CN1717854A - 用于开关变换器快速瞬态响应的分级电感器 - Google Patents

用于开关变换器快速瞬态响应的分级电感器 Download PDF

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Abstract

公开了一种快速瞬态响应变换器，它利用开关变换器中的分级电感器在快速瞬变条件下加速输出电压的响应。开关变换器中的电感元件被两个串联或并联的电感元件代替，其中一个电感器元件的电感量小于另一个电感元件的电感量。在快速瞬变期间，电感量较大的电感器被短接到电压源。总电感量将大大减小，从而在瞬态变化期间允许快速的电流变化。

Description

用于开关变换器快速瞬态响应的分级电感器
发明领域
本发明涉及开关方式功率变换器领域，具体地说，涉及功率变换器的快速动态响应。
发明背景
开关变换器广泛用于提供高效轻便的电源，但对快速负载变化的瞬态输出响应却受到大多数开关功率变换器中都存在的输出电感器的内在限制。典型的现有技术的降压型变换器包括具有多个开关的功率级、电感-电容滤波器和反馈电路。该反馈电路监控变换器的输出电压并控制开关的脉冲宽度调制(PWM)。当有快速动态负载变化时，变换器的响应受到变换器两个部分：即反馈电路和功率级的限制。利用传统的线性方法或非线性方法可以将反馈电路设计成非常快速。但变换器的固有响应受到主要决定于输出电感值的输出滤波器的限制。
所述领域的许多研究人员试图通过数种不同的方法实现快速响应，但所有提出的解决方案都有局限性。有些研究人员试图利用小电感值的电感器来加速功率变换器的动态响应。这种方法似乎可以解决问题，因为电流通过小电感器的传送可以快得多。但所述方法引起的问题是正常工作时电流波纹过高，在变换器开关和无源元件中就引入了高的均方根电流，从而增加了功率损耗。其他研究人员试图利用并联的多相变换器来分担电流以减小磁损耗，但结果是增加了成本和复杂性。还有其他研究人员试图通过提高开关频率来解决这个问题。但这又引起了开关中过高的开关损耗和电感器芯子的损耗问题。并且，高频工作需要高性能的驱动电路，这进一步增加了成本。
因此迫切需要一种既能提供快速响应，又能保持变换器的低损耗并且以低成本用于计算机应用场合的方法。
美国发明专利号No.6188209提供了本发明的基础。本发明进一步降低了复杂性，并提供了可供选择的方法以实现快速瞬态响应。
发明概述
因此，本发明的一个目的是提供开关功率变换器的快速动态响应。
本发明的另一个目的是维持低的输出电感器波纹电流。
本发明的另一个目的是在不需要工作在非常高的频率的情况下改善功率变换器的动态响应。
本发明的另一个目的是维持高的变换器效率。
本发明的另一个目的是使用一种简单的控制方法。
根据本发明的一个方面，功率变换器包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
连接到所述输入端的一个或多个开关器件，所述一个或多个开关器件产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列，用以调节所述输出，并且所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
变压器，它包括多个绕组，第一绕组连接在所述一个或多个开关器件和所述输出端之间，用于导通稳态电流，第二绕组在输出功率瞬态增高时耦合到所述输入端，第三绕组在输出功率瞬态降低时耦合到低阻抗；
控制电路，可用于检测输出端的电压，还可用于在输出功率瞬态变化时连接所述变压器的所述各绕组。
根据本发明的另一个方面，功率变换器包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
连接到所述输入端的一个或多个开关器件，它们产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列，用以调节输出，所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
电感器，它连接在所述一个或多个开关器件和所述输出端之间，用于导通稳态电流；
变压器，它具有多个绕组，第一绕组连接在所述一个或多个开关器件和所述输出端之间，第二绕组在输出功率瞬态增高时耦合到所述输入端，第三绕组在输出功率瞬态降低时耦合到低阻抗；和
控制电路，可用于检测输出端的电压，还可用于在输出功率瞬态变化时连接所述变压器的所述各绕组。
根据本发明的又一个方面，功率变换器包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
隔离的DC-AC变换器，它产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列，用以调节输出，所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
变压器，它具有多个绕组，第一绕组连接在所述DC-AC变换器输出端之间，用于导通稳态电流，第二绕组在输出功率瞬态增高时耦合到低阻抗元件，第三绕组在输出功率瞬态降低时耦合到低阻抗元件；和
控制电路，可用于检测输出端的电压，还可用于在输出功率瞬态变化时连接所述变压器的所述各绕组。
根据本发明的再一个方面，功率变换器包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
连接到所述输入端的一个或多个开关器件，它们产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列，用以调节输出，所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
第一电感器，连接在所述一个或多个开关器件和所述端输出之间，用于导通稳态电流；
第二电感器，它具有与所述第一电感器并联的串联开关，所述第二电感器的电感量比第一电感器的电感量小得多；
控制电路，可用于检测输出端的电压，还可在输出功率瞬态变化时用于操作所述双向开关；
保护电路，它俘获所述第二电感器在瞬态变化时产生的电压过冲。
本发明公开一种具有许多突出特征的装置和方法的不同实施例，所述装置和方法提供开关功率变换器的快速瞬态响应。本发明显著地提高了瞬变期间变换器中通过输出电感器的电流的变化速率，同时保持了正常负载下的低电流波纹。由于不需要在高频下实现本发明，因此将变换器的损耗保持在最小值。但是申请人并不排除在高频下工作的可能性。此处公开的装置可以使用在大多数具有输出电感器的功率变换器中。
所公开的方法的基本途径是用一个或多个在稳定负载条件下工作的具有较高电感量的电感器来代替开关变换器中的电感器、以及在快速瞬变负载条件下切换到具有低电感量的一个或多个电感器的能力。通过用至少两个串联的电感器(其中一个的电感量很小，而另一个的电感量高得多)代替传统的降压型开关变换器的输出电感器来实现这一点。将具有较高电感量的电感器的两个端子编程以在瞬变状态期间连接到电压源。在所述电感器已短接到所述电压源的同时，所述电压源在具有较高电感量的电感器中可以提供电流的快速变化。与所述电压源的所述连接把两个串联电感器的总的等效串联电感量降低到电感量小的电感器的电感量，并且实现了输出负载电流的高速变化。
用来短接所述电感器的电压源可以是变换器中的任何电压，例如，输入电压、输出电压或开关或二极管的电压降。
本发明在稳态下产生低的电感器波纹电流。在具体实施例中，在稳态工作期间，串联电感器的等效串联电感量是两个电感器的电感量之和。具有高电感量的电感器要设计成足够大以维持非常小的波纹电流，并减小流经开关元件和其它元件的均方根电流(RMS)。具有小电感量的电感器要设计成足够小，以便当具有较高电感量的电感器在瞬变状态期间被电压源短接时提供必要的电流变化速率。瞬变状态仅仅存在很短一段时间，而变换器的大部分工作时间处于稳定状态。因此变换器承载高波纹电流也只是很短一段时间，因而效率不会受到严重影响。本发明用途广泛，适用于大部分具有输出电感器的开关变换器。
在另一个实施例中，也可以用类似上述的方法使用两个并联的电感器(其中一个的电感量很高，而另一个的电感量低得多)，在稳态负载条件期间提供大电感量，而在快速瞬态负载变化时切换到较低的电感量。
对于本专业技术人员来说，本发明的这些以及其他目的通过以下的详细说明和附图就可一目了然。
附图简要说明
图1(现有技术)示出现有技术的降压型变换器的简化等效电路图。
图2A-2D示出图1所示的现有技术的降压型变换器在负载瞬变时的波形图。
图3示出本发明第一实施例的基本操作。
图4A-4H示出本发明第一实施例在瞬态负载电流增加时的波形图。
图5A-5H示出本发明第一实施例在瞬态负载电流减小时的波形图。
图6示出本发明的第二实施例。
图7示出本发明的第三实施例。
图8示出本发明第四实施例的隔离变换器。
图9示出本发明的第五实施例。
图10A-10H示出本发明第五实施例在瞬态负载电流增加时的波形图。
图11A-11H示出本发明第五实施例在瞬态负载电流减小时的波形图。
优选实施例详细说明
已相对于现有技术的降压型变换器对本发明作了详细的说明。但对于本专业技术人员来说，显然本发明不限于降压型变换器，而同样可应用于其它变换器。图1示出具有两个开关和一个输出电感电容滤波器的现有技术的降压型变换器。图2示出，当负载电流阶梯形上升时，如图2C所示，假定图1所示的反馈电路4和脉冲宽度调制控制器6能足够快地改变变换器开关的占空比而使电感器电流上升到新的平均值(图2D)。电流上升的速率仍然受到输出电感器的电感量的限制。小电感量将允许快的电流变化速率，但变换器仍然要经受高的波纹电感器电流。大电感量可以降低波纹电流，但电感器电流会变化得很慢。本发明提供了解决此问题的数个新颖的实施例，既允许有快速的电感器电流变化速率，又同时提供了降低波纹电流的方法。
第一实施例
图3示出本发明第一实施例的基本电路，它包括电源电路和控制电路。电源电路包括一对输入端101和102，以用来连接到DC电压源。它还包括一对开关，用MOSFET M101和M102代表，它们在节点130处产生一系列交变电压脉冲。这对开关连接到变压器T101以及输出电容器C101，变压器T101包括绕组W101，W102和W103，如图3所示。负载连接到输出电容器C101。绕组W101直接连接到电容器C101。绕组W102连接到输入电压源和由MOSFET S104和二极管D101的电压降产生的电压。绕组W103连接到输入电压源和由MOSFET S103和二极管D102的电压降产生的电压源。两个MOSFET S103和S104分别控制绕组W103和W102两端的电压源的连接。两个二极管D101和D102截断MOSFET S103和S104两端的反向电压，并且这些二极管还提供附加电压。
连接到变换器的大多数功率器件都是低压器件。MOSFET S104在断开时保持较低电压，后者等于在MOSFET M101接通时输入电压和由绕组W102产生的电压之差。MOSFET S103在断开时也保持低电压，因为绕组W103两端的电压决定于绕组比和输出电压，并且当MOSFETM102接通时输出电压总是低于输入电压。因此可以使用低压MOSFET。同理，二极管D101保持较低的反向电压，因为绕组W1021两端的电压由绕组比和输出电压决定，并且当MOSFET M102接通时输出电压总是低于输入电压。同理，二极管D101保持较低的反向电压，因为绕组W102的电压由绕组比和输出电压决定，并且当MOSFET M102接通时输出电压总是低于输入电压。二极管D102保持较低的反向电压，因为当MOSFET M101接通时没有加上额外的电压源来增加反向电压。因此所有这些附加的低压器件不会显著增加产品的成本。
第一实施例的控制电路包括反馈块104，它连接到脉冲宽度调制(PWM)块106，由它向电源电路中的开关提供驱动脉冲。这样在节点130和102之间产生多个脉冲。然后，所述多个脉冲由绕组W101两端的电感器和输出电容器C101滤波，产生稳压DC输出。
反馈电路监控变换器的负载电压，而PWM块驱动闭合回路中的功率开关M101和M102。存在多个形成第二回路的装置，它监控变换器的负载电压并产生电源电路中开关S103和S104的驱动信号。这些装置包括两个磁滞比较器B102和B103，它们形成监控变换器负载电压的感测电路并分别连接到开关S104和S103。
工作时，反馈电路104监控变换器的输出电压并产生信号来控制PWM控制器106，PWM控制器106又产生栅极脉冲来驱动MOSFET M101和M102，并维持负载107两端的稳定的输出电压。在稳态工作时，两个开关S103和S104都是开路，因此W101的电感量提供了高的电感量以保持低的波纹电流。
图4的波形示出当负载电流快速瞬变上升时本发明的工作情况。在t10到t11期间，变换器工作在稳态。在时间t11负载电流阶梯形上升，如图4C所示。这导致如图4D所示的输出电压下降。当电压下降到低于阈值电平V1时，开关S104被装置B102接通。绕组W101的电感量减小，并且等效电感量下降到漏感等级。这使电流能够迅速上升，如图4D所示。在t12到t13期间电流也流过绕组W102。所述电流由绕组W101的反射电流和由输入电压源激励的磁化电流组成。该电流的大小取决于绕组W101和W102之匝数比。在此期间，变压器T101的磁化电流由于加在绕组W102两端的输入电压而上升。电流的上升提高了输出电压，直到在时间t13达到第二电压电平V2，并且开关S104断开。
在瞬变加载状态期间，输入电压源不一定是加在绕组W102或W103两端的唯一电压，变换器中具有的任何电压源都可使用，例如开关S104或S103两端的电压降。
输出电压恢复并达到预设的参考电平V2。在时间t13，开关S104断开，通过绕组W102的电流在t13到t14期间下降到零。当开关S104断开时，变压器T101的磁化电流将耦合到绕组W101。在时间t13，通过T101的漏感的电流和通过W101的磁化电流不一定相同。电流差会对开关S104的寄生电容充电，在t13到t14期间造成电压尖脉冲，如图4H所示。可以使用诸如缓冲电路等的能量吸收电路来避免绕组W101过压。这种能量吸收电路可以连接到绕组W103、W102，变压器T101，开关S103或开关S104。
在快速瞬变之后，变换器很快恢复正常工作。在时间t14，通过绕组W102的电流降到零。在时间t14之后，等效串联输出电感恢复成W101的电感。输出电感器电流现以较小的斜率改变。如果电感器电流与所需负载电流相适应，输出电压就升高，直到反馈电路工作恢复正常的脉冲宽度调制。但是，有可能电感器电流在时间t14下降到低于所需负载电流并且在t14时S104断开后输出电压下降。在此情况下，电压电平可能降回到电平V1，触发开关S104接通的整个过程又将重复。如果开关S104又被触发接通，则通过W101的电感器电流就会上升，直到足以维持负载电流。因此，输出电压最终将上升到能恢复正常脉冲宽度调制的电平。
图5的波形示出当负载电流快速瞬变下降时本发明的工作情况。在t20到t21期间，变换器以稳定的负载电流工作。在时间t21，负载电流经历阶梯形的下降，如图5C所示。这导致输出电压上升，如图5E所示。假定反馈电路104和PWM控制器106都能足够快地断开MOSFET M101和接通MOSFET M102，由于W101的高电感量、W101中的电流减小依然很慢。在时间t22，输出电压达到电平V3，它通过B103触发开关S103接通。开关S103和二极管D102有效地将绕组W103短路，W101的电感消失，绕组W103中的电流开始电流的快速下降。在绕组W103中还建立了磁化电流，这是由开关S103和D102的压降引起的。电流减少的结果是，输出电压下降直到在时间t23达到另一电压电平V4。这触发了开关S103，并且磁化电流转移到绕组W101。该磁化电流不一定与漏感中的电流流动相一致。这就引起了在t23到t24期间的绕组W103上的电压尖峰，如图5H所示。可以使用诸如缓冲电路等的能量吸收电路来避免绕组W101过压。这种能量吸收电路可以连接到绕组W103，变压器T101，开关S103或开关S104。
在t24之后的时段内，输出电压逐渐降到适当的电平，使得正常的反馈回路和PWM控制器恢复正常工作。但是，仍然有这样的可能性：通过漏感L101的电流的下降不足以防止输出电压在时间t24之后达到电压阈值电平V3。在这种情况下，输出电压将最终达到电压触发电平V3，此过程被重复，直到输出电压达到稳定状态。
本发明提供了保持变换器的输出电压在一定限度内的装置并能对突然的负载电流变化提供快速瞬态响应。
第二实施例
图6示出本发明的第二实施例，它使开关M201，N202，S203和S204的接通和断开时间同步，以获得更快的响应。所述实施例还包括电源电路和控制电路，与第一实施例类似。
电源电路包括一对输入端201和202，用来连接到DC电压源，它还包括一对开关，用MOSFET M201和M202代表，它们在节点230处产生一系列交变电压脉冲。这对开关连接到变压器T201以及输出电容器C201，变压器T201包括绕组W201，W202和W203，如图6所示。负载连接到输出电容器C201，绕组W201直接连接到电容器C201。绕组W202连接到输入电压源和由MOSFET S204和二极管D201的电压降产生的电压源。绕组W203连接到MOSFET S203和二极管D202的电压降产生的电压源。两个MOSFET S203和S204分别控制绕组W203和W202两端的电压源的连接。两个二极管D201和D202截断MOSFET S203和S204两端的反向电压，并且这些二极管还提供交变电压源以便将所述各绕组短路。
连接到功率变换器的大多数器件都是低压器件。MOSFET S204在断开时保持低于输入的低电压，后者等于在MOSFET S201接通时输入电压和绕组W202产生的电压之差。MOSFET S203在断开时也保持低电压，因为绕组W203两端的电压由绕组的比值决定，并且当MOSFET S202接通时输出电压总是低于输入电压。因此可以使用低压MOSFET。同理，二极管D201保持较低的反向电压，因为绕组W202两端的电压由绕组比和输出电压决定，并且当MOSFET M202接通时输出电压总是低于输入电压。二极管D202保持较低的反向电压，因为当MOSFET M201接通时没有加上额外的电压源来提高反向电压。所有这些都是低压器件，它们不会显著增加产品的成本。
第二实施例的控制电路包括反馈块204，它连接到脉冲宽度调制(PWM)块206，由它向电源电路中的开关提供驱动脉冲。这样，在节点230和202之间产生多个脉冲。然后，所述多个脉冲由绕组W201两端的电感和输出电容器C201滤波，产生稳压DC输出。
反馈块监控变换器的负载电压，而PWM块驱动闭合回路中的功率开关M201和M202。存在多个形成第二回路的装置，所述第二回路监控变换器的负载电压并产生用于电源电路中的开关S203和S204的驱动信号。这些装置包括两个磁滞比较器B202和B203，它们形成感测电路用以监控变换器的负载电压。这些比较器分别连接到开关S204和S203。
为了使变换器有最快速的瞬态响应，提供包括IC201，IC202，IC203，IC204，IC205和IC206的逻辑电路，用以确保当辅助开关S204由B202触发接通时MOSFET M201在任何条件下都会接通。这就补偿了较慢的反馈电路204和PWM控制器206。所述逻辑电路确保当辅助开关S203由B203触发接通时MOSFET M202在任何条件下都会接通。如果S203和S204都未被B203和B202触发，则MODFET M201和MOSFETM202将由来自PWM控制器206的信号驱动。
所述实施例的稳态和瞬态工作与第一实施例的情况相同。使用变压器T201中各绕组的适当的匝数比。
第三实施例
图7示出本发明的第三实施例，它不需要用变压器来承载稳态输出电流和瞬态电流。稳态电流由并联电感器来处理，而瞬态电流由单独的变压器来处理。这增加了构成电感器的灵活性并且允许更好的参数控制。所述实施例也包括电源电路和控制电路，与第一实施例类似。
电源电路包括一对输入端301和302、用来连接到DC电压源，它还包括一对开关、用M0SFET M301和M302代表、它们在节点330处产生一系列交变电压脉冲。这对开关连接到变压器T301以及输出电容器C301，变压器T301包括绕组W301，W302和W303，如图7所示。负载连接到输出电容器C301，绕组W301和电感器L301直接连接到电容器C301。绕组W302连接到输入电压源和由MOSFET S304和二极管D301的电压降产生的电压。绕组W303连接到由MOSFET S303和二极管D302的电压降产生的电压源。两个MOSFET S303和S304分别控制绕组W303和W302两端的电压源的连接。两个二极管D301和D302截断MOSFETS303和S304两端的反向电压，并且这些二极管还提供交变电压源以便将所述各绕组短路。
连接到变换器的大多数功率器件都是低压器件。MOSFET S304在断开时保持较低的电压，后者等于在MOSFET M301接通时输入电压和绕组W302产生的电压之差。MOSFET S303在断开时也保持低电压，因为绕组W303两端的电压由绕组比和输出电压决定，并且当MOSFETM302接通时输出电压总是低于输入电压。因此可以使用低压MOSFET。同理，二极管D301保持较低的反向电压，因为绕组W302两端的电压由绕组比和输出电压决定，并且当MOSFET M302接通时输出电压总是低于输入电压。二极管D302保持较低的反向电压，因为当MOSFET M301接通时没有加上额外的电压源来提高反向电压。所有这些都是低压器件，它们不会显著增加产品的成本。
控制电路包括反馈块304，它连接到脉冲宽度调制(PWM)块306，由它向电源电路中的开关提供驱动脉冲。这样，在节点330和302之间形成多个脉冲。然后，所述多个脉冲由电感器L301两端的电感和输出电容器C301滤波，形成稳压DC输出。
反馈块监控变换器的负载电压，而PWM块306以闭合回路方式驱动功率开关M301和M302。存在多个形成第二回路的装置，所述第二回路监控变换器的负载电压，并产生用于电源电路中的开关S303和S304的驱动信号。这些装置包括两个磁滞比较器B302和B303，它们形成感测电路用以监控变换器的负载电压。这些比较器分别连接到开关S304和S303。
为了使变换器有最快速的瞬态响应，包括IC301，IC302，IC303，IC304，IC305和IC306的逻辑电路确保当辅助开关S304由B302触发接通时M0SFET M301在任何条件下都会接通，或者确保当辅助开关S303由B303触发接通时MOSFET M302在任何条件下都会接通。如果S303和S304都未被B303和B302触发，则MODFET M301和MOSFET M302将由来自PWM控制器306的信号驱动。
所述实施例的工作与第二实施例相同，但稳态输出电流是在外部电感器L301中流动，而不是在磁化电感中、例如在绕组W303中流动。因此可以使变压器T301比较小，因为它用于瞬态负载条件下。使用变压器T201的各绕组的适当的匝数比。
电感器L301可以用磁性元件的单一绕组构成，或者可以是并联的或串联的几个单独较小的电感器的组合，在高电流应用中便于制造。
第四实施例
本发明也可适用于隔离的功率变换器。本发明的第四隔离变换器实施例示于图8。多个脉冲来自输出绕组及其相应的整流电路。所述实施例大致类似于前述的实施例，即它也包括电源电路和控制电路。但是它还包括隔离和整流电路。
电源电路包括一对输入端401和402，用来连接到隔离DC-AC变换器和输出整流单元。隔离DC-AC变换器和输出整流单元的输出连接到节点430和节点409，并在节点430处产生一系列交变电压脉冲。所述多个脉冲连接到变压器T401以及输出电容器C401，前者包括绕组W401，W402和W403，如图8所示。负载连接到输出电容器C401，而绕组W401直接连接到电容器C401。绕组W402连接到由MOSFET S404和二极管D401的电压降产生的电压。绕组W403连接到输入电压源和由M0SFET S403和二极管D402的电压降产生的电压源。两个MOSFETS403和S404分别控制绕组W403和W402两端的电压源的连接。两个二极管D401和D402截断MOSFET S403和S404两端的反向电压，并且这些二极管还提供交变电压源以便将所述各绕组短路。
控制电路包括反馈块404，后者连接到脉冲宽度调制(PWM)块406并且它向电源电路中的各开关提供驱动脉冲。这样，在节点430和402之间形成多个脉冲。然后，所述多个脉冲由绕组W401两端的电感和输出电容器C401滤波，形成稳压DC输出。
反馈和隔离块404监控变换器的负载电压，而PWM块406给出信号以控制在节点430处产生的占空比。存在多个形成第二回路的装置，所述第二回路监控变换器的负载电压并产生用于电源电路中的开关S403和S404的驱动信号。这些装置包括两个磁滞比较器B402和B403，它们形成感测电路用以监控变换器的负载电压。这些比较器分别连接到开关S404和S403。
所述变换器没有稳态电压源，因此需要施加适当的控制。为了使变换器具有最快速的瞬态响应，包括IC401，IC402和IC403的逻辑电路确保当节点430的脉冲电压高时辅助开关S404由B402触发接通，或者确保当节点430的脉冲电压低时辅助开关S403由B403触发接通。
所述实施例的工作与第二实施例相同，但节点430的多个脉冲不是由串联的MOSFET产生，而是来自隔离的DC-AC变换器和输出整流。
第五实施例
本发明的第五实施例示于图9。在所述实施例中，分级电感的原理不同于上述所有实施例。将小电感器和大电感器并联设置并且将开关与所述小电感器串联。此开关通常开路以隔离所述小电感器。当负载电压有瞬态变化时，将所述开关接通，使小电感器和大电感器并联，于是启动快速的电流变化。图9示出所述实施例，它也包括电源电路和控制电路。
电源电路包括一对输入端501和502，用来连接到DC电压源，还包括开关，用MOSFET M501和M502代表，它们产生一系列交变电压脉冲。这对开关连接到电感器L502，后者又连接到输出电容器C501，如图9所示。电感器L501与由两个单向开关S503和S504组成的串联开关串联、并与电感器L502并联。两个二极管D503和D504连接到连接开关S503、S504和电感器L501的节点、用于电压箝位目的并且保护开关S503和S504。负载连接到接至输出电容器C501的输出端。
控制电路包括反馈块504，它连接到脉冲宽度调制(PWM)块506，由它向电源电路中的各开关提供驱动脉冲。反馈块监控变换器的负载电压，而PWM块506以闭合回路方式驱动功率开关M501和M502。存在多个形成第二回路的装置，它监控变换器的负载电压并产生用于电源电路中的开关S503和S504的驱动信号。这些装置包括高通滤波器B501，它监控变换器的负载电压并连接到两个磁滞比较器B502和B503。这些比较器连接到“与”门IC504和IC503。用于MOSFET M501和M502的驱动信号也是这些“与”门的输入信号。这些“与”门的输出馈入“或”门IC505，后者相应地驱动开关S503的接通和断开。
现说明稳态工作。反馈块504产生信号控制PWM控制器506，PWM控制器506产生栅极脉冲驱动MOSFET M501和M502，并在负载507上维持稳定的电压。其工作与具有输出电感器L502和输出电容器C501的传统的变换器相同。在稳态工作时，开关S503和S504开路，因此电感器L502不参与功率变换。电感器L502具有足够高的电感量来抑制过大的波纹电流。这就维持了稳定负载条件时的高效率。电感器L501的电感量比电感器L502的小得多。
当存在负载电流的快速瞬态增加时，所述变换器处理由图10所示的波形说明的瞬变。在t30到t31期间，变换器工作在稳态。在时间t31负载电流有阶梯形上升，如图10C所示。这导致输出电压下降，如图10E所示。即使假定反馈电路504和PWM控制器506足够快地接通MOSFET M501和断开MOSFET M502，L502中的电流增加仍然很慢，因为其电感量很高。当电压下降到低于阈值电平V11时，开关S503和S504由装置B501，B502，IC504和IC505接通。具有较小电感量的电感器L501与电感器L502并联。这就降低了总变换器电感量，电流可以迅速上升，如图10D所示。在t32到t33期间，通过电感器L501的电流上升。这种电流上升提高了输出电压，直到其达到另一电压电平V12，如在图10E的时间t33所示。一旦达到电压电平V12，开关S503和S504就由装置B501，B502，IC504和IC505断开。电感器L501中的电流转向通过二极管D504并下降直到时间t34。在时间t34，二极管D504断开，通过电感器L501的电流减少到零。在t32到t34期间，电感器L502中的电流也增加到新的数值。如果所述新的电流值能够从时间t34以后一直维持着输出电压，那么变换器就将利用开关M501和M502恢复正常的脉冲宽度调制。如果此新的电流值不足以维持输出电压，那么输出电压就会下降回到电压电平V11，于是整个过程再次触发，以升高输出电压。上述机制提供了快速电流上升以解决开关功率变换器中瞬态负载电流上升的问题。
现以图11所示的波形图来说明负载电流快速瞬变下降时的电路操作。在t40到t41期间，变换器以稳定负载电流工作。在时间t41负载电流阶跃式地降低到低值，如图11C所示。这导致输出电压上升，如图11E所示。即使假定反馈电路504和PWM控制器506足够快地断开MOSFET M501和接通MOSFET M502，L502中的电流减小仍然很慢，因为其电感量很高。在时间t42，输出电压上升，达到电平V13，开关S503和S504通过装置B501，B503，IC503和IC505触发接通。电感量小得多的电感器L501与电感器L502并联。这就降低了总变换器电感量，电流可以迅速变化，如图11D所示。在t42到t43期间，从负的意义来说，通过电感器L501的电流增加。所述电流降低了输出电压，直到时间t43其达到另一电压电平V14，如图11E所示。一旦达到电压电平V14，开关S503和S504就由装置B501，B503，IC503和IC505断开。电感器L501中的电流转向通过二极管D503并下降直到时间t44。在时间t44，二极管D503断开，通过电感器L501的电流减小到零。在t42到t44期间，电感器L502中的电流也下降到新的数值。如果所述新的电流值能够从时间t34以后一直维持着输出电压，那么变换器就将利用开关M501和M502恢复正常的脉冲宽度调制。如果此新的电流值不够低，不能维持输出电压，那么输出电压就会上升，回到电压电平V13，于是再次触发整个过程、以降低输出电压。上述机制提供了快速电流减小以处理开关功率变换器中瞬态负载电流减小。
为了使变换器有最快速的瞬态响应，包括IC501，IC502，IC503，IC504，IC505和IC506的逻辑电路确保当辅助开关S504由B502触发接通时MOSFET M501在任何条件下都会接通，或者确保当辅助开关S503由B503触发接通时MOSFET M502在任何条件下都会接通。如果开关S503和S504都未被B503和B502触发，则MODFET M501和MOSFETM502将由来自PWM控制器506的信号驱动。
以上已经参考降压型变换器布局说明了本发明。但对本专业的技术人员而言，很显然可在不背离本发明精神的条件下将本发明应用于其它变换器布局，所述变换器布局包括(但不限于)升压型变换器、回扫电压变换器、正向变换器、推挽变换器、谐振变换器、全桥式变换器、Cuk变换器、单端初级电感Sepic变换器、半桥式变换器以及其它变换器布局。以上描述了具体应用于开关功率变换器中快速瞬态应用的许多实施例。但对于本专业技术人员而言，根据所提出的分级电感器原理可以预见更多的实施例，而此处说明的实施例只不过是本专业技术人员利用所述发明产生的少数几个实施例。以上详细描述了本发明的不同实施例，但应理解本发明可用不同的元件和步骤实现。这些实施例只是作为实例提出，而决不是为了限制本发明的范围，本发明的范围由以下权利要求书限定。

Claims (14)

1.一种功率变换器，它包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
连接到所述输入端的一个或多个开关器件，所述一个或多个开关器件产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列，用以调节所述输出，并且所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
变压器，它包括多个绕组，第一绕组连接在所述一个或多个开关器件和所述输出端之间、用于导通稳态电流，第二绕组在输出功率瞬变上升时耦合到所述输入端，第三绕组在输出功率的瞬态降低时耦合到低阻抗；以及
控制电路，它可以用于感测所述输出端的电压，还可以用于在输出功率瞬态变化时连接所述变压器的所述各绕组。
2.如权利要求1所述的功率变换器，其特征在于还包括所述变压器第二和第三绕组中的一个或多个串联元件，以便促进瞬态变化期间的电流变化。
3.如权利要求2所述的功率变换器，其特征在于还包括与所述变压器第二和第三绕组串联的开关，用于连接到输入端和低阻抗元件。
4.如权利要求1，2或3所述的功率变换器，其特征在于还包括各控制电路，它们操作连接到所述输入端的一个或多个开关器件，以便在输出功率瞬态上升时产生高电压电平，而在输出功率瞬态降低时产生低电压电平。
5.一种功率变换器，它包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
连接到所述输入端的一个或多个开关器件，它们产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列、用以调节所述输出，所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
电感器，它连接在所述一个或多个开关器件和所述输出端之间，用于导通稳态电流；
变压器，它具有多个绕组，第一绕组连接在所述多个开关器件和所述输出端之间，第二绕组在输出功率瞬态上升时耦合到所述输入端，第三绕组在输出功率瞬态降低时耦合到低阻抗；以及
控制电路，它可以用于感测输出端的电压，还可以用于在输出功率瞬态变化时连接所述变压器的所述各绕组。
6.如权利要求5所述的功率变换器，其特征在于还包括在所述变压器第二和第三绕组中的一个或多个串联元件，以便促进瞬态变化时的电流变化。
7.如权利要求6所述的功率变换器，其特征在于还包括与所述变压器第二和第三绕组串联的开关，用于连接到输入端和低阻抗元件。
8.如权利要求5，6或7所述的功率变换器，其特征在于还包括各附加控制电路，它们操作连接到所述输入端的一个或多个开关器件，在输出功率瞬态上升时产生高电压电平，而在输出功率瞬态降低时产生低电压电平。
9.一种功率变换器，它包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
隔离的DC-AC变换器，它产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列、用以调节输出，所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
变压器，它具有多个绕组，第一绕组连接在所述DC-AC变换器输出端之间、用于导通稳态电流，第二绕组在输出功率瞬态上升时耦合到低阻抗元件，第三绕组在输出功率瞬态降低时耦合到低阻抗元件；以及
控制电路，它可以用于感测输出端的电压，还可以用于在输出功率瞬态变化时连接所述变压器的所述各绕组。
10.如权利要求9所述的功率变换器，其特征在于还包括在所述第二和第三绕组中的一个或多个串联元件，以便促进瞬态变化时的电流变化。
11.如权利要求9所述的功率变换器，其特征在于还包括与所述第二和第三绕组串联的一个或多个开关，用于连接到所述低阻抗元件。
12.如权利要求11所述的功率变换器，其特征在于还包括各附加控制电路、使得在输出功率瞬态上升的情况下当DC-AC变换器产生高电压脉冲时、所述各串联开关被同时接通，而在输出功率瞬态降低的情况下当所述DC-AC变换器产生低电压脉冲时、所述串联开关被同时接通。
13.一种功率变换器，它包括：
输入端，用来接收输入功率；
输出端，用来提供稳定的输出功率；
连接到所述输入端的一个或多个开关器件，它们产生具有可变脉冲宽度的电压脉冲序列、用以调节输出，所述电压脉冲序列还具有高电压电平和低电压电平；
第一电感器，它连接在所述一个或多个开关器件和所述输出端之间，用于导通稳态电流；
第二电感器，它具有与所述第一电感器并联的串联开关，所述第二电感器的电感量比所述第一电感器的电感量小得多；
控制电路，它可以用于感测输出端的电压，还可以用于在输出功率瞬态变化时操作所述双向开关；以及
各保护电路，它们俘获所述第二电感器在瞬态变化期间产生的电压过冲。
14.如权利要求13所述的功率变换器，其特征在于还包括各附加控制电路，它们操作连接到所述输入端的功率变换器开关器件，在输出功率瞬态上升时产生高电压电平，而在输出功率瞬态降低时产生低电压电平。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103081321A (zh) * 2010-07-19 2013-05-01 密克罗奇普技术公司 降压开关模式电力转换器大信号瞬时响应优化器
CN103208915A (zh) * 2012-01-17 2013-07-17 快捷半导体(苏州)有限公司 具有改善的阶跃负载瞬态响应的有源下调电源
CN104300797A (zh) * 2009-04-16 2015-01-21 英特赛尔股份有限公司 不对称零电压切换全桥功率变换器
CN111505359A (zh) * 2019-01-27 2020-08-07 基思利仪器有限责任公司 测试***中的快速电流瞬态抑制
WO2023070747A1 (zh) * 2021-10-27 2023-05-04 陕西亚成微电子股份有限公司 一种提高负载切换响应速度的电路及方法
CN117118222A (zh) * 2023-04-28 2023-11-24 荣耀终端有限公司 降压型电压变换电路和电子设备

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6871289B2 (en) * 2003-07-08 2005-03-22 Arques Technology Slew rate limited reference for a buck converter
US7449867B2 (en) * 2005-07-26 2008-11-11 International Rectifier Corporation Multi-phase buck converter with a plurality of coupled inductors
TWI298220B (en) * 2005-09-20 2008-06-21 Asustek Comp Inc Multi-phase buck converter
US7816900B2 (en) * 2006-04-05 2010-10-19 International Rectifier Corporation Correction circuit for improved load transient response
US8018312B2 (en) * 2008-02-12 2011-09-13 International Business Machines Corporation Inductor and method of operating an inductor by combining primary and secondary coils with coupling structures
US8817491B2 (en) * 2009-04-27 2014-08-26 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Electric power conversion system having an adaptable transformer turns ratio for improved efficiency
US9263967B2 (en) * 2010-07-22 2016-02-16 Earl W. McCune AC/DC power conversion methods and apparatus
US8901897B2 (en) 2012-03-02 2014-12-02 International Business Machines Corporation Operating a DC-DC converter
US9281748B2 (en) 2012-03-02 2016-03-08 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Operating a DC-DC converter
TWM452547U (zh) * 2012-07-27 2013-05-01 Excelliance Mos Corp 電壓轉換裝置
US8754669B2 (en) 2012-11-09 2014-06-17 International Business Machines Corporation Dynamic impedance matching for improved transient performance in a direct current-to-direct current (‘DC/DC’) converter for delivering a load to an electrical component
US9236347B2 (en) 2013-10-09 2016-01-12 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Operating and manufacturing a DC-DC converter
KR20160013658A (ko) * 2014-07-28 2016-02-05 현대자동차주식회사 파워모듈 기판
US9219422B1 (en) 2014-08-21 2015-12-22 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Operating a DC-DC converter including a coupled inductor formed of a magnetic core and a conductive sheet
US9379619B2 (en) 2014-10-21 2016-06-28 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Dividing a single phase pulse-width modulation signal into a plurality of phases
US9618539B2 (en) 2015-05-28 2017-04-11 Lenovo Enterprise Solutions (Singapore) Pte. Ltd. Sensing current of a DC-DC converter
CN106329907A (zh) * 2016-11-18 2017-01-11 西安电子科技大学 一种复合型高效功率因数校正电路
US10404168B2 (en) * 2017-06-26 2019-09-03 Active-Semi (Bvi), Inc. Power converter control apparatus and method
US11502603B2 (en) * 2019-06-25 2022-11-15 Intel Corporation Magnetic sensing scheme for voltage regulator circuit
US11165347B2 (en) * 2019-10-17 2021-11-02 Infineon Technologies Austria Ag Inductive coupled power supply and slope control
US10931204B1 (en) * 2019-11-12 2021-02-23 Monolithic Power Systems, Inc. Isolated resonant converter with fixed output ripple
US11876445B2 (en) 2020-10-05 2024-01-16 Infineon Technologies Austria Ag Trans-inductance multi-phase power converters and control

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3328723A1 (de) * 1983-08-09 1985-02-28 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Gleichspannungswandler
GB8508064D0 (en) * 1985-03-28 1985-05-01 Coutant Electronics Ltd Electrical power supplies
US4734839A (en) * 1987-03-23 1988-03-29 Barthold Fred O Source volt-ampere/load volt-ampere differential converter
US5485076A (en) * 1994-08-16 1996-01-16 Apple Computer, Inc. High efficiency auxiliary switching power supplies
US5889392A (en) * 1997-03-06 1999-03-30 Maxim Integrated Products, Inc. Switch-mode regulators and methods providing transient response speed-up
US5929692A (en) * 1997-07-11 1999-07-27 Computer Products Inc. Ripple cancellation circuit with fast load response for switch mode voltage regulators with synchronous rectification
US6188209B1 (en) * 2000-02-07 2001-02-13 University Of Hong Kong Stepping inductor for fast transient response of switching converter
US6271651B1 (en) * 2000-04-20 2001-08-07 Volterra Semiconductor Corporation Inductor shorting switch for a switching voltage regulator
US6359796B2 (en) * 2000-07-28 2002-03-19 02 Micro International Ltd. Transient control for converter power supplies
US6495993B2 (en) * 2001-02-20 2002-12-17 Linear Technology Corporation Circuitry for improving the efficiency of a switching regulator by reducing reverse recovery current

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104300797A (zh) * 2009-04-16 2015-01-21 英特赛尔股份有限公司 不对称零电压切换全桥功率变换器
CN104300797B (zh) * 2009-04-16 2017-08-29 英特赛尔股份有限公司 不对称零电压切换全桥功率变换器
CN103081321A (zh) * 2010-07-19 2013-05-01 密克罗奇普技术公司 降压开关模式电力转换器大信号瞬时响应优化器
CN103081321B (zh) * 2010-07-19 2016-01-06 密克罗奇普技术公司 降压开关模式电力转换器大信号瞬时响应优化器
CN103208915A (zh) * 2012-01-17 2013-07-17 快捷半导体(苏州)有限公司 具有改善的阶跃负载瞬态响应的有源下调电源
CN111505359A (zh) * 2019-01-27 2020-08-07 基思利仪器有限责任公司 测试***中的快速电流瞬态抑制
WO2023070747A1 (zh) * 2021-10-27 2023-05-04 陕西亚成微电子股份有限公司 一种提高负载切换响应速度的电路及方法
CN117118222A (zh) * 2023-04-28 2023-11-24 荣耀终端有限公司 降压型电压变换电路和电子设备

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