CN102959845B - 操作dc-dc变换器的方法 - Google Patents

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Abstract

一种操作DC-DC变换器的方法。该方法包括：基于DC-DC变换器的变压器的匝数比，匹配DC-DC变换器的初级侧电容与DC-DC变换器的次级侧电容以产生匹配的电容；以及用被设定成使初级绕组电流在峰值与0之间振荡的至少一个操作参数操作DC-DC变换器，使得初级绕组电流的谷与次级开关元件电压的零交点重合。

Description

操作DC-DC变换器的方法
背景
技术领域
本公开的实施方式一般涉及DC-DC功率变换，更具体地涉及DC-DC功率变换期间的无损传输。
背景技术
电子开关模式DC-DC变换器通过存储介质转移能量将一个直流电压电平变换成另一个直流电压电平。一些开关模式DC-DC变换器(诸如，回扫变换器)利用变压器执行这样的能量存储。在回扫变换器中，在电流控制开关被激活以允许电流流过初级绕组时的第一时期，能量存储在变压器的初级绕组，然后在电流控制开关禁用时的第二时期，所存储的能量转移至变压器的次级绕组。
在回扫变换器的操作期间，流入初级绕组的电流产生耦合至次级绕组的磁通量。磁通量还穿过绕组之间的路径，在变压器中产生漏电感。当变压器的绕组似乎具有与每个绕组串联的一些自电感时，这样的漏电感为变压器的属性。存储在漏电感中的能量不能转移至次级绕组，因此被浪费了。此外，当电流控制开关被禁用时，漏电感使电流控制开关两端的电压激振，这导致在开关的两端产生尖锐的电压峰并且可能损坏开关。为了减少这样的风险，必须采用高成本开关。
因此，在本领域中需要更有效地操作DC-DC变换器的方法和装置。
发明内容
本发明的实施方式一般涉及操作DC-DC变换器的方法。该方法包括：基于DC-DC变换器的变压器的匝数比，匹配DC-DC变换器的初级侧电容与DC-DC变换器的次级侧电容以产生匹配的电容；以及用被设定成使初级绕组电流在峰值与0之间振荡的至少一个操作参数操作DC-DC变换器，使得初级绕组电流的谷与次级开关元件电压的零交点重合。
附图说明
参考实施方式可对上面简要概括的发明进行更具体的描述从而使本发明的上述特征可被详细理解，其中一些实施方式在附图中示出。但是，应注意，附图仅示出本发明的典型实施方式，因此不能被认为是对本发明范围的限制，因为本发明可允许其它等同有效的实施方式。
图1是根据本发明的一个或多个实施方式的适于无损传输的功率变换***的框图；
图2是根据本发明的一个或多个实施方式的当电流控制开关被禁用时等效电路的示意图；
图3是根据本发明的一个或多个实施方式的当基于第一过渡时间实现无损传输时DC-DC变换器的电流和电压波形的多个曲线图；
图4是根据本发明的一个或多个实施方式的当基于第二过渡时间实现无损传输时DC-DC变换器的电流和电压波形的多个曲线图；
图5是根据本发明的一个或多个实施方式的当基于第三过渡时间实现无损传输时DC-DC变换器的电流和电压波形的多个曲线图；
图6是根据本发明的一个或多个实施方式的用于在DC-DC变换器操作期间实现无损传输的方法的流程图；
图7是根据本发明的一个或多个实施方式的用于设定初级绕组电容和次级绕组电容以在DC-DC变换器的操作期间实现无损传输的方法的流程图；
图8是根据本发明的一个或多个实施方式的用于减少DC-DC变换器操作期间电流控制开关上的峰值应力的方法的流程图；
图9是根据本发明的一个或多个实施方式的用于设定电感以在DC-DC变换器操作期间实现无损传输的方法的流程图；以及
图10是根据本发明的一个或多个实施方式的用于确定一个或多个DC-DC变换器操作参数的计算机的框图。
具体实施方式
图1是根据本发明的一个或多个实施方式的适于无损传输的功率变换***100的框图。功率变换***100包括直流电压源102和DC-DC变换器104。直流电压源102可以为任意合适的DC源，诸如用于提供直流电压的前一变换阶段的输出、电池、可再生能源(例如，太阳电池板、风力涡轮机、水电***或类似的可再生能源)等。DC-DC变换器104可以如图1所示的用于DC-DC功率变换的独立配置的形式被采用。可选地，DC-DC变换器104可与其它功率变换装置的部件一同使用或被用作其它功率变换装置的部件，其它功率变换装置诸如为DC-AC换流器。例如，DC-DC变换器104可以是将来自一个或多个可再生能源(诸如，光伏(PV)面板)的直流功率变换成交流功率的DC-AC换流器中的功率变换部分。
在一个实施方式中，DC-DC变换器104可以是包括变压器的回扫变换器(即，开关模式变换器)，变压器可建模成理想变压器108和模拟变压器的非理想方面的外部电感(诸如，磁化电感和漏电感)。DC-DC变换器104的初级侧包括输入电容器106、变压器108的初级绕组108p、耦合在初级绕组108p两端且表示变压器磁化电感的电感LM、以及电流控制开关112。变压器108的漏电感表示成与初级绕组108p串联的电感器LK；可选地，电感器LK可通过与初级绕组108p串联耦合电等效的方式耦合至DC-DC变换器104(例如，电感器LK可与次级绕组108s串联耦合以表示漏电感)。电容器CP(表示有效的初级侧电容)与电流控制开关112并联耦合；可选地，电容器CP可通过与耦合在电流控制开关112两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器104(例如，电容器CP可耦合在初级绕组108p的两端)。在一些实施方式中，电容器CP可表示电流控制开关112的寄生电容。输入电容器106耦合在DC-DC变换器104的两个输入端以从直流电压源102接收输入电压V输入，并且还耦合在初级绕组108p、电感器LK和电流控制开关112的串联组合的两端。
在一些可选实施方式中，电感器LK可表示变压器漏电感和与初级绕组108p和/或次级绕组108s串联的一个或多个附加电感的组合，即，LK表示提供至初级侧的总有效串联电感，并且可体现有意和/或无意地出现于初级和/或次级侧的电感。例如，LK可表示变压器108的寄生漏电感加上耦合至DC-DC变换器104的一个或多个电感器的电感和/或一个或多个其它部件的寄生电感。附加地或可选地，CP可表示控制开关112的寄生电容和一个或多个附加电容的组合，诸如控制开关112两端或以与耦合在控制开关112两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器104的一个或多个电容器的电容和/或一个或多个其它部件的寄生电容。在一些这样的可选实施方式中，附加电感器和/或电容器中的一个或多个可以是可调谐的和/或能够操作地接入DC-DC变换器或从DC-DC变换器断开(例如，电感器可通过与电感器并联的开关接入电路或从电路断开；电容器可通过与电容器串联的开关接入电路或从电路断开)。
DC-DC变换器104的次级侧包括变压器108的次级绕组108s、二极管114和输出电容器118。次级绕组108s耦合在二极管114(即，次级开关元件)和输出电容器118的组合的两端，其中二极管114的阳极端耦合至次级绕组108s的第一端，二极管114的阴极端耦合至输出电容器118的第一端，输出电容118的第二端耦合至次级绕组108s的第二端。在一些可选实施方式中，可为次级整流采用不同的配置。例如，第二二极管可耦合在次级绕组108s的第二端与电容器118的第二端之间；二极管114可耦合在次级绕组108s的第二端与输出电容器118的第二端之间；或者次级整流可通过合适的控制器而不是二极管控制的开关实现(例如，“同步整流”)。
DC-DC变换器104的两个输出端耦合在输出电容器118的两端以提供输出电压V输出。电容器CS(表示有效的次级侧电容)与二极管114并联耦合；可选地，电容器CS可通过与耦合在二极管114两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器104。与电容器CP类似，在一些实施方式中，电容器CS可表示二极管114的寄生电容；在一些可选实施方式中，电容器CS可表示二极管114的寄生电容与耦合在二极管114两端或以与耦合在二极管114两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器104的一个或多个附加电容器和/或一个或多个其它部件的寄生电容的组合。在一些这样的可选实施方式中，附加电容器中的一个或多个可以是可调谐的和/或能够操作地接入DC-DC变换器104或从DC-DC变换器104断开(例如，具体的电容器可通过与电容器串联的开关接入电路或从电路断开)。
DC-DC变换器104还包括DC-DC变换控制模块120，DC-DC变换控制模块120耦合至电流控制开关112的一端以控制(即，激活和禁用)电流控制开关112。
DC-DC变换器104基于电流控制开关112的激活和禁用从直流电压源102接收输入电压V输入并且将输入电压V输入变换成输出电压V输 出。当电流控制开关112被激活(即闭合)时，线性上升的初级绕组电流Ip流过电感器LM，将能量存储在电感器LM和电感器LK中。在初级绕组电流Ip的峰值水平处(即在Ippeak处)，电流控制开关112被禁用(即打开)，使存储在电感器LM中的能量转移至次级绕组108s并且产生流过二极管114的线性下降的次级绕组电流Is。通过电流控制开关112的切换循环所导致的输出电容器118的充电/放电产生期望的输出电压V输出。
在电流控制开关112打开时，能量存储在电感器LK中。然而，因为电感器LK与次级绕组108s之间没有耦合，该能量不能转移至次级绕组108s。根据如下所述的本发明一个或多个实施方式，创建峰值电流Ippeak、电容器CP和CS、以及电感器LK使得存储在电感器LK中的能量转移至电容器CP和CS。然后，转移的能量可在DC-DC变换器104的软切换期间恢复，由此消除初级绕组108p与次级绕组108s之间的能量转移期间电流控制开关112的漏源电压上的激振，并且导致变压器108中能量的无损传输。
在一个或多个可选实施方式中，可利用DC-DC变换器104中的一个或多个附加元件，诸如一个或多个电容器(例如，耦合在电容器CP、电容器CS两端，和/或以与耦合在CP和/或CS两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器)和/或一个或多个电感器(例如，与电感器LK串联耦合，或以与LK串联耦合电等效的方式耦合至DC-DC变换器104)实现无损传输。在一些实施方式中，这些附加元件中的一个或多个可以是可调谐的和/或能够接入DC-DC变换器104或从DC-DC变换器104断开。
在一个或多个可选实施方式中，DC-DC变换器104可以是升压变换器、升降压变换器、正向变换器、全桥变换器、或具有类似传输功能的类似变换器。
图2是根据本发明的一个或多个实施方式的当电流控制开关112被禁用时的等效电路200的示意图。等效电路200利用图1所示的理想变压器模型以及分别模拟磁化电感和漏电感的电感器LM和LK，其中实际变压器被建模成理想变压器108。电路200包括电感器LM、电感器LK和电容器CP的串联耦合，其中电感器LM的电感远大于电感器LK的电感。电压V输入为LM、LK和CP串联耦合的两端的电压。表示电流控制开关112的理想开关202耦合在电容器CP的两端。电容器CS-反映表示反映到变压器108的初级侧上的电容器。电容器CS-反映和二极管114并联耦合；在电感器LM的第一端处二极管114的阳极端耦合在电感器LM与LK之间。电压V输出-反映为LM的第二端和二极管114的阴极端两端的电压。
根据本发明的一个或多个实施方式，当开关202打开时，对于实现无损传输来说，初级侧电容和次级侧电容(分别为Ccp和Ccs)、LK的电感(IIk)、峰值电流(Ippeak)和变换器输入和输出电压(分别为V输入和V输出)是相互依赖的，如下所述。
为了实现无损传输，第一条件要求，电容器CP和CS-反映的电容必须相等；即，电容器CP和CS的电容必须基于变压器108的匝数比匹配：
其中，Ccp＝电容器CP的电容，Ccs＝电容器CS的电容，Np＝初级线圈108p的匝数，Ns＝次级线圈108s的匝数，以及C匹配＝匹配的初级和次级侧电容。在一些实施方式中，电容Ccp和Ccs可能不是线性的；例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或二极管的寄生电容可随电压显著变化。在这些实施方式中，可改变本文给出的等式，然而，非线性电容在特定操作点处具有有效电容，并且本发明的方法支持。例如，实现本发明结果的值可通过数值分析、仿真或类似的技术确定。
在一些可选实施方式中，电容器CP和/或CS表示寄生电容与分别耦合在电流控制开关112(或以与耦合在电流控制开关112两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器104)或二极管114(或以与耦合在二极管114两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器104)两端的一个或多个电容器的组合。在这些实施方式中，CP的总电容(即，由CP表示的所有电容器的电容)和CS的总电容(即，由CS表示的所有电容器的电容)关于变压器匝数比匹配。在一些这样的实施方式中，附加的电容器可以是可调谐的和/或操作地接入电路和从电路断开以在特定的时间实现匹配的初级侧电容和次级侧电容。
当初级绕组电流Ip在DC-DC变换器104操作期间到达峰值Ippeak时，开关202(即，表示电流控制开关112的理想开关202)被禁用并且存储在电感器LK中的能量产生初级绕组电流Ip的连续流，其被称为正弦漏电感电流IIk(即，开关202打开之后的初级绕组电流Ip)。电容器CP和CS-反映两端的电压Vcp和Vcsr分别开始上升。为了实现无损传输，漏电感电流IIk的谷(即，当IIk为0并且具有零斜率dIIk/dt＝0)必须与Vcsr的零交点(即，Vcs的零交点)重合；另外在该点处，电压Vcp与值V输入+(Np/Ns)*V输出相交。从该点向前，漏电感电流IIk为0，电压Vcp位于V输入+(Np/Ns)*V输出的稳态值处，并且Vcsr(以及Vcs)为稳态值0。
在开关打开之后，漏电感电流IIk(也可称为初级绕组电流Ip)在峰值Ippeak与0之间振荡，使得漏电感电流IIk的谷可在基于谐振周期
的规律间隔的过渡时间TTR处与Vcsr的零交点重合(以及V输入+(Np/Ns)*V输出与Vcp相交)：
其中n＝任意奇整数(1、3、5等)，LIk为电感器LK的电感(即，提供至初级侧的总有效串联电感)，C匹配为匹配的初级侧和次级侧有效电感。如先前所描述的，LK表示提供至初级侧的总有效串联电感，其可体现有意或无意出现于初级侧和/或初级侧的一个或多个电感。
然后可通过适当地设定DC-DC变换器104的一个或多个参数使得在瞬变点之一处IIk＝0并具有零斜率以及Vcsr＝0来实现无损传输。在这个点处，电压Vcp＝V输入+(Np/Ns)*V输出。
在一些实施方式中，通过在峰值电流Ippeak处操作DC-DC变换器104来实现无损传输，峰值电流Ippeak基于过渡时间TTR并导致漏电感电流IIk的谷与Vcsr的零交点重合以及V输入+(Np/Ns)*V输出与Vcp相交：
其中n＝任意奇整数(1、3、5等)，C匹配为匹配的初级侧和次级侧有效电容，Llk为提供至初级侧的总有效串联电感，Np＝初级绕组108p的匝数，Ns＝次级绕组108s的匝数，V输入为变换器输入电压，以及V输出为变换器输出电压。
在基于等式(3)确定DC-DC变换器峰值电流的这样的实施方式中，C匹配、Llk、V输入和V输出中的一个或多个可以是固定的，或者可在DC-DC变换器104的操作期间动态变化从而确定新的Ippeak值。例如，C匹配和Llk可以为固定值，而V输入和V输出是变化的，由此峰值电流Ippeak随着V输入和V输出的变化而改变。在一些实施方式中，通过在均导致无损传输的不同峰值电流Ippeak处操作DC-DC变换器104可对给定的输入电压V输入实现期望的输出电压V输出。例如，可利用用于无损传输的第一峰值电流Ippeak(1)将DC-DC变换器104操作一个或多个切换循环，然后利用用于无损传输的第二峰值电流Ippeak(2)将DC-DC变换器104操作一个或多个切换循环，其中第一峰值电流与第二峰值电流之间的脉动产生平均峰值电流，以在实现无损传输的同时为给定的V输入产生期望的输出电压V输出。
在其它实施方式中，通过基于计算的C匹配值设定初级侧和次级侧有效电容(即，Ccp和Ccs)使得漏电感电流IIk谷与Vcsr的零交点重合以及V输入+(Np/Ns)*V输出与Vcp相交，可实现无损传输：
其中n＝任意奇整数(1、3、5等)，Ippeak为峰值电流，Llk为电感器LK的电感(即，提供至初级侧的总有效串联电感)，Np＝初级绕组108p的匝数，Ns＝次级绕组108s的匝数，V输入为变换器输入电压，以及V输出为变换器输出电压。
在基于在等式(4)中计算的C匹配值设定Ccp和Ccp的这样的实施方式中，Llk、V输入和V输出中的一个或多个可以是固定的，或者可在DC-DC变换器104的操作期间动态变化从而设定Ccp/Ccs。例如，前述参数的每个可具有固定的值，并且电流控制开关112和二极管114被选择为具有由等式(1)和(4)规定的寄生电容。作为另一个示例，这些参数中的一个或多个可在DC-DC变换器104的操作期间变化，随着参数的变化，新的C匹配值被计算，并且例如通过调谐部件或操作地将部件接入DC-DC变换器104/从DC-DC变换器104断开来相应地实现新的Ccp和/或Ccs值。
在一些实施方式中，CP和/或CS可表示(除了寄生电容之外的)一个或多个电容器，所述一个或多个电容器可被调谐或接入DC-DC变换器104/从DC-DC变换器104断开，使得总电容CP(即，由CP表示的所有电容器的总电容)和总电容Ccs(即，由CS表示的所有电容器的总电容)满足等式(1)和(4)。例如，峰值电流Ippeak可在DC-DC变换器104的切换循环期间变化，并且基于从一个切换循环变化至另一个切换循环的Ippeak变化，由CP和/或CS表示的一个或多个电容器可被调节(例如，调谐或操作地接入电路/从电路断开)以实现满足用于无损传输的等式(1)和(4)的电容Ccp和Ccs。
在其它实施方式中，通过将电感Llk设定成确定值以使漏电感电流IIk的谷与Vcsr的零交点重合以及V输入+(Np/Ns)*V输出与Vcp相交的值，可实现无损传输：
其中n＝奇整数(1、3、5等)，C匹配为匹配的初级侧和次级侧有效电容，Ippeak为峰值电流，Np＝初级绕组108p的匝数，Ns＝次级绕组108s的匝数，V输入为变换器输入电压，以及V输出为变换器输出电压。
在通过如等式(5)中规定地设定Llk来实现无损传输的这样的实施方式中，C匹配、Ippeak、V输入和V输出中的一个或多个可以是固定的，或者可在DC-DC变换器104的操作期间动态变化从而设定Llk。例如，前述参数中的每个可具有固定的值，然后变压器108被选择以具有如等式(5)规定的漏电感。作为另一示例，参数中的一个或多个可在DC-DC变换器104的操作期间变化；随着参数的变化，新的Llk值例如通过调谐部件或将部件接入DC-DC变换器104/从DC-DC变换器104断开而被相应地计算并且设定。在一些实施方式中，LK可表示变压器108以及可被调谐或操作地接入DC-DC变换器104/从DC-DC变换器104断开以实现如等式(5)规定的电感的一个或多个电感器(例如，与初级绕组108p和/或次级绕组108s串联)的漏电感。例如，峰值电流Ippeak可在DC-DC变换器104的切换循环期间变化，基于这样的变化，由LK表示的一个或多个电感器可被调节(例如，被调谐或操作地接入电路/从电路断开)以实现满足等式(5)的用于无损传输的总电感。
总之，可在DC-DC变换器104的操作期间为满足上述等式的参数Ccp、Ccs、IIk、Ippeak、V输入或V输出的任意组合实现无损传输。
图3是根据本发明的一个或多个实施方式的描绘当基于第一过渡时间实现无损传输时DC-DC变换器104的电流和电压波形的多个曲线图300。第一过渡时间TTR1基于等式(2)在n＝1时被确定。DC-DC变换器104可***作以基于如前所述的等式(3)、(4)或(5)在n＝1时实现无损传输。
曲线图300包括描绘开关控制电压的波形312随时间变化的图302(开关控制波形312)、描绘初级绕组电流的波形314随时间变化的图304(Ip波形314)、描绘电容器CP两端电压的波形316随时间变化的图306(Vcp波形316)、描绘电容器CS两端的电压的波形318随时间变化的图308(Vcs波形318)、以及描绘漏电感电流IIk的波形320随时间变化的图310(IIk波形320)。漏电感电流IIk等效于初级绕组电流Ip，但是单独进行描绘以强调，在开关112打开之后，流过初级绕组108p的电流由存储在电感器LK中的能量产生。
在一些可选实施方式中，Vcs波形318描绘替换的次级开关元件(例如，由合适的控制器控制以执行次级整流的开关)两端的电压。
开关控制波形312由用于激活和禁用电流控制开关112的DC-DC变换控制模块120产生。当开关控制波形312为高时，电流控制开关112被激活(即，开)，当开关控制波形312为低时，电流控制开关被禁用(即，关)。从时间T0到时间T1，开关控制波形312为高，并且保持电流控制开关112处于激活状态。Ip波形314和IIk波形320(等同于Ip波形314)朝Ippeak的峰值线性上升。Vcp波形316因激活的电流控制开关112而基本为0，并且二极管114因位于-(V输出+(Ns/Np)*V输入)处的Vcs波形318而被反向偏置。
在时间T1，开关控制波形312下降至低谷并且禁用电流控制开关112。随着流过初级绕组108p的电流衰减，Ip波形314开始从峰值Ippeak以1/2*Ippeak直流偏移的余弦波形式衰减至0。由于漏电感(由电感器LK表示的电感)的存在，Vcp波形316开始以线性斜坡函数的正弦波形式快速上升。等同于Ip波形314，IIk波形320随着其开始激振而正弦地衰减。随着存储在初级绕组108p中的能量转移至次级绕组108s，Vcs波形318以线性斜坡函数的余弦函数形式上升。
过渡时间TTR出现在开关在时间处打开之后。在过渡时间TTR处，开关控制波形312保持为低，并且Ip波形314为0且具有零斜率。此外，Vcp波形316到达稳态值V输入+(Np+Ns)*V输出(在TTR处dVcp/dt＝0)，Vcs波形318到达稳态值0，并且IIk波形320(等同于Ip波形314)到达稳态值0(在TTR处dIIk/dt＝0)。
在时间T2处，开关控制波形312回到高电平以激活电流控制开关112。Ip波形314和IIk波形320等同地开始线性上升。Vcp波形316因激活的开关控制开关112而基本为0，并且二极管114因位于-(V输出+(Ns/Np)*V输入)处的Vcs波形318而被反向偏置。
图4是根据本发明的一个或多个实施方式的描绘当无损传输基于第二过渡时间实现时DC-DC变换器104的电流和电压波形的多个曲线图400。第二过渡时间TTR2基于等式(2)在n＝2时确定。DC-DC变换器104可***作以在n＝2时基于先前描述的等式(3)、(4)或(5)实现无损传输。
曲线图400包括描绘开关控制电压的波形412随时间变化的图402(开关控制波形412))、描绘初级绕组电流的波形414随时间变化图404(Ip波形414)、描绘电容器CP两端的电压的波形416随时间变化的图406(Vcp波形416)、描绘电容器CS两端的电压的波形418随时间变化的图408(Vcs波形418)、以及描绘漏电感电流IIk的波形420随时间变化的图410(IIk波形420)。漏电感电流IIk等同于初级绕组电流Ip，并且进行单独描绘以强调，在开关112打开之后，流过初级绕组108p的电流由存储在电感器LK中的能量产生。
在一些可选实施方式中，Vcs波形418描绘替换的次级开关元件(例如，由执行次级整流的合适控制器控制的开关)两端的电压。
与开关控制波形312类似，开关控制波形412由用于激活和禁用电流控制开关112的DC-DC变换控制模块120产生。当开关控制波形412为高时，电流控制开关112被激活(即，开)；当开关控制波形412为低时，电流控制开关112被禁用(即，关)。从时间T0至时间T1，开关控制波形412为高并且将电流控制开关112保持在激活状态。Ip波形414和IIk波形420等同地朝向峰值Ippeak线性上升。Vcp波形416因激活的开关控制开关112而基本为0，并且二极管114因位于-(V输出+(Ns/Np)*V输入)处的Vcs波形418而被反向偏置。
在时间T1处，开关控制波形412下降至低并且禁用电流控制开关112。Ip波形414开始从峰值衰减并且以1/2*Ippeak直流偏移的余弦函数形式在0与Ippeak值之间激振，Ip波形414在第一过渡时间到达具有零斜率的第一零点(即，谷)。
由于漏电感(即，由电感器LK表示的电感)的存在，在时间T1处Vcp波形416开始以线性斜坡函数的正弦波形式快速上升。斜坡函数的斜率与正弦函数的最小斜率相等且相反，导致第一过渡时间TTR1处的零斜率。
在时间T1处，等同于Ip波形414的IIk波形420开始朝0衰减并且以1/2*Ippeak直流偏移的余弦函数形式在0与Ippeak之间正弦激振；IIk波形420在第一过渡时间TTR1处到达具有零斜率的第一零点(即，谷)。随着存储在电感器LK中的能量(即，存储在实际变压器的初级绕组中的能量)转移至次级绕组108s，Vcs波形418以线性斜坡函数的余弦函数上升。斜坡的斜率与余弦函数的最小斜率相等且相反，导致与第一过渡时间TTR1偏离90度的零斜率的平点。
开关控制波形412保持为低，并且在时间处第二过渡时间TTR2出现。在第二过渡时间TTR2处，Ip波形414到达具有零斜率的第二零点(即，谷)并且保持为0。另外，Vcp波形416到达稳态值V输入+(Np/Ns)*V输出(在TTR2处dVcp/dt＝0)，Vcs波形418到达稳态值0，IIk波形420(等同于Ip波形414)到达稳态值0(在TTR2处dIIk/dt＝0)。
在时间T2处，开关控制波形412回到高电平以激活电流控制开关112。Ip波形414和IIk波形420等同地开始线性上升。Vcp波形416因激活的电流控制开关112而基本为0，二极管114因位于-(V输出+(Ns/Np)*V输入)处的Vcs波形418而被反向偏置。
图5是根据本发明的一个或多个实施方式的描绘当基于第三过渡时间实现无损传输时DC-DC变换器104的电流和电压波形的多个曲线图500。第三过渡时间TTR3是基于等式(2)在n＝3时确定的。DC-DC变换器104可***作以在n＝3时基于先前描述的等式(3)、(4)或(5)实现无损传输。
曲线图500包括描绘开关控制电压的波形512随时间变化的图502(开关控制波形512)、描绘初级绕组电流的波形514随时间变化图504(Ip波形514)、描绘电容器CP两端的电压的波形516随时间变化的图506(Vcp波形516)、描绘电容器CS两端的电压的波形518随时间变化的图508(Vcs波形518)、以及描绘漏电感电流的波形520随时间变化的图510(IIk波形520)。漏电感电流IIk等同于初级绕组电流Ip，但是被单独描绘以强调，在开关112打开之后，流过电感器LM的电流(即，流过变压器的初级绕组的电流)由存储在电感器LK中的能量产生。
在一些可选实施方式中，Vcs波形518描绘替换次级开关元件(例如，由执行次级整流的合适控制器控制的开关)两端的电压。
与开关控制波形312和412类似，开关控制波形512由用于激活和禁用电流控制开关112的DC-DC变换控制模块120产生。当开关控制波形512为高时，电流控制开关112被激活(即，开)；当开关控制波形512为低时，电流控制开关112被禁用(即，关)。从时间T0至时间T1，开关控制波形512为高并且将电流控制开关112保持在激活状态。Ip波形514和IIk波形520等同地朝峰值Ippeak线性上升。Vcp波形516因激活的电流控制开关112而基本为0，二极管114因位于-(V输出+(Ns/Np)*V输入)处的Vcs波形518而被反向偏置。
在时间T1处，开关控制波形512下降至低并且禁用电流控制开关112。Ip波形514开始从Ippeak衰减并且以1/2*Ippeak直流偏移的余弦函数形式在0与Ippeak之间激振；Ip波形514在第一过渡时间和第二过渡时间
和
到达具有零斜率的零点(即，谷)。
由于漏电感(即，由电感器LK表示的电感)的存在，在时间T1处Vcp波形516开始以线性斜坡函数的正弦波形形式快速上升。斜坡函数的斜率与正弦函数的最小斜率相等或相反，导致第一和第二过渡时间TTR1和TTR2处的零斜率点。
在时间T1处，IIk波形520(等同于Ip波形514)开始朝0衰减，并且以具有1/2*Ippeak直流偏移的余弦函数形式在0与Ippeak之间正弦地激振；IIk波形520在第一和第二过渡时间TTR1和TTR2处到达具有零斜率的零点(即，谷)。随着存储在电感器LK中的能量(即，存储在实际变压器的初级绕组中的能量)转移至次级绕组108s，Vcs波形518开始以线性斜坡函数的余弦函数形式上升。斜坡的斜率与余弦函数的最小斜率相等且相反，导致与第一和第二过渡时间TTR1和TTR2中每个相差90度的零斜率平点。
开关控制波形412保持为低，并且第三过渡时间TTR3出现在处。
在第三过渡时间TTR3处，Ip波形514到达具有零斜率的第三零点(即，谷)处，并且保持为零。此外，Vcp波形516到达稳态值V输入+(Np/Ns)*V输出(在TTR3处dVcp/dt＝0)，Vcs波形518到达稳态值0，IIk波形520(等同于Ip波形514)到达稳态值0(在TTR3处dIIk/dt＝0)。
在时间T2处，开关控制波形512回到高电平以激活电流控制开关112。Ip波形514和IIk波形520等同地开始线性上升。Vcp波形516因激活的电流控制开关112而基本为0，并且二极管114因位于-(V输出+(Ns/Np)*V输入)处的Vcs波形518而被反向偏置。
图6是根据本发明的一个或多个实施方式的DC-DC变换器的操作期间实现无损传输的方法600的流程图。DC-DC变换器从直流电压源接收直流输入电压V输入，并且将该输入电压变换成直流输出电压V输 出。在一些实施方式中，诸如下面描述的实施方式，DC-DC变换器为包括变压器的回扫变换器，其中初级侧包括变压器(例如，DC-DC变换器104)的初级绕组并且次级侧包括变压器的次级绕组。DC-DC变换器还包括与初级绕组串联且对流过初级绕组的电流进行控制的电流控制开关(例如，电流控制开关112)、以及与次级绕组(例如，二极管114)串联的次级整流二极管(即，次级开关元件)。在一些可选实施方式中，可为次级整流采用不同的配置。例如，次级整流二极管可以不同的配置耦合至次级绕组，第二二极管可耦合至次级绕组，或次级整流可通过由合适的控制器而非二极管控制的开关执行(例如，同步整流)。
变换变压器具有寄生电感(即，漏电感)，该寄生电感可建模成与初级绕组串联、或者可替换地电等效于与初级绕组串联的电感器(例如，漏电感可建模成与次级绕组串联的电感器LK)。初级电容器(例如，表示有效的初级侧电容Ccp的CP)耦合在电流控制开关的两端或者以与耦合在电流控制开关两端电等效的方式耦合至DC-DC变换器(例如，电容器可耦合在初级绕组两端)；在一些实施方式中，初级电容器可表示电流控制开关的寄生电容。次级电容器(例如，表示有效次级侧电容Ccs的CS)耦合在次级整流二极管两端，或者以与耦合在次级整流二极管两端电等效的方式耦合；在一些实施方式中，次级电容器可表示次级整流二极管的寄生电容。
DC-DC变换器可以独立配置被采用以进行DC-DC功率变换；可选地，DC-DC变换器可与其它功率变换设备的部件(诸如，DC-AC变换器)一同使用或作为其它功率变换设备的部件。在一个或多个可选实施方式中，DC-DC变换器可以为升压变换器、升降压变换器、全桥变换器、或具有相似传输功能的相似变换器。
方法600从步骤602开始进入步骤604。在步骤604，基于变压器的初级绕组与次级绕组的匝数比匹配初级侧电容和次级侧电容，即，初级侧电容与次级侧电容的比等于(Ns/Np)2，其中Ns为次级绕组的匝数，Np为初级绕组的匝数。
在一些实施方式中，可通过选择合适的部件匹配初级侧电容和次级侧电容。例如，初级和次级侧电容可以分别为电流控制开关的寄生电容和次级整流二极管的寄生电容，并且电流控制开关和次级整流二极管被选择为使得它们的寄生电容基于变压器匝数比进行匹配。这些初级侧电容和次级侧电容可以为线性或非线性；例如，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或二极管可随着电压进行相应地变化。在初级和/或次级侧电容为非线性的这类实施方式中，非线性电容在特定操作点处具有有效电容，电流控制开关和次级整流二极管可被选择为使得它们的有效电容被适当地匹配。例如，可通过是利用数值分析、仿真或类似的技术确定实现本发明结果的值。
在其它的实施方式中，通过动态地调谐、添加和/或移除一个或多个变换器部件来匹配初级侧电容和次级侧电容。在这些实施方式中，初级侧电容为开关寄生电容加上耦合在开关两端以及任意电等效位置处的任意电容器的总电容。并且次级侧电容为次级整流二极管寄生电容加上耦合在二极管两端以及任意电等效位置处的任意电容器的总电容。可通过调谐和/或操作地将一个或多个电容器接入电路/从电路断开(例如，添加的电容器可通过激活/禁用与电容器串联的开关来接入电路/从电路断开)来匹配初级和次级侧电容。例如，一个或多个电容器可添加到电流控制开关两端和/或次级整流二极管两端以实现匹配的电容；可选地，一个或多个电容器可以与耦合在电流控制开关和/或次级整流二极管两端电等效的方式添加至DC-DC变换器104。
方法600进入步骤606。在步骤606，当电流控制开关被禁用并且存储在初级绕组中的能量转移至次级绕组时，确定用于实现无损传输的潜在过渡时间。为了实现无损传输，漏电感电流(即，通过初级绕组的电流IIk)必须在电流控制开关(Vcp)两端的电压和二极管或替换次级开关元件(Vcs)两端的电压分别到达它们稳态值V输入+(Np/Ns)*V输出和0的同时到达谷(即，具有零斜率dIIk/dt＝0的0值)。这些条件可出现在电流控制开关打开之后的规则间隔处(即，在过渡时间)。这些过渡时间以的间隔出现，其中n为奇整数(例如，1、3、5等)，IIk为提供至初级侧的总有效串联电感，以及C匹配为匹配的初级和次级侧有效电容。在一些实施方式中，一个或多个电感器可串联添加至初级绕组和/或次级绕组，从而通过这些电感器调节电感IIk。在这样的实施方式中，所添加的电感器中的一个或多个可被调谐和/或接入电路或从电路断开(例如，通过操作与电感器并联的开关)以将电感IIk调节期望量。
方法600进入步骤608，在步骤608，确定是否可通过使用单个峰值电流Ippeak操作DC-DC变换器时实现无损传输。为了实现无损传输，Ippeak值必须满足等式(3)，并且对给定的V输入产生期望的V输 出。如果可满足这样的条件，那么方法600进入步骤610。在步骤610，确定用于操作DC-DC变换器的峰值电流Ippeak以既满足等式(3)又为输入电压V输入产生期望的V输出。方法进入步骤612，在步骤612，利用计算的用于开关的峰值电流操作DC-DC变换器。
方法600进入步骤615。在步骤615，确定是否继续操作DC-DC变换器。如果步骤615的确定结果为是，方法600回到步骤612；如果步骤615的确定结果为否，方法600进入步骤620，在步骤620中方法600结束。
如果，在步骤608，确定不能利用单个Ippeak，方法600进入步骤614。在步骤614，确定通过在均满足等式(3)并因此导致无损传输的两个不同的峰值电流处操作DC-DC变换模块实现无损传输的解决方案。基于实现无损传输的可能的过渡时间，确定第一峰值电流和相应的第一数量的切换循环以及第二峰值电流和相应的第二数量的切换循环(即，DC-DC变换器***作以在第一峰值电流处进行第一数量的切换循环，然后在第二峰值电流处进行第二数量的切换循环)。第一和第二峰值电流以及相应的切换循环被确定使得峰值电流之间的脉动为输入电压V输入产生期望输出电压V输出的平均峰值电流。例如，DC-DC变换器可利用实现无损传输的第一峰值电流操作42毫秒，然后例如实现无损传输的第二峰值电流操作126毫秒。第一和第二电流峰值之间的脉动可使用直接数字合成器(DDS)函数、Σ-Δ调制或实现无损传输的任意合适类型的调制实现，然后利用第一峰值电流回到42毫秒等。第一和第二峰值电流之间的脉动可使用直接数字合成器(DDS)函数、Σ-Δ调制或控制平均电流的任意合适类型的调制实现。在一些可选实施方式中，用于无损传输的三个或更多个峰值电流和工作在每个峰值电流处的相应数量的切换循环可被利用以实现期望的平均峰值电流。
方法600进入步骤616，在步骤616，基于第一和第二峰值电流和相应的第一和第二数量的切换循环操作DC-DC变换器以在DC-DC功率变换期间实现无损传输。在步骤619，确定是否继续操作DC-DC变换器。如果步骤619的确定结果为是，则方法600回到步骤616；如果步骤619的确定结果为否，则方法600进入步骤620，在步骤620，方法600结束。
在一些可选实施方式中，DC-DC变换器操作参数V输入、V输出、C匹配和IIk中的一个或多个可在DC-DC变换器的操作期间变化。在这样的实施方式中，方法600回到步骤606，并且DC-DC变换器操作参数的一个或多个可被动态调节使得DC-DC变换器继续以工作在无损传输。
图7是根据本发明的一个或多个实施方式用于设定初级和次级电容以在DC-DC变换器操作期间实现无损传输的方法700的流程图。方法700的DC-DC变换器类同于上述关于方法600描述的DC-DC变换器。
方法700从步骤702开始并进入步骤704，在步骤704，确定用于操作DC-DC变换器的峰值电流以将输入电压变换至期望的输出电压。在步骤706，确定用于初级和次级侧电容的所需的匹配的有效电容(C匹配)以实现无损传输。
匹配的有效电容必须被确定，使得在电流控制开关被禁用之后，漏电感电流(即，通过初级绕组的电流IIk)到达谷的同时电流控制开关两端电压Vcp和次级整流二极管(或替换的次级开关元件)两端电压Vcs分别到达它们相应的稳态值V输入+(Np+Ns)*V输出和0。这些条件出现在由上面的等式(4)限定的多个C匹配值处(即，随着奇整数n变化，产生不同的合适的C匹配值)。由等式(4)限定的合适的值是基于提供至初级侧的总有效串联电感(例如，用于DC-DC变换器的变压器的测量的漏电感)和所确定的漏电流选择的。在一些实施方式中，C匹配的合适值可基于用于DC-DC变换器的部件选择(例如，电流控制开关选择、二极管选择、附加电容器的选择等)进行选择。
方法700进入步骤708。在步骤708，基于所选择的C匹配值确定初级侧电容Ccp和次级侧电容Ccs，从而满足等式(1)。在一些实施方式中，初级侧电容Ccp为电流控制开关的寄生电容，次级侧电容Ccs为次级整流二极管的寄生电容。在其它实施方式中，初级侧电容为电流控制开关寄生电容加上电流控制开关两端以及任意电等效位置的任意电容器的总电容，和/或次级侧电容为次级整流二极管寄生电容加上耦合在二极管两端以及任意电等效位置的任意电容器的总电容。
方法700进入步骤710，在步骤710，将初级和次级侧电容设定为所需的值。在一些实施方式中，初级和次级侧电容可通过电流控制开关和次级整流二极管的设计选项被设定为所需的值，即，电流控制开关和次级整流二极管可被选择以使得它们的寄生电容分别等于所需的初级和次级侧电容。在一些这样的实施方式中，这些寄生电容可以是非线性的；然而，非线性电容在特定的工作点处具有有效电容，并且电流控制开关和/或次级整流二极管可被选择以在一个或多个这样的工作点处实现所需的初级和次级侧电容。例如，通过利用数值分析、仿真或类似的技术可确定实现本发明结果的值。
在其它实施方式中，初级和/次级侧电容可通过调谐、添加和/或移除一个或多个变换器电容器进行动态设定。在这样的实施方式中，初级侧电容为电流控制开关寄生电容加上耦合在开关两端以及任意电等效位置的任意电容器的总电容，并且次级侧电容为次级整流二极管寄生电容加上耦合在二极管两端以及任意电等效位置的任意电容器的总电容。这些电容器可被调谐和/或接入电路/从电路断开(例如，通过激活/禁用与电容器串联的开关)，从而实现所需的初级和次级侧电容。
方法700进入步骤712，在步骤712，DC-DC变换器基于所需的峰值电流和匹配的电容操作，由此在DC-DC功率变换期间实现无损传输。
在步骤714，确定是否继续操作DC-DC变换器。如果该确定结果为是，则方法700回到步骤712；如果确定结果为否，则方法700进入步骤716，在步骤716，方法700结束。
在一些可选实施方式中，除了在方法700中所述的设定初级和次级侧电容之外，还可通过利用脉动技术在不同的峰值电流下(例如，如上文关于方法600所述)操作DC-DC变换器来实现无损传输。
在另一些可选实施方式中，DC-DC变换器操作参数V输入、V输出、峰值电流Ippeak和提供至初级侧的总有效串联电感中的一个或多个可在DC-DC变换器操作期间变化。在这样的实施方式中，方法700回到步骤704，并且DC-DC变换器的操作参数的一个或多个可被动态调节使得DC-DC变换器继续以无损传输操作。
图8是根据本发明的一个或多个实施方式的用于在DC-DC变换器操作期间减少电流控制开关的峰值应力的方法800的流程图。方法800的DC-DC变换器类同于上面关于方法600描述的DC-DC变换器。
DC-DC变换器可在电流峰值(电流控制开关被禁用时的值)范围内操作以基于给定时间的输入电压实现该给定时间的期望的输出电压。例如，为了维持期望的输出电压，用于开关电流控制开关的电流峰值可随着输入电压的变化而被调节。
方法800从步骤802开始并且进入步骤804。在步骤804，在操作范围内为DC-DC变换器计算关键操作参数。这些关键操作参数可包括输入电压(V输入)、输出电压(V输出)、电流控制开关两端的电压(Vcp)、次级整流二极管或替换的次级开关元件两端的电压(Vcs)、和/或初级绕组电流(Ip)/漏电感电流(IIk)。附加或替换地，DC-DC变换器的其它操作参数可被计算。在一些实施方式中，可产生操作映射，用于在操作范围内映射所测量的关键参数。
方法800进入步骤806，在步骤806，确定电流控制开关上的最大应力点。在一些实施方式中，最大应力点可被识别为在电流控制开关两端的电压Vcp处于其最高电平时出现。在步骤808，确定与最大开关应力点对应的峰值初级绕组电流(最大应力峰值电流)。在一些实施方式中，最高峰值初级绕组电流对应于最大应力点。方法800然后进入步骤810。
在步骤810，确定所需的匹配的初级和次级侧有效电容值(即，C匹配)，从而当在最大应力峰值电流处开关时实行无损传输。C匹配的值基于最大应力峰值电流和提供至初级侧的有效串联电感确定，从而满足等式(4)。当提供至初级侧的总有效串联电感仅从变压器漏电感产生时，可例如通过测量在DC-DC变换器中使用的具体变压器的漏电感而被确定。
方法800进入步骤812，在步骤812，确定C匹配的值是否大于开关元件的寄生电容(例如，电流控制开关112和整流二极管114的寄生电容)。如果确定结果为否，则方法800进入步骤814，在步骤814，例如通过一个或多个部件设计选项或调谐和/或将一个或多个电感器接入DC-DC变换器/从DC-DC变换器断开，增加提供至变换器初级侧的总有效串联电感(例如，LK)。方法800回到步骤810。
如果步骤812的确定结果为是，方法800进入步骤816。在步骤816，建立所需的有效初级和次级侧电容，使其满足等式(1)，其中初级侧电容为电流控制开关寄生电容加上耦合在电流控制开关两端以及任意电等效位置的任意电容器的总电容，并且次级侧电容为次级整流二极管寄生电容加上耦合在二极管两端以及任意电等效位置的任意电容的总电容。在一些实施方式中，有效初级和/或次级侧电容可分别通过电流控制开关和/或次级整流二极管的设计选项而增加。附加或替换地，一个或多个电容器可被调谐，添加至DC-DC变换器，和/或如先前所述从DC-DC变换器移除。
方法800进入步骤818，在步骤818，操作DC-DC变换器。由于匹配的初级和次级侧电容，当DC-DC变换器在最大应力峰值电流处切换时发生无损传输，因而消除了在最大应力峰值电流处进行切换期间会出现的激振。电流控制开关上的应力水平因此位于比未实现无损传输的开关时出现的值小的值处。
方法800进入步骤820，在步骤820，确定是否继续操作DC-DC变换器。如果确定结果为是，方法800回到步骤818；如果确定结果为否，方法800进入步骤822，在步骤822，方法800结束。
图9是根据本发明的一个或多个实施方式的用于设定电感以在DC-DC变换器操作期间实现无损传输的方法900的流程图。方法900的DC-DC变换器类同于上面关于方法600描述的DC-DC变换器。
方法900从步骤902开始并且进入步骤904，在步骤904，如先前关于方法600描述的，基于初级和次级绕组的匝数比，匹配初级侧电容和次级侧电容。在步骤906，确定峰值以操作DC-DC变换器从而将输入电压变换成期望的输出电压。方法900进入步骤908，在步骤908，基于等式(5)确定实现无损传输的总有效电感值。在一些实施方式中，总有效串联电感包括变压器的漏电感。在其它实施方式中，总有效串联电感包括有意和/或无意出现于初级和/或次级侧的电感。例如，总有效串联电感可包括变压器的寄生电感加上一个或多个其它部件的寄生电感、和/或与初级绕组串联耦合电等效的方式耦合至DC-DC变换器的一个或多个电感器的电感。
方法900进入步骤910，在步骤910，在DC-DC变换器中设定总有效串联电感。在一些实施方式中，总有效串联电感可通过DC-DC变换器的一个或多个部件的设计选项被设定；例如，变压器可被选择以使得它的寄生电感等于总有效串联电感。在其它实施方式中，总有效串联电感可通过调谐一个或多个电感器和/或将一个或多个电感器接入DC-DC变换器/从DC-DC变换器断开而被动态地设定。
方法900进入步骤912，在步骤912，采用匹配的初级和次级侧电容、确定的峰值操作电流和总有效串联电感操作DC-DC变换器。在步骤916，确定是否继续操作DC-DC变换器。如果步骤916的确定结果为是，则方法900回到步骤912。如果步骤916的确定结果为否，则方法900进入步骤918，在步骤918，方法900结束。
在一些可选实施方式中，DC-DC变换器操作参数(输入电压、期望输出电压和峰值电流)中的一个或多个可在DC-DC变换器的操作期间变化。在这样的实施方式中，方法900回到步骤908，并且DC-DC变换器操作参数的一个或多个可被动态调节使得DC-DC变换器继续以无损传输操作。
图10是根据本发明的一个或多个实施方式的用于确定一个或多个DC-DC变换器操作参数的计算机1002的框图。计算机1002包括均耦合至中央处理器(CPU)1004的支持电路1006和存储器1008。
CPU 1004可包括一个或多个传统可用的微处理器或微控制器。替换地，CPU 1004可包括一个或多个特定用途集成电路(ASIC)。支持电路1006为用于提升CPU 1004功能的已知电路。这样的电路包括但不限于缓存器、电源、时钟电路、总线、网卡、输入/输出(I/O)电路等。计算机1002可使用通用计算机实现，其在执行具体软件时变成用于执行本发明的各种实施方式的特定目的计算机。在一些实施方式中，计算机1002可以是独立计算机，诸如笔记本或台式机。在其它实施方式中，计算机1002可以是DC-DC变换***的一部分；例如，计算机1002可以是DC-DC变换控制模块120的部件。
存储器1008或计算机可读介质可包括随机存取存储器、只读存储器、移动硬盘、闪存和/或这些类型存储器的各种组合。存储器1008有时候被称为主存储器，并且可部分地用作缓冲存储器。存储器1008一般存储计算机1002的操作***(OS)1010。操作***1010可以是多个市场可购得的操作***之一，诸如但不限于，SUN Microsystems公司的SOLARIS、IBM公司的AIX、Hewlett Packard公司的HP-UX、Red Hat Software的LINUX、Microsoft公司的Windows 2000等。
存储器1008可存储各种形式的应用软件，诸如用于确定DC-DC变换器(例如，DC-DC变换器104)的一个或多个操作参数值以如前所述以无损传输操作的参数设计模块1012。参数设计模块1012可被执行以实现用于先前描述的用于确定一个或多个DC-DC变换器操作参数值的方法600-900的任一方法的一个或多个步骤。例如，参数设计模块1012可被执行以实现方法800的步骤804-816，然后DC-DC变换器基于所确定的操作参数而被建立和操作。
存储器1008还可包括各种数据库，诸如属于本发明的用于存储数据的数据库1014。
本发明的前述描述包括执行前述各种功能的多个元件、设备、电路和/或组件。这些元件、设备、电路和/或组件为执行它们的分别描述的功能的装置的示例性实施。
尽管前述是针对本发明的实施方式，但是可想到本发明的其它和进一步实施方式而不背离本发明的基本范围，本发明的范围由权利要求确定。

Claims (15)

1.操作DC-DC变换器的方法，包括：
基于所述DC-DC变换器的变压器的匝数比，匹配所述DC-DC变换器的初级侧电容与所述DC-DC变换器的次级侧电容以产生匹配的电容；以及
用被设定成使初级绕组电流在峰值与0之间振荡的至少一个操作参数操作所述DC-DC变换器，使得所述初级绕组电流的谷与次级开关元件电压的零交点重合。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述初级侧电容包括电流控制开关的第一寄生电容，并且所述次级侧电容包括具有次级开关元件电压的次级开关元件的第二寄生电容。
3.如权利要求2所述的方法，其中(i)所述初级侧电容包括所述第一寄生电容和至少一个第一电容器的第一有效电容，所述至少一个第一电容器以与耦合在所述电流控制开关两端电等效的方式耦合至所述DC-DC变换器；以及(ii)所述次级侧电容包括所述第二寄生电容和至少一个第二电容器的第二有效电容，所述至少一个第二电容器以与耦合在所述次级开关元件两端电等效的方式耦合至所述DC-DC变换器。
4.如权利要求1所述的方法，其中匹配所述初级侧电容和所述次级侧电容的步骤包括动态调节所述DC-DC变换器的电容。
5.如权利要求4所述的方法，其中动态调节所述电容包括下列步骤中的至少一个：
(i)调谐至少一个电容器的一个或多个；
(ii)将所述至少一个电容器的一个或多个接入所述DC-DC变换器，或
(iii)将所述至少一个电容器的一个或多个从所述DC-DC变换器断开。
6.如权利要求1所述的方法，还包括确定至少一个电流峰值，其中所述至少一个操作参数为所述至少一个电流峰值。
7.如权利要求6所述的方法，其中确定所述至少一个电流峰值的步骤包括确定第一电流峰值和第二电流峰值，操作所述DC-DC变换器的步骤包括在所述第一电流峰值处使电流控制开关切换第一数量的循环；以及在所述第二电流峰值处使所述电流控制开关切换第二数量的循环。
8.如权利要求1所述的方法，还包括基于峰值电流、有效电感、输入电压和输出电压确定所述匹配的电容值，其中所述初级侧电容和所述次级侧电容基于所述匹配的电容值进行匹配，以及其中所述匹配的电容值基于以下方程计算：
其中(i)C匹配为所述匹配的电容值，(ii)n为奇整数，(iii)Ippeak为峰值电流，(iV)Llk为所述DC-DC变换器初级侧的总电感，(v)Np为所述变压器初级绕组的匝数，(vi)Ns为所述变压器次级绕组的匝数，(vii)V输入为所述DC-DC变换器的输入电压，以及(viii)V输 出为所述DC-DC变换器的输出电压。
9.如权利要求1所述的方法，还包括基于所述匹配的电容设定所述DC-DC变换器的电感。
10.如权利要求9所述的方法，其中所述电感为提供至所述DC-DC变换器的初级侧的总有效串联电感。
11.如权利要求9所述的方法，其中设定所述电感的步骤包括动态调节所述DC-DC变换器的至少一个电感器。
12.如权利要求11所述的方法，其中动态调节所述至少一个电感器的步骤包括下列步骤中的至少一个：
(i)调谐至少一个电感器中的一个或多个；
(ii)将所述至少一个电感器中的一个或多个接入所述DC-DC变换器；或者
(iii)将所述至少一个电感器中的一个或多个从所述DC-DC变换器断开。
13.如权利要求1所述的方法，还包括：
计算用于在操作范围内操作所述DC-DC变换器的所述DC-DC变换器的至少一个电压和至少一个电流；
基于计算出的至少一个电压和至少一个电流，确定与所述DC-DC变换器的开关上的最大应力点对应的峰值电流；以及
基于所述峰值电流确定所述匹配的电容的值，其中所述初级侧电容和所述次级侧电容基于所述匹配的电容的值进行匹配。
14.如权利要求13所述的方法，还包括在所述操作范围内映射所计算出的至少一个电压和至少一个电流以生成操作映射。
15.如权利要求13所述的方法，其中所述峰值电流对应于在所述操作范围内出现的最大峰值电流。
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102959845B (zh) * 2010-05-10 2015-08-26 恩菲斯能源公司 操作dc-dc变换器的方法
US8780592B1 (en) 2011-07-11 2014-07-15 Chilicon Power, LLC Systems and methods for increasing output current quality, output power, and reliability of grid-interactive inverters
EP2717409A1 (fr) * 2012-10-03 2014-04-09 Belenos Clean Power Holding AG Régulation d'un module électronique adaptateur de tension
US11152847B2 (en) * 2016-12-02 2021-10-19 RompowerTechnology Holdings, LLC Energy injection in a resonant circuit with initial conditions
US9742288B2 (en) * 2014-10-21 2017-08-22 Power Integrations, Inc. Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum
US9705409B2 (en) * 2014-12-15 2017-07-11 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Equations for an LLC converter having increased power output capabilities
KR102569566B1 (ko) * 2018-07-18 2023-08-23 현대모비스 주식회사 저전압 직류변환장치 및 그 구동방법
WO2021002875A1 (en) * 2019-07-03 2021-01-07 Rompower Technology Holdings, Llc Self-adjusting current injection technology
US11283343B2 (en) 2019-12-12 2022-03-22 Power Integrations, Inc. Extremum locator with measurement enable circuit
CN111585447A (zh) * 2020-06-05 2020-08-25 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 缓冲电路及应用其的开关电源
JP2022051706A (ja) 2020-09-21 2022-04-01 フレックス，リミテッド 相互接続された巻線を有する非絶縁パルス幅変調（ｐｗｍ）フルブリッジ電力コンバータ
US11996785B1 (en) 2022-11-17 2024-05-28 Rompower Technology Holdings, Llc High efficiency AC-DC converter

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IE35884B1 (en) * 1970-12-30 1976-06-23 Atomic Energy Authority Uk Improvements in or relating to electrohydraulic crushing apparatus
US4931716A (en) * 1989-05-05 1990-06-05 Milan Jovanovic Constant frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter
CN2369413Y (zh) * 1999-03-31 2000-03-15 丁怀忠 一种宽带结合滤波器的无磁芯匹配变量器

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4495554A (en) * 1983-03-28 1985-01-22 International Business Machines Corporation Isolated power supply feedback
US4857882A (en) * 1985-07-02 1989-08-15 Vlsi Technology, Inc. Comparator array logic
US4709323A (en) * 1986-09-29 1987-11-24 Venus Scientific Inc. Buck-boost parallel resonant converter with inductive energy recovery circuit
US4857822A (en) * 1987-09-23 1989-08-15 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Zero-voltage-switched multi-resonant converters including the buck and forward type
US5521807A (en) * 1992-12-31 1996-05-28 Interpoint Corporation DC-To-DC converter with secondary flyback core reset
US5570276A (en) * 1993-11-15 1996-10-29 Optimun Power Conversion, Inc. Switching converter with open-loop input voltage regulation on primary side and closed-loop load regulation on secondary side
US5636106A (en) * 1994-01-10 1997-06-03 University Of Central Florida Variable frequency controlled zero-voltage switching single-ended current-fed DC-to-AC converter with output isolation
JP3426070B2 (ja) * 1995-12-25 2003-07-14 オリジン電気株式会社 共振形フォワードコンバータ
US5801460A (en) * 1996-07-18 1998-09-01 Sundstrand Corporation Electrical power transmitting system with reduced feeder size and method of operation
JPH10127053A (ja) * 1996-10-15 1998-05-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd スイッチング電源回路
DE19754846A1 (de) * 1997-12-10 1999-06-17 Philips Patentverwaltung Spannungskonverter
JP3201324B2 (ja) * 1997-12-22 2001-08-20 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
US6330170B1 (en) 1999-08-27 2001-12-11 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Soft-switched quasi-single-stage (QSS) bi-directional inverter/charger
US6462962B1 (en) * 2000-09-08 2002-10-08 Slobodan Cuk Lossless switching DC-to-DC converter
JP3475925B2 (ja) * 2000-09-27 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP4088756B2 (ja) * 2001-03-13 2008-05-21 デンセイ・ラムダ株式会社 スイッチング電源装置
US6771518B2 (en) * 2002-08-26 2004-08-03 Potentia Semiconductor, Inc. DC converters
US7554822B2 (en) * 2004-10-01 2009-06-30 Koninklijke Philips Electronics N.V. Power converter for led large area light source lamp
JP5394213B2 (ja) * 2009-11-27 2014-01-22 オリジン電気株式会社 直列共振型コンバータ回路
US8437149B2 (en) * 2009-12-23 2013-05-07 University Of New Hampshire Fully resonant power supply
CN102959845B (zh) * 2010-05-10 2015-08-26 恩菲斯能源公司 操作dc-dc变换器的方法
US8310202B2 (en) * 2010-08-17 2012-11-13 Ut-Battelle, Llc Off-resonance frequency operation for power transfer in a loosely coupled air core transformer
US9755534B2 (en) * 2013-02-14 2017-09-05 Nuvolta Technologies, Inc. High efficiency high frequency resonant power conversion

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IE35884B1 (en) * 1970-12-30 1976-06-23 Atomic Energy Authority Uk Improvements in or relating to electrohydraulic crushing apparatus
US4931716A (en) * 1989-05-05 1990-06-05 Milan Jovanovic Constant frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter
CN2369413Y (zh) * 1999-03-31 2000-03-15 丁怀忠 一种宽带结合滤波器的无磁芯匹配变量器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Wojciech A.《Zero-voltage-switching multi-resonant technique- A novel approach to improve performance of high-frequency quasi-resonant converters》.《PESC》.1988,第9-17页. *

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Publication number Publication date
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