关元件和第二开关元件，并且向耦合在第一和第二开关元件的连接节点和输出端之间的电感器供应电流，从而转换施加给电压输入端的电压并且输出转换的电压，

所述集成电路具有：

用来检测轻负载条件的轻负载检测电路；及

防止反向电流功能，当检测电路检测到轻负载条件时，其在第二开关元件应该导通的时期阻止第二开关元件导通，

其中，甚至当轻负载检测电路检测到轻负载条件时，在检测到轻负载条件后的规定时间内以互补方式导通和断开第一和第二开关元件。

3.根据权利要求1的用来控制电源的半导体集成电路，其中所述轻负载检测电路比较第一开关元件和第二开关元件连接节点的电压与第一规定电压，从而检测轻负载条件。

4.根据权利要求3的用来控制电源的半导体集成电路，其中所述轻负载检测电路在第一开关元件断开的情况下，基于连接节点的电压与第一规定电压的比较结果来检测第二开关元件中的反向电流条件。

5.根据权利要求4的用来控制电源的半导体集成电路，其进一步包括比较输出电压与第二规定电压来检测过电压条件的过负载检测电路，其中当过电压检测电路检测到过电压条件时，改变第二规定电压，以延迟由轻负载检测电路对轻负载条件的检测。

6.根据权利要求1的用来控制电源的半导体集成电路，其进一步包括：

检测用来导通或断开第二开关元件的信号的上升沿或下降沿并且产生脉冲的脉冲发生电路；及

对由脉冲发生电路产生的脉冲计数的计数器电路，

其中，所述计数器电路在检测到轻负载条件后计数规定的次数。

7.根据权利要求6的用来控制电源的半导体集成电路，其中当轻负载检测电路不再检测轻负载条件时复位所述计数器电路。

8.根据权利要求2的用来控制电源的半导体集成电路，其进一步包括：

保持轻负载检测电路的检测结果的触发器；及

与所述触发器输出端连接的恒时电路，

其中所述恒时电路在检测到轻负载条件后计数规定的时间周期。

9.一种用于电源的电子部件，包含根据权利要求1的用来控制电源的半导体集成电路，在一个绝缘衬底上安装所述第一开关元件和第二开关元件、电感器和电容器，所述第一开关元件和第二开关元件通过从所述用来控制电源的半导体集成电路发送的控制信号而被导通和断开，所述电感器的一端与这些开关装置的连接节点连接，所述电容器连接在电感器的另一端和恒电势点之间，

其中电压输入端位于绝缘衬底上。

10.一种电源装置，其包含根据权利要求9的用于电源的电子部件和与所述电压输入端连接的直流电源。

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