CN1454407A - 无损耗切换直流－直流转换器 - Google Patents

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CN1454407A
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Abstract

一种新的无损耗切换直流－直流转换器，它具有多达4个可控开关的新颖无损耗切换时间控制，各个开关满足特定的电流－电压转换特性，以非常紧凑的尺寸以超高的效率而工作，并提供了诸如EMI噪声低、切换波纹电流小、以及改进了的可靠性之类的其它性能优点。

Description

无损耗切换直流-直流转换器
发明的领域
本发明涉及到切换直流-直流功率转换的领域，确切地说是涉及到采用新型无损耗切换的切换转换器，在非常紧凑的尺寸内同时提供了超高的效率以及诸如大幅度降低EMI噪声和大幅度改善可靠性的其它性能优点。
发明的背景
定义和分类
为了便于更容易地描述各种量，通篇一直使用下列符号：
1.直流-历史上表示直流电流的略号，但现在已经获得更广泛的意义，通常表示具有直流量的电路；
2.交流-历史上表示交变电流的略号，但现在已经获得更广泛的意义，表示所有的交变电量(电流和电压)；
3.i1，v2-瞬时范畴量，用下标来标记，例如电流和电压为i1和v2；
4.I1，V2-瞬时周期时间范畴量的直流分量，用相应的大写字母表示，例如I1，V2；
5.Δi1-瞬时分量与直流分量之间的差值用Δ表示，因此，Δi1表示电流i1的波纹分量或交流分量；
6.D-输入开关S1的占空比被定义为D＝tON/TS，其中tON是输入开关的开通时间，而TS是切换周期，定义为TS＝1/fS，其中fS是恒定的切换频率。在DTS时间段内，开关S1被接通并传导电流(开通)；
7.D’-输入开关S1的互补占空比被定义为D’＝1-D，而D’TS是输入开关断开(关断)的时间段；
8.S1，S2，S’1，S’2-分别是输入开关、输出开关、互补输入开关、互补输出开关的表示，且同时如下表示各个有源可控开关的开关状态：高电平表示有源开关被开通，低(0)电平表示有源开关被关断；
9.CR1-表示整流(CR)二极管及其对应的开关时间图。由于二极管是二端无源开关，故开关时间图也如下表示二极管开关的状态：高电平表示二极管被开通，低电平表示二极管被关断；
10.I-用罗马数字(I到IV)来表示理想开关周围的矩形箱内的一个象限开关，表示其限定在特定的一个象限工作；
11.CBS-表示电流双向开关，如三端可控半导体切换器件，此器件在开通状态下沿二个方向导电，但在二个功率端子之间的关断状态下，仅仅阻塞一种极性的电压，并具有第三控制端子来独立地控制二个功率端子之间的开关状态；
12.VBS-表示电压双向开关，如三端可控半导体切换器件，此器件在开通状态下仅仅沿一个方向导电，但在二个功率端子之间的关断状态下，阻塞二种极性的电压，并具有第三控制端子来独立地控制二个功率端子之间的开关状态；
13.CBS/VBS-表示可以使用电流双向开关(CBS)或电压双向开关(VBS)。
对减小电子功率处理设备的尺寸和重量以便适应电子信号处理设备越来越缩小的尺寸的要求，导致了不断地提高直流-直流切换转换器工作的切换频率：从开始的20kHz水平到200kHz甚至更高的切换频率。这又导致开关功耗的成比例增加。因此，过去已经出现了大量的转换器布局，属于二大类：
1.硬切换转换器类，其中并未试图降低切换损耗；
2.软切换转换器类，其中采取了措施来降低切换损耗。
不幸的是，在大多数情况下，切换损耗的降低伴随着其它损耗的增加，例如切换器件的传导损耗或与存储在变压器泄漏电感中的能量相关的损耗和其它额外的损耗，这导致效率仅仅有中下程度的改善。切换转换器也能够以所用的大量开关为基准被分成3类：
1.二开关转换器类，其例子是现有技术的降压转换器；
2.三开关转换器类，例如现有技术的正向转换器；
3.四开关转换器类，例如本发明以及一些其它的现有技术转换器。
现有技术的软切换转换器
C.Henze，H.C，Martin and D.W.Parsley在论文“采用脉宽调制的高频功率转换器中的零电压切换(Zero-Voltage Switching inHigh-Frequency Power Converters Using Pulse-WidthModulation)”，IEEE Applied Power Electronics Conference，(IEEE Publication 88CH2504-9)pp33-40，1988中介绍了一种降低切换损耗的第一软切换方法，是一种属于二开关转换器类的基本降压转换器，被示于图1(a-g)的现有技术中。
为了在恒定切换频率下获得0电压开关，通常的二开关的晶体管-二极管装置被二个MOSFET晶体管代替，其中各个被模型化为具有反并联“体”二极管的理想开关与寄生漏-源电容器的并联连接，得到图1(c-f)的电路模型。如图2e所示利用二个开关S和S’的适当驱动时刻，总的切换周期TS被分成4个时间段。注意，利用二个可控的开关，引入了二个完全确定的过渡时间段，其间二个开关都被关断。当开关S被关断时(如图2e)，第一过渡时间段(图2e中的tN)开始，也被称为“自然”过渡(DTS-D’TS过渡或简称D-D’过渡)。借助于关断开关S，电感器电流IP沿所需方向(用图2a-f中的电流源IP表示)自然地流动。此电流源IP对开关S的寄生电容器CS进行充电，并对开关S’的寄生电容器CS’进行放电，直至电容器CS’被完全放电，此时，开关S’的体二极管将电压箝位在0，并防止开关S’的电容器CS’被反充电。此时，由于CS’的电荷已经重新位于开关S的电容CS(充电到Vg)，故开关S’能够以0切换损耗被开通。为了在D’-D过渡内执行相反的过程，需要负的电感器电流IN。完成这一点的最简单方法是将输出电感器设计成具有大的波纹电流，使其峰-峰波纹电流至少三倍于最大直流负载电流。如在图2e的电感器电流波形中所见，瞬时电感器电流iL处于D’TS时间段内某个点时反向成为负的，且幅度为IN。刚刚在互补时间段D’TS结束之前，开关S’被关断，启动所谓“强迫”过渡(由于电感器电流现在被为了大波纹而设计的转换器电路有意地强迫变成负的)。在此强迫过渡时间段(图2e中的tF)内，与tN时间段相反：此负的电感器电流IN对开关S’的寄生电容器CS’进行充电，并对开关S的寄生电容器CS进行放电，直至S的电压达到0。此时，体二极管将开关S上的电压箝位在0，强迫开关S在0电压下以无损耗方式开通。因此，提供了存储在寄生电容器CS和CS’中的电荷的循环，而不是如在“硬切换”中那样每个周期被耗散。虽然能够以这种非常简单的方式在二个有源开关S和S’上得到软切换，且施加在开关上的电压应力低，但大的缺点是，为了对所有工作条件得到软切换，输出电感器波纹电流的幅度必须大于最大直流负载电流二倍以上。显然，此软切换方法遭受了需要具有大的电感器波纹电流，以便为了完成强迫的D’-D过渡，在结束D’TS时间段之前得到了负的瞬时电感器电流。这又明显地增大了传导损耗，从而很大程度上削弱了用降低了的切换损耗得到的节省。此外，为了吸收这一大的波纹电流，以及为了将输出的交流波纹电压降低到可接受的水平，需要增大输出电容器的尺寸。
降低切换损耗的另一种现有技术方法属于三开关转换器类，如授予P.Vinciarelli的题为“零电流正向转换器切换(ForwardConverter Switching at Zero Current)”的美国专利No.4415959所公开的。在此准谐振转换器中，为了强迫主输入功率开关在0电流下开关，采用了电抗性元件，小的谐振电感器和小的谐振电容器，来使主开关方波状电流波形畸变成正弦状电流波形。这使得有可能在0电流下开通和关断主开关，并降低其由开关电流和开关电压重叠以及由半导体切换器件并非无限小的开关时间特性引起的切换损耗。不幸的是，增大了的开关电流RMS值提高了传导损耗，从而减小了一些由0电流开关获得的切换损耗降低。但更严重的是，由存储在主开关的寄生电容上的1/2CV2能量造成的占优势的切换损耗仍然保留，并在开关被开通时耗散。在利用整流交流线路作为直流源的从高输入直流电压的应用操作，例如标称300V直流电压离线应用中，这一切换损耗特别明显。
在授予P.Vinnciarelli的题为“单端正向转换器中变压器磁心的最佳复位(Optimal resetting of the transformer’s core insingle-ended forward converters)”的美国专利#4441146中公开的转换器属于四开关转换器类。采用了包含辅助开关和存储电容器且位于变压器次级上的支路，其唯一目的是形成“磁化电流镜”，以便变压器磁心复位而没有其它作用。相反，在本发明中，包含辅助开关的辅助电容器的支路被置于新颖的切换转换器布局的初级侧上，不仅实现变压器的磁心复位，而且更重要的是消除切换损耗。
授予Isaac Cohen的题为“具有减小的波纹电流分应力和零电压切换能力的脉宽调制的DC/DC转换器(Pulse Width Modulated DC/DCConverter With Reduced Ripple Current Component Stress andZero Voltage Switching Capability)”的美国专利#5291382也属于四开关转换器类。在这种转换器中，以相似于图1(a-g)的降压转换器的方法获得了0电压下的软切换。这是基于导致大的磁化波纹电流的隔离变压器的小磁化电感，因此，如在软切换降压转换器中那样，具有相同的软切换和效率限制。但由于软切换是用变压器的大磁化电流波纹实现的，且不具有如降压转换器中那样的大输出电感波纹电流，故消除了降压转换器的大输出电感波纹电流对输出波纹电压的不希望有的作用。
四开关转换器类的另一个例子是授予John Basset的题为“零电压DC/DC转换器切换(DC/DC Converter Switching at ZeroVoltage)”的美国专利#5066900中公开的现有技术转换器。在这种转换器中，变压器的泄漏电感被用作谐振电感器来强迫降低切换损耗。但无源整流二极管用作转换器输出(次级侧)上的二个开关来代替如本发明中那样的具有最佳切换时间控制的可控开关，严重地限制了用这种软切换技术能够得到的效率改善，对于诸如离线转换器应用之类的具有中高输入直流电压的应用，更是如此。
所有上述现有技术软切换转换器的共同点在于，虽然对于三开关和四开关转换器类的元件采用了不同的软切换方法，但都仅仅利用无源整流开关作为二个输出开关。相反，属于四开关转换器类的本发明，除了输入侧上的二个有源开关之外，在输出次级侧上还有二个CBS或VBS种类的有源和可控开关。与所有4个可控切换器件的非常特别的切换时间控制一起，这就导致了切换损耗的消除而没有诸如现有技术软切换方法中那样的传导损耗、泄漏损耗之类的任何其它损耗的不希望有的增大。于是，具有其独特的切换时间控制的本转换器就属于一种新的第三类切换转换器(除了早先介绍的硬切换类和软切换类之外)，其特征是广阔工作范围内接近0的切换损耗，因而称为无损耗切换转换器类。
如上所述，显然需要一种新的无损耗切换方法，它消除了切换损耗而不引入与传统现有技术软切换方法相关的所有其它不希望有的特点，从而如理论和实验样机证实的那样，明显地提高了总体效率。本发明介绍了这种新颖的无损耗方法，除了适当的转换器布局和适当的半导体开关类型之外，此方法还要求四可控开关的适当驱动时刻，并导致切换损耗的消除。而且，在某些情况下，切换损耗的消除在整个占空比工作范围内得以保持。
发明的概述
本发明的主要目的是提供一种无损耗切换直流-直流转换器，它通过采用新颖的无损耗切换方法，消除了切换损耗(而不增大其它的转换器损耗)，从而获得现有技术软切换方法迄今无法获得的超高效率。此新颖的无损耗切换使得能够工作于超高的切换频率下，从而明显地减小了尺寸和重量，并提高了功率密度。额外的固有好处是降低了EMI噪声，并降低了而对元件的应力(电压、电流、以及温度)，为此提高了可靠性。
无损耗切换转换器种类
新的无损耗切换直流-直流转换器由功率处理级和切换时间控制装置组成，功率处理级具有多达4个可控开关，这些开关依赖于开关在转换器本身中的位置而具有特定的切换象限特性(例如电流双向或电压双向)，切换时间控制装置经由至少3个或所有4个可控开关的电子驱动控制而提供所需的切换程序，以便以不同的方式达到无损耗切换。本发明体现在非隔离的功率级和隔离的功率级，其输出开关实现为CBS/二极管输出开关或VBS输出开关。隔离的功率处理级由隔离变压器、输入和输出电感器、串联输入电容器、辅助电容器、以及4个可控开关组成。输入电感器与直流源串联连接，并提供非脉冲(连续)输入电流，而输出电感器与直流负载串联连接，并提供非脉冲(连续)输出电流。串联输入电容器与输入电感器和变压器初级串联连接。输入开关和互补输入开关位于变压器的初级侧上，而输出开关和互补输出开关位于变压器的次级侧上。具有与互补输入开关串联的辅助电容器的支路，以仅仅当互补输入开关被接通时传导小的交流波纹电流的方式，被提供在转换器内。此交流波纹电流与可控输出开关和新颖的切换时间控制一起，使得能够以现有技术软切换转换器不可能的效率和尺寸性能而得到无损耗切换工作。此支路还确保隔离变压器被自动地伏-秒平衡，而无须复位线圈或其它磁心复位装置。存在着许多不同的方法来将此支路连接到新转换器的其余部分而仍然保持上述独特的性质。在详细的说明书中，与这种支路必须满足的一般功能准则一起，公开了大量这种可能性。借助于用电感器简单地代替隔离变压器，得到了非隔离的变种。
在基于输出可控开关的类型的二个变种CBS或VBS中，能够实现隔离的和非隔离的无损耗切换转换器。
具有CBS输出开关的无损耗切换
具有CBS输出开关的第一无损耗切换类，利用开关的寄生电容与隔离变压器的泄漏电感(或在非隔离转换器情况下的分立额外谐振电感器)之间的谐振来达到无损耗切换。可控开关的特别切换时间控制引起了非常有效的谐振电流，此谐振电流能够产生无损耗切换并提供现有技术转换器迄今无法得到的超高效率和小尺寸。
这一类型被分成下列3个主要的子类：
1.非隔离转换器，它没有谐振电感器，只有CBS半导体开关的切换时间控制调节，它提供明显的切换损耗降低；
2.非隔离转换器，它包括额外的谐振电感器，并依赖于其与开关寄生电容的谐振来完成无损耗切换；
3.隔离转换器，其泄漏电感起谐振电感器的作用，并利用可控CBS开关的新颖无损耗切换时间控制来实际完成所有切换损耗的消除。
具有VBS输出开关的无损耗切换
具有VBS输出开关的第二类无损耗切换不像CBS输出开关类那样依赖于谐振电流。它基于辅助电容器的交流波纹电流以及输出开关的电压双向性质来强迫各个寄生电容无损耗放电到0电压，此时能够以0损耗开通适当的可控开关。由于此方法不依赖于谐振，故独立于工作点，并在包括整个输入电压范围的广阔工作范围内对从无负载到满负载的任何负载电流保持理想的切换性能。
这一类型被分成下列3个主要的子类：
1.不具有谐振电感器的非隔离切换转换器，它采用非常特别的切换时间控制程序来获得无损耗切换性能，并在输出开关上导致对称的电压波形，于是称为“对称的”无损耗切换。
2.具有谐振电感器的非隔离转换器，它采用另一个非常特别的切换时间控制程序来获得无损耗切换性能，并在输出开关上导致不对称的电压波形，因此被称为“不对称的”无损耗切换。
3.隔离转换器，它固有地包括隔离变压器的泄漏电感，但不依赖于它来得到无损耗切换性能，它利用相似于上述“不对称的”无损耗切换时间控制的新颖切换时间控制。
另一种可应用于CBS和VBS类二者的转换器改善是其中输入电感器和隔离变压器被组合的到公共磁心上，以便形成集成的磁路，它导致在整个工作范围内所希望的0波纹输入电感器电流，从而降低引入的EMI噪声以及输入波纹电压。在非隔离形式中，输入电感器和中间电感器被组合成具有相同好处的耦合电感器结构。在所附权利要求中提出了被认为是本发明的特征的这些新颖特点。从结合附图的下列描述中，将最好地理解本发明。
附图的简要说明
图1a示出了现有技术降压转换器布局，而图1b示出了互补开关S和S’的互补切换以及脉冲输入电流。
图2(a-e)示出了现有技术软切换降压转换器的4种电路模型，而图2e是时间图，示出了为完成图1a降压转换器中的软切换而需要具有所要求的负峰值IN的大波纹电流iL。
图3a是本发明的简化电路图，它采用理想开关作为输入开关S1、互补输入开关S’1、输出开关S2、以及互补输出开关S’2，其工作示于图3b，用开关时间图波形来确定图3a的转换器的理想开关的驱动信号以及开通和关断状态。
图4a示出了本发明的转换器形式，它具有输出开关和互补输出开关的二极管整流装置。图4b示出了图4a的二个可控有源MOSFET开关的硬切换切换时间控制。
图5示出了当开关被断开时，能量如何存储在开关的寄生电容上，以及当开关被接通时，如何以硬切换方式全部被耗散。
图6a示出了4象限开关的符号，如图6b所示，此开关是电流双向和电压双向的，而图6c示出了具有二个MOSFET器件的这种开关的一种可能实现。
图7a示出了2象限电流双向开关(CBS)的符号，如图7b所示，此开关沿二个方向传导电流，但仅仅阻塞一种极性的电压，而图7c示出了采用单个MOSFET器件的这种开关的一种可能实现。
图8a示出了2象限电压双向开关(VBS)的符号，如图8b所示，此开关阻塞二种极性的电压，但仅仅沿一个方向传导电流，而图8c示出了采用单个与整流二极管串联的MOSFET器件的这种开关的一种可能实现。
图9a示出了单象限有源开关的符号，此开关阻塞一种极性的电压，且仅仅沿一个方向传导电流(图9b中的象限I)，而图10c示出了采用单个NPN极晶体管的这种开关的一种可能实现。
图10a示出了单象限无源开关的符号，此开关仅仅阻塞一种极性的电压，且仅仅沿一个方向传导电流(图10b中的象限II)，而图10c示出了采用单个电流整流器的这种开关的一种可能实现。
图11a示出了本发明的电路图，其中，输入开关S1、互补输入开关S’1、输出开关S2、以及互补输出开关S’2被实现为电流双向开关(CBS)，图11b示出了实现为电压双向开关(VBS)的图11a的输出开关S2，而图11c示出了用理想开关周围矩形内有CBS/VBS的符号代替图11a和图11b的输出开关，意味着能够采用CBS或VBS。图11d示出了本发明，它具有粗线突出的元件：具有其泄漏电感的隔离变压器、输出开关的有源切换装置、以及非常特殊的切换时间控制。
图12a示出了图8d的特殊实现，它具有互补输出开关的整流二极管以及3个CBS开关，而图12b示出了图12a转换器的D’-D过渡的无损耗切换时间控制的一种可能的特殊实现。
图13a示出了用双极晶体管和二极管代替图12a的二个输入MOSFET，且具有图12b的相同的的无损耗切换时间控制的实现。图13b示出了具有VBS输出开关的图13a中的转换器的特殊实现。
图14a示出了图13b中的但采用MOSFET代替双极晶体管的转换器的实现。图14b示出了图13b和14a中的转换器的无损耗切换时间控制。
图15a示出了以每格1000ns时间尺度示出的具有硬切换D’-D过渡的实验转换器的波形。图15b示出了时间尺度为每格50ns且对应于硬切换时间控制的图15a中波形的D’-D过渡的放大图。
图16a示出了以每格1000ns时间尺度的具有新颖无损耗切换D’-D过渡的实验转换器的波形。而图16b示出了时间尺度为每格50ns且对应于无损耗切换时间控制的图16a中波形的D’-D过渡的放大图。
图17a示出了对图3a转换器的时间段DTS得到的开关网络，而图17b示出了对图3a转换器的互补时间段D’TS得到的切换网络。
图18示出了图3a转换器的线性直流电压转换比曲线。
图19a示出了图11c转换器的闭路调压器，而图19b示出了用来调节图11c转换器的输出直流电压的电子控制所提供的可变占空比D。
图20示出了用来建立图3a的本发明的3个电感器的电流之间基本关系的互补时间段D’TS的切换网络。
图21a示出了图11c的转换器，在时间段DTS内，它具有电感器电流的正向和电容器电压的正极性，而图21b示出了在一个完整周期TS内出现在图21a的二个电感器上的交流电压。
图22示出了本发明的电路图，其中，输入电感器和中间电感器被耦合在单个磁心上，成为耦合电感器结构。
图23a示出了，当分别使用时，输入电感器必须具有恰当的空气隙，而图23b反映了电感值衰减，其中磁导Pg是空气隙造成的输入电感器每匝的电感。图23c示出了，当分别使用时，中间电感器必须具有恰当的空气隙，而图23d反映了空气隙造成的中间电感器的电感值衰减。
图24a显示了，耦合电感器装置必须具有空气隙，它是图23a和图23c的原先分立的电感器的二个空气隙之和，而图24b示出了组合磁通量～安匝特性，由于增大了空气隙，其电感值衰减甚至更多。
图25a示出了一种耦合电感器装置，其空气隙集中在具有中间电感器线圈的一侧上，这导致图25b的电路模型，其泄漏电感整个集中在输入电感器线圈侧上，于是在输入电感器线圈中显示0波纹电流。
图26(a-1)示出了图11c所示的本发明的12种等效变换，全部共有公共的性质：辅助电容器C中的电流总是等于i1+im-i2，其中，3个电感器电流的正向被表示在图21a中。注意，在各个图中，用粗线突出了具有辅助电容器和互补输入开关S’1的支路。
图27a示出了图3a的本发明转换器，它具有输入侧上的双极NPN晶体管和输出侧上的电流整流器。注意：额外的二极管跨越互补输入开关S’1，以便在此开关中提供双向电流。图27b示出了互补输入开关S’1的装置，它具有PNP双极晶体管，以便于用二个双极晶体管的接地发射极进行直接驱动。图27c示出了分别用N沟道和P沟道MOSFET器件代替的图27b的输入开关和互补输入开关。图27d示出了二个N沟道MOSFET晶体管的高侧驱动结构。图27e示出了图11c的转换器的全MOSFET晶体管装置。图27f示出了图11c的本发明的全MOSFET晶体管装置，它具有用图9a那样由二个MOSFET器件组成的复合输出开关S2的二个N沟道MOSFET晶体管S1和S’1的高侧驱动结构。图27g示出了图27f的转换器，它具有用直接驱动结构中源接地的P沟道MOSFET实现的互补输入开关S’1。
图28示出了隔离实施方案，其中，图11c中的中间电感器被NP∶NS匝数比的隔离变压器代替。
图29(a-h)示出了从非隔离转换器对应物得到的本发明的8个各种等效隔离转换器。
图30示出了另一个实施方案，它具有图29e中转换器的全MOSFET装置。
图31a示出了图30中转换器的自驱动实施方案，而图31b示出了在隔离变压器上具有额外的驱动线圈Nd的图30中转换器的自驱动实施方案。
图32示出了图30中转换器的2输出实施方案。
图33示出了采用自耦变压器的本发明的另一实施方案。
图34示出了另一个实施方案，它具有图30中转换器输出开关的2-MOSFET装置。
图35示出了另一个实施方案，它具有图34中转换器的VBS输出开关的P沟道MOSFET/二极管装置。
图36示出了图34中转换器的2-输出实施方案。
图37示出了图33转换器的另一个实施方案，它具VBS输出开关的2-MOSFET装置。
图38a示出了用vL1＝L1di1/dt描述的电感器L1的交流电压和波纹电流波形，而图38b示出了用vL2＝-L2di2/d t描述的电感器L2的交流电压和波纹电流波形。
图39a示出了图21a中转换器的输入电感器电流和中间电感器电流之和的时间范畴波形，图39b示出了图21a中转换器的输出电感器电流的时间范畴波形，图39c示出了图21a中转换器的3个电感器的等于0的总直流电流，图39d示出了3个组合波纹电流的时间范畴波形，图39e示出了图21a中转换器的辅助电容器C中电流的曲线，它仅仅出现在D’TS时间段内，且仅仅由D’TS时间段开始处具有正峰值IP而在D’TS时间段结束处具有负峰值IN的交流波纹分量组成。
图40a示出了本发明的具有增加的谐振电感器Lr的另一实施方案。图40b示出了当所有开关是电流双向开关并用其等效模型表示时的图40a的转换器。图40c示出了具有用其等效模型表示的VBS输出开关的图40b的转换器。
图41(a-c)示出了用二极管整流器取代互补输出开关，并在互补输入开关刚刚在D’-D过渡开始处被断开之后的图11c的转换器。图41b示出了对D’-D过渡有效的图41a中转换器的等效电路模型。图41c示出了图41b中模型的简化等效电路模型。
图42a示出了D’-D过渡的图41a转换器的最后等效电路模型。图4 2b从电压vS2示出了输出开关的类型依赖于输出开关被开通的特定时刻：a)CBS开关从t1到t2(虚线)；b)CBS，VBS或二极管开关在t2处(虚线)；c)VBS开关从t2到t3(粗线)；
图43a示出了具有用二个MOSFET晶体管实现的VBS输出开关的转换器，以便能够得到D’-D过渡的无损耗切换。图43b示出了在图34a转换器的D’-D过渡内，输入开关寄生电容的完全放电，使得输入开关能够以0切换损耗开通。
图44a示出了图43a的转换器，但如从图44b可见，其VBS开关在跨越输出开关的降低了的电压下以降低了的切换损耗被开通。
图45a是用将输出开关的开通限制到时间t2或之前的CBS输出开关实现的转换器。图45b中的实线表示输出开关在0电压下开通的情况，而虚线表示稍早由跨越输出开关的某个电压开通的情况。
图46a示出了其输出开关和互补输出开关实现为电流整流器(二极管)的转换器。图46b以粗线示出了当输入开关S1与输出开关二极管CR2同时被开通的特殊情况D，而虚线示出了若输入开关S1延迟到时间t23开通的波形。
图47a示出了具有额外谐振电感器Lr的转换器。图47b示出了根据实现的输出开关的类型(CBS，二极管，或VBS)以及过渡时间段内输出开关S2被开通的特定时间二者所能够发生的各种不同情况的D’-D过渡(1-6)。
图48(a-d)示出了描述谐振子时间段的电路模型的发展。
图49a示出了图47b的情况1的转换器，它具有CBS输出开关和谐振电感器。图49b示出了在互补输入开关被关断之前，当开通输出开关导致提升子时间段时，图49a转换器的有关波形。
图50a示出了图49a中转换器在D’-D过渡内的提升子时间段中的等效电路模型。图50b示出了图49a中转换器在D’-D过渡内的谐振子时间段中的等效电路模型。图50c在一个时间图上示出了输出开关的3个谐振电压分量和得到的电压，而在另一个时间图上示出了3个谐振电流分量和得到的总的谐振电流，以及D’-D过渡内的特别的切换时间控制。
图51a示出了在D’-D过渡内的电流反转子时间段中的电路模型。图51b示出了描述继稳态DTS时间段之后开始处的振荡的电路模型。图51c示出了由图40d和图51b等效电路模型化的电流反转子时间段内的以及稳态DTS时间段开始时的特性波形。
图52a示出了具有CBS输出开关和谐振电感器的图47b情况2的转换器。图52b示出了当开通输出开关S2与互补输入开关S’1被关断同时发生时情况2的特性波形。
图53a示出了输入开关的寄生电容在D＝0.5下完全放电并在0电压下开通。图53b示出了输入开关越过此开关上最小电压的延迟开通能够导致明显的硬切换损耗。图53c示出了在高于0.5的占空比下也发生完全放电，但其谐振电流不像图53a情况那样降低到0。图53d示出了谐振放电效率对占空比的强烈依赖：在D＝0.25下，仍然有大的硬切换电压。
图54a示出了具有CBS输出开关和谐振电感器的图47b情况3的转换器。图54b示出了当输出开关S2在互补输入开关开通之后，但在输出开关的体二极管被开通导致直至电压V12的线性子时间段，随之以谐振子时间段之前被开通时，情况3的特性波形。
图55a示出了图47b情况4的转换器，它具有输出开关的电流整流器(二极管)以及互补输出开关和谐振电感器。图55b用粗线示出了情况4的具有斜率IN/Cr的特性波形，而虚线波形表示斜率增大3倍到3IN/Cr的情况。
图56a示出了图47b情况5的转换器，它具有用二个MOSFET晶体管实现的输出开关和谐振电感器，而图56b示出了由VBS切换装置启动的输出开关端子上的反电压。
图57a示出了图47b情况6的转换器，它具有用二个MOSFET晶体管实现的VBS输出开关和谐振电感器，而图57b示出了线性放电时间段，其输入开关电压在t3完全降低到0，此时输入开关以0切换损耗被开通。
图58a示出了线性放电子时间段内图57a中转换器的等效电路模型，图58b示出了电流反转子时间段内图57a中转换器的等效电路模型，图45e示出了图57a中转换器的等效电路模型，预示在稳态DTS时间段开始处的振荡，而图58d示出了D’-D过渡内的特性波形。
图59a示出了隔离转换器，它具有二个MOSFET VBS输出开关以及图59b波形中显示的情况I的n∶1降压匝数比，表明非隔离转换器的输出开关的硬切换电压Vg被隔离转换器中的匝数比n降低到(-Vg/n)，使大降压比的硬切换损耗可忽略。
图60a示出了隔离转换器，它具有CBS输出开关以及图47b波形中显示的情况II的n∶1降压匝数比，表明输出开关的硬切换电压被图60a的隔离转换器中的匝数比n降低了。
图61a示出了隔离转换器，它具有包含低功率MOSFET S2和高功率外部电流整流器CR2(二极管)的输出开关。图61b示出了在谐振过渡子时间段内采用输出MOSFET开关S2来消除切换损耗，并随后当外部二极管开始导电时，输出MOSFET开关S2被关断。
图62a示出了一种隔离转换器，它配备了具有小的变压器磁化电感Lm和辅助电容器C的大的波纹电流IN的隔离变压器，导致图62b的大谐振电流放电。
图63a示出了图55a中转换器的等效电路模型，它包括了输出开关的寄生电容CS2图63b示出了3种情况的特性波形：1)α＝0；β＝0.8；5＝1，2)α＝1；β＝0.8；5＝1，3)α＝1；β＝0.8；5＝1.64。
图64a示出了对于各种β参数的数值，降低因子r与电容器比率α的函数关系。图64b示出了电流增加因子δ与α和β的函数关系。
图65a示出了在输出开关被开通的子时间段内，D-D’过渡和不对称无损耗切换的等效电路。图65b示出了在输出开关被关断的子时间段内的等效电路。图65c示出了在图65a和65b等效电路模型化的二个子时间段内的特性波形。
图66a示出了在输入开关被开通的子时间段内，D-D’过渡和对称无损耗切换的等效电路。而图66b示出了在输入开关被关断的子时间段内的等效电路。图66c示出了在上述二个子时间段内的特性波形。
图67a示出了在互补输出开关被关断的子时间段内，包括谐振电感器的D-D’过渡的等效电路。图67b示出了在互补输出开关被开通的子时间段内的等效电路。图67c示出了上述二个子时间段内的特性波形。
图68a以粗线用图68b的波形示出了额外的谐振电容器Cra如何增加过渡时间段，并消除短过渡时间段(图68b上的虚线)和半导体开关的快速切换时间引起的损耗。
图69(a-d)示出了有关D-D’过渡的图45a中转换器的4种转换器电路状态。
图70a示出了有关D-D’过渡的电感器电流关系曲线，而图70b示出了有关由图69(a-d)的4种转换器电路状态模型化的D-D’过渡的特性切换时间控制波形和各个开关电压的曲线。
图71(a-d)示出了有关D’-D过渡的图45a中转换器的4种转换器电路状态。
图72a示出了有关D’-D过渡的电感器电流关系曲线，而图72b示出了有关由图71(a-d)的4种转换器电路状态模型化的D’-D过渡的特性切换时间控制波形和各个开关电压的曲线。
图73(a-e)示出了有关D-D’过渡的具有谐振电感器的图49a中转换器的5种转换器电路状态。
图74示出了在图73(a-e)的5种转换器电路状态所述的D-D’过渡内的特性切换时间控制波形、各个开关电压、以及输入电容器电流的曲线。
图75(a-e)示出了有关图49b中情况1的D’-D过渡的具有谐振电感器的图49a中转换器的5种转换器电路状态。
图76示出了在图75(a-e)的5种转换器电路状态所述的D’-D过渡内的特性切换时间控制波形、各个开关电压、以及输入电容器电流的曲线。
图77(a-d)示出了有关图52b中情况2的D’-D过渡的图52a中转换器的4种转换器电路状态。
图78示出了在图77(a-d)的4种转换器电路状态所述的D’-D过渡内的特性切换时间控制波形、各个开关电压、以及输入电容器电流的曲线。
图79(a-e)示出了有关图54b中情况3的D’-D过渡的图54a中转换器的5种转换器电路状态。
图80示出了在图54a中转换器的由图79(a-e)的5种转换器电路状态模型化的D’-D过渡内的特性切换时间控制波形、各个开关电压、以及输入电容器电流的曲线。
图81(a-e)示出了有关图55b中情况4的D’-D过渡的图55a中转换器的5种转换器电路状态(其中，用MOSFET代替了二极管、电流整流器)。
图82示出了在图55a中转换器的由图81(a-e)的5种转换器电路状态模型化的D’-D过渡内的特性切换时间控制波形、各个开关电压、以及输入电容器电流的曲线(其中，用MOSFET代替了二极管、电流整流器)。
图83(a-d)示出了有关图66c所示对称无损耗切换情况的D-D’过渡的具有二个MOSFET VBS开关的图43a中转换器的4种转换器电路状态。
图84a示出了有关D-D’过渡的电感器电流关系的曲线，而图84b示出了在图43a中转换器的图由83(a-d)的4种转换器电路状态模型化的D-D’过渡内的特性切换时间控制波形以及各个开关的电压的曲线。
图85(a-d)示出了有关图43b情况A所示D-D’过渡的图43a中转换器的4种转换器电路状态。
图86a示出了有关D’-D过渡的电感器电流关系的曲线，而图86b示出了在图43a中转换器的由图85(a-d)的4种转换器电路状态模型化的D’-D过渡内的特性切换时间控制波形以及各个开关的电压的曲线。
图87(a-d)示出了有关图65c所示不对称无损耗切换情况的D-D’过渡的图43a中转换器的4种转换器电路状态。
图88a示出了有关D-D’过渡的电感器电流关系的曲线，而图88b示出了在图43a中转换器的由图87(a-d)的4种转换器电路状态模型化的D-D’过渡内的特性切换时间控制波形以及各个开关的电压的曲线。
图89(a-e)示出了有关包括谐振电感的D-D’过渡的图57a中转换器的5种转换器电路状态。
图90示出了在图57a中转换器的由图89(a-d)的5种转换器电路状态模型化的D’-D过渡内的特性切换时间控制波形、各个开关的电压、以及输入电容器电流的曲线。
图91(a-e)示出了有关具有谐振电感器的D’-D过渡的图57a中转换器的5种转换器电路状态。
图92示出了在图57a中转换器的由图91(a-e)的5种转换器电路状态模型化的D’-D过渡内的特性切换时间控制波形、各个开关电压、以及输入电容器电流的曲线。
图93a示出了输入开关S1上实测电压波形的振荡轨迹(上部轨迹)，其尾部边沿(D’-D过渡)被箝位在20V的Vg电平处，此时必定被硬切换，还示出了输出开关S2的电压波形(底部轨迹)。图93b示出了图93a的D’-D过渡的放大图，其放大的底部3个轨迹分别示出了输入开关和互补输入开关的栅驱动以及输入开关的漏-源电压。
图94a示出了S1和S2开关上的实测电压波形的振荡轨迹，说明对于较高的输入电压Vg＝40V，S1开关上的箝位电压为40V，从而增大了硬切换损耗。图94b示出了S1和S2开关上的实测电压波形的振荡轨迹，说明对于较低的输入电压Vg＝13V，S1开关上的箝位电压为13V，从而降低了硬切换损耗。
图95以2.5倍大的时间尺度，示出了在时刻被调节成使S1开关上的电压尾部边沿的平坦部分消失之后的与图94b中相同的波形。
图96示出了额外的谐振电感器Lr＝0.75μH的作用，并示出了对于Vg＝20V的输入开关S1上的电压的振荡波形(上部轨迹)，此时输入开关的开通被延迟太多，致使振荡发生，而底部3个轨迹是D’-D过渡的放大图，示出了输入开关和互补输入开关的栅驱动以及输入开关上的电压。
图97示出了在低占空比，例如D＝0.25下的工作，此处Vg＝40V，其中底部3个轨迹是D’-D过渡的放大图。
图98a示出了具有电流整流器(二极管)的图55a中转换器的无损耗切换工作。图98b示出了图98a的D-D’过渡的放大图。图98c示出了图98a的D’-D过渡的放大图。图98d示出了当输入开关被延迟开通以突出谐振振荡的图98a的相同的D’-D过渡。
图99a示出了在具有二个谐振电流分量的300V-5V转换器上的实测波形。图99b示出了图99a的D-D’过渡的放大图。图99c示出了图99a的D’-D过渡的放大图。
图100示出了在具有3个谐振电流分量的高输入电压转换器上的实测波形。
图101示出了在200kHz切换频率下的输入开关电压(上部轨迹)和4象限输出开关电压(底部轨迹)的对称无损耗切换波形的振荡轨迹。
图102示出了在200kHz切换频率下的输入开关电压(上部轨迹)和4象限输出开关电压(底部轨迹)的不对称无损耗切换波形的振荡轨迹。
图103示出了具有采用额外谐振电感器的VBS输出开关的非隔离转换器的情况，还示出了在200kHz切换频率下的输入开关电压(上部轨迹)、4象限输出开关电压(中间轨迹)、以及互补输出开关S’2的电压的无损耗切换波形的振荡轨迹。
图104a示出了具有4象限VBS输出开关的隔离转换器的情况，还示出了输入开关电压(上部轨迹)、显示输出开关被开通的-16.7V的4象限输出开关电压(中间轨迹)、以及在450V输入电压下的互补输出开关S’2的电压(底部轨迹)的无损耗切换电压波形。图104b示出了图104a的D-D’过渡的波形放大图，而图104c是图104a中D-D’过渡的波形放大图，证实对于Vg＝450V，无损耗切换过渡低达输出开关的0V。
图105示出了在从38V到68V的输入直流电压的广阔输入电压范围内，在实验的50V-5V隔离转换器上得到的实测效率的曲线。
发明的详细描述
硬切换转换器布局
本发明的新颖无损耗切换特点提供了切换直流-直流的转换器，它克服了现有技术转换器的问题，并导致高的效率和高的功率密度。但为了更容易理解，在图3a中以其最基本的“硬切换”结构首先介绍切换转换器的基本工作，此硬切换结构具有4个理想的单刀单掷开关：输入开关S1、互补输入开关S’1、输出开关S2、以及互补输出开关S’2，其中“带撇号的字母”表示互补开关。如在图3b中可见，S1和S2开关同相位工作，亦即以理想的方式，它们同时被开通并在时间段DTS内保持开通，其中D是占空比，而TS是切换周期，然后同时关断，并在互补时间段D’TS内保持关断，其中D’＝1-D是互补占空比。互补开关S’1和S’2，正如其名称所指，以互补方式工作，亦即分别相对于其对立部分即开关S1和S2，正好反相位工作。图3b的时间图示出了各个开关的驱动信号和状态(开通或关断)。注意，在本文通篇中采用下列的开关习用法。诸如图3b中那样的开关时间图表示开关驱动信号和导电状态二者，故当驱动信号S1例如为高时，开关S1为开通，而当驱动信号S1为低时，开关S1为关断。
图3a的新转换器具有输入电感器L1和输出电感器L2，它们在所有工作条件下保持输入和输出电流的连续性。此外，在转换器的中部，有以下称为中间电感器的第三个电感器Lm。此转换器还具有3个电容器：一个串联输入电容器C1，一个辅助电容器C，以及一个输出滤波电容器C2。注意，输出滤波电容器C2不参与开关过程，因此对于转换器的开关操作不重要，因而不再赘述。
图3b的开关时间图将导致转换器的“硬切换”工作，且当所有4个理想开关被图4a那样的实际半导体切换器件以及图4b的切换时间控制代替时，将引起明显的切换损耗：
1.输入开关和互补输入开关是3端有源切换器件(MOSFET)，它们能够被诸如图4b中那样的适当的栅驱动信号从外部控制。
2.输出开关和互补输出开关是2端无源切换器件(二极管)，仅仅当特定的条件被转换器电路工作施加到其2端时，它们才被开通和关断：当跨越二极管开关2端子的电压变为高于其阈值电压时，二极管开通，而当通过二极管2端子的电流变为0时，二极管关断。
硬切换损耗
图4a中的各个半导体切换器件，无论是MOSFET晶体管或二极管，都能够处于其关断状态，此状态用图5所示的被充电到器件的关断电压Vc的等效集总寄生电容CS表示。一旦开关S如图5所示被接通，存储在此寄生电容中的能量E就被全部耗散，从而导致硬切换功率损耗PL，它正比于切换频率：
        E＝CSVc2/2；PL＝fSE＝fSCSVc2/2   (1)
对于典型的高电压开关，Vc＝595V，且对于CS＝237pF(见图15b的实验波形)，得到存储的能量E＝42W/MHz，且对于fS＝200kHz，PL＝8.4W。即使4个开关中仅仅一个工作于硬切换模式，在100W转换器中，得到的8.4W切换损耗也代表了7.8％以上的效率损失。现有技术软切换仅仅提供了总损耗的适度降低。因而需要新的无损耗切换方法，此方法将消除切换损耗而不增加其它的损耗，从而导致可能的最高效率。
开关象限分类和最佳切换装置
当理想开关(图6a)被接通(开通)时，能够双向传导电流，而当理想开关被断开(关断)时，能够阻塞二种极性的电压，于是，其工作有如图6b中(i-v)特性的粗线所示的4象限开关。但开关半导体器件对电流流动的方向或阻塞电压极性的能力有限制。例如，电流整流器(二极管)仅仅沿一个方向(整流方向)传导电流，且仅仅阻塞一种极性的电压(图10c)。于是，二极管就是1象限开关的例子。双极晶体管是1象限开关的另一个例子(图9c)。
在功率半导体开关技术的目前状态下，可变半导体4象限开关不是以单一元件的形式存在，而是必须使用组合开关，它由二个或更多个诸如MOSFET晶体管和/或二极管的半导体切换器件组成。一种这样的实际实现被示于图6c，其中二个N沟道MOSFET器件被背靠背放置，其源端子连接到一起，且其栅端子连接到一起，以便形成一个有效的4象限开关。在此情况下，实现图3a的转换器可能需要总共8个MOSFET开关，由于额外的MOSFET器件的传导损耗，其效率甚至进一步降低。图6c的双极晶体管形式甚至可能需要4个器件(2个双极晶体管和2个二极管)来模仿理想开关的4象限开关特性。问题是图3a的转换器能否用较简单的切换装置来建立而不用复杂的4象限开关。但这种较简单的实现必须能够实现本发明介绍的新的无损耗切换方法。下面的2象限和1象限开关选择方案仍然被研究。
2象限开关类具有2个子类：具有图7b的i-v特性的电流双向开关(CBS)和具有图8b的i-v特性的电压双向开关(VBS)。电流双向开关用图7a的符号，CBS符号标记的围绕理想开关的矩形盒来表示，以便清楚地表明其如图7b所示的作为电流双向开关的工作限制(沿象限I和IV的边界的粗线)：当开关被接通时，能够沿二个方向传导电流，因此称为电流双向开关，而当开关被断开时，仅仅能够阻塞一种极性的电压。重要的是观察通常被期望以1象限开关的形式工作的图7c所示的单个MOSFET开关，正如其双极晶体管对立部分可能的那样，实际以2象限开关的形式工作，其二个理由如下：
a)由于其特殊的半导体装置，MOSFET开关具有图7c中虚线所示的内建寄生(体)二极管，它为与MOSFET漏-源电流相反的电流提供了通路；
b)由于沟道能够传导二个方向的电流，故MOSFET切换器件固有地是电流双向的。实际上，此第二特点被用于大多数低压应用中，借助于在此被称为MOSFET的同步整流器装置中将电流引导通过旁路体二极管导电的低开通电阻的MOSFET导电沟道而消除体二极管造成的大的传导损耗。
用图8a的符号来表示电压双向开关(VBS)，如粗线所示也以2象限开关的形式工作，但沿图8b所示的象限I和II的边界：当开关被接通时，仅仅沿一个方向传导电流，而当开关被断开时，能够阻塞正负二个极性的电压。在其图8c的实际装置中，它由组合开关组成，此组合开关包含二个器件即MOSFET开关和电流整流器(二极管)的串联连接。注意，额外的二极管现在提供了组合开关的电压双向特点，但同时将MOSFET的其它电流双向特点限制到了单一电流方向。显然，这种电压双向开关(VBS)由于是由各具有其自身传导损耗的以二极管主导总传导损耗的二个物理器件的串联连接组成，故将具有更大的传导损耗。
在某些实际装置中，电压双向开关可以用已经在图6c中示出的二个背靠背MOSFET的复合开关代替，由于同时是电压双向开关和电流双向开关，故实际上是一个真正的4象限开关。这种装置的优点在于比图8c的包含MOSFET-二极管串联连接的VBS开关降低了传导损耗。这就是为何在有关详细的无损耗切换工作的稍后章节中，这种二个MOSFET晶体管装置被用于VBS输出开关的原因
1象限开关类具有二个基本的子类：具有图9b的i-v特性的1象限有源开关类以及具有图10b的i-v特性的1象限无源开关类。用矩形盒内具有罗马字母I的图9a的符号来表示1象限有源开关。作为图9c的3端有源可控开关的双极晶体管，是这种1象限开关的例子。用矩形盒内具有罗马字母II的图10a的符号来表示1象限无源开关。图10c的简单二极管整流器是这种第二象限开关的例子，这是一种2端无源开关，其状态(开通或关断)依赖于其端子处的电压和电流，但不像可控有源开关例如MOSFET或双极晶体管那样依赖于控制信号。
最少无损耗切换转换器的实现
原则上，能够用4个可变的较简单的选择方案中的任何一个来实现图3a转换器中4个开关中的每一个而不是复杂的4象限开关：2象限CBS或VBS开关和/或1象限有源双极晶体管或无源二极管切换装置。这导致256个具有简化切换装置的可能的明显不同的转换器。由于基本的功率转换原理，主输入开关不能是无源开关，这排除了二极管的可能，输入开关的选择仅仅剩下3种。若对互补输入开关做同样的假设，则依赖于特定的简化物理切换装置，仍然有大量的144种不同的转换器结构。但随后对图3a中转换器的工作的分析，特别是切换装置仍然能够提供新无损耗切换方法的效率好处，导致了下列最少开关要求：
1.输入开关S1至少是具有图9b的i-v特性的1象限有源开关，因此能够以双极晶体管的形式被实现。
2.互补输入开关S’1至少是具有图7b的i-v特性(通过此开关的电流是交流)的2象限CBS开关，因此能够用单个MOSFET来实现。
3.互补输出开关S’2至少是具有图10b的i-v特性的1象限无源开关，因此，简单的二极管整流器装置就足够。
4.输出开关S2至少是具有图7b的CBS开关或图8b的VBS开关的i-v特性的2象限开关，因此，能够以CBS开关(单个MOSFET)或VBS开关(与二极管串联的MOSFET)的形式被实现。作为可控2象限开关的这种切换装置，对于新颖的无损耗切换工作和高转换效率来说是至关重要的。
当然，上述最低限度开关实现不一定是最实际的实现。例如，在高的切换频率下，MOSFET开关较好，这样就无须增加任何额外的复杂性，输入开关S1也以单个MOSFET的形式被实现。
虽然互补输出开关S’2至少可以是仅仅一个单个的二极管整流器，但此开关也最好被实现为以同步整流器的形式工作的MOSFET开关，这样也被用来以通过传导损耗较低的MOSFET沟道的传导来旁路通过其寄生体二极管的传导。对于低输出电压应用来说，这是特别重要的，这将进一步提高总体效率。
最后，输出开关也用MOSFET被实现为CBS或VBS开关。作为CBS开关，此MOSFET开关不像互补输出开关的MOSFET那样，它将不以同步整流器开关的时刻工作，而是经历稍后上述的独特的切换时间控制。同样，当实现为VBS开关(具有降低传导损耗的图8c的MOSFET/二极管组合开关或图6c的二个MOSFET的复合开关)时，如稍后更详细地解释的那样，也将经历独特的无损耗切换时间控制。
实际的无损耗切换转换器的实现
144种以上的明显不同的转换器可能性中，下列二种基本结构表现为体现新颖无损耗切换工作特点的最有吸引力的实际变通：
1.图11a中的转换器，其中所有4个开关是电流双向开关；
2.图11b中的转换器，其中，输出开关S2被实现为电压双向开关(VBS)，而其余3个开关是电流双向开关。
图11a和图11b的转换器都能够以图11c中转换器的紧凑形式被方便地表示，其中，输出开关S2表示CBS或VBS开关。于是，图11c所示的特别符号被用来表示：围绕理想开关的矩形，矩形内部标记有CBS/VBS。因此，如稍后更详细地描述的那样，图11c的所有稍后的变化都意味着图11a的变种或图11b的变种可用来承受适当的切换时间控制。图11c的所有稍后的变化还设想利用二极管整流器作为互补输出开关的甚至更简单的实现。除了用作输出开关的切换器件的适当类型之外，切换时间控制甚至更为重要，并在图11d中被表示为切换时间控制装置，它为所有的4个开关提供所需的驱动信号。此图还示出了借助于用n∶1的隔离变压器简单地代替图11c的中间电感器而得到的隔离形式。于是，在图8中用粗线示出了切换时间控制装置、输出开关、以及隔离变压器，以便强调它们在无损耗切换过程中的特殊作用。
具有CBS开关的无损耗切换结构
在图12a中示出了图11d的一般无损耗切换结构的一种具有3个MOSFET开关和一个二极管的最简单的装置。在图12b中以粗线突出了难以达到D’-D无损耗切换过渡(从互补开关开通的状态过渡到互补开关关断的状态)的各个开关的切换时间控制，以便强调在放大的过渡时间段内的时间图形，对于200kHz的切换频率，与TS＝5000ns的总切换周期相比，此过渡时间段仅仅约为100ns。
MOSFET开关被用于输入开关S1和互补输入开关S’1，其图12b所示的D’-D过渡的开关时间提供了一些“空载时间”周期，此时二个开关都被关断。互补输出开关被示为由二极管CR’2实现，以强调对于此开关不需要特别的切换时间控制来达到适当的无损耗切换工作的事实。这样，此二极管的开通和关断将由转换器电路状态来支配：跨越二极管端子的正电压使其开通，而负电压或通过二极管开关的0电流使其关断。如在图12b可见，在输入开关被开通之后的时刻t4处，此CR’2二极管关断。这样，若MOSFET晶体管被用来代替二极管作为互补输出开关，则MOSFET将仅仅被用作同步整流器，以便在其具有与图12b中CR’2二极管相同的开关时间的传导时间段内旁路其自身体二极管。时刻t4将表示这种MOSFET互补输出开关必须被关断的最后时刻。
最后，在图12a中，输出开关以粗线被示为由被其切换时间控制信号S2控制的与CR2所示体二极管并联的MOSFET开关组成。虽然如图7c所示体二极管是每个MOSFET的一个整体部分，但由于图12b的波形CR2中所示的此二极管的切换时刻对于理解此新颖的无损耗切换机制特别重要，故此处分别突出为二极管CR2。若如图4a那样，二极管CR2被单独用作输出开关，则如从图12b中二极管CR2的波形所见，可能在时刻t2处被转换器工作开通。正是可控输出开关S2相对于这一时刻t2(时刻t2之前或之后)的开通，对于新颖的无损耗切换方法是关键的。当用作同步整流器时，MOSFET晶体管在其内部体二极管响应于转换器电路条件可能被开通和关断的相同的时刻被开通和关断。例如，当转换器工作导致跨越体二极管的正电压时，各个体二极管将开通，而当转换器工作导致通过体二极管的电流降低到0时，体二极管将关断。这样看来，在被其本身体二极管支配的时间之外开通或关断MOSFET开关就可能一无所获。这一常识已经引起并限制了MOSFET在现有技术软切换转换器中仅仅被用作同步整流器。虽然这种装置有助于降低MOSFET开关的体二极管的传导损耗，但这对于切换损耗的降低确实毫无作用。这样，就需要一种相对于其体二极管开关的MOSFET的特殊的切换时间控制，以便导致新颖的无损耗切换工作。
确实，在其体二极管被转换器电路关断之前关断MOSFET，对转换器的工作不造成差别：特定的开关由于体二极管的传导而开通，而不管施加到MOSFET开关的切换时间控制。实际上，由于在D’-D过渡内互补输出开关的分别切换时间控制可能对图12a中转换器的无损耗切换工作不造成任何差别，这正是为何仅仅用CR’2作为互补输出开关的原因。
在现有技术切换转换器中未曾认识到的是，MOSFET(CBS)输出开关在其体二极管开通之前被独立的开关驱动控制开通，对于有效且迄今无法达到的无损耗切换性能来说是至关重要的。与所有前述软切换明显不同的是，在其体二极管可能在时刻t2处被开通之前，且在某些情况下，如图12b所示，甚至在互补输入开关S’1在时刻t1处被关断之前，图12a的MOSFET输出开关S2被故意提早在时刻t0处开通。这导致输入开关寄生电容在D’-D过渡内的极为有效的谐振放电，这是现有技术软切换方法无法得到的。利用前述的数字例子，可能消除8.4W的切换损耗，效率可能提高7.8％。
在图4a中那样的具有二个二极管整流器的转换器中，仅仅有一个特殊的时刻t2，此时二极管整流器CR2被开通。相反，如图12a中那样用MOSFET作为输出开关S2，在时刻t0与时刻t2之间存在着广阔的时间范围(在图12b表示为CBS)，其间MOSFET能够被开通，导致无损耗切换性质，并大幅度改善效率。最后，由于能够在时刻t2之前以这样好的结果开通可控输出开关S2，故自然要问是否能够在时刻t2之后以同样有利的无损耗切换性能被开通。答案是肯定的，但要求不同类型的输出开关，即图13b或图14a的VBS开关，以及图14b的不同的切换时间控制。但在下节讨论VBS开关的工作之前，接着介绍一下二种形式的双极晶体管装置。
图13a示出了一种变通的实现，其中，图12a中的MOSFET晶体管被复合双极晶体管/二极管开关代替，对其可以应用与图12b相同的切换时间控制。此装置的缺点在于，现在各个CBS开关是由双极晶体管和外部二极管(二个器件)组成的复合开关，而不是先前所用的单个MOSFET开关。而且，旁路其体二极管以进一步降低传导损耗的MOSFET的有利特点也丧失了。尽管如此，这指出了任何类型的CBS开关是唯一的要求。这样，例如除了所示的用MOSFET晶体管或双极晶体管的实现之外，本技术领域的熟练人员还能够容易地找到用其它可控有源半导体或其它切换器件，例如用GTO(栅关断)器件、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、SCR(闸流管)、或其它可控CBS切换器件的装置，这些切换器件被用来以CBS开关的形式工作。
具有VBS开关的无损耗切换结构
CBS输出开关的适当切换时间控制已经明显地将此开关的有利工作范围扩展到了示为CBS时间段的图12b所示的时刻t0-t2的时间段。但超过图12b的时刻t2之后，与其二极管并联的相同的CBS装置阻碍了跨越此开关的电压极性的反转并将其箝位在0V，因此，不可能进一步有利地利用此有源开关的切换时间控制。虽然对于CBS开关确实如此，但对于具有图13b那样与二极管串联的双极晶体管的VBS输出切换装置来说，情况不是这样。注意，跨越输出开关的电压vS2在t2处不再被箝位到0，而是实际上能够到负，致使双极晶体管可能在时刻t2之后被开通，如从图14b的S2波形的粗线可见。图14a示出了具有MOSFET晶体管和二极管的变通的输出切换装置，采用与图14b相同的切换时间，并导致上述相同的额外MOSFET优点。
具有VBS开关的无损耗切换，具有几个独特的优点：
1.独立于工作点；
2.对输入直流电压和输出直流负载电流的任何组合都可得到；
3.不需要诸如谐振电感器之类的任何额外元件，于是，即使隔离变压器具有非常小的泄漏电感(紧密耦合的变压器)，也同样有效。
在题为“切换损耗的消除”的章节中，提出了对依赖于输出开关的VBS切换装置以及图14b那样的切换时间控制的这种无损耗切换类型的几个变种的详细考虑。
硬切换与无损耗切换实验比较
在工作于固定的200kHz切换频率(切换周期TS为5微秒)下的占空比D为50％的400V-5V，20A开关直流-直流转换器上，实验比较了D’-D过渡的常规硬切换与新颖的无损耗切换性能。在上述比较中，利用适当的切换时间控制，D-D’过渡被保持无损耗。另一方面，在一种情况下，用图15b的简单切换时间控制使D’-D过渡成为硬切换，而在另一种情况下，用图16b的特殊切换时间控制使之成为无损耗。从图15a所示硬切换形式和图16a所示的新的转换器的新颖无损耗过渡形式的输入开关的漏-源电压的实验电压波形，由于每格1微秒的大而粗的时间刻度，很难看出其D’-D过渡时间段之间的差别。但一旦时间尺度被放大20倍到每格50ns(图15b和16b的D’-D过渡)，且输入开关栅电压和输入开关漏电流也被观察，则巨大的差别是显然的。利用CBS开关作为输出开关和图16b的切换时间控制，形成了此实验例子中的无损耗切换D’-D过渡，导致寄生电容器的最有效的谐振放电。
图15b的硬切换是简单硬切换时间控制的结果：与关断互补输入开关(以及互补输出开关)同时，输入开关和输出开关被开通。由于输入开关S1的开通强迫二极管整流器CR’2同时关断，故为简化起见，未示出互补输出开关的时间控制。输入开关的栅-源电压波形VGS(S1)示出了输入开关在其最大阻塞电压Vc＝595V下被开通，导致8.4W的硬切换损耗。尽管输入开关有高的切换速度，在仅仅25ns之后被完全开通，但无法控制的D’-D过渡导致另一个缺点：如从输入开关的漏-源电流iDS(S1)所见的比满负载下的峰值开关电流高3倍的高电流尖峰噪声。除了大的切换损耗之外，这还导致高的EMI噪声。
图16b的无损耗切换实验波形是图16b的更复杂的切换时间控制图形的结果。注意输入开关的栅-源电压如何在跨越输入开关的电压已经降低到0的时刻走“高”(开通此MOSFET器件)，从而导致完全消除寄生电容造成的切换损耗。这也被损耗的测量证实，并由输入开关上的低的温度上升确证。而且输入开关电流iDS(S1)现在没有过冲，且非常平滑而无尖峰，由于D’-D过渡时间从硬切换情况下的25ns延长到无损耗切换情况下的180ns而导致大幅度改善了的EMI噪声。于是，利用具有图16b的适当的切换时间控制的CBS输出开关，未被控制的、不稳定的、有噪声而有损耗的硬切换过渡就被控制良好的、可预期的、平滑而有效的无损耗切换D’-D过渡代替。
此例子明确地指出了可控MOSFET开关在仅仅为总切换周期5微秒的0.4％的200ns的短的D’-D过渡时间段内的正确切换时间控制图形的重要性。于是成为短的过渡时间段内的开关可控CBS开关的适当顺序，这导致明显的性能改善。在D-D’过渡过程中也实现了相似的精确切换时间控制，以便也导致此过渡的无损耗切换性能。但此过渡的详细时刻留待稍后章节来分析。
硬切换对无损耗切换转换器结构
上述的实验比较，明确地指出了可控切换器件的特殊切换时间控制图形与可控切换装置的特殊类型(CBS或VBS开关)和适当的开关位置(诸如VBS开关定位为输出开关)一起的至关重要，包括诸如切换器件的不可见但还是存在的寄生电容、隔离变压器的不可见但也总是存在的寄生泄漏电感之类的“寄生”元件的存在和相互连接在内，这些集总一起得到新颖的无损耗切换性能。
图3a的基础的硬切换布局与图3b的硬切换时间控制一起，仅仅确保了理想化转换器的稳态工作。它是具有144种可能转换器结构中的最佳切换装置(CBS/VBS/二极管/晶体管)的二种结构与所有有源开关(CBS或VBS类型)的相应的最佳切换时间控制一起的选择，它产生用现有技术软切换转换器迄今无法得到的性能改善。建立的实验样机已经确认了无可比拟的无损耗切换转换器性能：效率提高，由于能够得到更高的工作切换频率而减小尺寸和重量，降低EMI噪声，元件温度降低，减小开关元件的应力(电压和/或电流过冲)，以及由此最终得到的大幅度改善的可靠性。
稳态分析
诸如图1a的现有技术降压转换器之类的简单切换转换器是容易分析和理解的。图3a的新的转换器即使以其简化的形式也显然更复杂得多。作为第一步骤，必须证明稳态工作的存在；即在恒定的切换频率fS下的大量重复的开关之后，电路中的所有电容器必须被充电到一定的直流电压，且所有的电感器必须传导一定的直流电流。于是，为了证明这种稳态工作的存在并找出电容器上的实际直流电压和电感器中的直流电流与占空比D、输入电压Vg、以及直流负载电流I2的函数关系，使用了如下列书中详细描述的态空间平均方法：S.Cuk和R.D.Middlebrook的书“切换模式功率转换进展(Advances inSwitched-Mode Power Conversion)”，vol.I，vol.II，vol.III中，或1976年6月由相同作者发表在Proceedings of PowerElectronics SpecialisTS Conference (PESC)上的的论文“模型化切换转换器的功率级的通用统一方法(A General Unified Approachto Modeling Switching Converter Power Stages)”。
用为得到的二个切换网络写出完整的态空间方程来开始分析：一个是图17a所示的为开通时间段DTS的，另一个是图17b所示的为关断时间段D’TS的。在图17a和图17b的二个切换网络中，电感器电流的假设方向和电容器上的直流电压的极性如所标记的那样。若实际的计算导致例如直流电压具有负号，则上面假设的极性不正确，而相反的直流电压极性是实际的电容器直流电压极性。遵循态空间平均方法，然后用各个占空比D和D’作为权重因子对各个态空间方程进行平均，并规定稳态准则使所有导数等于0。然后根据已知量占空比D、输入电压Vg、负载电流I2，求解所得到的具有5个未知数直流电压V1、V2、Vc以及直流电流I1、Im的5个代数方程，以便得到下列稳态解：V1＝Vg Vc＝Vg/(1-D) V2＝DVg I1＝DI2 Im＝(1-D)I2         (2)
方程(2)给出的稳态解也证实此转换器具有一定的稳态，如建立实验样机和验证上述稳态条件同样证实的那样。还要注意的是，由于(2)中的所有解都以正号出现，故图17a和图17b假设的电感器电流方向和电容器直流电压的正极性也对应于它们的实际电流方向和实际直流电压极性。于是，图3a的转换器是极性非反转的，并具有与常规降压转换器相同的直流转换比，即V2/Vg＝D。如图18所示，此直流转换比是占空比D的线性函数。在许多实际应用中，直流输入电压源与输出直流负载之间不需要电隔离，较简单的非隔离结构因而是优选的。而且，在采用这种非隔离的转换器的应用中，正输入到正输出电压的转换是最经常需要的，致使本发明的不反转极性的特点也是一个明显的优点。看来，本发明具有与仅仅能够降压转换而不能够提供比输入直流电压更高的电压的降压转换器相同的限制。但情况并不是这样，稍后借助于引入本发明的隔离延伸以及自耦变压器延伸，将消除此限制。
在大多数实际应用中，要求调节输出电压并保持恒定而不管输入直流源电压大的变化和输出直流负载电流大的变化。借助于接通直流-直流转换器周围的常规反馈控制回路，这二种变化能够被吸收，且输出电压能够被调节，从而得到图19a所示的被调节了的直流源。此反馈控制回路按需要对图19b所示的占空比D进行调制，以便提供被调节了的输出电压。于是，重要的是切换转换器的工作及其关键指标要在例如2∶1的输入直流电压范围的从工作占空比D为D＝0.33到D＝0.66的广阔范围内有效。
下面所述的本发明的3个基本性质确实在整个工作范围内得到了保持。
3个基本性质
第一性质：3个电感器的直流电流之间的关系
从(2)中二个直流电流方程，能够容易地推导出3个直流电感器电流之间的非常简单和值得注意的关系，这是此转换器的独特性能的根本。亦即，借助于将(2)的输入电感器的直流电流I1和中间电感器的直流电流Im相加，得到输入电感器、中间电感器、输出电感器直流电流之间的这一关键关系：
          第一性质：I1+Im＝I2           (3)
得到了一个很出乎意料的结果：尽管输入电感器直流电流I1和中间电感器直流电流Im根据(2)都强烈地依赖于工作占空比D，但基本关系(3)却与工作占空比D无关。还要注意中间电感器所起的重要作用，它正好提供了所需的与占空比有关的直流电流，致使关系(3)能够对任何占空比D保持正确。不承认这一关系，就无法形成稍后介绍的新颖的无损耗切换方法。
第二性质：交流波纹电流仅仅出现在辅助电容器中
仅仅借助于对显示在图20中的在互补关断时间段D’TS＝(1-D)TS内的切换网络进行检查，也能够以变通的简单方式验证这一非常独特而重要的关系。各个瞬时电流(直流电流和叠加的交流波纹电流)在图20中的节点A处的相加，导致由3个电感器电流i1、im、i2表示的辅助电容器瞬时电流iC(t)：
       iC(t)＝i1(t)+im(t)-i2(t)       (4)
此方程能够被进一步分离成二个关系，与电感器电流的直流分量(此处和本文其它地方用大写字母表示)以及与交流波纹分量(此处和本文其它地方用Δ符号表示)相关。于是有：
             IC＝I1+ Im-I2             (5)
   第二性质：ΔiC(t)＝Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t)  (6)
在稍后有关切换损耗消除的章节中，示出了方程(6)和交流波纹电流的时间范畴的表述。
但注意，由于在开通时间段DTS内，辅助电容器C未被连接到转换器电路，而仅仅在关断时间互补周期D’TS＝(1-D)TS内通过互补输入开关S’1被连接到转换器电路，故辅助电容器C中的直流分量IC必须为0：
                   IC＝0          (7)
于是，在关断时间段D’TS内，辅助电容器必须具有0的净直流电流IC＝0。否则，例如正的直流电流IC可能每个周期对此电容器充电，从而可能将其直流电压持续提高直到无穷大。因此，在辅助电容器中仅仅存在着(6)的交流波纹电流，因为态空间平均证实此电容器将具有由(2)中的Vc＝Vg/(1-D)所给定的有限的直流电压。于是，利用(7)，方程(5)简化成与方程(3)相同的结果。所有直流电感器电流的实际方向如图21a所示，方程(2)证实了这一点。
第三性质：输入电感器和中间电感器交流电压的关系
为了进一步便于完全理解此转换器的独特性能，在图21a中按照Vg和占空比D清楚地示出了所有3个电容器的直流电压。输入电感器和中间电感器上的交流电压被表示为vL1和vm，而其正极性用正号(+)标记，如图21a所示。借助于在图21a的示意图中简单地考察输入开关S1和输出开关S2被接通时(DTS时间段)以及它们被断开时(互补D’TS时间段)的电感器电压电平，如图21b中那样推导这些电感器上的实际时间范畴电压波形。于是能够容易地证实二个电感器的交流电压是完全相同的，亦即相对于图21a中标记的正极性表示同相位且幅度相等：
                vL1＝vm             (8)
从Vg、L1、C1、Lm组成的回路也容易地看到了此关系(8)，其中，输入电容器C1和直流电压源Vg对交变电流是短路的，此交流方式使输入电感器L1与中间电感器Lm并联，因此，它们具有完全相同的交流电压。而且，重要的是观察到关系(8)由于与D无关，故对于任何工作占空比D也成立。
耦合电感器的改进
由于根据(8)，输入电感器和中间电感器对于任何工作点具有完全相同的电压波形，故它们能够被耦合到公共磁心上，如图22的耦合电感器延伸所示。如从图23b可见，图23a的分立输入电感器具有空气隙g1以支持直流电流I1，而如从图23d可见，图23c的分立中间电感器具有空气隙gm以支持直流电流Im。图24a的组合电感器结构具有是为二个空气隙之和(g1+gm)的空气隙，以支持总的直流电流(I1+Im)。于是，如由组合的耦合电感器磁心的图24b的磁通量对安匝特性所见，相应的有效电感被进一步减小。为了最佳的性能好处，用位于UU状磁心无空气隙的臂上的输入电感器来实现耦合电感器磁性元件，而中间电感器被置于具有空气隙的磁臂上，如图25a所示。空气隙在磁心中的这种定位，并利用二个线圈完全相同的匝数，将导致图25b的电路模型，其中，几乎所有泄漏电感都位于输入电感器侧上，而可忽略的泄漏电感位于中间电感器侧上。由于各个交流电压波形完全相同，故跨越输入电感器侧上的泄漏电感的净交流电压实际上为0，对于任何占空比D，导致输入电感器中的0波纹电流。
变通结构
注意，即使对图11c的原始转换器进行大量的结构重新安排，也将保持所有的基本关系(3)和(4)。具有辅助电容器C和互补输入开关S’1的串联连接的用粗线突出的支路，能够以图26(a-1)所示的许多不同的方式被连接，而不改变基本性质(3)和(4)，因此具有相同的转换器工作。例如，此支路能够如图26a中那样与中间电感器Lm并联连接，或如图26b中那样与输入电感器L1并联连接。在图26a的情况下，辅助电容器C上的直流电压将被改变到下式给定的新的稳态数值Vb： V b = D 1 - D V g - - - - ( 9 )
而在图26b的情况下，C上的电压与(9)给定的相同。如图26c所示，另一种变通是将此支路连接在输入电压源的正端子与输入电感器和中间电感器Lm之间的结之间。在图26d和图26e中示出了二个额外的可能性。
如在图26f中那样，在将输入电容器C移动到底部返回电流路径之后，能够得到进一步的修正。这可能有明显的缺点，即失去了输入与输出之间的公共接地，使源或负载浮置。
尽管如此，从这种非隔离转换器得到的隔离形式可能改正稍后在有关隔离无损耗切换转换器的章节中所见到的不足。然后，如图26f所示，具有辅助电容器C1和互补输入开关S’1的支路能够与中间电感器并联连接。此结构的优点在于，辅助电容器具有由(9)给定的明显地降低了的直流电压Vb，而同时，开关S1和S’1处于稍后描述的所谓高侧驱动装置的最佳位置。例如，对于D＝0.5，根据(9)，阻塞电压要求被降低一半。这种连接的缺点在于可能增大具有输入开关的支路的寄生电感并引起此开关上的电压尖峰的增加。图26(g-1)示出了基本转换器结构的其它可能变换。在基本转换器结构的所有这些等效变换中，尽管辅助电容器C的位置不同，但此电容器的直流电压总是电压Vg、Vb、Vc、V2的线性组合。
除了图26(a-1)所示的那些变种之外，还有大量的方法，其中，具有辅助电容器C和互补输入开关S’1的支路能够被置于基本转换器的其它节点之间而仍然满足基本关系(4)。确实存在着图11c所示基本转换器结构的数百种其它等效转换，如在图26j中那样，借助于从转换器的顶部到底部引线(返回电流路径)重新定位诸如输入电感器和/或输出电感器之类的其它元件而得到它们。正如在输入电感器重新定位到底部的情况下，在这种非隔离转换器的情况下将失去源与负载之间的公共接地的所希望的特点。尽管如此，被隔离的对立部分将消除此缺点，并导致具有二个分立的接地的隔离形式。
而且，当互补输出开关S’2也被重新定位到图26j中转换器的底部引线时，得到图26k的非隔离转换器。注意，在此转换器中，输入直流源和输出直流负载的正端子能够具有图26k所示的公共接地，从而导致负输入-负输出转换器。图261示出了另一个变种，其中，具有辅助电容器和互补输入开关的支路被置于与输出开关并联。但注意，元件的这些重新定位都只是图11c的基本的新切换转换器的变种。用态空间平均分析方法(如前面上述由Cuk介绍的)容易地证明了这一点。所有这些转换器变种的态空间方程完全相同于图11c的基本的新切换转换器的态空间方程，于是，所有这些转换器变种除了如上所述辅助电容器C的直流电压差别之外，都导致基本上相同的性质。例如，如在图26j和26k中那样，输入电感器L1重新定位到底部引线，就图11c的基本转换器而论，导致相同的二个切换网络方程(对于DTS和D’TS)。
注意，如上所述，具有辅助电容器C和互补输入开关S’1的且诸如输入电感器、输出电感器、互补输出开关之类的其它元件重新定位的支路的所有这些变通的连接，可能都具有一个共同点：互补时间段D’TS内的辅助电容器电流ic(t)由(4)给定。由于保持了此关系(4)，故基本的新转换器的独特性质被保持并出现在其图26(a-1)的许多等效变换的任何一种以及许多未示出但满足条件(4)的变换中。于是，采用方程(4)作为在权利要求中描述在所有可能情况下将具有辅助电容器C和互补输入开关S’1的支路连接到转换器其余部分的方法所需的基本方程条件。本技术领域的熟练人员可能找到某些其它的变通转换器修正，其工作可能包罗同样的关系(4)，因此，它们都被认为是这一原始转换器结构的其它变种。
应该强调的是，在所有上述变种中，由于根据(7)，IC＝0，故通过具有互补输入开关S’1和辅助电容器C的支路的电流仅仅是交流。于是，互补输入开关S’1将仅仅承载比直流负载电流小的交流波纹分量。因此，互补输入开关S’1的传导损耗，与作为功率开关的其电流直接依赖于直流负载电流的输入开关S1的传导损耗相比，将是非常小且可忽略的。正如互补输入开关S’1，辅助电容器C由于也仅仅承载同样小的交流波纹电流分量，故其尺寸也比较小，且损耗分量也低。因此，辅助电容器即使具有较大的ESR，其损耗也可忽略。于是，具有辅助电容器和互补输入开关S’1的支路对总的转换器传导损耗的贡献非常小，但由于它使得能够存在二个由关系(3)和(4)定义的对无损耗切换性能至关重要的基本性质而极为重要。
此外，这一支路的存在导致中间电感器Lm上的伏-秒平衡。或者，辅助电容器C被充电到正好为确保中间电感器Lm上的伏-秒平衡所需的由(2)给定的直流电压Vc。因此，当这一中间电感器被隔离变压器代替时(见有关隔离转换器的下一章节)，也将确保此变压器的磁化电感的伏-秒平衡。于是，完全消除了对诸如现有技术正向转换器的隔离变压器中的第三复位线圈之类的分立磁心复位机构的需要。因此，中间电感器Lm(或隔离变压器的磁化电感)上的伏-秒平衡对于其工作是实质性的，并代表了此转换器的第三基本性质。
硬切换的简化
在硬切换转换器中，如图27a所示，具有单一象限开关的较简单的装置也是可能的。但互补输入开关S’1仍然必须如图27a中那样用例如与二极管并联的NPN双极晶体管的电流双向开关来实现，由于其电流是交变的，因而本质上是双向的。输入开关S1不必是电流双向的，如图27a所示，可以用其它NPN双极晶体管来实现。如在图27a中那样，输出开关S2和S’2可以是二极管，即电流整流器CR2和CR’2。图27a中的NPN双极晶体管S’1可以用图27b的PNP晶体管S’1代替，现在是处于直接驱动的最佳发射极接地结构，而不是图27a电路要求的浮置驱动。着重于更高的切换频率和驱动的简单，如在27c中那样，可以用MOSFET晶体管来代替双极晶体管。注意，互补输入开关S’1是P沟道MOSFET，它处于适合于直接驱动的最佳源接地结构。输入开关S1也处于源接地结构，这样就能够使用较简单的直接驱动而不是更复杂的浮置驱动。增加的好处在于二极管已经被建立到MOSFET器件中，从而不需要外部二极管。而且，由于转换器的前端作为一个整体是电流双向的，故输入MOSFET开关S1中的体二极管将防止小负载电流下的不连续传导模式。在图27c的P沟道MOSFETS’1被图27d中的N沟道MOSFETS’1代替。虽然此开关如图27a中的双极对立部分那样要求浮置驱动，但由于能够获得专用集成电路(IC)驱动器芯片即专门为这种驱动条件设计的所谓“高侧驱动器“及由于其效率，故在许多应用中这仍然被优选，并甚至能够提供新颖无损耗切换装置所需的适当的切换时间控制。
对于低电压应用，其中需要降低输出传导损耗，输出侧上的电流整流器CR2和CR’2被图27e中那样的以同步整流器的形式工作的MOSFET器件代替。而且，所有MOSFET器件的采用，使得能够得到新颖无损耗切换方法的几种不同的实现。某些应用可能偏爱图26a或26f中的结构，这种结构在辅助电容器C上具有比其图11c结构中的电压Vc＝Vg/(1-D)更低的由Vb＝DVg/(1-D)给定的直流电压。各个辅助电容器的直流电压额定值的比率由下式给定： V b V C = D - - - - ( 10 )
于是，在占空比D＝0.5下，当辅助电容器位于图26a那样的位置时，其电压额定值比其图11c那样的位置低2倍。稍后的隔离实施方案将利用二者的优点：辅助电容器C的较低的电压额定值以及高侧驱动结构。辅助电容器的其它位置可以导致电容器C的甚至更低的电压额定值。
图27f示出了实现为具有2个背靠背MOSFET的复合开关的输出开关。图27g的转换器也具有同样的VBS切换装置，但开关S’1是P沟道MOSFET。
具有CBS输出开关的隔离延伸
在大多数实际应用中，为了安全的理由或从***的观点出发，常常要求输入直流源与输出直流负载之间的电隔离。一旦得到转换器的隔离形式，就得到额外的好处，例如：输出电压能够随变压器匝数比按比例增加或下降，能够提供负的和正的输出电压，能够容易地获得具有不同直流电压或极性的多输出，等等。
但非隔离直流-直流转换器的存在完全不保证电隔离对立部分的存在。实际上，许多非隔离的转换器完全不具有电隔离的延伸。有一些具有电隔离的，实际上具有相当不明显的延伸，例如正向转换器，它出自图1a的现有技术降压转换器，并在其基本形式中要求第三线圈来提供磁心复位。还有其它一些转换器，例如现有技术逆向转换器，具有直截了当的隔离形式，借助于简单地用隔离变压器代替非隔离形式的电感器而得到。由于已经显示了中间电感器Lm(因而是各个隔离变压器的磁化电感)被伏-秒平衡，故本发明属于这一类。图26a示出了具有3个分立电感器的本发明的非隔离形式。于是，借助于简单地用具有磁化电感Lm且次级对初级的匝数比为Ns∶Np的隔离变压器替换原来的中间电感器Lm，得到了图28的相应隔离形式，此匝数比将电压转换比改变为
              V2＝DVgNs/Np         (11)
于是，图26a的非隔离转换器的所有性质都被转移到图28的隔离形式。
虽然非隔离转换器仅仅能够有降压功能，但图28的隔离延伸也能够有升压以及升压/降压功能。同样，在许多应用中，例如当被整流的交流线路被用作主要直流源，以及要求诸如5V、3.3V和以下的低电压输出时，要求非常大的降压。在这些应用中，因为也有电隔离的特点，故通过变压器匝数比的额外的电压下降是主要的。
正如将图26a的非隔离转换器转变为图28的隔离转换器那样，现在可以用隔离变压器代替图26(b-1)中的转换器的中间电感器，以便得到其隔离对应物。但注意，不是所有的非隔离转换器变种都有其隔离对应物。例如，由于由辅助电容器C和互补输入开关S’1组成的支路被连接在转换器的初级侧上的一个节点与次级侧上的另一个节点之间，故图26d和图26i在这一步骤之后可能仍然不具有电隔离。于是，在排除这些转换器结构之后，仍然有大量图11c的基本非隔离转换器的隔离延伸是可能的。图29(a-h)示出了基本转换器的一些隔离延伸。注意，在图29g和图29h的转换器中，具有辅助电容器C和互补输入开关S’1的支路完全在次级侧上。于是丧失了此支路原先在输入侧上时的好处：存储在变压器泄漏电感中的能量不被恢复而是丧失，导致总效率降低。而且，这一额外的能量损失表现为输入MOSFET开关的漏-源电压的无阻尼或阻尼非常小的减幅振荡。这又导致此器件上的大的电压尖峰及其更大的电压额定值以及大幅度增大的辐射EMI噪声。
图26f的非隔离结构中不存在公共接地的问题，在其图29e的隔离对应物中得到了解决，其中，变压器被浮置，而源和负载分别具有接地。这种结构的额外优点是，如图30所示，在高侧结构中，初级侧开关可以用如图30所示高侧结构的N沟道MOSFET器件来实现，而辅助电容器C具有(9)给定的更低的电压额定值Vb。在作为图26k中其非隔离对应物的隔离形式的图29f的隔离结构中，保持了同样的优点。图26g中的转换器的隔离对应物除了输入电容器C1位于顶部引线和互补输出开关S’2位于输出返回引线之外，是图29a中的隔离转换器。显然，二种转换器彼此互为明显的修正。
正如非隔离情况确实具有用等效变换得到的数百变种，故借助于用隔离变压器代替中间电感器，也得到同等数目的隔离转换器。其中仅仅极少的如对图26d和图26i的转换器所解释的那样不具有隔离而将被排除。从上述讨论显见，隔离变压器的***不改变新的转换器的基本工作或关键特点和性能特性。但应该排除其中具有辅助电容器的支路被置于初级侧与次级侧之间的那些变种。尽管如此，仍然存在着图29a的本发明的隔离延伸的几个额外的实施方案，它们都是在非隔离结构中无法得到的，或具有新的重要的特点。
图30所示的是隔离转换器的一个实施方案，其中，图29a的所有4个开关被N沟道半导体MOSFET切换器件代替。初级侧开关被连接成使高侧驱动器IC电路能够被使用，这是一个明显的实际优点。同样，次级侧MOSFET切换器件二者都是具有接地的源的N沟道MOSFET，导致次级侧MOSFET切换器件的实际直接驱动。还要注意，辅助电容器C同时处于具有较低直流电压额定值的位置。
若调制输入开关占空比的驱动和控制电路位于初级侧上，则次级侧MOSFET开关出现一些驱动问题：相应的驱动信号必须从初级侧传送到次级侧，且必须提供驱动控制隔离。而且，一旦驱动信号被提供在次级侧上，次级侧驱动电路的驱动功率就也必须提供，这导致复杂而费钱的解决方法。于是，若次级侧开关能够“自驱动”，只是现有的切换转换器电路能够被用来提供正确的驱动而不增加任何控制或功率电路元件，则是一个明显的实际优点。在图31a所示的本发明的另一个实施方案中，提供了一种这样的“自驱动”结构。倘若如图31a那样形成连接，则变压器的次级侧已经提供了正确的驱动波形：输出MOSFET开关S2的栅被连接到互补输出MOSFET开关S’2的漏，而互补输出MOSFET开关S’2的栅被连接到输出MOSFET开关S2的漏。于是，初级开关的开通和关断将在变压器次级上自动地产生正确的驱动波形来驱动输出MOSFET切换器件。这样就消除了复杂的驱动和控制电路。
图31b示出了本发明的另一种“自驱动”实施方案，其中，额外的驱动线圈被绕制在隔离变压器的相同的磁心上。各个驱动线圈具有匝数Nd，且线圈的相应末端被连接成对二个输出MOSFET开关提供最佳的不同相位的驱动。再次消除了复杂的驱动和控制电路，并明显地简化了电路。
与图31a的“自驱动”结构相比，图31b的结构由于驱动线圈的匝数能够被选择来优化驱动要求而更为灵活。应该指出的是，尽管有上述的电路简化，但在这一较简单的驱动装置中，仍然能够得到在下面章节中讨论的大多数无损耗切换好处。
一旦实现了隔离变压器，各个分立输出电压就被相应的变压器匝数比换算，如图32所示。由于各个输出被隔离，故借助于适当地选择第二输出的输出接地，还能够得到负极性的输出电压。
在某些不要求隔离，而需要来自正的输入电压源的正的输出电压极性的应用中，采用另一个实施方案是有利的，其中，自耦变压器取代了中间电感器，如图33所示。如在任何自耦变压器连接中那样，初级线圈和次级线圈共用一些公共匝数，例如图33中的Np。这种结构比完全隔离的形式更有效。如图33所示，由于初级线圈在Np匝处只是使用抽头，故仅仅需要为自耦变压器提供一个总匝数为Ns的线圈。在图33所示的结构中，Ns＞Np，且匝数比提供了升压。但当Ns＜Np(次级线圈采用初级线圈上的抽头)时，得到了额外的降压。此外，由于单个自耦变压器线圈还具有较低的RMS电流，故交流铜损耗被降低了。正如在隔离变压器情况下那样，得到了输出直流电压的额外电压换算。
具有VBS输出开关的隔离延伸
图34所示是隔离转换器的实施方案，其中，图29e的所有开关被N沟道MOSFET代替。还要注意，输出VBS开关S2用二个MOSFET器件组成的复合4象限开关来实现。初级侧开关还是被连接成能够使用高侧驱动器IC芯片，这是一个明显的实际优点。互补输出开关S’2以其源接地而被连接，并能够被直接驱动。但图34中用二个MOSFET4象限复合开关S2实现的输出开关要求浮置驱动。在图35中，电压双向开关(VBS)S2用二极管和源接地的P沟道MOSFET来实现，这是一种适合于直接驱动的结构。还要注意的是，辅助电容器C同时处于其中具有较低的直流电压额定值的位置。若由开关S’1和辅助电容器C组成的支路与输入电感器L1并联连接，则此电容器C上的电压甚至能够更低。但在此结构中，输入电流将包含此支路中流动的交流波纹电流加上输入电感器电流，因而将不再是无波纹的。
一旦实现了隔离变压器，各个输出电压就被相应的变压器匝数比换算，如图36所示。最后，由于各个输出被隔离，故借助于适当地选择第二输出的输出接地，还能够得到负极性的输出电压。
在某些不要求隔离，而需要来自正的输入电压源的正的输出电压的应用中，采用另一个实施方案是有利的，其中自耦变压器取代了隔离变压器，如图37所示。
在大多数应用中，例如在来自整流交流线路的工作中，要求例如从400V到5V或更低电压的相当大的降压。在这种情况下，通过隔离变压器降压匝数比来提供额外的降压。图30和图34的隔离延伸以及图33和图37的自耦变压器延伸在此情况下还执行转换器输入侧从转换器输出侧完全去耦的重要的实际功能。这一所希望的性能是输出侧整流造成的。完全去耦意味着输入侧将仅仅“承受”其小电流，而没有从输出侧反射的直流电流，后者在低电压大电流应用中可以代表对输入侧器件的大部分额外电流应力。同样，输出电压将不反映到输入侧来提高输入侧切换器件的电压额定值。输入侧上的电压既不会反射到输出侧并提高输出侧元件的电压额定值，输入侧电流也不会通过隔离变压器或自耦变压器匝数比反射来提高输出器件承受的总电流。于是，变压器初级侧上的切换器件将在低输入电流下工作，而变压器次级侧上的切换器件将在低输出电压下工作，而不会有任何附加的电压/或电流额外消耗。
当MOSFET开关被关断时，其寄生漏-源电容被充电到关态电压Vc，存储由1/2CSVc2给定的能量，其中Vc是器件阻塞电压，而CS是根据(1)的切换器件寄生电容。由于对阻塞电压的平方依赖关系，故输入初级侧上的高压器件比变压器次级侧上的低压输出器件具有明显更高的存储能量。各个MOSFET开关每次被开通，寄生电容器就被短路，其能量就耗散为热，除非采取其它措施来消除这一损耗。这揭示了图30和图34中哪些MOSFET切换器件在大的输入到输出降压转换情况下对于降低切换损耗是最关键的。在此情况下，输入侧MOSFET开关是高压器件，而输出侧MOSFET器件是低压器件。显然，就这一对切换损耗的贡献而言，输出侧上的电压器件是远为最关键的。于是，下一章节描述本发明的新颖的无损耗切换实施方案，它完全消除了输入侧上高压MOSFET开关的切换损耗，并消除或明显地降低了输出侧上MOSFET开关的切换损耗。
切换损耗的消除
第二基本性质
图38a和图38b示出了图11c的转换器中输入电感器和输出电感器的交流波纹电流分量。注意，对于二个电感器电流的给定选择方向以及对于根据图38a和图38b选择的线圈的正的交流电压极性，适用下列方程：
   vL1＝L1di1/dt  和  VL2＝-L2di2/dt    (12)
如在图38a和图38b中所见，这二个方程的符号的差别表示输出电感器波纹电流与输入电感器波纹电流相位相反。
现在来仔细研究一下方程(4)、(5)、(6)、(7)的时间范畴解释。图39a示出了电感器电流之和i1(t)+im(t)，示出了其直流电流电平I1+Im和交流电流分量Δi1+Δim。图39b示出了输出电感器电流i2(t)。输出电感器的直流电流电平幅度I2等于I1+Im，因而在减去图39c所示净直流电流之后，在所有时间为0，表明了关系(5)。从图39a的波纹电流Δi1(t)+Δim(t)减去图3b的波纹电流Δi2(t)，导致图39d的总波纹电流波形的时间范畴表示。注意，由于输出电感器波纹电流相对于输入电感器和中间电感器波纹电流反相位，且由于正在考察差值Δi1(t)+Δim(t)-Δi2(t)，故将导致所有3个波纹电流的幅度的实际相加，如图39d所示。在图39e中，辅助电容器C中电流iC(t)的时间范畴波形与互补时间段D’TS内图39d的波形重合，并在时间段DTS内明显地为0。此辅助电容器电流iC(t)具有0直流电流分量，因而验证了原来的假设。虽然从辅助电容器在同一个互补时间段D’TS内必须被充电和放电的事实，已经推导出交流波纹电流仅仅存在于辅助电容器中，但上述详细分析确认了此交流波纹电流与互补时间段DTS内图39e中的完全相同，亦即，在D-D’过渡下等于正值IP，而在D’-D过渡下等于负值IN。于是，在互补时间段D’TS结束处，辅助电容器的瞬时电流将总是正好具有以幅度为IN的峰值电流使辅助电容器C放电所希望的方向。
从上述的详细分析得出，不管3个电感器中波纹电流的幅度如何，辅助电容器时间范畴电流将总是如图39e所示的相同形状：正峰值IP在从DTS到D’TS时间段的过渡处，而负峰值IN在从D’TS到DTS时间段的过渡处，其中IP＝|IN|＝ΔiC/2。于是，对于任何占空比D，图39e中的辅助电容器电流将总是具有负峰值IN，使之能够得到无损耗切换工作。显然，当在隔离转换器形式中用隔离变压器代替中间电感器时，这同样是如此。不论在哪一种情况下，注意为不容易实现无损耗切换的强迫过渡(D’-D过渡)而如何已经自动地提供了所要求的负峰值电流IN。直至本发明的普通软切换技术必须在互补时间段结束时，设法例如利用图2e的降压转换器中的现有技术软切换所述的输出电感器波纹电流的异常增加，来强迫产生负的瞬时输出电感器电流。
现有技术软切换方法由于使用诸如二极管整流器之类的无源半导体切换器件作为输出开关和互补输出开关而在其效率方面受到了限制。这些器件被自动地开通，但仅仅响应于转换器电路工作在非常特殊的时刻达到的特定状态(跨越二极管开关端子的几乎为0的正阈值电压)，而不按使无损耗切换的好处尽量大的需要。此处提出了大量新颖的无损耗切换转换器电路，它们具有大为改善了的无损耗切换效果和效率的明显提高，这是由于使用了能够与转换器状态无关地被开通的诸如MOSFET晶体管之类的可控2象限半导体切换器件作为输出开关和互补输出开关。显然，在这些可控开关的控制和实际开关定时方面存在着大量的可能性来优化无损耗切换性能，包括或不包括谐振电感器。此处将介绍并解释一些最有效的方法。本技术领域的熟练人员能够从中推演出所公开的无损耗切换方法的对手头特殊应用最有效的变种或组合。
下列无损耗切换的介绍被分成二个主要部分：
1.新颖无损耗切换方法的分类和分析
其中，首先介绍新颖的无损耗切换方法，并通过表示与特征波形有关的各种过渡子时间段的简化等效电路模型来解释其工作。对于各个无损耗切换方法，给出关键的分析方程，并解释其在设计中的使用，以便能够设计出从低压到中等电压到高输入直流电压要求、非隔离或隔离转换器应用、宽广输入电压范围要求等广阔实际应用范围的有效无损耗切换，并由此能够预料各个方法的最佳使用。
2.无损耗切换的详细描述
其中，工作的详细描述是，用完整的转换器电路状态对二个过渡(D-D’和D’-D)的各个过渡子时间段，描述了各个无损耗切换方法的详细工作。
新颖无损耗切换方法的分类和分析
此介绍以下列方法来分类。首先在下列3类中按此顺序来分析最重要且更困难的D’-D(所谓“强迫的”)过渡：
1.无谐振电感器的非隔离转换器；
2.具有谐振电感器的非隔离转换器；
3.具有其泄漏电感作为谐振电感器的隔离转换器。
其中各个类则将根据实现为CBS开关、二极管、或VBS开关的输出开关而导致不同的无损耗切换类别，它们又将被示为依赖于输出开关被开通的过渡时间段内的实际时刻。
然后用上述格式来验证在也称为“自然”无损耗切换过渡的更容易达到的D-D’过渡过程中的无损耗切换性能。
然后在有关无损耗过渡的详细描述的章节中，将二个分别的过渡D-D’和D’-D中各个的各种可能性一起组合成大量新颖无损耗切换变种。显然，该章节中的主要部分将从相反的极端，亦即用二个主要类别开始，同时根据特定的输出切换装置：包括二种过渡的CBS/二极管开关类和VBS开关类，然后随之以其它变种，例如具有或不具有谐振电感器的非隔离转换器以及最后隔离转换器。然后在有关实验验证的章节中，随之以如在无损耗切换的详细描述中那样相同的编排。
注意，在隔离转换器的情况下，由于其作用由隔离变压器的已经内建的泄漏电感器担负而不需要分立的谐振电感器。而且，与其中借助于松散地耦合初级线圈与次级线圈而有目的地将隔离变压器的泄漏电感做大以便使软切换有效的其它软切换方法不同，此处不需要这种要求。于是，使变压器具有紧密耦合的线圈，以便将泄漏电感和相应的损耗减为最小。
为了更容易理解各种无损耗切换可能性，采用下列的术语：
1.用例如A、B、C等的大写字母来表示不具有谐振电感器的非隔离转换器的无损耗切换情况；
2.用例如1、2、3等的***数字来表示具有谐振电感器的非隔离转换器的无损耗切换情况；
3.用例如I、II、III等的罗马数字来表示隔离转换器(包括泄漏电感器)的无损耗切换情况。
稳态和过渡时间段的定义
图3b时间图表示的硬切换仅仅清楚地分清了二个时间段，即具有相应的开通或关断开关状态的DTS时间段和互补时间段D’TS。由于实际的半导体开关不是无限快的，故还存在着从DTS时间段到D’TS时间段的过渡(称为D-D’过渡)和从D’TS时间段到DTS时间段的过渡(称为D’-D过渡)这二种过渡。在图11d的新转换器的无损耗切换工作中，开关的有损耗且有应力的硬切换工作被由于所有开关的精确且最佳定时的切换时间控制而具有受到良好控制的过渡时间段的无损耗且平滑的工作代替。图11d的切换时间控制箱以及开关驱动时刻的相应精确控制，则是无损耗切换转换器工作的一个整体的关键的和不可分隔的部分。没有它，转换器的工作将回复到硬切换开关工作，其结果是效率大幅度降低、尺寸增加、以及诸如EMI噪声之类的其它性能退化、器件电压、电流和温度应力提高，因而大幅度降低了可靠性。于是，如下列分析和实验证实的那样，硬切换转换器布局由于构成无损耗切换转换器布局以及所有开关的精确切换时间控制和各个过渡子时间段的相应有利工作的基础而成为第二重要，这是转换器超高效率性能和尺寸小的主要理由。
注意对于二种过渡时间段的图11d中4个开关的每一个的相当数量的切换时间控制可能性。但仅仅少量的非常特别的驱动时刻将结合转换器工作(具有或不具有额外的谐振电感器)和输出开关的适当切换装置(例如CBS或VBS开关)而导致优异的无损耗工作。图11d的4个可控2象限开关的这种相当大量的可能切换时间控制，要求更精确的确定二个稳态时间段和二个过渡时间段。于是，现在仅仅相对于输入开关S1来定义稳态时间段DTS和D’TS以及稳态占空比D和互补占空比D’：时间段DTS持续于开关S1被接通(传导电流)的时间内，而互补时间段D’TS持续于开关S1被断开的时间内。以这种方式，能够相对于所定义的稳态占空比D来独特地确定稳态性质(电容器上的直流电压和电感器中的直流电流)。
然后如下定义二个过渡时间段：在以下称为D-D’过渡的第一过渡时间段(常常也称为“自然”过渡)内，各个开关的状态从S1和S2被开通而S’1和S’2被关断的起始状态被改变到S1和S2被关断而S’1和S’2被开通的最终状态。在第二过渡(常常称为“强迫“过渡)内，各个开关的状态被改变为与上述相反，从S1和S2被关断而S’1和S’2被开通的起始状态到S1和S2被开通而S’1和S’2被关断的最终状态。
诸如2开关转换器类的降压转换器的现有技术软切换转换器或属于4开关转换器类的任何现有技术软切换转换器，由于仅仅存在二个可控开关而具有非常简单的二个过渡的定义：由于其它的切换器件由无源二极管整流器开关实现，因而是不可由切换时间控制箱控制的，故在各个过渡内，二个可控开关都被关断。因此，借助于关断此前开通的二个可控开关中的任何一个，来启动各个过渡。于是，借助于关断一个可控开关来启动D-D’过渡，并借助于关断另一个可控(互补)开关来启动D’-D过渡。但新颖的无损耗切换方法由于下列原因而并不比现有技术软切换开关更简单：
1.具有2象限开关特性的4个可控开关提供了更多的切换时间控制可能性；
2.作为上述1的结果，在许多情况下，输入开关和互补输入开关的最佳切换时间控制完全不同于现有技术软切换转换器中的开关的切换时间控制；
3.切换时间控制依赖于所使用的2象限开关的实际类型(CBS或VBS类型)。
于是，第一过渡时间段(D-D’过渡)的开始将不再必须与DTS时间段结束时输入开关S1的关断重合。由于额外的二个有源可控开关即输出开关S2和互补输出开关S’2的存在，故可以利用指定无论哪个开关来启动这一过渡而开始无损耗过渡D-D’。例如，在一种称为“对称的“无损耗切换(具有VBS输出开关而不具有谐振电感器)的无损耗切换情况下，第一过渡将相当意外地由于输出开关S2的关断而开始，而输入开关S1在同一个D-D’过渡内稍后才被关断，从而启动同一个过渡的第二部分。同样，在非常高的输入直流电压的情况下，借助于首先甚至在互补输入开关S’1被关断之前就开通CBS输出开关S2，来开始隔离转换器(此处用泄漏电感和用CBS输出开关)中困难的D’-D过渡。
在过渡子时间段中可用的转换器电路模型示出了MOSFET或二极管开关，粗线为开通的，细线为关断的。
假设
除非有特别指出，否则适用下列假设：
1.所有的开关都是可控2象限开关，即MOSFET晶体管，它们被模型化为与寄生电容及其体二极管并联的理想开关；
2.L1、L2、Lm的电感值足够大，致使其各个瞬时电流i1、i2、im能够被认为在相对短的无损耗切换过渡时间段内恒定；
3.电容器C、C1、C2足够大，致使其各个电压能够被认为在整个切换周期内恒定，并等于其直流电压值。
等效谐振电路的参数
输入开关的寄生电容CS1和互补输入开关的寄生电容CS’1被组合成谐振电容Cr，由于在过渡时间段内它们以并联连接的电容器形式工作，故由下式给定：
            Cr＝CS1+CS’1           (13)
对于隔离转换器的分析，所有的量被假设为反射到初级侧。具体地说，输出开关S2的寄生电容通过隔离变压器匝数比被反射到初级侧成为等效电容CS2p，致使
           CS2p＝CS2(N2/N1)2         (14)
在随后对于包括谐振电感器的情况的分析中，也假设此反射电容CS2p比(13)定义的输入开关的谐振电容Cr小得多并可忽略，亦即
             CS2p ＜＜ Cr        (15)
对于无谐振电感器的情况，不需要此假设。注意，在具有大的隔离变压器降压匝数比的大多数有兴趣的实际情况下，满足此假设(15)。例如，即使次级侧低压开关具有比初级侧高压开关更大的电容，当以甚至中等的降压匝数比5∶1或有效反射系数0.04被反射到初级侧时，与初级侧高压切换器件的谐振电容相比，反射的电容也确定变得可忽略。还分析了不满足(15)时的情况，并表明能够导致完全无损耗切换，虽然采用明显地更复杂的模型并要求更大的辅助电容器交流波纹电流IN的尖峰来克服输出开关额外电容的影响。
无须损失任何通用性，隔离变压器的泄漏电感L□也被认为集中在初级侧上，并等于非隔离转换器的谐振电感器Lr。于是，对于非隔离和隔离转换器二者，在假设(15)下，由谐振电容Cr和谐振电感器Lr(或泄漏电感L□＝Lr)组成的串联谐振电路的特性电阻R0由下式给定： R 0 = L r / C r - - - - ( 16 ) 而同一个串联谐振电路的谐振频率由下式给定： ω r = 1 / L r C r - - - - ( 17 )
实际上，由谐振电感器和电容器的寄生电阻及其互连电阻造成的串联谐振电路的实际物理电阻是非常小的。于是，在下列分析中被忽略，而仅仅假设无阻尼振荡情况。
特性电阻R0在转换器的无损耗切换性能中起关键的作用，并与辅助电容器在D’-D过渡(图39e)中的峰值电流IN一起被用来定量地评估造成难以进行D’-D过渡的无损耗切换的3个谐振电压分量的相对有效性。
在本发明中，如早先在图39e中证明的那样，辅助电容器的负电流IN在D’TS时间段结束时已经存在。于是，与诸如图2e那样的现有技术软切换方案相反，不需要大的输出电感器波纹电流。实际上，如下面所示，本发明的特殊的切换时间控制利用了对关键关系(4)的认识，其本身足以提供明显地降低了的切换损耗。
在本转换器中，正如在许多其它切换转换器中那样，容易地完成了“自然”D-D’过渡，因为此过渡内的电流方向是使互补输入开关的寄生电容器自然地放电。第二过渡D’-D要求电流方向反转，如在图2(a-e)的降压例子中那样，证明其名称“强迫的”过渡是有道理的。因此，首先解释新颖的无损耗切换方法如何完成这一困难的D’-D强迫过渡，随之以用简化的等效电路模型和适当的切换时间控制，与额外的谐振电感器一起或不用额外的谐振电感器，来解释D-D’过渡。然后随之以用各种过渡状态的详细电路图和详细波形来详细地描述二种过渡中的转换器工作。
在下面使用的电路图中，二种过渡中互补输出开关S’2的实际切换时间常常被省略，因为此开关的体二极管将确定其何时开通或关断。因此，MOSFET正好被用来旁路其体二极管的传导，并降低传导损耗。另一方面，输出开关S2的切换时间对于难以达到的D’-D无损耗切换过渡来说特别关键。根据输出开关开通的特定时刻以及谐振电感器是否存在，利用CBS或VBS开关得到了大量非常有效的无损耗切换变种。下面首先详细地分析更困难的D’-D过渡，随之以分析D-D’过渡。
D’-D过渡过程中的无损耗切换
无谐振电感器的非隔离直流-直流转换器
考虑了二种主要的无损耗切换变种。第一种是基于仅仅使用4个开关的适当栅驱动定时而不依赖于增加任何外部元件，因此，在图40a中假设Lr＝0。第二种是基于图40a所示的与输入电容器C1串联的外加谐振电感器Lr。注意，输入开关、互补输入开关、以及互补输出开关被实现为CBS开关，在图40b中这又被模型化为由理想开关、寄生体二极管、以及寄生漏-源电容器的并联连接组成的复合开关。但输出开关S2被实现为CBS开关并如图40b那样被模型化，或实现为VBS开关并如图40c那样被模型化。
为了更容易理解二个过渡时间段中转换器的工作，用细线示出的开关在各个过渡过程中被关断。于是，图41a中的电路示出了正好在D’-D过渡开始处的转换器，如在图42b中所见，借助于在时刻t1关断互补输入开关S’1而启动此过渡。与输出开关是不可控的无源二极管开关的现有技术软切换不同，此处的输出开关S2是有源开关，其开通的实际时间对工作是至关重要的。如在图42b中所见，在不同的时刻t1、t2、或t3开通输出开关S2，导致大量的定性和定量不同的情况以及相应的不同输出切换装置：
1.时间t1导致完全硬切换，具有跨越输入开关和输出开关的完全阻塞电压，具有CBS输出开关(图42b中用点划线绘出的波形)，因为需要正的阻塞电压；
2.在时间t2，跨越输出开关的电压为0，而跨越输入开关的电压从Vc降低到Vg；输出开关可以是二极管、CBS、或甚至VBS开关(图42b中用虚线绘出的波形)；
3.在时间t3，跨越输出开关的电压是反极性的，因此，对于输出开关仅仅VBS切换装置是可能的(图42b中用粗线绘出的波形)，而跨越输入开关的电压被一直降低到0V。
在上述各个情况下，一旦输出开关S2被开通，输入开关就同时需要也被开通。
注意跨越输出开关的电压的反转如何要求其不同的装置：
a)对于t1与t2之间的时间段，需要CBS开关；
b)对于t2与t3之间的时间段，需要VBS开关；
c)在二个区域的边界时刻t2处，当输出开关电压为0时，甚至能够使用二极管。
如稍后所述，对于包括谐振电感器的情况，也观察到了相同的行为。
无谐振电感器的等效电路模型
首先发展了D’-D过渡的简化模型。此过渡以关断互补输入开关S’1而开始，如图41a细线所示。此过渡过程中，唯一传导的开关是互补输出开关CR’2，如图41a中粗线所示。为了表明此开关的定时对电路工作不重要，用二极管来示出。但输出开关S2的切换时间控制如其类型那样是非常关键的。如图41b所示，然后用各个开关的相应寄生电容来表示图41a中被关断的所有开关。而且，用3个恒流源来表示3个电感器，而输入电容器和辅助电容器被表示为具有各自直流值Vg和Vc的直流电压源，得到图41b的等效电路模型。注意如何由于(3)和(6)给定的图39b所示的基本性质，41b的3个电流源被组合成图41c的单个电流源IN，所有3个电感器的直流电流都删去了。这是此无损耗切换过渡具有非常可取的实际特点的主要原因：它独立于直流负载电流并仅仅依赖于辅助电容器的峰值交流波纹电流IN。图41c的二个并联电容器被组合成具有起始电压Vc的谐振电容Cr，而输出开关的电容器具有起始值Vc-Vg，从而导致图42a的进一步简化的等效电路模型。
输入开关电容器和输出开关电容器二者都以相同的速率IN/(Cr+CS2)被线性放电。由于输入开关阻塞电压为Vc，故输入开关以等于Vc的起始电压开始放电。从图42a中的等效电路模型可见，在过渡时间段内，输入开关的瞬时电压vS1与输出开关的瞬时电压vS2之间的基本关系是：
            vS1＝vS2+Vg         (18)
于是，如从图42b的波形可见，当输入开关寄生电容器在t1处开始从起始电压Vc放电时，从(18)可见，输出开关寄生电容器同时开始从较低的起始电压电平(Vc-Vg)放电。由于二个电容器都以相同的速率IN/(Cr+CS2)线性地放电，故输出电容器将首先在时刻t2处放电到0V。此时，输入开关的寄生电容器也被放电到较低的电压电平Vg。显然，所有这些电荷现在都以无损耗方式被转移到互补输入开关的寄生电容器中，此电容器以相同的速率被充电且其电压被相应地提高。事实上，在时刻t2处，可控输入开关和可控输出开关二者都能够被跨越它们的降低了的电压开通。显然，由于输出开关已经在理想的跨越开关的0电压下被开通，因此无切换损耗，故这对切换损耗已经是有好处的。同时，输入开关电压也以开关的切换损耗的相应降低从Vc基本上降低到Vg。这样就已经完成了切换损耗的降低。
如在图42b中所见，借助于观察跨越输出开关的电压vS2能够得到另一个关键的论点。注意，倘若输出开关满足某种条件，则输入开关寄生电容的线性放电能够继续不受阻碍进一步低于Vg电平并通过时刻t2。注意，这可能要求跨越输出开关的电压也继续下降到低于在t2处达到的0电平。于是，为了使过渡时间段延伸到这一时间区域，输出开关必须被实现为电压双向开关(VBS)，如图42b中在t2和t3之间的时间段内将输出开关标记为VBS。
当跨越输入开关的电压达到0时，在时刻t3处还有另一个特别重要的情况。此时，输入开关能够在0电压下以其完全消除了的切换损耗被开通。但输出VBS开关此时阻塞负电压(-Vg)，且必须以正比于Vg 2的硬切换损耗被开通。尽管如此，稍后示出了这些硬切换损耗对于具有大变压器降压匝数比的隔离转换器的非常重要的实际情况来说是可忽略的。
由于目前的VBS开关是由与二极管(或另一个MOSFET)串联的MOSFET晶体管组成的复合开关，故具有比CBS开关更高的传导损耗。于是，考察一下CBS开关能够被应用于什么范围，是有用的。如在图42b中所见，在时刻t1和t2之间的时间段内，由于在此情况下输出开关仅仅需要阻塞一种极性的电压，故CBS开关被采用。另一方面，要求有源CBS开关。若这样一个开关要在其自身的体二极管在时刻t2处被开通之前过早地开通，则必须能够沿反方向将电流传导到其体二极管，这是MOSFET惯常做的。注意，在此区域内开通输出开关以及同时开通输入开关，与时刻t2相比，可能只是提高了二个器件的切换损耗。事实上，在时刻t1处，对于输入开关和输出开关二者都得到最大的硬切换损耗。于是可能看来，工作于这一时间区域总是不可取的。虽然在不具有谐振电感器的转换器的这一情况下这是真实的，但稍后将表明，对于包括谐振电感器的情况以及在所有的隔离变压器延伸中，由于无损耗切换相当出乎意料地被做得有效得多，这一区域变得最有吸引力。事实上，如稍后所示，令人意外的是，借助于在时刻t1处，或甚至在此时刻之前，开通这些转换器延伸的CBS输出开关，导致最有效的无损耗切换。
最后，如也在图42b中所见，在时刻t2处，能够使用CBS或VBS开关。在这一非常特别的切换时刻t2处，甚至能够使用简单的整流二极管。还要注意的是，与输出开关不同，D’-D过渡中的互补输出开关的精确切换时间控制完全不重要，并也能够被委托给简单的二极管整流器。于是，对于时刻t2处的特殊切换，互补输出开关和输出开关二者都能够被实现为二极管，从而消除了对有源开关的更复杂的驱动和控制的需要。尽管如此，即使在这种非常特别的情况下，采用CBS开关也常常是优选的，特别是对于为了提高效率的低输出电压应用更是如此。在此情况下，MOSFET器件的体二极管被较低的MOSFET沟道开通电阻旁路，导致降低了的传导损耗。
现在分别来讨论各个特殊情况。
VBS切换装置-情况A
具有输出开关的VBS切换装置的几种情况是重要的。在图43a中，VBS输出开关被示为实现为二个N沟道MOSFET的串联连接，且对应的波形示于图43b。下面是此无损耗切换与现有技术软切换相比的一些独特特点：
1.输入开关电压被无耗散地完全降低到0，致使输入开关能够在0电压下被开通；
2.输入开关的无损耗切换独立于直流负载电流，故此过渡对满负载电流和0负载电流具有相同的持续时间段。在二种情况下都得到了受辅助电容器的设定的峰值波纹电流IN控制的非常快的过渡，于是使得有可能在高切换频率下工作而不过度降低有效开关占空比D；
3.对于任何工作占空比和任何输入直流电压，得到了输入开关的无损耗切换；
4.实现了输入开关的无损耗切换，而不增加诸如谐振电感器之类的任何元件；
5.利用不必很大的峰值辅助电容器波纹电流IN，得到了输入开关的0电压切换；相反，在图2e的现有技术软切换中，峰值电感器波纹电流必须大于最大直流负载电流的2倍。这又导致大的传导损耗负担并减小了大的直流负载电流的返回。
在这一非隔离情况下，输入开关的硬切换损耗被完全消除，而输出开关的硬切换损耗被明显地降低。但对于转换器的隔离延伸具有大降压要求的最重要的实际情况，此方法是几乎理想的。如稍后对图59a的隔离情况所示，输出开关的硬切换电压Vg通过变压器降压匝数比被按比例降低到更低得多的硬切换电压Vg/n，导致输出开关的可忽略的硬切换损耗，而输入开关保持上述的理想0电压开关特性。由与MOSFET串联的二极管造成的输出开关的额外传导损耗，能够借助于用另一个具有降低的传导损耗的MOSFET开关代替此二极管而能够减小。
VBS切换装置-情况B
在图44a和图44b所示的这一情况下，当例如输入开关和输出开关二者上的电压为Vg/2时，VBS输出开关在时刻t2与t3之间的时刻t23处被开通。假设输入开关和输出开关的寄生电容是可比拟的，则这可能对应于非隔离情况中的最低切换损耗。
CBS开关装置-情况C
在具有粗线绘制的波形的图45a和图45b所示的这一情况下，当跨越CBS的电压达到0时，CBS输出开关在时刻t2处被开通。同时，输入开关以降低了的硬切换电压Vg被开通。注意，CBS开关不仅能够当其内部体二极管被转换器电路工作强迫开通时在时刻t2处被开通，而且也能够在甚至此时刻之前，亦即在时刻t1与t2之间的任何时刻，例如图45b中具有虚线的波形所示的时刻t12处，被提早开通。在此情况下，输入开关S1必须在相同的时刻t12处被开通。显然，这可能不仅在输出开关上导致硬切换损耗，而且还在输入开关上导致提高的硬切换电压和损耗。事实上，若输入开关和输出开关二者都在时刻t1处被开通，则可能得到硬切换损耗最大的最坏情况。于是，看来时刻t1与t2之间的这一区域(CBS开关区域)是效率非常低的，应该加以避免。虽然这对于无谐振电感器的情况确实是真实的，但当包括谐振电感器时，这一区域却变得最有吸引力。事实上，如在具有谐振电感器的章节中解释的那样，令人意外的是，输出开关S2越靠近时刻t1被开通，就越得到更有效的具有谐振电感器的无损耗切换。
二极管切换装置-情况D
在图46a和图46b所示的这一非常特殊的情况下，输出开关和互补输出开关是无源开关二极管。注意，不存在输出开关CR2和互补输出开关CR’2的相应切换时间控制。在此情况下，仅仅输入部分上的有源开关的切换时间控制导致简化的切换时间控制电路。但整流二极管导致比情况C更高的传导损耗。
输入开关的延迟开通-情况E
也在图46b中示出的，是另一种特殊情况，其中当跨越输出开关(如图46a的二极管或如图45a的MOSFET)的电压为0时，输出开关在时刻t2开通，但输入开关的开通被延迟到稍后的某个时间t23。唯一的结果是跨越输入开关的电压将在延迟的时间段内停留在电压电平Vg处，如在虚线绘出的图46b的波形中所见。显然，由于这仅仅毫无好处地延长了过渡时间段，故这是不可取的。于是，输入开关的最佳开通时间是与输出开关在0电压下被开通的时间相同的时间。注意，在所有3种情况C、D、E下，也能够使用VBS输出开关。但CBS开关或甚至二极管由于传导损耗更低而成为优选。
具有谐振电感器的非隔离直流-直流整流转换器
包括谐振电感器Lr的无损耗切换变种是基于图47a中的转换器的。得到了诸如整个图47b所示的情况1-6的大量定量和定性的不同变种。同以前一样，这些情况的输出开关被开通的时间方面不同，其范围从时刻t0直到时刻t3。正如无谐振电感器的情况，这些情况还在输出开关的实际实现方面不同：从时刻t0到时刻t2，需要CBS开关，而从时刻t2直到时刻t3，要求VBS开关。于是，图47a的转换器图包括了对于输出开关采用的VBS/CBS开关符号。
还要注意另一个明显的特征：谐振电感器对转换器工作具有主要影响的所有情况(情况1-4)被包含到CBS区域。一个相当意外的事实是出现了另一种甚至在无谐振电感器的电路中不存在的情况(情况1)：如图47b中粗线波形1所示，输出开关甚至在互补输出开关在时刻t1处被关断之前，就在时刻t0处被开通。注意跨越输入开关的电压如何迅速地衰减到0V，此时输入开关被开通。
过渡子时间段的等效电路模型
整个过渡时间段被分成如下4个不同的相继过渡子时间段：
1.提升子时间段，其间谐振电感器电流从其起始值IN被提高到(IN+Ir1)；
2.线性子时间段，其间输入开关电容在恒定速率下被充电，因此线性电压衰减；
3.谐振子时间段，其间输入开关的电压由于其寄生电容的谐振放电而继续降低；
4.电流反转子时间段，其间输入电容器电流iC1的方向被反转，从电流i1改变为沿相反方向流动的电流-im。
注意，依赖于特定的开关时间图形，可以没有上述子时间段中的一个或更多个，例如提升子时间段或线性子时间段。于是，对所有子时间段形成等效电路模型、特性特征波形、以及分析定量模型，使得通过它们的使用能够选择工作的最佳模式并为给定的应用提出最佳设计。然后按顺序分别为提升、线性、谐振、以及电流反转子时间段提出等效电路模型和相应的设计方程。
第一步是将图47a的转换器中的3个大电感器L1、Lm、L2模型化为在图48a所示的表示互补输入开关刚要被关断之前的时刻的D’TS时间段结束(或等效的DTS时间段开始)处具有电流值i1(0)、im(0)、i2(0)的恒流源。注意，此时刻的输入电容器电流等于
        iC1(t)＝i1(0)+ir(t)            (19)
        其中，ir(0)＝IN                (20)
且其中i1(0)是D’-D过渡开始处的输入电感器电流值。注意，在线性和/或谐振子时间段内，输入开关中仅仅存在ir(t)电流分量，而电流i1(0)被消除了。由于从输入电感器和从iC1贡献的i1(0)电流彼此抵消，故在互补输入开关刚刚被断开之后的时刻(t＝0+)，流出图48a中节点A的净电流为IN。观察同样效应的另一种方法是用等效电路移动输入电流源i1(0)，以便有效地出现并联跨越谐振电感器Lr，如在图48b的电路模型中可见(其方向从右指向左的电流源i1(0))。根据(19)的电容器电流也可以被示为与同一个谐振电感器并联的恒流源i1(0)，但此时从左指向右，而谐振电感器电流被降低到ir(t)。具有相同数值i1(0)的二个相反的电流源彼此抵消，因此，在线性和/或谐振放电时间段内，仅仅存在ir(t)电流分量。如图48b那样，由于输出开关断开，输入开关寄生电容CS1就以恒定的线性放电速率IN/Cr被放电，直至图48c模型所示输出开关被开通，此时谐振放电开始。此模型被进一步简化成图48d的模型，其中，直流源被取消，模型被简化成无阻尼的简单串联谐振Lr和Cr电路。借助于(16)定义的特性电阻R0、(17)定义的谐振频率ωr、以及谐振振荡开始出出现的起始条件：在时刻t＝0处谐振电感器中的电流为ir(0)，而输入开关上的电压为vS1(0)，能够完全描述这一电压和电流的谐振电路振荡。注意，VS1(0)是出现在输出开关被开通且谐振过渡子时间段开始时输入开关上的电压VS1例如，在此特殊情况下，当输出开关在互补输入开关被关断的时刻被开通时(图47b中情况2)，这一起始条件是VS1＝VC。在此情况下，直接从图48a的开关状态到图48c的开关状态，致使图48b的线性子时间段被遗漏。但若开关状态包括切换时间控制，使图48b的中间子时间段被包括在内(在输出开关被开通一段时间后，互补输入开关被关断)，则得到图47b的情况3，导致线性子时间段以及随后的谐振子时间段二者。在下一章节中，定性和定量地充分解释并分别模型化这二种情况以及涉及到谐振放电的其它二种特征情况(图47b的情况1和情况4)，
提升子时间段
现在详细分析图49a的转换器的情况1。注意，借助于首先开通输出开关而不是如所有其它情况那样借助于关断互补输入开关，来开始D’-D过渡。于是D’-D过渡被分成二个子时间段：
1.时刻t0与t1之间的提升子时间段，用图50a的等效电路模型化。
2.时刻t1与输入开关在最小电压下被开通的时刻tmin之间的谐振子时间段，用图50b的等效电路模型化。
在提升子时间段内，直流电压源(Vc-Vg)被施加在谐振电感器上，导致谐振电流线性增加，在时刻t1处被提升到峰值Ir1，等于
Ir1＝(t1-t0)(Vc-Vg)/Lr       (21)
同时，辅助电容器的峰值负交流波纹电流IN起恒流源的作用，在提升子时间段结束时将谐振电感器中的总电流提升到(IN+Ir1)。
谐振子时间段
当互补输入开关被关断时，谐振子时间段开始。注意，串联谐振电路由与谐振电感器Lr串联的谐振电容Cr组成，并具有小的因而被认为可忽略的电阻，这将导致具有无阻尼振荡的模型。此谐振电路还具有二个起始条件：谐振电容Cr上的起始电压Vc和等于(Ir1+IN)的起始谐振电感器电流。这样的谐振放电电流ir的解可以找到并分成3个基本分量，致使：
      ir＝it1+ir2+ir3                       (22)
其中，
      ir1＝Ir1cos(ωrt)                     (23)
      ir2＝Ir2sin(ωrt)                     (24)
      ir3＝Ir3cos(ωrt)                     (25)
且
      Ir2＝(Vc-Vg)/R0                       (26)
      Ir3＝IN                               (27)
在图50c中用不同的细虚线绘出了所有3个谐振电流分量，而用粗线绘出了得到的总谐振电流(ir)。3个谐振电流分量中的每一个导致跨越谐振电感器的相应谐振电压分量，它们是各个谐振电流分量乘以Lr的时间导数，致使
vr1＝-Vr1sin(ωrt)＝-R0Ir1sin(ωrt)        (28)vr2＝Vr2cos(ωrt)＝R0Ir2cos(ωrt)＝(Vc-Vg)cos(ωrt)    (29)
vr3＝-Vr3sin(ωrt)＝-R0Ir3sin(ωrt)           (30)
在图50c中用细虚线绘出了3个谐振电压分量。注意第二谐振电压分量vr2的存在，它是由于谐振电感器上存在起始电压(Vc-Vg)而出现的。因此，在输入互补开关被起始谐振电流(IN+Ir1)和对应于输入开关上的电压Vc的谐振电感器上的起始电压(Vc-Vg)开通时，谐振电路就开始振荡。
根据图50b的等效电路模型，在谐振子时间段内，输入开关的瞬时电压vS1(t)由下式给定：
          vS1(t)＝Vg+vr1+vr2+vr3    (31)
并在图50c中用粗线示出。
从图50c注意所有3个谐振电感器电压分量如何沿同一个方向亦即向着输入开关上电压vS1的单调下降而工作。例如，若在(28)和(30)中谐振电压分量vr1和vr3分别具有正号，则这些分量的工作开始向着增加而不是减小电压vS1同样，根据(29)，具有负号的谐振电压分量vr2也可能增加而不是降低输入开关电压vS1借助于将(28)、(29)、(30)给定的正弦分量和余弦分量相加为一个余弦结果波形vr(t)，现在甚至能够找到总电压vr(t)的封闭形式分析表式，由下式给定：
              vr(t)＝vr1+vr2+vr3＝Vrcos(ωrt+φ)  (32)
其中，          Vr 2＝(Vc-Vg)2+(IN+Ir1)2RO 2        (33)
且              φ＝tan-1(IN+Ir1)RO/(Vc-Vg)       (34)
于是，在图50c中用粗线所示的谐振放电子时间段内，输入开关上的电压最后被表示为
       vS1(t)＝Vg+Vrcos(ωrt+φ)        (35)
现在就有了一个简单的判据来估计新颖无损耗切换的有效性：
无损耗切换    Vr≥Vg     (36)
硬切换        Vh＝Vg-Vr  (37)
于是，当总谐振电压Vr等于或大于输入直流电压Vg时，就得到完全降低到0V。否则，由(37)给定的差值Vh是输入开关应该被开通的剩余的最小硬切换电压Vh。
3个谐振电压放电分量的存在及其对输入开关上电压的快速放电的同时贡献，是此无损耗切换机制比现有技术软切换方法更有效得多的主要原因，在现有技术中，充其量3个可能的谐振放电分量中仅仅存在一个，甚至这样也仅仅存在最小有效的vr3分量。然而，在比较3个谐振分量的相对有效性之前，其余的电流反转子时间段被模型化，由于它跟随并通用于所有谐振放电情况。
电流反转子时间段
如图42b所示，当跨越输入开关的电压为Vg电平时，借助于在时刻t2开通输入开关，可以正常地(在无谐振电感器的情况下)完成D’-D过渡。如从图51a中的电路模型所见，对于Lr＝0，跨越输入电容器的直流电压将对互补输出开关的体二极管反偏置并将其关断。若互补输出开关MOSFET被关断，则这又将引起输入电容器电流急剧从对输入电容器充电的电流i1改变为方向相反且幅度为im的对同一个电容器放电的电流(对输入电容器的电荷平衡要求)。然而，在存在诸如图51a的电路模型中的谐振电感器Lr这样的电感器的情况下，防止了输入电容器电流的这种急剧改变，并用图51a的等效电路来模型化电流反转子时间段td。还要注意的是，在此子时间段的开始处(时刻tmin)，如在图50c中可见，谐振电感器电流ir被降低到0，根据(19)，于是将输入电容器电流降低到仅仅有输入电感器电流分量iC1(tmin)＝i1(0)。输入电容器直流电压Vg于是被施加到跨越谐振电感器Lr，导致输入电容器电流如图51c中那样以Vg/Lr的速率线性下降，直至时刻t4，此时iC1＝-im，且通过互补输出开关S’2的电流为0，有效地关断此开关。于是，从下式能够得到此电流反转时间段td的长度：
     td＝[i1(0)+im(0)]Lr/Vg≈I2Lr/Vg        (38)
此近似对小的波纹电流有效，且其中I2＝I1+Im是此子时间段中总电流改变的近似幅度。根据(38)，此子时间段的长度严格依赖于直流负载电流I2和直流输入电压Vg，且对于最高的直流负载电流和最低的输入直流电压最长。于是，在(38)给定的最短时间td期满之前，亦即在图51c中其体二极管关断时的时刻t4之前，有源互补输出开关必须被关断。输入电容器中不存在急剧的电流改变以及在td子时间段内的逐渐改变，对于降低传导和辐射EMI噪声来说，实在是非常有好处的。对于先前的高压例子的数值：Vg＝400V，Lr＝27μH，I2＝27A(反射到匝数比n＝27的初级侧的输出直流负载电流I2为0.74A)，电流反转子时间段为td＝50ns。
稳态DTS 时间段内的振荡
在td子时间段结束时互补输入开关被关断之后，就完成了D’-D过渡，并导致开关状态从图51b模型中所见的此过渡开始时的输入开关和输出开关被开通而互补输入开关和互补输出开关被关断的状态反转。尽管如此，关断互补输出开关的这一动作已经引入了其与谐振电感器串联的寄生电容CS’2。这有效地形成了另一个谐振电路，通过它，此电容CS‘2从其起始0电压被充电到其最终电压Vg，导致图51c所示的可能具有2Vg峰值的振荡。一旦此振荡由于阻尼和损耗而终止，就达到最终的稳态。此振荡明显地提高了各个开关的阻塞电压要求。若与振荡元件相关的固有寄生电阻不充分地阻尼振荡，则可以用外部RC阻尼网络来阻尼此振荡。
3种谐振元件的效果比较
显然，各个谐振电压元件在降低总电压vS1中的相对贡献依赖于由(28)、(29)、(30)给定的各个正弦电压和余弦电压分量的相应幅度。此处是被设计用于250kHz切换频率下400V-5V，20A输出工作的降压匝数比为27∶1的隔离转换器的实际例子。当次级侧被反射到初级侧时，对于等效非隔离转换器得到了下列数值：Vc＝575V；Vg＝400V；tb＝121ns；tc＝162ns；Lr＝27μH；Cr＝237pF(39)
且从这些公式计算得到：Ir1＝0.78A；Ir2＝0.52A；Ir3＝IN＝0.285A；R0＝339Ω ωr＝12.45MHz  (40)
3个分量谐振电压和得到的组合谐振电压为：
Vr1＝265V；Vr2＝175V；Vr3＝95V；Vr＝400V      (41)
由于Vr＝Vg＝400V，故根据(36)，且如在图50c中粗线所见(对于Vg＝0.6Vc)，输入开关上达到了0电压切换。显然，对于上述典型例子，在降低输入开关电压方面，第一谐振分量是最有效的，第二谐振分量次之，而第三谐振分量最差。
3个谐振分量的这一次序由于下列理由，事实上对于所有重要的实际例子一般都是真实的。幅度为vr3＝R0IN的第三谐振电压分量依赖于IN且对于IN小的非常小。但幅度为Vr2＝Vc-Vg的第二谐振电压分量不依赖于IN。且对于D＝0.5，vr2＝Vg，致使此分量能够单独将输入开关电压降低到0。但当占空比D变成低于D＝0.5时，由于Vr2仅仅成为输入电压Vg的一部分，故此分量变得逐渐更不有效。这是其幅度为Vr1＝Ir1R0的第一谐振电压分量来挽救的地方。即使在低的占空比下，此分量在将输入开关电压降低到0方面也是有效的。这仅仅需要成比例地更长的提升时间段(借助于更早地有效开通输出开关S2)来按需要提高第一谐振电流分量Ir1。由于提升时间段相当短，约为150ns，故这不增加任何其它的损耗。
注意，第三和最不有效的谐振分量vr3是存在于现有技术软切换方法中的唯一分量。更有效得多的另外二个谐振电压分量vr1和vr2独特地存在于本发明的新颖无损耗切换方法中。
上述正弦和余弦谐振电流和谐振电压分量以及得到的总和，根据上述的实际例子在图50c中按比例被绘出，以便提供对各个分量典型相对定标的透彻理解。而且，对于上述实际例子，也绘出了如图47b中的各个谐振电压波形(波形1-4)的定标，但是按不同的输出开关S2开通时刻和不同的输入开关S1在跨越输入开关的最小电压下相应开通时刻。此例子及其修正稍后被用于实验章节来验证预示的无损耗切换波形。
现在分别讨论图47b所示的6种不同的情况。
情况1-3个谐振分量和CBS输出开关
如图49b所示，通过谐振放电，输入开关上的电压被降低到0。注意，由于即使其它二个分量被消除，也可能已经达到了265V电压降低并得到Vh＝135V，故第一谐振电压“提升”分量vr1(图50c)承担大部分电压放电。于是，对于Vc＝575V可以得到下降18倍的最大硬切换损耗。还要注意的是能够容易地提高第一谐振分量Vr1借助于提高“提升”时间段(图50c)仅仅50％，从tb＝121ns到tb＝183ns，第一谐振提升分量可能单独成为Vr1＝400V，并得到0电压切换，而无须其余二个谐振分量的任何贡献。而且，由于提升时间段比总的切换周期短，这实际上不带来其它不利因素，于是，尽管借助于明显地延长提升时间段而有意地提高Ir1电流，但对传导损耗、均方根电流、以及效率的影响可忽略。在此例子中，提升时间段确实比整个切换周期短：提升时间段为121ns，相比之下，切换周期为4000ns，即前者为后者的3％。这对于例如第三谐振电压分量vr3的情况就不是这样。由于提高辅助电容器的峰值电流IN，整个转换器中的均方根电流也明显地增大，从而抵消了大部分损耗降低。显然，此情况因而对高输入直流电压非常有效，其中如在本例子中那样需要诸如575V的高谐振电压放电，从而不可能用任何其它谐振分量来实现。
情况2-2个谐振分量和CBS输出开关
在此情况下，提升时间段被缩短为0，于是，第一谐振电压分量vr1被消除。在互补输入开关如图52b中那样被关断时，当输出开关准确地在同一个时刻t1处被开通时，就发生这种情况，导致仅仅留下二个谐振电压分量：
           vS1(t)＝Vg+vr2+vr3         (42)
根据(33)，得到的最大谐振电压等于Vr＝199V。于是，根据(37)，其余的硬切换电压为在时刻tmin得到的Vh＝201V。注意谐振分量vr2在此情况下主导vr3分量，其唯一作用是使输入开关电压进一步从225V降低到201V，净额外降低仅仅24V，即硬切换电压Vh的下降小于10％。注意，第二谐振电压分量的有效性依赖于“电压额外消耗”(Vc-Vg)，这又依赖于占空比D。为了清楚地揭示这一依赖关系，假设第三谐振电压分量Vr3的作用可忽略，当
              INR0＜＜(Vc-Vg)      (43)
时，情况就是如此，致使在(42)中仅仅保留分量vr2。在此情况下，输入开关S1上的电压充其量能够被降低|Vc-Vg|，低于Vg。于是，对于占空比D＝0.5，Vc＝2Vg，Vc-Vg＝Vg，且谐振放电能够将输入开关的电容器电压一直降低到0V，如图53a中所见完成无损耗切换。注意借助于在得到S1上最小电压时开通输入开关S1而在正确的瞬间“抓住”这些谐振振荡的重要性。若失去了这一瞬间而如图53b中波形所示开通被延迟，则由于超低的寄生电阻所提供的阻尼非常小，电压振荡可能将电压vS1几乎带回到起始值Vc。显然，在这样一种电压下开通，可能导致与硬切换相比几乎没有损耗的降低。于是，在这种谐振电感的情况下，对输入开关S1驱动的正确定时对于出现全部好处来说是关键的。
对于高于D＝0.5的占空比，此方法同样有效，因为谐振过渡总是被保证将电压降低到0电平，如在D＝0.75的图53c中所见。在此情况下，Vc-Vg＝3Vg，且仅仅需要一部分可得到的谐振电压降低来将输入开关电压降低到0。但对于占空比低于D＝0.5的情况，无损耗切换的效率逐渐变小。例如，对于D＝0.25(图53d)，由于Vc＝1.33Vg，Vc-Vg＝0.33VG，导致0.66Vg的最低的硬切换电平，此时输入开关S1必须被开通，且与此相关的硬切换损耗必须被接受。因此，对于占空比D＝0.25，无损耗切换可能导致切换损耗的4倍降低。
当然，为了进行完全的损耗比较，必须考虑谐振电感器的额外损耗及其附加的空间。但这仅仅对图52a的非隔离延伸及其衍生物才是真实的。在图60a的隔离转换器及其衍生物中，谐振电感器Lr已经被内建为隔离变压器结构本身的泄漏电感，它起着与外部谐振电感器相同的作用。
注意，D’-D过渡独立于直流负载电流，因为vr2分量依赖于电压差(Vc-Vg)而不依赖于直流负载电流。同样，vr1和vr3分量依赖于提升电流分量Ir1和交流波纹分量IN，于是也不依赖于直流负载电流。因此，D’-D过渡的谐振子时间段对于满负载电流或无负载电流将具有相同的长度，这是相对于诸如图2e中那样的依赖于直流负载电流的现有技术软切换方法的确定无疑的优点。
在高输入电压的情况下，第二谐振电压项vr2是特别有效的。注意，总谐振电压的这一“余弦”分量的降低既不依赖于特性电阻R0，也不依赖于辅助电容器交流波纹电流IN，而仅仅是电压额外消耗(Vc-Vg)的函数。如在占空比D＝0.5的图53a中所见，对于任何输入电压Vg，保证了完全放电到0电压电平。例如，此输入电压可以是1000V，2000V等，并不管R0的数值，因此，对于开关的任何谐振电感或泄漏电感和任何谐振电容Cr，以及对于包括0波纹电流的任何辅助电容器交流波纹电流IN，都可以降低到0电压。激活这一第二谐振电压分量Vr2所需的仅仅是采用CBS开关作为输出开关以及适当的切换时间控制：而不是使输出开关体二极管响应于转换器电路状态而被开通，这种有源开关被故意提早得多开通。为了得到最大的效果，此输出开关在互补输入开关被关断的同一时刻t1被开通。注意，对高输入直流电压如此有效的这一第二谐振电压分量vr2在现有技术软切换方法中也是没有的。
如下面对情况4的讨论那样，对于随输入直流电压增加越来越无效的第三谐振电压分量vr3情况正好相反。此第三分量是存在于现有技术软切换方法中的唯一谐振分量，这说明了它们在中等到高输入直流电压下效率低。
情况3-具有线性子时间段的2个谐振分量
若输出开关S2的开通被进一步延迟到互补输入开关已经在时刻t1被关断之后的时刻t12(图54b)，则得到额外的线性放电时间段，其间输入和输出开关电压二者都被线性放电。然后在输出开关被故意开通的时刻t12开始谐振放电。仍然如(42)中那样仅仅存在二个谐振电压放电分量。但因为在(33)中电压Vc被时刻t12时输入开关上存在的降低了的电压V12代替，故第二分量的最大值现在明显地更小。例如，对于V12＝495V，第二分量降低到Vr2＝95V，而不是先前的175V。现在其余的二个谐振分量具有相等的影响，致使得到的电压为Vr＝134V，而其余的硬切换电压为Vh＝266V。这种情况最适合于中等输入直流电压和D＞0.5。注意更长的线性子时间段如何使第二谐振电压分量的效果越来越小，直至当线性子时间段延伸到时刻t2时完全被消除从而导致情况4。
情况4--只有一个谐振分量以及CBS/二极管输出开关
若输出开关不如上述情况那样被故意提早开通，而是使之如在图55b中所见那样在其上的电压达到0时自然地开通(因此，对于图55a所示的输出开关和互补输出开关，简单的二极管整流器就足够)，则仅仅保留第三谐振电压分量，致使
             vS1(t)＝Vg+vr3        (44)
此谐振电压分量在通过谐振放电降低输入开关电压方面的效果最小。在上述例子中，输入开关电压仅仅能够被降低Vr3＝95V，低于Vg，从而导致Vh＝305V的硬切换电压。提高辅助电容器的交流波纹电流IN，能够提高此分量的效果，但总损耗按比例地增大，且效率降低。此波纹电流IN是所有3个电感器的交流波纹电流之和。于是，3个电感器数值的任何一个的减小都会提高IN。显然，为了在输入和输出处保持低的交流波纹电流，减小中间电感器可能最好。对于图62a和62b的隔离形式，情况更是这样，其中这就转变为隔离变压器的小的磁化电感。这又导致变压器的小尺寸。图55b中用虚线示出的是情况4A，其中原来的电流IN被提高3倍。输入开关电容器的放电现在快3倍，谐振从而提供了此电容器上3倍大的电压降低。
但若辅助电容器波纹电流倍提高4倍，则能够得到Vr＝380V的电压降低，从而仅仅导致Vh＝20V。不幸的是，这可能也导致交流波纹电流造成的传导损耗增大16倍，这在实际上可能减小大部分由无损耗切换造成的切换损耗降低得到的节省。显然，这种情况对较低到中等的输入直流电压，例如标称50V的输入直流电压，可能是合适的。注意，作为一种变通，也可以增加特性电阻R0，以便导致净谐振电压的成比例提高。但这实际上可能导致甚至更高的抵消由所要求增加的泄漏电感造成的切换损耗降低。例如，为了配合上述谐振电压的4倍增加达到Vr3＝380V，可能要求特性电阻R0增大4倍，而根据(16)，谐振电感或泄漏电感可能必须增大16倍，导致由大的泄漏电感造成的额外的损耗。而且，可能需要大的外部谐振电感器。还要注意的是，在此特殊情况下，图55a的二极管整流器已经足够，且在输出侧不需要可控开关。但对于低输出电压，为了进一步降低传导损耗，用CBS开关来代替二极管。
注意，基于跨越输入开关的寄生电容器的谐振放电的所有上述无损耗切换方法，都依赖于D。下面的情况介绍此转换器的一种变通的无损耗切换方法，其中不使用任何上述的谐振放电元件来实现无损耗切换。此新颖的无损耗切换方法和电路装置被称为无谐振无损耗切换。
情况5-VBS开关和降低的切换损耗
当输出开关被实现为图56a那样的VBS开关时，输出VBS开关的开通可以被进一步延迟直到时刻t23，从而导致图56b中的波形。注意输入开关的电压如何在整个时间段内继续线性下降，而输出开关的电压变得更负，直至在输出有源VBS开关和输入CBS开关被同时开通时的时刻t23处被急剧降低到0。显然，输入开关和输出开关二者都将招致一些硬切换损耗。注意前述的谐振放电由于输出开关开通时输入开关也被开通而如何决不发生。当CS2＝Cr时，在硬切换电压为Vg/2的时刻t23处，总切换损耗最小。
情况6-VBS开关和无损耗切换
当图57a的输出VBS开关S2在进一步延迟到跨越输入开关S1的电压达到0时在时刻t3处被开通时，得到输入开关的0电压切换。注意，输出开关现在在Vg电平下被硬切换。更详细的分析表明，即使在这种非隔离情况下，也达到了总切换损耗的明显降低。但此方法的真实效力在稍后章节所示的隔离降压转换器中被完全实现了。完成VBS开关的D’-D过渡
除了提升、线性、以及谐振时间段之外，CBS开关装置的完整过渡时间段还具有电流反转子时间段。如在上述情况5和6中所见，谐振子时间段现在被线性放电子时间段代替，这又随之以输出开关上的电流反转子时间段和稳态电压/电流振荡子时间段。线性子时间段、电流反转子时间段、以及稳态振荡时间段te的等效电路模型，分别被示于图58(a-c)，而相应的波形被示于图58d。
线性放电子时间段
借助于关断互补输入开关，来启动此D’-D过渡。正如先前参照图48b所解释的那样，输入开关的电容放电净电流是辅助电容器的交流波纹电流IN，尽管如图58a中那样以及如在图58d的输入电容器电流波形上所见事实上输入电容器电流是iC1＝i1(t)+IN。当此电容被放电到0时，输入开关被开通，这就完成了线性放电子时间段td。
电流反转子时间段
谐振电感器的存在防止了输入电容器中的电流从其稳态值i1对电容器充电急剧改变成幅度为im的负电流在随后的DTS稳态时间段内对同一个电容器放电。图58b的等效电路具有3个开关开通(输入开关、输出开关、以及互补输出开关)，这导致如在图58d中所见在子时间段td内，输入开关电容器电流iC1从正电平i1+IN线性改变到负的im。一旦达到-im，互补输出开关中的电流就变成0，使此开关关断，于是完成D’-D过渡。
完成过渡时间段之后的振荡
如前所述，图58c的等效电路模型化了由互补输出开关寄生电容和谐振电感器造成的由互补输出开关上为0(被关断之前的时刻)的电压起始值与稳态要求确定的等于Vg的最终值的差值引起的稳态DTS时间段开始处的振荡。如前所述的外部RC阻尼网络可以被用来阻尼这些振荡。
隔离的直流-直流转换器
初级侧对次级侧硬切换
情况I-VBS开关
用具有降压匝数比n的隔离变压器代替图57a中的中间电感器Lm，得到了图59a的转换器模型，其中谐振电感器Lr的作用被隔离变压器的泄漏电感取代。注意跨越输出VBS开关的阻塞电压如图59a所见如何按比例n被缩小，且在时刻t3处已经变成下式给定的VNEG：
              VNEG＝-Vg/n                   (45)
其中使用VNEG的标记是由于此电压为负极性。例如对于n＝5，跨越输出开关的电压VMEG从图57b的电压被降低5倍，导致图59b的电压降低了5倍，且与n＝1匝数比相比，硬切换损耗降低25倍。于是，降压比越大，输出开关留下的其余硬切换损耗就越低。
在诸如离线开关电源之类的大多数实际应用中，首先对交流输入电压进行整流，得到400V的高标称直流电压，然后利用具有例如n＝27的大降压匝数比的隔离变压器的切换转换器，将此高输入直流电压降低到5V直流或更低的电压。下面的分析表明，与次级侧低压器件相比，初级侧高压器件形成了绝大部分的切换损耗，即使当在低压下完全硬切换时，次级侧低压器件甚至仅仅形成可忽略的切换损耗。这为首次在图57a的本发明的非隔离延伸中以及在其图59a的隔离降压对立物中提供了主要动力。下面的实际例子示出了将硬切换移动到次级侧的优点。为了便于这一比较，用稍后用于测量和波形显示的实验章节中的下列数值选择了图59a的隔离转换器：Vg＝450V，n＝27，V2＝5V，切换频率fS＝200kHz，而其它量与先前的数值例子相同。
在200kHz的相同的的切换频率下，对图59a中的隔离转换器的高压初级侧开关的硬切换造成的功率损耗，与低压次级侧开关的硬切换的功率损耗进行比较，是有指导意义的。此处采用了实验章节中所述的离线开关电源的典型数据。输入开关S1以Vc＝750V工作，并具有Cp＝237pF，在200kHz的切换频率下，对于100W的转换器输出，这导致PS1＝13.3W的相当高的硬切换损耗。在图59a的隔离转换器中，这一损耗被消除并被输出开关S2上的硬切换损耗代替。但注意，在图57a的转换器中，输出开关S2在电压幅度Vg下的“硬切换”，被图59a的隔离转换器中的输出开关S2在由(45)计算的低得多的电压电平VNEG＝-16.7V下的“硬切换”代替。跨越输出开关S2的电压尾部边界处的这一特征负电压，被也标记在测量波形上的在具有450V输入直流电压和VNEG＝-16.7V的离线转换器实验样机上测得的图104a的波形证实了。还要注意的是图59a的隔离转换器中的输出开关的阻塞电压也被按比例降低，致使现在能够使用诸如实验样机中的30V器件之类的低电压额定值的开关。由于此开关也已经按比例提高了电流容量，故也导致寄生电容CS2增加。在用于实验样机的典型情况下，图59a的低压输出开关S2具有比输入开关S1大12倍以上的寄生电容，亦即CS2＝2950pF。但其硬切换电压仅仅为VNEG＝-16.7V，因此，比初级侧上的硬切换电压小27倍(与隔离变压器匝数比n相同)。此外，由于切换损耗对阻塞电压的平方依赖关系，这就导致图59a的隔离转换器中输出开关的极端小的硬切换损耗，计算结果是P2＝0.082W，即初级侧输入开关上最大硬切换损耗的0.6％，比输入开关的切换损耗降低了166倍。更重要的是，对于100W转换器的例子，它们仅仅导致0.08％的效率损失。这样，结论是实际低压器件的硬切换损耗可忽略，而切换损耗的主要根源在于初级侧上的高压切换器件的硬切换损耗。于是，参照图59a，大降压转换器中输入开关S1和互补输入开关S’1的切换损耗远为关键并需要利用无损耗切换方法加以降低或消除，而输出低压开关S2和S’2的切换损耗实际上可忽略。这正是借助于将硬切换损耗从初级侧移动到次级侧而在应用于本发明的隔离转换器的这一新颖无损耗切换方法中所实现的。
电压双向开关在图59a的隔离转换器中的作用是精确地将任何硬切换从初级侧高压开关移动到次级侧低压开关，并在此过程中使得能够在输入初级侧上得到高压开关的无损耗切换，从而消除大部分切换损耗。
与现有技术软切换方法或早先所述的新颖谐振方法相比，此新颖无损耗切换方法的另一个明显优点在于，在整个工作范围内，亦即对于任何输入直流电压Vg和任何工作占空比D，都保持这种性能。输入开关总是可以在0电压下以0切换损耗开通，而仅仅输出开关在(45)给定的电压下开通。虽然此电压确实依赖于Vg，但如上所述，损耗确实可忽略，使这种无损耗切换方法对任何工作点同样有效。对于下面所示的依赖于谐振来降低输入开关电压，因而依赖于工作点的CBS切换装置，情况就不是这样。最终仅仅需要开关驱动的适当的定时来得到高压输入开关的完全无损耗切换，而不依赖于变压器泄漏电感、特性电阻R0、或附加任何谐振元件。对于下面所示的CBS切换装置，情况就不是这样。
情况II-具有谐振电感器的CBS开关
如在图60a的转换器中那样，当CBS开关被实现时，此隔离延伸对降低输出开关上的硬切换损耗具有相同的作用。此处仅仅描述先前的非隔离情况2，但结果同样可应用于所有其它的谐振情况。输出开关的硬切换电压再次被隔离变压器匝数比n降低，如在图60b中所见导致电压(Vc-Vg)/n，因此输出开关上的切换损耗可忽略。
情况III-仅仅用于提升和谐振子时间段的CBS开关
下面的例子被用来说明上述各个无损耗切换方法的组合如何能够被有利地用于一些实际的应用。在无线电通信48V输出电压整流器中，特别是在大电流和功率电平下，由于较低的传导损耗和较低的成本，输出整流器二极管实际上优于MOSFET开关。
另一方面，在三相生活用电交流电压的情况下，被整流的交流线路导致800V的输入直流电压，这又导致初级侧上高电压额定值切换器件产生的相当明显切换损耗。图61a的电路结构以及图61b中那样的辅助MOSFET输出开关的特殊切换时间控制驱动，导致输出二极管整流器的低的切换损耗和低的传导损耗。注意，输出开关用额定用于满功率的功率二极管和并联的具有“辅助”低功率低电流额定值的MOSFET开关来实现。此“辅助”MOSFET开关(图61a中细线所示)则仅仅被用来在提升和谐振子时间段内传导电流，而功率二极管负责被转换器电路在时刻t2处自然开通时的传导，如图61b中电流波形iS2所见。很短时间之后，在时刻tmin处，输入开关在0电压下被开通，并同时关断输出“辅助”MOSFET。从这一时刻往后，输出二极管整流器CR2负责直流负载电流的传导。任何先前的谐振方法都能够被实现。对于无线电通信整流器那样的高输入直流电压，上述具有随之以谐振放电的提升子时间段的情况(与图47b的情况1相同)，在消除否则占优势的输入开关在D’-D过渡中的切换损耗方面，可能是最有效的。此例子还清楚地指出了在此情况下以及在先前的情况下可能仅仅是无源二极管整流开关而不是独立控制的有源MOSFET开关的互补输出开关的并不关键的驱动定时。
情况IV-具有隔离变压器的磁化电感的振荡
这是另一种情况，其中如图62所示，仅仅二极管整流器被用于输出开关和互补输出开关。此外，隔离变压器被设计成具有小的磁化电感，导致磁化电感的相应大的波纹电流和大的IN。这又导致大的放电速率IN/Cr和输入开关的电压放电表示为实际上始终为线性，直至完成放电到0V。实际上，如在情况4A中那样，谐振仍然发生，但具有如此大的斜率，以至于掩盖了谐振行为，致使得到图62b中的接近线性的vS1。
情况V-输出开关大电容的影响
上述各种情况都是基于假设(15)，即(14)所定义的反射到初级侧的输出开关电容与输入开关的谐振电容Cr相比可忽略。对于大变压器降压匝数比，确实是这样。在上述Vg＝400V的例子中，输出开关电容CS2＝2950pF在反射到初级侧时变成了CS2P＝4pF。当与实际输入开关的谐振电容Cr＝237pF相比时，这又确实是可忽略的。因此，在具有相对大的隔离变压器降压匝数比的大多数实际情况下，假设(15)是非常合理的。
但当隔离变压器降压匝数比不大且接近1时，这种定标不再适用。事实上，对于1∶1的匝数比，输出开关电压阻塞要求相似于输入开关，导致可比拟的寄生电容，致使反射的电容CS2P≈Cr，使得不满足(15)。净结果是输出开关电容改变跨越输入和输出开关二者的波形。现在对于仅仅具有一个谐振电流分量ir3的具有CBS开关/二极管整流器的前述特殊情况4来考察这一效果。在此情况下，输出二极管整流器开关被转换器电路以及输入开关和互补输入开关的驱动时刻强迫开通。
此情况的等效电路被示于图63a。图63b中虚线绘出并用数字1标记的波形，对应于CS2可忽略的情况。在此情况下，输入开关和输出开关二者的寄生电容被线性放电，直至输出开关电压在t2达到0，且输出开关二极管被开通。然后开始谐振放电，并使输入开关电压在tm1降低到0，以40V的总谐振电压放电，因为在此情况下Vg＝40V。但如在图63b中用数字2标记的虚线波形中所见，大的电容器已经延长了放电，从而导致输入开关降低了的谐振电压放电rINR0，并导致由Vg-rINR0给定的剩余硬切换电压，其中的降低比率r由(49)得到。根据图63a的模型，增加的电容CS2要求额外的电流，这又必须用增加到新数值INN的辅助电容器交流波纹电流来补偿，以便使输入开关的电压到0。在此情况下，输入开关上恢复了降低到0电压，并得到图63b中用粗线表示和用数字3标记的波形。
仅仅存在于此情况的谐振电压分量vr4＝-Vr4sinωt，按降低因子r被降低，r依赖于无量纲因子α和β，其中
       Vr4＝rVr3＝rINRO                  (46)
       α＝CS2/Cr                        (47)
       β＝(VC-Vg)/(INRO)                (48)
       r＝f1＝(α，β)                   (49)
函数依赖关系f1(α，β)被示于图64a的曲线中，并被用来估计由于过大的输出开关电容而得到了多少无损耗切换减效。但为了设计的目的，重要的因子是下式定义的电流放大倍数δ：
      δ＝INN/IN＝f2(α，β)            (50)
其中INN是为达到0电压切换所需的辅助电容器交流波纹电流的新峰值，并在图63b波形中用粗线标记显示。
在下面的数字例子中借助于基于根据图63a中电路得到的分析模型绘出的图64a和图64b的二个曲线，说明了上述的无损耗切换方法：
Vc＝72V；Vg＝40V；R0＝40Ω；IN＝1A；Lr＝0.75μH；CS2＝Cr＝0.47nF    (51)
于是，根据(47)和(48)，计算得到α＝1和β＝0.8。因此，从图64a的曲线，得到图63b中波形2所示的降低比率r＝0.31。从图63b的曲线能够得到电流放大倍数δ，对于上述选择(α＝1和β＝0.8)，得到δ＝1.64和INN＝1.64A。因此，为了补偿这样一个大的输出电容器，需要增大64％的辅助电容器交流波纹电流。
注意，前述具有可忽略的CS2的情况的出色特点仍然被保持：在D’-D过渡中，输入开关和输出开关二者都在0电压下被开通，而不管大的输出电容CS2。分析模型当然更为复杂，且得到的时间范畴波形更复杂。实际上，稍后对D-D’的分析揭示了互补输入开关和互补输出开关(二极管整流器)在此过渡中也在0电压下被开通。因此，在这一特殊情况下，即使当大的输出开关电容被考虑时，所有4个半导体开关也在0电压下被开通。于是，借助于将辅助电容器峰值波纹电流适当地提高到INN，或相应地增大R0，保持了0电压过渡。
D-D’过渡中的无损耗切换
虽然此过渡通常自然地导致无损耗切换，但验证情况确实如此以及还考虑大量不同的情况并理解它们的相对优点是重要的。对于下面的所有情况，不仅在稳态中，而且在过渡时间段中，输入开关与互补输入开关上的电压之间的下列基本关系成立：
              vS1(t)+vS’1(t)＝Vc    (52)
在这一D-D’过渡时间段内，无损耗切换目的是将互补输入开关上的电压vS’1从Vc降低到0。根据(52)，输入开关上的电压正好是互补输入开关上的电压的互补，且将从0增加到Vc电压电平。实际上，这反映了原先存储在互补输入开关的寄生电容上的能量，以非耗散无损耗切换的方式在这一过渡时间段中，转移到输入开关的寄生电容器上。
无谐振电感器的非隔离直流-直流转换器
用输出开关的二极管整流器实现的图46a的非隔离转换器，被选择为第一情况，以便演示在此过渡中，二个输出二极管整流器不导致先前对情况E(图46b)中D’-D过渡所述的不平稳条件，在此不平稳条件中，二个输出二极管都传导，导致不平稳条件，直至此条件由于输入开关的开通而终止。
情况A-二极管整流器开关
D-D’过渡以关断输入开关而开始，这导致图65a的等效电路。注意，二极管互补输出开关S’2被关断，以细线示出，而二极管输出开关S2被开通，以粗线示出。互补输入开关的寄生电容和互补输出开关的寄生电容如在图65c中所见以相同的速率被放电，直至互补输出开关上的电压达到0，此时第二子时间段在t2开始。在时刻t2，假设是理想二极管，互补输出开关二极管被开通，而输出开关二极管同时被关断，导致图65b的等效电路。电流源(i1+im)的方向保持如前，但幅度降低到Ip。这导致互补输入开关的放电速率低于以前，但尽管如此，仍然平滑地继续，直至完成放电，此时，这一互补输入开关能够在0电压下以无切换损耗的方式被开通。注意，互补输出二极管开关也在0电压下以无损耗方式较早地被自动开通。
与D’-D过渡不同，因为第一线性子时间段依赖于峰值输入开关电流(i1+im)，因而明显地更短，故此过渡确实依赖于直流负载电流。但第二子时间段仅仅依赖于小的辅助电容器峰值波纹电流Ip，因而明显地更长。因此，此过渡总的来说仅仅稍微短于D’-D过渡。
情况B-CBS输出开关
当用CBS开关代替输出开关时，倘若输出开关在相同的时刻或在其体二极管在时刻t2处停止导通之前被开通，则得到与情况A完全相同的行为。注意，若此CBS输出开关的关断被延迟到时刻t2之后，则将如在D’-D过渡中已经观察到的那样施加相同的不平稳条件于输入开关的Vg电平或互补输入开关的(Vc-Vg)电平。但在输出开关关断时，互补输入开关的寄生电容的平滑放电将以相同的速率继续，直至完全放电。显然，输出开关的这种关断延迟是白费的，仅仅延长了此过渡的时间段，因而利用适当的切换时间控制可容易地消除。
情况C-VBS输出开关和不对称无损耗切换
当用VBS开关代替输出开关时，也将观察到图65c中的相同的过渡波形。显然，为了得到这一无损耗切换过渡，并不需要VBS开关。但由于其对于D’-D过渡通常是一个优点，故现在确认VBS开关能够被用来成功地提供具有适当时刻控制的二种过渡。输出开关上的电压在D-D’过渡中是正的，但在D’-D过渡中为负。于是，此无损耗切换情况被称为由这种不对称电压波形造成的不对称无损耗切换。这一名称的另一原因是，VBS开关还能够得到另一种下面所述的在输入开关和输出开关上具有对称电压波形的无损耗切换情况。
情况D-VBS输出开关和对称无损耗切换
VBS输出开关能够阻塞跨越其上的正极性和负极性电压的事实，提供了另一个无损耗切换的机会。注意，在输出开关的二极管实现的情况下，图65a中的这一二极管在第一子时间段D-D’过渡内保持跨越其上的电压被箝位在0。利用VBS输出开关装置，输出开关首先在时刻t0被关断，导致图66a的电路模型。从这一模型，输出电感器电流i2对互补输出开关的电容进行线性放电，并以同样的速率将输出开关的电容充电到负极性(这是首先需要VBS开关的理由)，如在图66c的波形中可见。当互补输出开关S’2的电压在时刻t1变成0(S’2被开通)时，输出开关S2的电压变成(-Vg)。此时，输入开关S1被关断，导致对第二线性过渡子时间段有效的图66b的等效电路模型。现在，互补输入开关的寄生电容以速率[Ip/(Ce+CS2)]被线性放电，直至在互补输入开关在0电压下被开通的时刻t3被完全放电。同时，输出开关的寄生电容以相同的速率从负电压电平(-Vg)被充电到也在时刻t3达到正电压电平(Vc-Vg)。在某些时刻t2，跨越输出开关的电压为0，然后改变极性。但作为电压双向开关的VBS输出开关能够阻塞二种极性的电压并保持开关断开。此过渡再次导致互补输入开关以及互补输出开关二者的0电压切换(ZVS)。
注意，由于直流负载电流大且输出开关的寄生电容比输入开关的小，故第一子时间段非常短，导致非常陡峭的放电速率。另一方面，对于tc子时间段，第二子时间段的上升斜率对称于相应的D’-D过渡的下降斜率。因此，跨越输出开关的电压波形的特征是对称的导致此情况的对称无损耗切换标记。还要注意的是输入开关上的电压对二种过渡(D-D’和D’-D过渡)也将以相等的过渡时间完全对称。于是，对称无损耗切换的另一个特点是独立于直流负载电流。如在稍后的实验章节中提出的对实验样机上的非常平滑且无噪声的过渡边界的确认那样，二种过渡边界的对称但较缓慢的上升和下降斜率，在降低EMI噪声方面具有确实的优点。
而且，在任何输入电压Vg的D-D’过渡中，互补输入开关和互补输出开关在0电压下被切换，于是对于任何工作占空比D达到了0电压切换。结合D’-D过渡的大为降低了的损耗，就使这种无损耗切换方法特别适合于具有宽广输入电压范围和宽广直流负载电流变化的应用。
具有谐振电感器的非隔离直流-直流转换器
选择了图47a的具有谐振电感器Lr的非隔离转换器，其中输出开关再次能够被实现为CBS开关、二极管、或VBS开关。
情况1-CBS/二极管/VBS输出开关
在整个过渡时间段中，输出开关S2被接通。借助于关断输入开关而开始此过渡，从而得到图67a中那样的第一子时间段的等效电路。于是，互补输入开关的寄生电容器按电流差值(i1-ir)放电。起始值ir(0)＝-im，这样，开始时没有电流在电容CS’2中流动。但随着输入开关上的电压上升，谐振电感器上的电压vr也上升，导致谐振电流ir下降。这又导致互补输出开关的寄生电容器中的净放电电流。如在图67c的波形中所见，此电容器最终在t2放电到0，强迫各个二极管开关开通，或在CBS开关的情况下，当体二极管开通时将此开关开通。这导致图67b的等效电路。于是，互补输入开关的寄生电容继续按电流(i1-ir)放电，直至在t3放电到0，此时，此开关在0电压下被开通。注意，输出开关在二个时间段中一直被接通，不以任何方式影响其工作。于是，输出开关能够被实现为二极管、CBS、或VBS，并将得到完全相同的波形。
如以前一样，图67c中的二个子时间段tb和tc随之以电流反转子时间段td，如在参照图90的详细描述中所示的输入电容器电流波形中所见。但与先前的情况不同，如在图90中所见，此电流反转在二个子时间段tc和td中一直发生。最终观察到与以前在图90的稳态时间段te中一样的振荡。
切换时间～过渡时间段
在迄今考虑的所有情况下，所有的开关与其自然的内建小寄生电容一起被使用，没有外部附加的电容器与此开关并联。在某些应用中，如图68a所示，实际上希望将附加的谐振电容器Cra与输入开关或互补输入开关并联。如图86b的虚线波形所示，由于开关的大的输出直流负载电流或非常小的开关固有寄生电容或此二者产生的大的斜率(i1+im)/Cr，如果没有这种附加的外部电容器，过渡时间段D-D’可能非常短。这是D-D’过渡依赖于直流负载电流这一事实的直接结果。在此情况下，过渡时间段变得与输入开关S1的自然关断速度能力可比拟。这又将引起部分地关断输入开关，从而在D-D’过渡中产生一些切换损耗。借助于如图68b中粗线的波形所见的减慢D-D’过渡，增加的谐振电容器Cra消除了这些损耗，而衰减斜率被明显地降低到(i1+im)/Cr，其中Cra通常比Cr大几倍。电压衰减速率的下降对于降低传导和辐射EMI噪声具有额外的正面作用。
隔离的直流-直流转换器-情况I
在隔离的直流-直流转换器中，利用图59a和图60a所示的隔离变压器的泄露电感Lr来起谐振电感器的作用。除了电压的比例如以前在D’-D过渡的情况I和II中那样之外，D-D’过渡遵循与上述具有谐振电感器的非隔离转换器的情况1相同的行为。而且，同样适用于输出开关的所有3种实现：CBS/二极管/VBS开关。
  详细的无损耗切换工作
上述的分析提供了各种新颖无损耗切换可能性的概貌，并借助于分别分析第一不易达到的D’-D过渡随之以分析D-D’过渡而给出了其相对优点的定性和定量估计。这也清楚地显示了基于输出开关装置的3个不同的新颖无损耗切换转换器族：CBS开关、二极管、或VBS开关。由于二极管代表CBS开关的一种非常特殊的情况，故此处将其与CBS情况组合成一族。于是，下面分别依照二个主要无损耗切换类型来进行D-D’过渡和D’-D过渡的电路工作和特征波形的详细描述：
1.具有CBS/二极管输出开关的无损耗切换；
2.具有VBS输出开关的无损耗切换。
对于各个无损耗切换的情况，提出了转换器在特定时间段中的电路状态，以及与各个时间段相关的转换器电路模型和这些时间段中的特征波形。于是，最先的转换器电路模型将示出过渡开始时的转换器，而最后的转换器电路模型总是示出已经完成过渡之后的电路。仅仅对于这些电路(由于它们是稳态电路模型)，在各个转换时间段中比较容易从各种转换器模型中区别它们，仅仅被开通的那些开关被显示并用粗线绘出，而完全略去了关断的开关。另一方面，对于在可能具有几个各由不同的转换器电路表征的子时间段的过渡时间段中的转换器电路模型，采用下列约定：在特定子时间段中被开通的开关以粗线绘出，而以细线绘出关断的开关。而且，MOSFET开关的符号在这些模型中被保持不变来表示对特定开关的控制作用(粗线为开通的开关，细线为关断的开关)。此外，在某些情况下，即使各个有源开关没有被切换时间控制给予开通的信号，例如CBS开关的体二极管能够被电路工作开通。于是，在这些情况下，以及当体二极管的开通对更好地理解转换器工作重要时，体二极管也被用粗线明显地示出。
采用CBS输出开关的无损耗切换
无损耗切换的详细描述被进一步分成3个子类：
1.无谐振电感器的非隔离转换器；
2.具有谐振电感器的非隔离转换器；
3.隔离的直流-直流转换器。
无谐振电感器的非隔离转换器
如早先在图39e中证明的那样，在D’TS时间段结束时，已经存在辅助电容器的负电流IN。于是既不需要大的输出电感器波纹电流，甚至也不需要附加诸如许多现有技术软切换方案中那样的谐振电感器之类的任何谐振元件。事实上，如下面所示，本发明的独特切换结构与对关键关系(4)的认识及其在图39e的时间范畴波形的结果一起，形成了具有仅仅利用图45a中4个开关的适当驱动定时而大为降低了的切换损耗的实际无损耗切换的独特可能性。这一降低切换损耗的方法此处被称为有条件地降低了的切换损耗，虽然在许多实际情况下，也同下面讨论的无损耗切换一样好。由于缺少这种无谐振电感的新颖开关的适当或现成的表示，故采用降低了的切换损耗的名称。首先来考察图49a中电路的D-D’过渡。
D-D’过渡
从稳态分析和图70a中的波形可见，在时间段DTS结束时，瞬时电流I1+Im大于I2(如在图70a中那样，它们的有效差值等于Ip)。D-D’的时间段的过渡可以用图69a、b、c、d所示的4个等效电路以及图70b所示的相应时间段ta、tb、tc、td来表示。
时间段t a
图69a和图70b中的ta时间段对应于第一过渡开始之前的DTS时间段。S1和S2开关都被开通，而S’1和S’2被关断。当S1被关断时，此时间段结束，而所谓“自然的”第一过渡开始，这导致图69b的电路。
时间段t b
在时间段tb(如图70b表示的总过渡时间段tb+tc的第一部分)内，电流i1+im对S1的寄生电容器(它在此之前的开关S1被开通的时刻被完全放电)进行充电，并对跨越S’1和S’2开关的寄生电容器放电。由于此电流包含直流分量I1+Im，故导致这些寄生电容器比较快的充电和放电，因而在输入开关S1的寄生电容器上导致快速的电压上升。如上所述，这3个电容器被交流并联连接。当跨越开关S’2的电压VS”2降低到0，且S’2的体二极管开始导电时，此时间段结束。因此，开关S’2被其自身的寄生二极管在0电压下自然地开通。由于二极管导电在低电压下是效率相当低的，这是二极管上的大电压降造成的，这也是开通S’2(或等效于开通原来的S’2 MOSFET)的理想时间。由于MOSFET的低的开通电阻以及跨越其上的相应低的电压降，故通过二极管的电流被MOSFET器件旁路，从而将输出整流的导电损耗降为最小。当S’2被开通时，开关S2被同时关断，这导致对图70b中时间段tc有效的图69c的电路模型。注意，若开关S2的关断被延迟，则中间电平可能随之以所有的电压被箝位在目前数值，对开关S1和S’1分别为Vg和Vc-Vg。显然，由于仅仅延长了第一过渡时间段的完成，故此时间段是没有好处和不必要的，因而应该用图70b那样的适当的驱动定时来加以避免。
时间段t c
图70b中的时间段tc(D’-D过渡时间段的第二部分)的特征则在于图69c的等效电路，其间，3个开关S1、S’1、S2被关断而仅仅S’2被开通，旁路其自身的体二极管(在图69c中也用粗线示出了体二极管，以便表示此二极管首先开始导电并触发S’2的开通)。注意，由于基本关系(4)，其中I1+Im＝I2，故现在电流i1+im-i2仅仅由各个交流波纹分量Ip＝Δi1+Δim-Δi2组成，导致开关S1上的电压上升斜率与先前的时间段tb相比更小。此总的交流波纹电流开始对跨越S2的电容进行充电，同时继续对跨越S1的电容进行充电以及对跨越S’1的电容进行放电，虽然速率比先前的在tb时间段中低得多。当开关S’1上的电压达到0，且如示出了时间段tb开始时的转换器电路的图69d所示，此开关的体二极管开始导电时，此时间段就结束。这具有将开关S1上的电压箝位在Vc电平的作用。此时，开关S’1能够在0电压下被开通，因此具有0切换损耗并旁路了内部体二极管以降低导电损耗。
时间段t d
图69d的电路表示D-D’过渡已经完成，且与图69a的开始状态下开关S1和S2被同时开通相比，现在开关S’1和S’2被同时开通。总之，在此第一过渡中，所有的开关在0电压下被开通，从而得到D-D’过渡的无损耗切换，因此没有切换损耗。
D’-D过渡
如从图72a中的波形所见，对于D’TS时间段结束时的这一过渡，电流i1+im小于电流i2。于是，D’-D过渡用图71a、b、c、d中的电路及其图72b所示的各个时间段ta、tb、tc、td来表示。
时间段t a
图72a和图72b中的ta时间段对应于刚刚在D’-D过渡开始之前的D’TS时间段。S’1和S’2开关都被开通，而S1和S2被关断。当开关S’1被关断时，此时间段结束，而通常称为“强迫的”过渡的第二过渡开始，这导致图71b的电路，表示强迫过渡的第一子时间段tb。
时间段t b
在如图71b中电路所表示的此时间段tb(总过渡时间段tb+tc的第一子时间段)内，电流i2-i1-im对跨越S’1的寄生电容器进行充电，并对跨越S1和S2的寄生电容器进行放电。由于此电流的总直流分量为0，故仅仅留下总的交流波纹分量。于是，导致这些寄生电容器比较慢充电和放电，因而在互补输入开关S’1的寄生电容器上导致慢的电压上升。如上假设所述，这3个电容器被交流并联连接。当跨越开关S2的电压vS2降低到0，且S2的体二极管开始导电时，此时间段结束。因此，开关S2被其自身的寄生体二极管在0电压下自然地开通(软切换)。由于二极管导电在低电压下是效率相当低的，这是二极管上的大电压降造成的，这也是开通S2(或等效于开通原来的S2MOSFET)的理想时间。由于MOSFET的低的开通电阻以及跨越其上的相应低的电压降，故通过二极管的电流被MOSFET器件旁路，从而将输出整流的导电损耗降为最小。
时间段t c
当开关S1被开通时，开关S’2被同时关断，这导致对图72b中时间段tc有效的图71c的电路模型。注意，现在若如图72b中虚线所示S1开关的开通被延迟，则所有的电压可能被箝位在目前的数值，亦即跨越开关S1的Vg和跨越开关S’1的Vc-Vg，而开关S’2将停留在0电压电平。过渡时间段的其余部分无法以无损耗切换方式完成。于是，开关S1必须在降低了的电压下被“硬”开通，其寄生电容器从而急剧放电。这一第三时间段tc理想地说应该被消除，因为它仅仅延迟了过渡时间段的完成而没有任何有用的功能。图72b中的粗线说明了开关S1准确地在tb时间段结束时被开通从而完全消除了时间段tc的情况。
时间段t d
与开关S1的硬开通相关的损耗主要由开关S’2的寄生体二极管中的反向回复损耗和跨越开关S1、S’1、S’2的其有效电压为Vg的寄生电容器中的(CV2)/2损耗组成。图71b因此示出了完成D’-D过渡之后的最终阶段，其中开关S1和S2被开通。图71d还示出了开关S’1的寄生电容器的是为Vc的最终电压以及开关S’2的寄生电容器的是为其下一个D-D’过渡的开始数值的Vg的最终电压。现在重要的是考察一下这种无损耗切换的效力任何。显然，D-D’过渡导致无损耗切换，而D’-D过渡由于开关S1的寄生电容器无法放电到低于输入电压Vg而导致降低了的切换损耗。一种非常简单的分析揭示，这一切换损耗降低虽然实现起来比较简单，但也非常有效，特别是对于较高的占空比下的工作，例如对于Vc＝Vg/(1-D)＝5Vg时D＝0.8的工作，更是如此。因此，跨越开关S1的寄生电容器从高电压Vc＝5Vg被一直放电到Vg电平。因此，如电压比平方所给定的那样，仅仅损失了一部分存储在开关S1、S’1、S’2上的能量。在此情况下，这意味着，相对于若D’-D过渡是硬切换，亦即用其上的全部电压Vc＝5Vg来开通开关S1时可能已经损失了的能量来说，能量的损耗降低了25倍，即节省了96％。显然，对于许多实际应用，这样的结果是再合适不过的了。注意，在例如D＝0.6的较低的占空比下，仍然得到了6.25倍的损耗降低，即挽回了84％的硬切换损耗。
当工作点被移动到例如D＝0.25的较低的占空比时，硬切换时间段tc甚至在更高的百分比下开始，亦即在总阻塞电压Vc＝Vg/(1-D)＝1.33Vg的75％下开始，因此，此过渡的44％的总硬切换损耗被挽回。于是，谐振电感器被包括进来，以便进一步降低切换损耗。
具有谐振电感器的非隔离转换器
此处可以组合早先在图67a、b、c中讨论的D-D’过渡的一种情况与参照图47b中波形1、2、3、4的D’-D过渡(情况1、2、3、4)的4种不同的谐振放电情况，以便得到4种不同的无损耗切换情况。
D-D’过渡(情况1、2、3、4)
用图73a、b、c、d、e的5个特征电路以及图74的相应波形，来表示从D到D’时间段的过渡。各个时间段中电路的工作如下：
时间段t a
这对应于DTS时间段在过渡开始之前的结束。如图73a中那样，S1和S2被开通，而S’1和S’2被关断。当S1被关断时，此时间段结束且过渡开始。
时间段t b
电流i1与-iC1之和(iC1是具有图73b那样的正方向的输入电容器电流)对跨越S1的电容器进行充电，并对跨越S’1的电容器进行放电。电流iC1的起始值是-im，于是，如图74的iC1波形所示，一开始没有电流流向S’2。随着电压vS1的上升，谐振电感器上的电压vr开始上升，它引起iC1的幅度减小。结果，开关S’2中的电流可能不再为0，此开关的电容因而也从其起始值Vg被放电。当此电容器被完全放电且S’2的体二极管开始导电时，此时间段结束。此时，开关S’2在0电压下(因而无切换损耗)被开通。
时间段t c
电流i1与-ir继续如图73c那样对S1的电容器进行充电，并对S’1的电容器进行放电。进一步建立电压vr，这进一步降低了ir的幅度。当S’1上的电压达到0且S’1的体二极管开始导电时，此时间段结束。现在，S’2也能够被开通而没有切换损耗。
时间段t d
电压vr现在由Vc-Vg给定，于是，ir的幅度继续如图73d中那样线性减小。在此时间段或最后二个子时间段中的某个点处，它成为负(开始时它为im)。当iC1达到数值i1-Ip时，输出开关S2的电流变成0，此时，开关S2必须被关断。
时间段t e
现在成为负的开关S2的电流根据图73e对开关S2的电容进行充电。此时间段中iC1的起始值也是D-D’过渡已经完成之后的最终值。于是，为了将S2的电容充电到其最终值(Vc-Vg)，电流iC1必须稍许低于额定值。这又引起S2上的电压高于额定值。其结果是在Lr和CS2之间振荡，若不被阻尼，则继续振荡。若与振荡元件相关的固有寄生电阻不足以阻尼此振荡，则需要额外的RC阻尼网络，此网络也在完成D’-D过渡之后阻尼相似的振荡。此振荡在te时间段结束时终止。
D’-D过渡(情况1)
这对应于早先在图49b波形中的情况1。此情况用图75(a-e)的5种等效电路以及图76所示5个子时间段中的相应波形来表示。
时间段t a
这表示过渡开始之前的转换器状态。S1和S2被关断，而S’1和S’2被开通。当S2被开通时，此时间段结束且过渡开始。
时间段t b
这立即施加跨越谐振电感器Lr的电压(Vc-Vg)，这迅速地提高电流ir，并在Lr中存储额外的能量。此时间段的长度控制着这一存储能量的量。S’1开关的关断结束此时间段。
时间段t c
S’1开关的关断还开始了按各自对降低输入S1开关上的电压vS1有贡献的3个谐振电流分量对电容器CS1的谐振放电。当此电压vS1达到其最小数值时，S1开关必须被开通，这就结束了此时间段。此时，谐振电流被降低到0，且输入电容器电流iC1等于电流i1，如在图76的iC1电流波形中所见。很经常地将得到完全放电和0电压下的开通。在有些情况下，当工作占空比低而输入电压也非常高时，可能得不到0电压，但将发生切换损耗的明显降低。事实上，实验已经表明，在某些剩余小硬切换电压Vh＝Vc/4下的切换，由于环路谐振电流的降低而导致更高的效率，这是获得较低vS1所必须的。
时间段t d
当输入开关S1被开通时，此电流反转子时间段以输入电容器电流iC1＝i1开始。输入电容器电流以等于Vg/Lr的恒定速率线性地降低，如在图76的iC1波形中所见。在此时间段中的某些时刻成为0，然后反转方向并达到稳态电流电平-im。当发生这种情况时，互补输出开关S’2的体二极管的电流变为0，因此，体二极管关断，且开关S’2必须被关断。这就完成了D’-D过渡。
时间段t e
在此时间段中，开关S’2的寄生电容CS’2以谐振的方式从其起始0值(在此之前S’2开关刚刚被关断的时刻)被充电到其最终值Vg。于是，包含谐振电感器Lr和寄生电容器CS’2的谐振电流就在S’2开关上感应电压振荡，如图76所示。利用与用来抑制D-D’过渡之后出现的相似的振荡的完全相同的RC阻尼网络，能够阻尼并减幅抑制这些振荡。
D’-D过渡(情况2)
这相对于早先在图52b波形中所示的情况2。此情况用图77(a-d)的4种等效电路和图78所示4个子时间段中的相应波形来表示。
时间段t a
这表示过渡开始之前的转换器状态。S1和S2被关断，而S’1和S’2被开通。当S’1被关断且S2被同时开通时，此时间段结束且过渡开始。
时间段t b
借助于提早开通开关S2(在其体二极管被开通之前)，开始谐振放电。但因为情况1中存在的提升分量由于提升时间被降低到0而被消除，故现在仅仅保留二个谐振电流分量。尽管如此，二个幅度等于(Vc-Vg)/R0的剩余谐振电流正弦分量中的仅仅一个就能够在D＝0.5的占空比下单独将输入开关电压完全降低到0，而不管输入电压的幅度Vg。
时间段t c
与情况1的时间段 t d相同。
时间段t d
与情况1的时间段 t e相同。
D’-D过渡(情况3)
这相当于早先在图54b波形中所示的情况3。此情况用图79(a-e)的5种等效电路和图80所示5个子时间段中的相应波形来表示。
时间段t a
这表示过渡刚开始之前的D’TS时间段。S1和S2被关断，而S’1和S’2被开通。当S’1被关断时，此时间段结束且D’-D过渡开始。
时间段t b
根据图79b中的电路，输入开关S1的电容CS1以-IN/Cr给定的恒定速率被放电。输出开关S2在其电压达到0之前被开通，从而用降低到VS1的输入开关电压完成这一线性充电时间段。
时间段t c
开关S2的开通，开始了谐振子时间段以及输入开关寄生电容的放电，如在上述情况2中那样，同样具有二个谐振电流分量，但其中一个具有等于(VS1-Vg)/R0的降低了的幅度，导致谐振放电效率比以前更低。当输入开关S1上的电压达到其最低值时，输入开关S1必须被开通，这就结束了此时间段。S1电压的最小值依赖于开关S2的定时，亦即上述时间段 t b的长度。由于谐振过程以较高的电压值开始，故时间段 t b越短，此最小值就越低。借助于使S2的适当定时，能够使开关S1上的电压最小值为0。但实验已经表明，大约Vc/4的数值导致更高的效率。0.5CV2的损耗较硬切换情况降低了16倍。但由于为了达到S1上更低的电压所必须的更大的回路电流，故进一步的降低引起损耗增大。
时间段t d
与情况1的时间段 t d相同。
时间段t e
与情况1的时间段 t e相同。
D’-D过渡(情况4)
这相对于早先在图55b波形中所示的情况4。此情况用图81(a-e)的5种等效电路和图82所示5个子时间段中的相应波形来表示。
时间段t a
这表示过渡开始之前的时间段。S1和S2被关断，而S’1和S’2被开通。当S’1被关断时，此时间段结束且过渡开始。
时间段t b
如在图81b的电路中那样，开关S1、S’1、S2被关断，而S’2被开通。输入开关S1和输出开关S2的寄生电容以相同的恒定速率-IN/Cr被放电。当跨越输出开关S2的电压达到0，且输入开关S1上的电压达到Vg时，就完成了这一线性放电时间段。如图81c所示，这就开通了输出开关S2的体二极管，此时，输出MOSFET开关S2被开通，从而旁路其体二极管并降低传导损耗。
时间段t c
如在图81c的电路中那样，利用输出开关S2的开通，开始了谐振放电子时间段(体二极管的开通足以开始谐振)。在此情况下，由于存在于上述情况3中的第二谐振电流分量被消除了(如在图82的vS1(t)的波形中所见，由于此时输入开关S1上的电压是Vl＝Vg，故其幅度为Vr2＝Vl-Vg＝0)，故仅仅保留了一个谐振电流放电分量。同样如在同一个波形中所见，输入开关S1上的电压降低低于Vg电平，是最小值，因为此分量在降低电压方面是效力最小的。为了提高其效率，将要求提高IN和/或特性电阻R0，因为Vr3＝R0IN，提高IN和R0二者都可能损失一些无损耗切换带来的损耗降低。
时间段t d
与情况1的时间段 t d相同。
时间段t e
与情况1的时间段 t e相同。
注意，在上述情况下，若取代可控NOSFET CBS开关，输出开关和互补输出开关被实现为简单的二极管电流整流器，则可以得到完全相同的波形和完全相同的行为。
隔离的直流-直流转换器
在隔离的直流-直流转换器中，如图60a所示，由隔离变压器的泄漏电感Lr来起谐振电感器的作用。除了参照图60b解释的电压比例之外，详细的无损耗切换工作遵循与上述具有谐振电感器的非隔离转换器所指出的相同的情况。
采用VBS输出开关的无损耗切换
无损耗切换的详细描述被分成3个子类：
1.无谐振电感器的非隔离转换器；
2.具有谐振电感器的非隔离转换器；
3.隔离的直流-直流转换器。
此外，依赖于4个开关的切换时间控制，第一子类具有二个特别的情况：a)对称的无损耗切换；b)不对称的无损耗切换，它们被分别描述。
无谐振电感器的非隔离转换器
对称的无损耗切换
首先考察图43a的转换器的D-D’过渡。
D-D’过渡
从稳态分析和图84a中的波形可见，在时间段DTS结束时，瞬时电流i1+im大于i2(如在图84a中那样，它们的有效差值等于Ip)。从D-D’的时间段的过渡可以用图83a、b、c、d所示的4个等效电路以及其图84b所示的相应时间段ta、tb、tc、td来表示。
时间段t a
图83a和图84b中的ta时间段对应于D-D’过渡开始之前的DTS时间段。开关S1和S2都被开通，而S’1和S’2都被关断。当输出开关S2被关断时，此时间段结束，且所谓“自然的”第一过渡开始，这导致图83b的电路。
时间段t b
在图84b表示的时间段tb内，电流i2对S’2的寄生电容器快速地进行放电，并以负极性对S2开关的寄生电容器充电。当跨越开关S’2的电压VS’2降低到0，且S’2的体二极管开始导电时，此时间段结束，如在图83c中所见。因此，开关S’2被其自身的寄生二极管在0电压下自然地开通(软切换)。由于二极管导电在低电压下是效率相当低的，这是二极管上的大电压降造成的，这也是开通S’2(或等效于开通原来的S’2MOSFET)，以便尽量减小传导损耗的理想时间。当S’2被开通时，输入开关S1被同时关断，这导致在图84b中时间段tc有效的图83c的电路模型。注意，若开关S1的关断被延迟，则中间时间段可能跟随时间段tb，所有的电压被箝位在目前数值，对开关S’1和S2分别为Vg和-Vg。显然，由于仅仅延长了D-D’过渡的完成，故此时间段是没有好处和不必要的，因而应该用图84b那样的适当的驱动时刻来加以避免
时间段t c
图84b中的时间段tc(D’-D过渡的第二部分)的特征则在于图83c的等效电路，其间，3个开关S1、S’1、S2被关断，而仅仅开关S’2被开通，旁路其自身的体二极管(在图83c中也用粗线示出了体二极管，以便表示此二极管首先开始导电并启动S’2的开通)。注意，由于基本关系(4)，其中I1+Im＝I2，故现在电流i1+im-i2仅仅由其各个交流波纹分量Ip＝Δi1+Δim-Δi2组成，导致开关S1、S’1、S2上的电压变化的斜率Ip/Cr比先前的时间段tb内开关S2和S’2上的电压变化斜率(i1+im)/Cr更小。此总的交流波纹电流Ip开始对跨越S2的电容进行从-Vg到0的放电，然后以正的极性将其充电到Vc-Vg，同时，此交流波纹电流Ip将跨越S1的电容充电到Vc，并将跨越S’1的电容放电到0，如图84b中所见。当开关S’1上的电压达到0，且开关S’1上的体二极管开始导电时(示出了时间段td开始时的转换器电路的图83d所示)，此时间段tc结束。这具有将开关S1上的电压箝位在Vc电平的作用。此时，开关S’1能够在0电压下被开通，因此具有0切换损耗并旁路了内部体二极管以降低导电损耗。
时间段t d
图83d的电路表示D-D’过渡已经完成，且与图83a的开始状态下开关S1和S2被同时开通相比，开关S’1和S’2被同时开通。总之，在此D’-D过渡中，所有的开关在0电压下被开通，从而得到D-D’过渡的无损耗切换，因此没有切换损耗。
D’-D过渡
如从图86a中的波形所见，对于D’TS时间段结束时的这一过渡，电流i1+im小于电流i2。于是，D’-D过渡用图85a、b、c、d中的电路及其图86b所示的各个时间段ta、tb、tc、td来表示。
时间段t a
图85a和图70b中的ta时间段，对应于刚刚在D’-D过渡开始之前的D’TS时间段。开关S’1和S’2都被开通，而S1和S2被关断。从图86a可见，在此过渡中，瞬时电流i1+im小于i2。当互补输入开关S’1被关断时，此时间段结束，而通常称为“强迫的”过渡的D’-D过渡开始，这导致图85b的电路，表示强迫过渡的第一部分tb。
时间段t b
在此时间段tb(如图85b中电路所表示的总D’-D过渡时间段tD’D＝tb+tc的第一部分)内，电流i2-i1-im对跨越S’1的寄生电容器进行充电，并对跨越S1和S2的寄生电容器进行放电，如在时间段tb的图86b的波形中所见。由于此电流的总直流分量为0，故仅仅留下总的交流波纹分量。这导致这些寄生电容器比较慢的充电和放电，因而在开关S’1上导致慢的电压上升。如上假设所述(大电感被电流源代替，而大电容被电压源代替)，这3个电容器被交流并联连接。如在图85c中所见，当跨越开关S1的电压VS1降低到0，且S1的体二极管开始导电时，此时间段结束。因此，开关S1被其自身的寄生体二极管在0电压下自然地开通(软切换)。由于二极管导电在低电压下是效率相当低的，这是二极管上的大电压降造成的，这也是开通S1(或等效于开通原来的S1MOSFET)以便尽量减小传导损耗的理想时间。
现在进行一个重要的观察，它清楚地表明了输出开关S2的电压双向开关实现的重要性。如在图86b中所见，对于时间段tb，跨越开关S2的电压从起始的正电压Vc-Vg改变到负电压-Vg。若用电流双向开关(CBS)来实现开关S2，则跨越开关S2的负电压可能被阻止，其上的电压可能被CBS开关的体二极管箝位在0电压。这又可能阻止跨越输入开关S1的电容器完全放电到0。而开关S1上的电压可能被箝位在+Vg，此开关可能必须被开通，得到硬切换损耗。但当采用电压双向开关代替开关S2时，由于现在允许跨越S2开关的负电压，故这一问题就被消除了。于是，S1开关的放电将继续而不受阻碍，直至0电压，此时，S1开关将以0切换损耗被开通。
时间段t c
当开关S1被开通时，开关S’2被同时关断，这导致对图86b中时间段tc有效的图85c的电路模型。过渡时间段的其余部分无法以无损耗切换方式完成。于是，开关S2必须在降低了的电压-Vg下被“硬”开通，其寄生电容器从而急剧放电。这一第三时间段tc理想地说应该被消除，因为它仅仅延迟了D’-D过渡的完成而没有任何有用的功能。
时间段t d
与开关S2的硬开通相关的损耗是有效电压为Vg的开关S2的寄生电容器中的(CV2)/2损耗以及开关S’2的体二极管中的反向回复电流。图85d因此示出了完成D’-D过渡之后的最终阶段，其中开关S1和S2被开通。图86b还示出了开关S’1的寄生电容器的是为Vc的最终电压以及开关S’2的寄生电容器的是为其下一个D-D’过渡的开始数值Vg的最终电压。
现在重要的是考察一下这种切换损耗降低的效力如何。显然，D-D’过渡导致无损耗切换，而D’-D过渡由于开关S2的寄生电容器在开通时被充电到电压(-Vg)而导致仅仅部分降低了切换损耗。一种非常简单的分析揭示，这一方法对于较高的占空比下的工作还是有效的。例如对于Vc＝Vg/(1-D)＝5Vg时D＝0.8的工作。因此，跨越开关S1的寄生电容器从高电压Vc＝5Vg被一直放电到0电平，使得对这一高电压开关能够得到0损耗的无损耗切换，同时，跨越开关S2的寄生电容器从Vc-Vg(对于占空比D＝0.8的这一情况，它等于4Vg)被放电到-Vg电平，然后以硬切换的方式开通，但具有明显地降低了的损耗。因此，与开通损耗给定为
  0.5(5Vg)2(CS1+CS’1)+0.5(4Vg)2CS2+0.5Vg 2CS’2    (53)
的硬切换情况相比，仅仅损失了一部分存储在开关上的能量。当实现了无损耗切换时，开通损耗被降低到0.5(Vg)2(CS2+CS’2)。若各个开关的寄生电容相同，则无损耗切换的损耗可能已经小于硬切换开关的3％(2对67的比率)。
不对称的无损耗切换
 首先考察图43a的D-D’过渡。
  D-D’过渡
 根据稳态分析和图88a中的波形得到，在时间段DTS结束时，瞬时电流i1+im大于i2(如图88a中那样，其有效差值等于Ip)。可以用图87a、b、c、d所示的4个等效电路以及其图88b所示的相应时间段ta、tb、tc、td来表示从D到D’时间段的过渡。
时间段t a
图87a和图88b中的ta时间段，对应于D-D’过渡开始之前的DTS时间段。开关S1和S2都被开通，而S’1和S’2都被关断。当S1被关断时，此时间段结束，且所谓“自然的”第一过渡开始，这导致图87b的电路。
时间段t b
在时间段tb(如图88b所表示的总D-D’过渡时间段tDD’＝tb+tc的第一部分)内，电流i1+im对S1的寄生电容器进行充电(在此之前当开关S1被开通的时刻，S1的寄生电容器一开始被完全放电)，并对跨越S’1和S’2的寄生电容器进行放电。由于此电流包含直流分量I1+Im，故导致这些寄生电容器比较快的充电和放电，因而在开关S1上导致快的电压上升。如上假设所述，大电感被电流源代替，而大电容被电压源代替，这3个电容器被交流并联连接。如图87c所示，当跨越开关S’2的电压VS’2降低到0，且S’2的体二极管开始导电时，此时间段结束。因此，开关S’2被其自身的寄生体二极管在0电压下自然地开通(软切换)。由于二极管导电在低电压下是效率相当低的，这是二极管上的大电压降造成的，这也是开通开关S’2(或等效于开通原来的S’2MOSFET)以便尽量减小传导损耗的理想时间。当S’2被开通时，开关S2被同时关断，这导致对图88b中时间段tc有效的图87c的电路模型。注意，若开关S2的关断被延迟，则中间时间段可能跟随时间段tb，所有的电压被箝位在目前数值，对开关S1和S’1分别为Vg和Vc-Vg。显然，由于仅仅延长了D-D’过渡时间段的完成，故此时间段是没有好处和不必要的，因而应该用图88b那样的适当的驱动时刻来加以避免。
时间段t c
图88b中的时间段tc(D-D’过渡时间段tDD’的第二部分)的特征则在于图87c的等效电路，其间，3个开关S1、S’1、S2被关断，而仅仅开关S’2被开通，旁路其自身的体二极管(在图87c中也用粗线示出了体二极管，以便表示此二极管首先开始导电并启动S’2的开通的事实)。注意，由于基本关系(4)，其中I1+Im＝I2，故现在电流i1+im-i2仅仅由其各个交流波纹分量Δi1+Δim-Δi2＝-IN组成，导致开关S1上的电压上升的斜率比先前的时间段tb内更小。此总的交流波纹电流开始对跨越S2的电容进行充电，同时对跨越S1的电容继续进行充电，并对跨越S’1的电容进行放电，虽然速率比先前的时间段tb内慢得多。如图87d(它示出了时间段td开始时的转换器电路)所示，当开关S’1上的电压达到0，且此开关的体二极管开始导电时，此时间段结束。这具有将开关S1上的电压箝位在Vc电平的作用。此时，开关S’1能够在0电压下被开通，因此具有0切换损耗并旁路了内部体二极管以降低导电损耗。
时间段t d
图87d中的电路表示D-D’过渡已经完成，且与图87a中的开始状态下开关S1和S2被同时开通相比，现在开关S’1和S’2被同时开通。总之，在此D-D’过渡中，所有的开关在0电压下被开通，从而得到D-D’过渡的无损耗切换，因此没有切换损耗。
D’-D过渡
此过渡完全相同于实现对称定时的D’-D过渡，并已经用图85(a-d)中的电路及其图86b中所示的各个时间段ta、tb、tc、td解释和示出了。
  具有谐振电感器的非隔离转换器
  不对称的无损耗切换
 现在进行在图57a的具有谐振电感器的非隔离转换器上实现的新颖无损耗切换方法的分析。
利用其“特征”，即跨越输出开关S2的电压的尾部边沿上的负的电压峰值，很容易从其它无损耗切换类型中识别出这一新颖的无损耗切换。尾部边沿的线性斜率确认在强迫的D’-D过渡中不存在任何谐振放电。
此无损耗切换的另一个优点是初级侧上二个高压器件在0电压下被开通，因而在任何工作点处都没有切换损耗。于是，由在跨越输出低压器件的非常低的电压下的硬切换造成的其余可忽略的切换损耗，就允许在500kHz和以上的高得多的切换频率下工作，而仅仅具有中等的切换损耗。下面对具有图57a的谐振电感器的非隔离转换器进行无损耗切换分析。关于大电感器和大的非寄生电容器，进行了与先前分析相同的假设。
D-D’过渡
从D-D’时间段的过渡用图89a-e的5个特征电路以及图90的相应波形来表示。图90具有时间图，他被分成5个时间段ta、tb、tc、td、te，每个时间段对应于各自的电路模型，例如，ta对应于图89a，tb对应于图89b，等等。
具有VBS切换装置的电路工作与图73(a-e)的在电路中实现CBS开关时的完全相同(见图74和图90的完全相同的波形)。因此，适用与图74给出的相同的描述。
D’-D过渡
对于这一过渡，在图91(a-e)中示出了5个电路模型，并在图92中示出了相应的波形。图92中的5个时间段对应于图91(a-e)中的5种电路。
时间段t a
对应于图91a中的等效电路的这一时间段，表示过渡刚刚开始之前的D’TS时间段。图92示出了相应的波形。S1和S2被关断，而S’1和S’2被开通。当S’1被关断时，此时间段结束，且D’-D过渡开始。
时间段t b
适用与先前参照图86b的线性放电时间段tb所解释的无谐振电感器而有VBS输出开关的转换器相同的工作描述。
时间段t c
适用与图86b的时间段tc相同的工作描述，包括应该用适当的切换时间控制来消除此时间段，因为它没有什么好处。
时间段t d
当输出开关S2被开通时，此电流反转子时间段以输入电容器电流iC1＝i1+iN开始。输入电容器电流以等于Vg/Lr的恒定速率线性地降低，如在图92的iC1波形中所见。在此时间段中的某些时刻成为0，然后反转方向并达到稳态电流电平(-im)。当发生这种情况时，互补输出开关S’2的体二极管的电流变为0，因此，体二极管关断，且开关S’2必须被关断。这就完成了D’-D过渡，并在稳态时间段te中触发了相同的不希望有的振荡。
时间段t e
互补输出开关S’2的关断，形成了谐振电路，此谐振电路包含谐振电感器Lr和互补输出开关S’2的寄生电容器CS’2。通过一系列不希望有的振荡，此谐振电路方便了寄生电容从起始0电压值到其稳态最终值Vg的充电。利用与用来抑制D-D’过渡之后出现的相似的振荡的完全相同的RC阻尼网络，能够阻尼并抑制这些振荡。
实验验证
进行了4组实验来证实可应用于图11a的具有CBS输出开关的新转换器和图11b的具有VBS输出开关的新转换器以及它们的图11d的隔离对立物的大量新颖无损耗切换方法。
非隔离转换器样机
对于非隔离转换器实验，使用了图40a的结构，并建立了标称50W和10V输出转换器的3种试验样机：一种具有CBS输出开关，另一种具有VBS输出开关，而第三种具有二极管整流器作为输出开关和互补输出开关。依赖于所用测试的类型，输入电压范围为13-40V。切换频率被固定在200kHz。下列元件数值被用于试验样机：
S1和S’1是IRF3710(100V/28mΩ)；S2和S’2是SUP70N06-14(60V/14mΩ)；C＝2×4.7μF/100V；C1＝5×10μF/50V；C2＝2200μF/25V；
各个分立电感器：L1＝200μH；Lm＝200μH；L2＝50μH；Lr＝0.75μH。
隔离转换器样机
为了测试隔离的切换转换器中的无损耗切换方法，建立了从整流交流线路工作的实际离线转换器的二种样机：一种具有CBS输出开关(图60a)，而另一种具有VBS输出开关(图59a)。210-450V的输入直流电压在100W的标称功率下被转换成5V的输出直流电压，并工作于200kHz的切换频率下。具有下列数值的元件被用于图59a和图60a的转换器：
C＝47nF；C1＝1μF；C2＝3×1200μF；S1→STU10NB80；S’1→STP4NB80FP；S2和S’2→STV160NF03L；
各个分立电感器：L1＝6mH；L2＝4μH。
建立了隔离变压器，它具有27∶1的降压匝数比以及在初级侧测得的也示为Lr的泄漏电感Lr＝27μH。
具有CBS输出开关的实验
具有CBS开关的非隔离转换器
非隔离转换器中的降低了的切换损耗
对于这些实验，图40a中的Lr＝0。转换器被调整到工作于占空比为50％(因而是20V-10V转换)和输入电压Vg＝20V。图93a示出了开关S1和S2上的漏-源电压vDS。S1开关在50％占空比下的vDS是40V。注意输入开关S1的电压vDS的二个过渡。如预示的那样，D-D’过渡清楚地示出了输入开关S1在D-D’过渡开始处的峰值负载电流造成的快的斜率，直至达到电压电平Vg(图93a上的20V)，此时，斜率改变成由开关S’1中的正的交流波纹电流峰值IP确定的慢得多的斜率。此过渡导致S’1开关的无损耗切换。但D’-D过渡显示了输入开关S1的寄生电容器的放电，且具有由幅度与正的交流波纹电流峰值IP相同的S’1开关中负的交流波纹电流峰值IN造成的同样较慢的斜率。注意，如预示的那样，当开关S1的电压vDS降低到Vg电平时，进一步的放电被可能保持此电平的开关S2的体二极管的开通阻止，因此，在图93a的波形中出现在电平20V的Vg处的平坦部分。当然，借助于开通S1开关(硬切换)，导致仅仅降低但不消除输入开关S1的切换损耗，能够故意地终止这一停止状态。但注意，如在图93a中(底部轨迹)所见，输出开关S2的电压也被放电到0，因而能够在0电压下被开通，因此，不存在总是被无损耗切换的这一开关造成的切换损耗。图93b示出了这一D’-D过渡，它具有延伸的时间基底，以便更好地观察此过渡和相应的驱动时刻波形。
这种无损耗切换强烈地依赖于占空比工作点。例如，在对Vg＝40V和V2＝10V得到的占空比D＝0.25下，获得图94a的波形。注意，D’-D过渡也导致vDS电压的平坦部分，这再次是在Vg下，但这次在40V电平下。但此时vDS的下降被限于从Vc＝53.3V电平降低到40V的放电，此时硬切换被启动。于是，在低的占空比下，这一D’-D过渡将导致与在Vc＝53.3V下的与完全硬切换相比很少的损耗降低。当然，D-D’过渡仍然能够得到开关S’1的无损耗切换。
另一方面，在占空比D高于D＝0.5，例如在图94b所示D＝0.8下的工作，将仅仅导致存储在输入开关S1的寄生电容上的总能量的小部分被耗散，而大部分被恢复。在此情况下，输入电压被改变到13V，从而对10V输出导致D＝0.8。注意这时D’-D过渡如何从D＝0.8的输入开关的总VDS电压VDS＝Vg/(1-D)＝65V降低至13V电平导致始终为无损耗切换。因此，仅仅保留由(13V/65V)2＝0.04给定的部分，即原来硬切换损耗的4％。因此，在D’-D过渡时达到了此输入开关S1上硬切换损耗的25倍的降低。对于所有实际的目的，事实上，这是足够的，并可以被认为好象切换损耗的完全消除实现了。例如，原来的比如说200mW的硬切换损耗可能被降低到仅仅8mW，这确实是可忽略的。
示出了与图94b波形相同的但比例提高了2.5倍以便能够更好地看到过渡的细节的图95中的波形，进一步支持了这一点。但此时作了另一个变化。开关S1在完全正确的时间(一旦S2开关的体二极管被开通就)被开通，以便消除波形的平坦部分，于是得到图95中的看起来平滑的D’-D过渡，但事实上仍然有对于最后的13V的硬切换，如从13V电平处放电斜率的变化所见。
非隔离转换器(采用谐振电感器的)中的无损耗切换
下面进行一系列实验来演示利用额外的与输入电容器串联的谐振电感器Lr＝0.75μH以便有助于D’-D过渡和在0电压电平下完成无损耗切换，可能得到无损耗切换方面的改善。工作于D＝0.5下的不用谐振电感器的转换器，可能将输入开关上的电压箝位在Vg＝20V。但利用谐振电感器，将如在图96中那样发生输入开关电压的谐振放电振荡，并将使输入开关电压降低到远低于20V，亦即接近0。这说明了具有二个谐振电流放电分量的图52b的情况2。图96示出了在开关S1上最低电压下不开通输入开关S1的结果，如在D’-D过渡的正弦振荡(顶部轨迹)和此过渡的放大图(底部轨迹)中所见，这将使谐振电感器Lr与输入开关S1和互补输入开关S1的寄生电容之间的谐振能够继续到超过第一最小值。不延迟到超过某个特定时刻地开通输入开关S1的时刻，因而是重要的。例如，若当振荡的第一正峰值在图96中出现在30V处时S1被开通，则将出现与硬切换情况几乎相同的损耗。但若在图96中在5V(振荡的负峰值)的S1上最低电压下S1被开通，则硬切换损耗变成可忽略。
现在将工作移动到低的占空比D＝0.25，借助于将输入电压改变到40V而输出电压仍然是10V，来演示此方法对工作占空比D的依赖关系。注意图97，在较低的占空比下，由于谐振放电现在被限制到几乎为输入开关S1上总电压的50％的电压电平(因而是硬切换损耗的25％)，故谐振电感器的效率也被降低了。尽管如此，甚至在0.25的低占空比下，与不采用谐振电感器情况下44％的降低相比，还是完成了75％的硬切换损耗降低。当然，完整的比较可能必须包括附加的谐振电感器的损耗。
具有谐振电感器和输出二极管的无损耗切换
此实验演示了仅仅具有一个谐振电流分量的图55b的情况4及其在Vg＝20-50V的低到中等输入直流电压下的效率。此实验还被进行来验证即使对于低的占空比也能够依赖于谐振电路的特性电阻R0、辅助电容器交流波纹电流IN、以及输入电压Vg的数值而得到对0电压的无损耗切换。为了实现这一点，此开关仅仅要求输入开关和互补输入开关的适当的驱动时刻，输入开关和互补输入开关需要是MOSFET类的CBS开关，而输出开关和输出互补开关甚至可以是其导电被电路工作强迫的简单的1象限二极管整流器。独特的特点是，对于甚至包括诸如图98a中那样的D＝0.25或更低的低占空比的广阔工作范围，所有4个切换器件都在0电压下以0损耗被开通。当然，为了降低输出整流二极管的传导损耗，在低电压应用中MOSFET装置可能仍然是优选的。虽然图98a示出了这些非隔离转换器的实验波形，但对隔离对立物也演示验证了相同的好处。顶部轨迹示出了输入开关S1上的电压，中部轨迹示出了输出开关S2(二极管电流整流器CR2)上的电压，而底部轨迹示出了互补输出开关S’2(二极管电流整流器CR’2)上的电压。
图98b示出了D-D’过渡的放大图，而图98c示出了图98a的D’-D过渡的放大图。此转换器工作于260kHz下，得到IN＝3A。对于Lr＝0.75μH和CS1＝3.2nF，特性电阻R0经计算为R0＝(Lr/CS1)0.5＝15Ω。因此，预计的谐振电压峰值为VP＝IN×R0＝45V。图82d示出了当输入开关S1的开通被延迟时的D’-D过渡，从而显示即使在D＝0.25的低占空比下，谐振电压振荡的峰值也足以将输入开关的电压降低到0。注意图98d，在输出开关整流器上的电压变成0时测得了VP＝30V。与预计数值45V的差异是由于输出开关二极管整流器的寄生电容延迟了输出开关二极管整流器的开通，从而如图63b所述和所示那样降低了无损耗切换的效率。
具有CBS开关的隔离转换器
(具有泄漏电感的)隔离转换器中的无损耗切换
对于例如Vg＝300V或以上的较高的输入直流电压，前述具有一个谐振电流分量的方法是不合适的。于是采用图52b和情况2的具有二个谐振电压分量的方法，并在此进行实验验证。注意在此情况下输出开关S2如何在互补输入开关S’1被关断的相同时刻被开通，以开始用二个电流分量进行谐振放电。
具有CBS开关的实验隔离转换器工作于300V的输入直流电压、27∶1的降压隔离变压器匝数比、以及大约D＝0.5的占空比下。用其图60a的非隔离对立物的等效电路以及显示D＝0.5情况的图53a的波形，来模型化其无损耗切换性能，这预示了输入开关的电压达到0电压的完全放电。用图99a的实验波形证实了这一点，其中，顶部轨迹是输入开关上的电压，中部轨迹是输出开关上的电压，而底部轨迹是互补输出开关上的电压。图99b示出了D-I’过渡的放大图。图99c中D’-D过渡的放大图清楚地示出了在输入开关上的电压完全放电到0，此时，输入开关能够以0电压被开通。
在某些高输入直流电压应用中，上述2个谐振电流分量不足以提供足够的放电来将输入开关的电压降低到0电平。在此情况下，如图100的实验波形所示，可以实现具有3个谐振电流分量的图49b的情况1。第一轨迹表示输入开关S1上的漏-源电压，中部轨迹是输出开关S2上的漏-源电压，而底部轨迹是变压器初级中的电流。从波形注意，在互补输入开关S’1被关断(S1开关上的电压开始下降)之前，输出开关S2如何首先被开通(电压vS2降低到0)。注意在120ns的时间内，互补输入开关中的电流如何产生峰值谐振电流分量Ir1＝0.8A。项部轨迹清楚地显示了输入开关上的电压从675V一直放电到0电压。
具有VBS输出开关的实验
建立了二个样机来验证具有VBS输出开关的转换器的性能：
1.不具有电隔离而具有4象限电压双向开关的二个MOSFET装置的图43a的无损耗切换转换器。
2.具有电隔离并具有4象限电压双向开关的二个MOSFET装置的图59a的无损耗切换隔离转换器。
如说明中详细描述的那样，进行了大量实验来验证这一具有VBS输出开关的转换器所独有的4类无损耗切换机制，例如：
1.图43a的非隔离转换器的对称无损耗切换；
2.图43a的非隔离转换器的不对称无损耗切换；
3.图57a的包括附加谐振电感器的非隔离转换器的无损耗切换；
4.图59a的隔离转换器的无损耗切换。
具有VBS开关的非隔离转换器
采用了标称50W和10V输出的图43a的非隔离切换转换器的相同样机，但具有VBS输出开关以便进一步测试新颖的无损耗切换方法。
对称的无损耗切换
首先，切换驱动的时刻被调整成获得对称的无损耗切换情况，亦即对于D-D’过渡，如图66c的波形所示，在输入开关S1被关断之前，输出开关S2被关断。在图101中，顶部轨迹示出了输入开关电压的实测波形，而底部轨迹示出了200kHz下输出开关S2的电压，如从电压波形中对称的头部和尾部边沿中看到的那样，二种开关表现出不同的对称行为。如在图101中所见，跨越输入开关S1的电压完全降低到0，因而使得在D’-D过渡中难以得到0电压切换。在其它的工作点上进行了其它的实验，并观察到了对称的无损耗切换波形，证实了输入开关S1在所有的工作点处的0电压切换。
还要注意图101中跨越VBS输出开关S2的约为20V的不同的负电压峰值，如分析所预计的那样，它对应于Vg＝20V的输入直流电压。此外，D-D’过渡清楚地表明了跨越输出开关S2的电压波形中的二个不同的子时间段：首先是电压以负斜率非常快地下降的时间段，随之以仅仅由交流波纹电流造成的电压以正斜率慢得多地上升。还要注意，电压波形过渡如何在即使200kHz的切换频率下，在边沿处也是圆滑的而没有通常与剔庄货相关的高频振荡和尖峰噪声。样机上测得的效率为95.5％。
不对称的无损耗切换
现在来修正切换驱动的时刻，使之获得不对称的无损耗切换情况。对于D-D’过渡，如图65c的波形所示，在输出开关S2被关断之前，输入开关S1被关断。对于D’-D过渡的驱动时刻与对称无损耗切换情况相同，亦即借助于首先关断互补输入开关S’1而开始。在图102中，顶部轨迹示出了输入开关S1电压的波形，而底部轨迹示出了200kHz的切换频率下输出开关S2的电压。注意由于在D-D’过渡中不存在在对称无损耗切换情况下存在的负电压峰值而形成了输出开关S2上电压波形的不对称。此外，输入开关S1的电压在D-D’过渡中具有二个不同的斜率，这进一步带来了图102的波形不对称。但注意，在D’-D过渡中，输入开关S1电压的尾部边沿斜率与对称情况的相同(没有表明硬切换的尾部边沿斜率的急剧变化)，因而导致输入开关在任何工作点处的0电压切换和0切换损耗。事实上，预计的互补输入开关在D-D’过渡中的0电压切换也被实验证实了，仅仅剩下输出开关在D’-D过渡中被硬切换，此硬切换发生在-Vg电压电平下。
具有谐振电感器的不对称无损耗切换
现在将与输入电容器串联的谐振电感器Lr加到非隔离转换器并采用与不对称无损耗切换所用的相同驱动时刻。注意，如在图103中所见，得到了输出开关S2电压波形的不对称形状。但当存在谐振电感器Lr时，图102中那样的输入开关S1在D-D’过程中的头部边沿电压过渡的二个不同的斜率现在已经被图103的单个更陡的斜率代替。还要注意由谐振电感器的存在造成的输出开关上的振荡电压。D’-D过渡导致与无谐振电感器的不对称无损耗切换中相同的单个斜率和负的电压峰值。
具有VBS开关的隔离转换器
具有泄漏电感的无损耗切换
隔离转换器情况的正确驱动时刻与具有谐振电感器的非隔离转换器的不对称无损耗切换中的相同。此处，谐振电感器的作用由隔离变压器的内建泄漏电感来承担。于是，D-D’过渡借助于关断输入开关S1而开始。对于450V直流输入电压的工作，隔离切换转换器的无损耗切换性能被示于图104a。图104a中的顶部轨迹表示输入开关S1的漏-源电压，中部轨迹表示输出开关S2的漏-源电压，而底部轨迹表示互补输出开关S’2的漏-源电压。输入开关和输出开关上的电压波形的总的外貌类似具有谐振电感器的非隔离转换器中不对称无损耗切换的相应波形。输入开关的电压被降低到0，此开关因而在0电压下以0切换损耗在D’-D过渡中被开通。还要注意，对于Vg＝450V和n＝27，根据方程(45)，在输出开关处约为16.7V的负电压峰值。输出开关S2是在D’-D过渡中唯一的一个以硬切换损耗被开通的开关。但如从图104a所见，与硬切换要以Vg＝450V保持在初级侧上的450V相比，这一负电压峰值仅仅约为16.7V。低电压输出器件(在此情况下是30V阻塞电压)的寄生电容为CS2＝2950pF。由于硬切换的电压也非常低(16.7V)，故功率损耗等于PL＝0.5CS2VB 2fS＝82mW，实际上可忽略。这证实了在高压初级侧上具有高压切换器件的无损耗切换的重要性，以及低压次级侧上输出开关在低压下硬切换造成的切换损耗相对不重要。
若硬切换在Vg＝450V的电压电平下发生在高压初级侧上，如在降低了的切换损耗情况下以及对于开关的实际电容CS1＝350pF和CS’1＝95pF故Cr＝445pF中那样，总的切换损耗经计算为PL＝9W，这比当硬切换仅仅在次级低电压侧输出开关上时，大了9/0.082＝110倍。
效率测量
图105示出了在具有CBS输出开关的50V-5V和20A的隔离转换器的样机上进行的效率测量。在大多数宽广的2∶1的输入电压范围内的96％以上的高效率，直接归因于所提出的新颖无损耗切换方法。
结论
过去为了减小切换直流-直流转换器的尺寸和重量的各种努力导致了切换频率的明显提高。虽然切换频率的提高一开始使得诸如电容器和磁性元件(电感器和变压器)之类的能量转移和存储元件的尺寸能够更小，但半导体切换器件的切换损耗正比于切换频率而上升，于是导致尺寸由小变大。现有技术软切换转换器借助于在0或接近0的电压下开通关键的高电压切换器件而改进了这种协调，于是降低由切换器件的寄生电容造成的切换损耗。但为了完成这一点，现有技术软切换转换器要求异常大的交流波纹电流(其最大直流负载电流的二倍以上)或隔离变压器的大泄漏电感(常常利用分立的大的外部谐振电感器来增强)或其它的设计限制，引起额外的损耗，致使净损耗降低比所期望的少得多。因此，本发明介绍了一种新颖的无损耗切换转换器，它确保了切换损耗的消除而不引入其它的效率损耗机制。本发明的硬切换形式属于具有4个理想4象限开关的4开关转换器类。具有电子半导体切换器件的简单的硬件实现，限定了具有1象限或最多2象限特性的开关的使用这仍然导致144种可能的切换转换器实现。最简单的这种硬件实现具有用于输入开关和互补输入开关二者的可控MOSFET晶体管以及用于输出开关和互补输出开关二者的无源二极管整流器，当简单的硬切换时间控制被实现时，这导致工作效率不高。而且，仅仅用CBS种类(例如单个有源MOSFET开关)或VBS种类(与二极管串联的单个MOSFET开关)的可控切换器件来代替无源二极管，与所有可控开关的新颖切换时间控制一起，导致无损耗切换性能：明显的效率改善，这使得能够同时减小尺寸。为比较起见，在宽广的输入直流电压工作范围内，在5V低压输出下，尺寸和性能可比拟的现有技术隔离软切换转换器的典型90％的效率，在新颖的无损耗切换转换器中被提高到96％以上。
虽然此处已经描述了新颖的本发明的各个特殊的实施方案，但要理解的是，对于本技术领域的熟练人员来说，可以容易地出现各种修正。因此认为权利要求被解释为覆盖了这些修正及其等效物。

Claims (53)

1.一种无损耗切换直流-直流转换器，用来将功率从连接在输入端子与公共输入端子之间的直流电压源提供到连接在输出端子与公共输出端子之间的直流负载，所述转换器包含：
(1)输入电感器，其一个末端连接到所述输入端子；
(2)输出电感器，其一个末端连接到所述输出端子；
(3)中间电感器，其一个末端连接到所述公共输入端子和所述公共输出端子；
(4)谐振电感器，其一个末端连接到所述中间电感器的第二末端；
(5)输入电容器，其一个末端连接到所述输入电感器的第二末端，而所述输入电容器的第二末端连接到所述谐振电感器的第二末端；
(6)输入开关，其一个末端连接到所述公共输入端子，而所述输入开关的第二末端连接到所述输入电感器的所述第二末端；
(7)输出开关，其一个末端连接到所述公共输出端子，而所述输出开关的第二末端连接到所述输出电感器的所述第二末端；
(8)互补输出开关，其一个末端连接到所述输出电感器的所述第二末端，而所述互补输出开关的第二末端连接到所述中间电感器的所述第二末端；
(9)包含互补输入开关和辅助电容器的支路，所述互补输入开关的一个末端连接到所述辅助电容器的一个末端，而所述互补输入开关的其它末端和所述辅助电容器的其它末端包含所述支路的末端；
(10)切换时间控制装置，用来为所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关提供开通和关断信号的精确图形，其间所述输入开关被开通的参考时间段为DTS，而其间所述输入开关被关断的互补时间段为D’TS＝(1-D)TS，其中D是一个完整开关操作周期TS中的可变和可控占空率，而D’是互补占空率；
(11)用来将所述支路的所述末端连接到所述转换器的装置，从而在所述互补时间段D’TS内，通过所述支路的电流等于流入所述输入电感器的所述一个末端的电流与流入所述中间电感器的所述一个末端的电流之和减去流出所述输出电感器的所述一个末端的电流；
其中，在所述参考时间段DTS内，没有电流流过所述支路，且在所述互补时间段D’TS内，仅仅交流电流流过所述支路；
其中，所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关，是半导体电流双向切换器件，能够在开通状态下沿二个方向传导电流，并在关断状态下沿一个方向保持电压，且所述半导体电流双向切换器件被模型化为包含理想开关、寄生体二极管、以及寄生电容的并联连接；
其中，所述转换器的直流-直流电压转换比线性依赖于所述操作占空率D；
其中，所述切换时间控制装置包括所述半导体电流双向切换器件的精确电子控制操作，从而在各个相继的开关操作周期TS内得到二个过渡，即第一过渡D-D’和第二过渡D’-D，其中所述过渡的时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供了各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当所述互补输出开关上的电压被降低到0时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便互补输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，此时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述互补输入开关也在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡一直持续到通过输出开关的电流被降低到0，形成输出开关必须被关断的这一最后时刻从而完成第一过渡D-D’；
启动所述第二过渡D’-D，其方法是在所述互补输入开关被关断之前，首先有意地开通所述输出开关，以便使所述谐振电感器中的电流提升一个额外的幅度，此幅度反比于所述谐振电感器的电感，正比于所述辅助电容器的直流电压与所述直流电压源的直流电压的电压差，且正比于其间所述输出开关与所述互补输入开关都被开通的这一提升子时间段，且当所述互补输入开关被关断时，在这一谐振子时间段内，发生跨越所述输入开关的寄生电容器的谐振放电以及跨越所述互补输入开关的寄生电容器的同时谐振充电，其中总的谐振电流包含3个明显不同的电流分量，第一个是具有所述上面定义的额外幅度的余弦谐振电流分量，第二个是正弦谐振电流分量，其幅度正比于所述辅助电容器的直流电压与所述直流电压源的直流电压的电压差，且反比于谐振电路的特性阻抗，此特性阻抗等于所述谐振电感器的电感与谐振电容的比率的平方根，此电容等于所述输入开关与所述互补输入开关的寄生电容器之和，而第三个是余弦谐振电流分量，其幅度等于所述输出开关被开通时刻所述谐振电感器中的起始电流值，而在所述输入开关的所述寄生电容器被完全放电的时刻，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述输入开关在0电压下以0切换损耗被开通，从而完成所述谐振子时间段，且所述第二过渡随之以电流反转子时间段而持续，其间输入电容器的电流从等于输入电感器的电流被反转为沿相反方向流动的电流，其幅度等于中间电感器的电流，此时，通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻从而完成第二过渡D’-D；
其中，所述谐振电容明显地大于跨越所述输出开关和所述互补输出开关的寄生电容器的电容，从而由所述切换时间控制装置基于所述半导体电流双向切换器件的精确图形而提供无损耗切换周期；在这一无损耗切换周期内，电荷以无损耗的方式在各个寄生电容器之间转移，而在所述第二过渡D’-D内，在所述互补输入开关被关断之前，所述输出开关按需要被尽早开通，以便所述谐振电感器中的足够的额外能量存储来增大所述谐振电感器中的峰值谐振电流，只是足以使所述输入开关的所述寄生电容器能够完全放电到0V，并以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述占空比D大大低于0.5且如整流用交流线路电压中那样所述直流电压源非常高时，所述无损耗切换对于直流-直流转换是特别有效的，此时现有技术的软切换无效。
2.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，并同时开通所述输出开关，以便开始跨越所述输入开关的寄生电容器的谐振放电和跨越所述互补输入开关的寄生电容器的同时谐振充电，其总的谐振电流包含二个明显不同的电流分量，所述第二个是正弦谐振电流分量，而所述第三个是余弦谐振电流分量，且在所述输入开关的所述寄生电容器的电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换装置在降低了的电压下以降低了的切换损耗开通来完成所述谐振子时间段，且所述第二过渡D’-D一直持续到通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成这一电流反转子时间段和所述第二过渡D’-D，以及
从而在所述第二过渡D’-D内，已经存储在所述谐振电感器中的能量方便了所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电和电压降低，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述占空比D处于工作范围中部并在0.5附近，且如整流用交流线路电压中那样所述直流电压源非常高时，所述无损耗切换对于直流-直流转换是特别有效的。
3.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，并在跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平之前的任何时间，所述输出开关被开通，以便强迫跨越所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电，其总的谐振电流包含二个明显不同的电流分量，所述第二个是正弦谐振电流分量，其幅度等于所述输出开关被开通时刻出现的所述输入开关的电压与所述直流电压源的直流电压的电压差，而所述第三个是余弦谐振电流分量，且在所述寄生电容器的所述电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换装置在明显地降低了的电压下，以降低了的切换损耗开通来完成所述谐振子时间段，且第二过渡D’-D一直持续到通过所述互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断(由于其体二极管仍然导电，故在此时刻之前的任何时间可能已经被关断)的这一最后时刻，从而完成所述电流反转子时间段和所述第二过渡D’-D，以及
从而在所述第二过渡D’-D内，所述互补输入开关和所述输出开关都被关断，提供了所述线性放电，随之以进一步降低跨越所述输入开关的寄生电容器的电压的所述谐振放电，且所述输入开关和所述输出开关以降低了的电压被开通，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述占空比D处于工作范围中部或高于0.5，且如整流用交流线路电压中那样所述直流电压源非常高时，所述无损耗切换对于直流-直流转换是特别有效的。
4.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，并当所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平时，所述输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，强迫跨越所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电，其谐振电流仅仅包含所述第三个谐振电流分量，且在跨越所述输入开关的所述寄生电容器的所述电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换时间控制装置在低于所述直流电压源的电压下，以降低了的切换损耗开通，完成所述谐振子时间段，且第二过渡D’-D一直持续到通过所述互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断(由于其体二极管仍然导电，故在此时刻之前的任何时间可能已经被关断)的这一最后时刻，从而完成所述电流反转子时间段和所述第二过渡D’-D，从而在所述第二过渡D’-D内，所述输出输入开关在0电压下，并在其体二极管可能自然开始导电的特殊时刻，以0切换损耗被开通，因而明显地降低了所述体二极管的导电损耗，且所述输入开关在降低了的电压下被开通，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述第三余弦谐振电流分量的所述幅度与所述特性阻抗的乘积等于所述直流电压源时，所述无损耗切换是特别有效的，在此情况下，所述输入开关在0电压下被开通，导致在所有4个所述的半导体电流双向切换器件上的0切换损耗。
5.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述输出开关和所述互补输出开关是二端整流开关(二极管)，它们处于开通或关断状态响应于所述转换器由所述输入和所述互补输入切换器件的电控切换引起的工作状态和条件；
其中，所述切换时间控制装置包括所述输入开关和所述互补输入开关的精确电控操作，从而在各个相继开关操作周期TS内得到二个过渡D-D’和D’-D，其中，所述过渡时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当跨越所述互补输出整流开关的阻塞电压被降低到0时，所述互补输出整流开关开始导电，因而在0电压下以0切换损耗被自动地开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，在此时刻，所述互补输入开关被所述切换时间控制装置在0电压下以0切换损耗开通，而所述输出整流开关被跨越所述输出整流开关的转换器施加的反偏置电压关断，且其中启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平时，跨越所述输出整流开关的阻塞电压为0，因此，所述输出整流开关以0切换损耗被自动地开通，强迫跨越所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电，其谐振电流仅仅包含所述第三余弦谐振电流分量，且在跨越所述输入开关的所述寄生电容器的所述电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换装置在降低到低于所述直流电压源电平的电压下，以降低了的切换损耗开通，而所述互补输出整流开关被阻塞电压自动地关断，从而完成所述第二过渡D’-D，以及
从而不需要所述输出整流开关和所述互补输出整流开关的控制和驱动电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路；
从而在所述第二过渡D’-D内，所述输出整流开关在0电压下以0切换损耗被自动地开通，且所述输入开关在降低了的电压下被开通，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述第三余弦谐振电流分量的所述幅度与所述特性阻抗的乘积等于直流电压源时，所述无损耗切换是特别有效的，在此情况下，所述输入开关也在0电压下被开通，导致在2个所述半导体电流双向切换器件和2个所述二端整流开关(二极管)上的0切换损耗。
6.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述谐振电感器具有0电感，亦即被短路，因此，所述输入电容器的所述第二末端被连接到所述中间电感器的所述第二末端；
其中，启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，以便开始跨越所述互补输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述互补输出开关的电压降低到0时，此开关被所述切换时间控制装置在0电压下以0切换损耗开通，而输出开关被同时关断，且所述互补输入开关的寄生电容器的线性放电以降低了的速率一直持续到跨越所述互补输入开关的电压降低到0，此时，互补输入开关以0切换损耗被开通；
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在降低了的电压下以降低了的切换损耗开通，而所述输出开关被所述切换时间控制装置在跨越所述输出开关的电压为0的情况下以0切换损耗同时开通，且同时，所述互补输出开关被所述切换时间控制装置关断，从而完成所述第二过渡D’-D。
7.权利要求6所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述输出开关和所述互补输出开关是二端整流开关(二极管)，它们处于开通或关断状态响应于所述转换器由所述输入和所述互补输入切换器件的电控切换引起的工作状态和条件；
其中，所述切换时间控制装置包括所述输入开关和所述互补输入开关的精确电控操作，从而在各个相继开关操作周期TS内得到二个所述过渡D-D’和D’-D，其中，所述过渡时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当跨越所述互补输出整流开关的阻塞电压被降低到0时，所述互补输出整流开关开始导电，因而在0电压下以0切换损耗被自动地开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，在此时刻，所述互补输入开关被所述切换时间控制装置在0电压下以0切换损耗开通，而所述输出整流开关被跨越所述输出整流开关的转换器施加的反偏置电压关断，且其中启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平时，跨越所述输出整流开关的阻塞电压为0，因此，所述输出整流开关以0切换损耗被自动地开通，且同时，所述输入开关被所述切换装置在降低到所述直流电压源电平的电压下，以降低了的切换损耗开通，而所述互补输出开关被阻塞电压自动地关断，从而完成无损耗切换周期，以及
从而不需要所述输出开关和所述互补输出开关的控制和驱动电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路；
从而在所述第二过渡D’-D内，所述输出开关在0电压下以0切换损耗被自动地开通，且所述输入开关在降低了的电压下被开通，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且即使不用任何谐振电感器，也提供了降低了的切换损耗。
8.一种无损耗切换直流-直流转换器，用来将功率从连接在输入端子与公共输入端子之间的直流电压源提供到连接在输出端子与公共输出端子之间的直流负载，所述转换器包含：
(1)输入电感器，其一个末端连接到所述输入端子；
(2)输出电感器，其一个末端连接到所述输出端子；
(3)中间电感器，其一个末端连接到所述公共输入端子和所述公共输出端子；
(4)谐振电感器，其一个末端连接到所述中间电感器的第二末端；
(5)输入电容器，其一个末端连接到所述输入电感器的第二末端，而所述输入电容器的第二末端连接到所述谐振电感器的第二末端；
(6)输入开关，其一个末端连接到所述公共输入端子，而所述输入开关的第二末端连接到所述输入电感器的所述第二末端；
(7)输出开关，其一个末端连接到所述公共输出端子，而所述输出开关的第二末端连接到所述输出电感器的所述第二末端；
(8)互补输出开关，其一个末端连接到所述输出电感器的所述第二末端，而所述互补输出开关的第二末端连接到所述中间电感器的所述第二末端；
(9)包含串联连接的互补输入开关和辅助电容器的支路；
(10)切换时间控制装置，用来为所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关提供开通和关断的精确图形，其间所述输入开关被开通的参考时间段为DTS，而其间所述输入开关被关断的互补时间段为D’TS＝(1-D)TS，其中D是一个完整开关操作周期TS中的可变和可控占空率，而D’是互补占空率；
(11)用来将所述支路的末端连接到所述转换器的装置，从而在所述互补时间段D’TS内，通过所述支路的电流等于流入所述输入电感器的所述一个末端的电流与流入所述中间电感器的所述一个末端的电流之和减去流出所述输出电感器的所述一个末端的电流；
其中，在所述参考时间段DTS内，没有电流流过所述支路，且在所述互补时间段D’TS内，仅仅交流电流流过所述支路；
其中，所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述互补输出开关，是半导体电流双向切换器件，能够在开通状态下沿二个方向传导电流，并在关断状态下沿一个方向保持电压，且所述半导体电流双向切换器件被模型化为理想开关、寄生体二极管、以及寄生电容的并联连接；
其中，所述输出开关是半导体电压双向切换器件，能够在开通状态下传导电流，并在关断状态下沿二个方向保持电压，且所述半导体电压双向切换器件是一种复合开关，其模型由理想开关和等效寄生电容的并联连接组成；
其中，所述转换器的直流-直流电压转换比线性依赖于所述操作占空率D；
其中，所述切换时间控制装置包括所述半导体电流双向和电压双向切换器件的精确电子控制操作，从而在各个相继的开关操作周期TS内得到二个过渡，即第一过渡D-D’和第二过渡D’-D，其中所述过渡的时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当所述互补输出开关上的电压被降低到0时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便互补输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，此时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述互补输入开关也在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡进一步一直持续到通过输出开关的电流被降低到0，形成输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成第一过渡D-D’；
启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到0时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在0电压下以0切换损耗开通，且所述输出开关被所述切换时间控制装置以等于所述直流电压源的负值的跨越所述输出开关的电压同时开通，且所述第二过渡随之以电流反转子时间段而持续，其间输入电容器的电流从等于输入电感器的电流被反转为沿相反方向流动的电流，其幅度等于中间电感器的电流，此时，通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成第二过渡D’-D；
其中，所述谐振电容明显地大于跨越所述输出开关和所述互补输出开关的寄生电容器的电容，从而在所述第二过渡D’-D内，所述输入开关在0电压下被开通，因此降低了切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力，并提高了具有降低了电磁干扰的所述转换器的效率；
从而由所述切换时间控制装置基于所述半导体电流双向和电压双向切换器件的开关定时精确图形而提供了无损耗切换周期；
从而对于任何工作点，亦即对于所有输入直流源电压和对于从无负载到满负载的任何直流负载，得到了互补输入开关在D-D’过渡过程中的0电压下的开关以及输入开关在D’-D过渡过程中的0电压下的开关。
9.权利要求8所定义的无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的一半时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在降低了的电压下以降低了的切换损耗开通，且所述输出开关被所述切换时间控制装置以负的且等于所述直流电压源的一半的跨越所述输出开关的电压同时开通，且所述第二过渡随之以电流反转子时间段而持续，其间输入电容器的电流从等于输入电感器的电流被反转为沿相反方向流动的电流，其幅度等于中间电感器的电流，此时，通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成第二过渡D’-D；
从而，在所述第二过渡D’-D内，所述输入开关和所述输出开关在幅度等于所述直流电压源一半的电压下被同时开通，因此降低了切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力，并提高了具有降低了电磁干扰的所述转换器的效率。
10.权利要求8所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述谐振电感器具有0电感，亦即被短路，因此，所述输入电容器的所述第二末端被连接到所述中间电感器的所述第二末端；
其中，启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当所述互补输出开关上的电压被降低到0时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便互补输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，而所述输出开关被同时关断，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，此时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述互补输入开关也在0电压下以0切换损耗被开通，从而完成所述第一过渡D-D’；
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到0时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在0电压下以0切换损耗开通，且所述输出开关被所述切换时间控制装置以等于所述直流电压源的负值的跨越所述输出开关的电压同时开通。
11.权利要求10所定义的无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源电平的一半时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在降低了的电压下以降低了的切换损耗开通，且所述输出开关被所述切换时间控制装置以等于所述直流电压源的一半的负值的跨越所述输出开关的电压同时开通，且所述互补输出开关被同时关断，从而完成所述第二过渡D’-D；
从而，在所述第二过渡D’-D内，所述输入开关和所述输出开关在幅度等于所述直流电压源一半的电压下被同时开通，因此，降低了切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力，并提高了具有降低了电磁干扰的所述转换器的效率。
12.权利要求8所定义的无损耗切换转换器，
其中，启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输出开关，且当所述互补输出开关上的电压被降低到0时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便互补输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，而所述输入开关被同时关断，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，此时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述互补输入开关也在0电压下以0切换损耗被开通。
13.权利要求12所定义的无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源电平的一半时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在降低了的电压下以降低了的切换损耗开通，且所述输出开关被所述切换时间控制装置以等于所述直流电压源的一半的负值的跨越所述输出开关的电压同时开通，且所述互补输出开关被同时关断，从而完成所述第二过渡D’-D；
从而，在所述第二过渡D’-D内，所述输入开关和所述输出开关在等于所述直流电压源一半的电压下被同时开通，因此，降低了切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力，并提高了具有降低了电磁干扰的所述转换器的效率。
14.一种隔离无损耗切换直流-直流转换器，用来将功率从连接在输入端子与公共输入端子之间的直流电压源提供到连接在输出端子与公共输出端子之间的直流负载，所述转换器包含：
(1)输入电感器，其一个末端连接到所述输入端子；
(2)输出电感器，其一个末端连接到所述输出端子；
(3)隔离变压器，其初级线圈和次级线圈位于公共磁心上，且各个线圈具有一个点标记的末端和另一个未被标记的末端，从而施加到所述隔离变压器的所述初级线圈的任何交流电压，在所述隔离变压器的次级线圈中感应交流电压，使二个交流电压在所述隔离变压器的初级和次级线圈的点标记的末端处同相位，其中所述隔离变压器的所述初级线圈在其点标记的末端处被连接到所述公共输入端子，而所述隔离变压器的所述次级线圈在其点标记的末端处被连接到所述公共输出端子；
(4)输入电容器，其一个末端连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的未被标记的末端，而所述输入电容器的第二末端连接到所述输入电感器的第二末端；
(5)输入开关，其一个末端连接到所述公共输入端子，而所述输入开关的第二末端连接到所述输入电感器的所述第二末端；
(6)输出开关，其一个末端连接到所述公共输出端子，而所述输出开关的第二末端连接到所述输出电感器的所述第二末端；
(7)互补输出开关，其一个末端连接到所述输出电感器的所述第二末端，而所述互补输出开关的第二末端连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的未被标记的末端；
(8)包含串联连接的互补输入开关和辅助电容器的支路，其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的点标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述输入电感器的所述未被标记的末端；
(9)切换时间控制装置，用来为所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关提供开通和关断信号的精确图形，其间所述输入开关被开通的参考时间段为DTS，而其间所述输入开关被关断的互补时间段为D’TS＝(1-D)TS，其中D是一个完整开关操作周期TS中的可变和可控占空率，而D’是互补占空率；
其中，在所述参考时间段DTS内，没有电流流过所述支路，且在所述互补时间段D’TS内，仅仅交流电流流过所述支路；
其中，所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关，是半导体电流双向切换器件，能够在开通状态下沿二个方向传导电流，并在关断状态下沿一个方向保持电压，且所述半导体电流双向切换器件被模型化为理想开关、寄生体二极管、以及寄生电容的并联连接；
其中，所述初级线圈和所述次级线圈被紧密耦合，以便降低所述初级线圈和所述次级线圈之间的泄漏；
其中，具有泄漏电感的所述隔离变压器被模型化为具有与其初级线圈串联连接的有效泄漏电感的无泄漏的完全耦合的变压器；
其中，所述隔离无损耗切换转换器的直流-直流电压转换比线性依赖于所述操作占空率D；
其中，所述隔离变压器的所述次级线圈对所述初级线圈的匝数比，提供了对所述隔离的无损耗切换转换器的直流-直流电压转换比的额外控制；
其中，所述切换时间控制装置包括所述半导体电流双向切换器件的精确电子控制操作，从而在各个相继的开关操作周期TS内得到二个过渡，即第一过渡D-D’和第二过渡D’-D，其中所述过渡的时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供了各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当所述互补输出开关上的电压被降低到0时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便互补输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，此时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述互补输入开关也在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡一直持续到通过输出开关的电流被降低到0，形成输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成第一过渡D-D’，且启动所述第二过渡D’-D，其方法是在所述互补输入开关被关断之前，首先有意地开通所述输出开关，以便使所述泄漏电感中的电流提升一个额外的幅度，此幅度反比于所述泄漏电感，正比于所述辅助电容器的直流电压与所述直流电压源的直流电压之间的电压差，且正比于其间所述输出开关与所述互补输入开关都被开通的这一提升子时间段，且当所述互补输入开关被关断时，在这一谐振子时间段内，发生跨越所述输入开关的寄生电容器的谐振放电以及跨越所述互补输入开关的寄生电容器的同时谐振充电，其中总的谐振电流包含3个明显不同的电流分量，第一个是具有所述上面定义的额外幅度的余弦谐振电流分量，第二个是正弦谐振电流分量，其幅度正比于所述辅助电容器的直流电压与所述直流电压源的直流电压之间的电压差，且反比于谐振电路的特性阻抗，此特性阻抗等于所述泄漏电感与谐振电容的比率的平方根，此电容等于所述输入开关与所述互补输入开关的寄生电容器之和，而第三个是余弦谐振电流分量，其幅度等于所述输出开关被开通时刻所述泄漏电感中的起始电流值，而在所述输入开关的所述寄生电容器被完全放电的时刻，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述输入开关在0电压下以0切换损耗被开通，从而完成所述谐振子时间段，且所述第二过渡随之以电流反转子时间段而持续，其间输入电容器的电流从等于输入电感器的电流被反转为沿相反方向流动的电流，其幅度等于所述隔离变压器的磁化电流(相同于所述参考时间段DTS内的所述隔离变压器初级电流)，此时，通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成所述第二过渡D’-D；
其中，所述谐振电容明显地大于跨越所述输出开关和所述互补输出开关的寄生电容器的电容，从而所述隔离变压器在所述输入直流电压源与所述直流负载之间提供了电隔离，且
基于所述半导体电流双向切换器件的开关定时的精确图形，由所述切换时间控制装置提供无损耗切换周期；在这一无损耗切换周期内，电荷以无损耗的方式在各个寄生电容器之间转移，而在所述第二过渡D’-D内，所述互补输入开关和所述输出开关按需要被同时保持开通，以便所述隔离变压器的所述泄漏电感中的足够的额外能量存储提高所述隔离变压器的所述泄漏电感的峰值谐振电流，只是足以使所述输入开关的所述寄生电容器能够完全放电到0V，并以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述占空比D大大低于0.5且如整流用交流线路电压中那样所述直流电压源非常高时，所述无损耗切换对于直流-直流转换是特别有效的。
15.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，并同时开通所述输出开关，以便开始跨越所述输入开关的寄生电容器的谐振放电和跨越所述互补输入开关的寄生电容器的同时谐振充电，其总的谐振电流包含二个明显不同的电流分量，所述第二个是正弦谐振电流分量，而所述第三个是余弦谐振电流分量，且在所述输入开关的所述寄生电容器的电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换装置在降低了的电压下以降低了的切换损耗开通来完成所述谐振子时间段，且所述第二过渡D’-D一直持续到通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成这一电流反转子时间段和所述第二过渡D’-D，以及
从而在所述第二过渡D’-D内，已经存储在所述谐振电感器中的能量方便了所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电和电压降低，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述占空比D处于工作范围中部并在0.5附近，且如整流用交流线路电压中那样所述直流电压源非常高时，所述无损耗切换对于直流-直流转换是特别有效的。
16.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，并在跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平之前的任何时间，所述输出开关被开通，以便强迫跨越所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电，其总的谐振电流包含二个明显不同的电流分量，所述第二个是正弦谐振电流分量，其幅度等于所述输出开关被开通时出现的所述输入开关的电压与所述直流电压源的直流电压的电压差，而所述第三个是余弦谐振电流分量，且在所述寄生电容器的所述电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换装置在明显地降低了的电压下，以明显地降低了的切换损耗开通来完成所述谐振子时间段，且第二过渡D’-D一直持续到通过所述互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断(由于其体二极管仍然导电，故在此时刻之前的任何时间可能已经被关断)的这一最后时刻，从而完成所述电流反转子时间段和所述第二过渡D’-D，以及
从而在所述第二过渡D’-D内，所述互补输入开关和所述输出开关都被关断，提供了所述线性放电，随之以所述谐振放电以进一步降低跨越所述输入开关的寄生电容器的电压，且所述输入开关和所述输出开关以降低了的电压被开通，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述占空比D处于工作范围中部或高于0.5，且如整流用交流线路电压中那样所述直流电压源非常高时，所述无损耗切换对于直流-直流转换是特别有效的。
17.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，并当所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平时，所述输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，强迫跨越所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电，其谐振电流仅仅包含所述第三个谐振电流分量，且在跨越所述输入开关的所述寄生电容器的所述电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换时间控制装置在低于所述直流电压源电平的电压下，以降低了的切换损耗开通，完成所述谐振子时间段，且第二过渡D’-D一直持续到通过互补输出开关的电流被降低到0，形成所述互补输出开关必须被关断(由于其体二极管仍然导电，故在此时刻之前的任何时间可能已经被关断)的这一最后时刻，从而完成所述电流反转子时间段和所述第二过渡D’-D，且从而在所述第二过渡D’-D内，所述输出开关在0电压下，以0切换损耗，并在其体二极管能自然开始导电的特殊时刻被开通，因而，明显地降低了所述体二极管的导电损耗，且所述输入开关在降低了的电压下被开通，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述第三余弦谐振电流分量的所述幅度与所述特性阻抗的乘积等于所述直流电压源时，所述无损耗切换是特别有效的，在此情况下，所述输入开关在0电压下被开通，导致在所有4个所述的半导体电流双向切换器件上的0切换损耗。
18.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述输出开关和所述互补输出开关是二端整流开关(二极管)，它们处于开通或关断状态响应于所述转换器由所述输入和所述互补输入切换器件的电控切换引起的工作状态和条件；
其中，所述切换时间控制装置包括所述输入开关和所述互补输入开关的精确电控操作，从而在各个相继开关操作周期TS内得到二个过渡D-D’和D’-D，其中，所述过渡时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当跨越所述互补输出整流开关的阻塞电压被降低到0时，所述互补输出整流开关开始导电，因此，在0电压下以0切换损耗被自动地开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，在此时刻，所述互补输入开关被所述切换时间控制装置在0电压下以0切换损耗开通，而所述输出整流开关被跨越所述输出整流开关的转换器施加的反偏置电压关断，且其中启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源的电平时，跨越所述输出整流开关的阻塞电压为0，因此，所述输出整流开关以0切换损耗被自动地开通，强迫跨越所述输入开关的所述寄生电容器的谐振放电，其谐振电流仅仅包含所述第三余弦谐振电流分量，且在跨越所述输入开关的所述寄生电容器的所述电压达到最小值的时刻，所述输入开关被所述切换装置在降低到低于所述直流电压源电平的电压下，以降低了的切换损耗开通，而所述互补输出整流开关被阻塞电压自动地关断，从而完成所述第二过渡D’-D，以及
从而不需要所述输出整流开关和所述互补输出整流开关的控制和驱动电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路；
从而在所述第二过渡D’-D内，所述输出整流开关在0电压下以0切换损耗被自动地开通，且所述输入开关在降低了的电压下被开通，从而以降低了的切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力以及具有降低了电磁干扰的所述转换器的提高了的效率，完成所述第二过渡D’-D，且当所述第三余弦谐振电流分量的所述幅度与所述特性阻抗的乘积等于所述直流电压源时，所述无损耗切换是特别有效的，在此情况下，所述输入开关在0电压下被开通，导致在2个所述半导体电流双向切换器件和2个所述二端整流开关(二极管)上的0切换损耗。
19.一种隔离无损耗切换直流-直流转换器，用来将功率从连接在输入端子与公共输入端子之间的直流电压源提供到连接在输出端子与公共输出端子之间的直流负载，所述转换器包含：
(1)输入电感器，其一个末端连接到所述输入端子；
(2)输出电感器，其一个末端连接到所述输出端子；
(3)隔离变压器，其初级线圈和次级线圈位于公共磁心上，且各个线圈具有一个点标记的末端和另一个未被标记的末端，从而施加到所述隔离变压器的所述初级线圈的任何交流电压，在所述隔离变压器的所述次级线圈中感应交流电压，使二个交流电压在所述隔离变压器的所述初级和次级线圈的点标记的末端处同相位，其中所述隔离变压器的所述初级线圈在其点标记的末端处被连接到所述公共输入端子，而所述隔离变压器的所述次级线圈在其点标记的末端处被连接到所述公共输出端子；
(4)输入电容器，其一个末端连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的未被标记的末端，而所述输入电容器的第二末端连接到所述输入电感器的第二末端；
(5)输入开关，其一个末端连接到所述公共输入端子，而所述输入开关的第二末端连接到所述输入电感器的所述第二末端；
(6)输出开关，其一个末端连接到所述公共输出端子，而所述输出开关的第二末端连接到所述输出电感器的所述第二末端；
(7)互补输出开关，其一个末端连接到所述输出电感器的所述第二末端，而所述互补输出开关的第二末端连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的未被标记的末端；
(8)包含串联连接的互补输入开关和辅助电容器的支路，其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的点标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述输入电感器的所述未被标记的末端；
(9)切换时间控制装置，用来为所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关提供开通和关断信号的精确图形，其间所述输入开关被开通的参考时间段为DTS，而其间所述输入开关被关断的互补时间段为D’TS＝(1-D)TS，其中D是一个完整开关操作周期TS中的可变和可控占空率，而D’是互补占空率；
其中，在所述参考时间段DTS内，没有电流流过所述支路，且在所述互补时间段D’TS内，仅仅交流电流流过所述支路；
其中，所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述互补输出开关，是半导体电流双向切换器件，能够在开通状态下沿二个方向传导电流，并在关断状态下沿一个方向保持电压，且所述半导体电流双向切换器件被模型化为包含理想开关、寄生体二极管、以及寄生电容的并联连接；
其中，所述输出开关是半导体电压双向切换器件，能够在开通状态下传导电流，并在关断状态下沿二个方向保持电压，且所述半导体电压双向切换器件是一种复合开关，其模型由理想开关和等效寄生电容的并联连接组成；
其中，所述初级线圈和所述次级线圈被紧密耦合，以便降低所述初级线圈和所述次级线圈之间的泄漏；
其中，具有泄漏电感的所述隔离变压器被模型化为具有与其初级线圈串联连接的有效泄漏电感的无泄漏的完全耦合的变压器；
其中，所述隔离无损耗切换转换器的直流-直流电压转换比线性依赖于所述操作占空率D；
其中，所述隔离变压器的所述次级线圈对所述初级线圈的匝数比，提供了对所述隔离无损耗切换转换器的直流-直流电压转换比的额外控制；
其中，所述切换时间控制装置包括所述半导体电流双向和电压双向切换器件的精确电子控制操作，从而在各个相继的开关操作周期TS内得到二个过渡，即第一过渡D-D’和第二过渡D’-D，其中所述过渡的时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当所述互补输出开关上的电压被降低到0时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便互补输出开关在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，此时，所述切换时间控制装置提供控制信号，以便所述互补输入开关也在0电压下以0切换损耗被开通，且所述第一过渡进一步一直持续到通过输出开关的电流被降低到0，形成输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成所述第一过渡D-D’；
启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的所述寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到0时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在0电压下以0切换损耗开通，且所述输出开关被所述切换时间控制装置以等于所述直流电压源的负值的跨越所述输出开关的电压同时开通，且所述第二过渡随之以电流反转子时间段而持续，其间输入电容器的电流从等于输入电感器的电流被反转为沿相反方向流动的电流，其幅度等于中间电感器的电流，此时，通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成第二过渡D’-D；
其中，所述谐振电容明显地大于跨越所述输出开关和所述互补输出开关的寄生电容器的电容，从而在所述第二过渡D’-D内，所述输入开关在0电压下被开通，因此，降低了切换损耗和施加到所述半导体切换器件上的电压应力，并提高了具有降低了电磁干扰的所述转换器的效率；
从而由所述切换时间控制装置基于所述半导体电流双向和电压双向切换器件的开关定时的精确图形而提供了无损耗切换周期；
从而对于任何工作点，亦即对于所有输入直流源电压和对于从无负载到满负载的任何直流负载，得到了互补输入开关在D-D’过渡过程中的0电压下的切换以及输入开关在D’-D过渡过程中的0电压下的切换。
20.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，启动所述第二过渡D’-D，其方法是关断所述互补输入开关，以便开始跨越所述输入开关的寄生电容器的线性放电，且当跨越所述输入开关的电压降低到所述直流电压源电平的一半时，所述输入开关被所述切换时间控制装置在降低了的电压下以降低了的切换损耗开通，且所述输出开关被所述切换时间控制装置在等于所述直流电压源的一半的跨越所述输出开关的电压下同时开通，且所述第二过渡随之以电流反转子时间段而持续，其间，输入电容器的电流从等于输入电感器电流被反转到沿反方向流动的电流，其幅度等于中间电感器的电流，此时，通过互补输出开关的电流被降低到0，形成互补输出开关必须被关断的这一最后时刻，从而完成所述第二过渡D’-D；
从而在所述第二过渡D’-D内，所述输入开关和所述输出开关在幅度等于所述直流电压源一半的电压下被同时开通，因此，降低了切换损耗和施加到所述半导体器件上的电压应力，并提高了具有降低了电磁干扰的所述隔离无损耗切换转换器的效率。
21.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述中间电感器包含自耦变压器；
其中，所述自耦变压器的线圈的一个末端被连接到所述公共输入端子和所述公共输出端子，所述自耦变压器的所述线圈的第二末端被连接到所述互补输出开关的所述第二末端，且所述自耦变压器的所述线圈的抽头被连接到所述谐振电感器的所述一个末端；
其中，所述自耦变压器的所述线圈的匝数对所述自耦变压器的所述线圈的所述一个末端与所述抽头之间的匝数的比率，对所述转换器的直流-直流电压转换比提供了额外的控制。
22.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述中间电感器线圈的所述一个末端被连接到所述公共输出端子；
其中，所述输入电容器的所述一个末端被连接到所述公共输入端子，而所述输入电容器的所述第二末端被连接到所述公共输出端子，且
其中，所述谐振电感器线圈的所述第二末端被连接到所述输入电感器的所述第二末端。
23.权利要求8所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述中间电感器包含自耦变压器；
其中，所述自耦变压器的线圈的一个末端被连接到所述公共输入端子和所述公共输出端子，所述自耦变压器的所述线圈的第二末端被连接到所述互补输出开关的所述第二末端，且所述自耦变压器的所述线圈的抽头被连接到所述谐振电感器的所述一个末端；
其中，所述自耦变压器的所述线圈的匝数对所述自耦变压器的所述线圈的所述一个末端与所述抽头之间的匝数的比率，对所述转换器的直流-直流电压转换比提供了额外的控制。
24.权利要求8所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述中间电感器线圈的所述一个末端被连接到所述公共输出端子；
其中，所述输入电容器的所述一个末端被连接到所述公共输入端子，而所述输入电容器的所述第二末端被连接到所述公共输出端子，且
其中，所述谐振电感器线圈的所述第二末端被连接到所述输入电感器的所述第二末端。
25.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述点标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端。
26.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述输入电感器的所述一个末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述输入电感器的所述第二末端。
27.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述输入电感器的所述一个末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端。
28.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述输入电容器的一个末端被连接到所述公共输入端子；
其中，所述输入电容器的第二末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述点标记的末端；
其中，所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端被连接到所述输入电感器的所述第二末端，且
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述点标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端。
29.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的所述未被标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述输出端子。
30.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述互补输出开关的一个末端被连接到所述公共输出端子；
其中，所述隔离变压器的所述次级线圈的所述点标记的末端被连接到所述互补输出开关的第二末端；
其中，所述隔离变压器的所述次级线圈的所述未被标记的末端被连接到所述输出电感器的所述第二末端，且
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的所述未被标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的所述点标记的末端。
31.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关，是MOSFET器件；
其中，所述输出开关MOSFET器件的栅被连接到所述互补输出开关MOSFET器件的漏，且所述输出开关MOSFET的漏被连接到所述互补输出开关MOSFET器件的栅，
其中，所述输入开关MOSFET器件和所述互补输入开关MOSFET器件的控制和驱动电路使用所述公共输入端子；
从而，所述隔离变压器的所述次级线圈为所述输出开关MOSFET器件和所述互补输出开关MOSFET器件二者提供驱动电压，使得能够用隔离于所述输入直流电压源的简化了的控制和驱动电路来实现所述输出开关MOSFET器件和所述互补输出开关MOSFET器件二者的自驱动工作；且
从而不需要为将适当的驱动信号通过所述输入直流电压源与直流负载之间的所述电隔离传送到所述输出开关MOSFET器件和所述互补输出开关MOSFET器件所要求的信号处理电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路。
32.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，还包括在所述隔离变压器的次级侧的二个串联连接且其间具有连接到所述公共输出端子的结的驱动线圈；
其中，所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关、以及所述互补输出开关，是MOSFET器件；
其中，一个驱动线圈的点标记的末端被连接到所述输出开关MOSFET器件的栅；
其中，另一个驱动线圈的未被标记的末端被连接到所述互补输出开关MOSFET器件的栅；
其中，所述二个驱动线圈将不同相的驱动电压提供给所述输出开关MOSFET器件和所述互补输出开关MOSFET器件二者，以便用电隔离于所述输入直流电压源的控制和驱动电路使它们自驱动工作；
其中，所述输入开关MOSFET器件和所述互补输入开关MOSFET器件的所述控制和驱动电路使用所述公共输入端子，
从而不需要为将适当的驱动信号通过所述输入直流电压源与直流负载之间的所述电隔离传送到所述输出开关MOSFET器件和所述互补输出开关MOSFET器件所要求的信号处理电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路。
33.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，还包括额外的次级线圈和用来将各个直流负载输出分隔开的分隔输出电路；
其中，所述隔离变压器包括为了所述额外的直流负载输出的所述额外的次级线圈；
其中，各个所述分隔输出电路的连接结构相同于所述无损耗切换转换器的连接结构；
其中，各个所述分隔输出电路，以相同于所述隔离无损耗切换转换器的所述输出电路被连接在所述隔离变压器的所述次级线圈与所述输出直流负载之间的方式，被连接在所述隔离变压器的所述额外次级线圈与所述直流负载输出之间；
其中，所述切换时间控制装置为所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关和所述分隔输出电路的各个输出开关、所述互补输出开关和所述分隔输出电路的各个互补输出开关提供开通和关断的精确图形，其间所述输入开关被开通的参考时间段为DTS，而其间所述输入开关被关断的互补时间段为D’TS＝(1-D)TS，其中D是一个完整开关操作周期TS内的可变和可控的占空比，而D’是互补占空比；
其中，所述多输出隔离变压器的所述额外次级线圈对所述初级线圈的匝数比，分别为各个所述额外的直流负载提供了对所述转换器的直流-直流电压转换比的额外控制；
从而，所述多输出隔离变压器提供了所述输入直流电压源、所述直流负载、以及所述额外的直流负载之间的电隔离。
34.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述点标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端。
35.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述输入电感器的所述一个末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述输入电感器的所述第二末端。
36.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述输入电感器的所述一个末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端。
37.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述输入电容器的一个末端被连接到所述公共输入端子；
其中，所述输入电容器的第二末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述点标记的末端；
其中，所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端被连接到所述输入电感器的所述第二末端，且
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述点标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述初级线圈的所述未被标记的末端。
38.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的所述未被标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述输出端子。
39.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述互补输出开关的一个末端被连接到所述公共输出端子；
其中，所述隔离变压器的所述次级线圈的所述点标记的末端被连接到所述互补输出开关的第二末端；
其中，所述隔离变压器的所述次级线圈的所述未被标记的末端被连接到所述输出电感器的所述第二末端，且
其中，所述支路的一个末端被连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的所述未被标记的末端，而所述支路的另一个末端被连接到所述隔离变压器的所述次级线圈的所述点标记的末端。
40.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，还包括所述隔离变压器次级侧上的二个驱动线圈，
其中，所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述互补输出开关，是MOSFET器件；
其中，所述输出开关包含二个N沟道MOSFET器件，其中一个所述N沟道MOSFET器件的源端子连接到另一个所述N沟道MOSFET器件的源端子(背靠背连接)，而所述二个N沟道MOSFET器件的栅端子连接到一起；
其中，一个所述N沟道MOSFET器件的漏端子被连接到所述公共输出端子，而另一个所述N沟道MOSFET器件的漏端子被连接到所述输出电感器线圈的所述第二末端；
其中，一个驱动线圈的点标记的末端被连接到所述二个N沟道MOSFET器件的公共栅，而所述一个驱动线圈的未被标记的末端被连接到包含所述输出开关的所述二个N沟道MOSFET器件的公共源；
其中，其它驱动线圈的未被标记的末端被连接到所述互补输出开关MOSFET器件的栅，而其它驱动线圈的点标记的末端被连接到所述互补输出开关MOSFET器件的源；
其中，所述二个驱动线圈将不同相的驱动电压提供给所述输出开关(包含所述二个N沟道MOSFET器件)和所述互补输出开关MOSFET器件二者，以便用电隔离于所述输入直流电压源的控制和驱动电路使它们自驱动工作；
其中，所述输入开关MOSFET器件和所述互补输入开关MOSFET器件的控制和驱动电路使用所述公共输入端子，
从而不需要为将适当的驱动信号通过所述输入直流电压源与直流负载之间的所述电隔离传送到所述输出开关MOSFET器件和所述互补输出开关MOSFET器件所要求的信号处理电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路。
从而，所述输出开关是电压双向和电流双向的，且工作如四象限开关，由于所述二个MOSFET器件的低的导电损耗，故其导电损耗比二象限电压双向开关小得多。
41.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，还包括额外的次级线圈和用来分隔直流负载输出的分隔输出电路；
其中，所述隔离变压器包括所述额外的直流负载输出的所述额外的次级线圈；
其中，各个所述分隔输出电路的连接结构相同于所述隔离无损耗切换转换器的输出电路的连接结构；
其中，各个所述分隔输出电路，以相同于所述隔离无损耗切换转换器的所述输出电路被连接在所述隔离变压器的所述次级线圈与所述输出直流负载之间的方式，被连接在所述隔离变压器的所述额外次级线圈与所述直流负载输出之间；
其中，所述切换时间控制装置为所述输入开关、所述互补输入开关、所述输出开关和所述分隔输出电路的各个输出开关、所述互补输出开关和所述分隔输出电路的各个互补输出开关提供开通和关断的精确图形，其间所述输入开关被开通的参考时间段为DTS，而其间所述输入开关被关断的互补时间段为D’TS＝(1-D)TS，其中D是一个完整开关操作周期TS内的可变和可控的占空比，而D’是互补占空比；
其中，所述多输出隔离变压器的所述额外次级线圈对所述初级线圈的匝数比，分别为各个所述额外的直流负载提供了对所述转换器的直流-直流电压转换比的额外控制；
从而，所述多输出隔离变压器提供了所述输入直流电压源、所述直流负载、以及所述额外的直流负载之间的电隔离。
42.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，还包括与所述互补输入开关并联连接的小的额外谐振电容器，以便扩展所述谐振子时间段并降低由所述输入开关短的但并非无限小的关断时间所引起的所述输入开关的切换损耗。
43.权利要求8所定义的无损耗切换转换器，还包括与所述输入开关并联连接的小的额外谐振电容器，以便扩展所述谐振子时间段并降低由所述输入开关短的但并非无限小的关断时间所引起的所述输入开关的切换损耗。
44.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，还包括与所述输入开关并联连接的小的额外谐振电容器，以便扩展所述谐振子时间段并降低由所述输入开关短的但并非无限小的关断时间所引起的所述输入开关的切换损耗。
45.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，还包括与所述互补输入开关并联连接的小的额外谐振电容器，以便扩展所述谐振子时间段并降低由所述输入开关短的但并非无限小的关断时间所引起的所述输入开关的切换损耗。
46.权利要求18所定义的隔离无损耗切换转换器，还包括与所述输出整流开关并联连接的小的辅助MOSFET晶体管，其中，所述切换时间控制装置包括所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述辅助M0SFET开关的精确电控操作，从而在各个相继的开关操作周期TS内得到二个过渡，即D-D’和D-D，其中所述过渡时间段比所述开关操作周期短，且所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动所述第一过渡D-D’，其方法是关断所述输入开关，且当跨越所述互补输出整流开关的阻塞电压被降低到0时，所述互补输出整流开关开始导电，因此在0电压下以0切换损耗被自动地开通，且所述第一过渡一直持续到所述互补输入开关上的电压降低到0，此时，所述互补输入开关被所述切换时间控制装置在O电压下以0切换损耗开通，而所述输出整流开关被跨越所述输出整流开关的转换器施加的反偏置电压关断，且启动第二过渡D’-D，其方法是在所述互补输入开关被关断之前，有意地首先开通所述辅助MOSFET开关，以便将所述泄漏电感中的电流提高一个额外的幅度，此幅度反比于所述泄漏电感，正比于所述辅助电容器的直流电压与直流电压源的直流电压之间的电压差，且正比于此提高子时间段，其间，所述辅助MOSFET开关和所述互补输入开关二者都被开通，且当所述互补输入开关被关断时，在此谐振子时间段内，发生跨越所述输入开关的寄生电容器的谐振放电以及跨越所述互补输入开关的寄生电容器的同时谐振充电，其中，总的谐振电流包含所述3个明显不同的谐振电流分量，并在所述谐振子时间段结束之前，所述输出整流开关被正电流自动地开通，而在所述谐振子时间段结束时，以及当所述输入开关的所述寄生电容器被完全放电时，所述切换时间控制装置提供同时控制信号，以便所述输入开关在0电压下以0切换损耗被开通，且所述辅助MOSFET晶体管被关断，以完成所述谐振子时间段，且所述第二过渡随之以电流反转子时间段而持续，其间，输入电容器电流从等于输入电感器电流被反转到沿相反方向流动的电流，其幅度等于所述隔离变压器的磁化电流，此时，通过所述互补输出整流开关的电流被降低到0，因此被当然地关断，从而完成所述第二过渡D’-D。
47.权利要求7所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动和完成所述第一过渡D-D’，其方法是同时关断所述输入开关并开通所述互补输入开关，此时，所述输出整流开关被自动地开通，而所述互补输出整流开关被自动地关断，以及
启动和完成所述第二过渡D’-D，其方法是同时开通所述输入开关并关断所述互补输入开关，此时，所述输出整流开关被自动地关断，而所述互补输出整流开关被自动地开通。
48.权利要求18所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述切换时间控制装置如下提供各个开关的控制信号：
启动和完成所述第一过渡D-D’，其方法是同时关断所述输入开关并开通所述互补输入开关，此时，所述输出整流开关被自动地开通，而所述互补输出整流开关被自动地关断，以及
启动和完成所述第二过渡D’-D，其方法是同时开通所述输入开关并关断所述互补输入开关，此时，所述输出整流开关被自动地关断，而所述互补输出整流开关被自动地开通。
49.权利要求18所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，利用正比地增大所述隔离变压器的磁化电流，使所述第三个余弦谐振分量的幅度如所需要的那样高，以便将所述输入开关的所述寄生电容器上的电压如所希望的那样降低；
从而减小所述隔离变压器的尺寸和重量。
50.权利要求1所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述互补输出开关是二端整流开关(二极管)，它响应于所述转换器的由所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述输出开关的电控切换所引起的工作状态和条件而处于开通或关断状态；
从而不需要所述互补输出整流开关的控制和驱动电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路。
51.权利要求8所定义的无损耗切换转换器，
其中，所述互补输出开关是二端整流开关(二极管)，它响应于所述转换器的由所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述输出开关的电控切换所引起的工作状态和条件而处于开通或关断状态；
从而不需要所述互补输出整流开关的控制和驱动电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路。
52.权利要求14所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述互补输出开关是二端整流开关(二极管)，它响应于所述转换器的由所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述输出开关的电控切换所引起的工作状态和条件而处于开通或关断状态；
从而不需要所述互补输出整流开关的控制和驱动电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路。
53.权利要求19所定义的隔离无损耗切换转换器，
其中，所述互补输出开关是二端整流开关(二极管)，它响应于所述转换器的由所述输入开关、所述互补输入开关、以及所述输出开关的电控切换所引起的工作状态和条件而处于开通或关断状态；
从而不需要所述互补输出整流开关的控制和驱动电路，因而简化了所述转换器的驱动和控制电路。
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