CN101959744A - 电动助力转向装置 - Google Patents

Abstract

提供一种电动助力转向装置(1)，在低速行驶时对电动机(7)进行高输出驱动，高速行驶时以高分辨力进行转向。电动助力转向装置(1)使电动机(7)产生与驾驶员使转向轮(9)转向的转向力矩的大小相应的辅助力矩，从而使驾驶员的转向力矩减轻。控制装置(10)基于来自速度传感器(11)的车速信号(Vs)，低速行驶时对电动机(7)进行高输出驱动，高速行驶时不使电动机输出增大而以高分辨力进行转向。此外，在低速行驶时需要大的转向力矩，在高速行驶时需要以高分辨力进行转向。因此，不影响驾驶员的转向感觉。

Description

电动助力转向装置

技术领域

本发明涉及利用多相交流电机来辅助转向力矩的电动助力转向装置。

背景技术

电动助力转向装置是用电动机产生与驾驶员转向的转向力矩相应的辅助力矩，使转向力矩减轻的装置。

电动助力转向装置需要不对驾驶员的转向感觉产生影响的电动机控制。

基于三角波比较法的PWM控制中，比较3相正弦波指令电压和基准三角波电压从而产生PWM控制信号电压。PWM逆变器基于PWM控制信号电压来生成被PWM控制的矩形波驱动电压，并将该矩形波驱动电压施加给电动机从而流过3相电流。

此外，若利用提高3相正弦波指令电压的振幅比而产生的PWM控制信号电压来进行PWM控制，则由于PWM驱动电压的平均电压变形、电动机的力矩波动增加等理由，需限制在规定的振幅比。其中，振幅比是信号电压的振幅对基准三角波电压的振幅的比。

在非专利文献1中，记载了提高电压利用率的技术。该技术在PWM控制中采用利用第3次的整数倍的高次谐波(三角波)调制了3相正弦波指令电压的3相调制波电压。

3相调制波电压与3相正弦波指令电压相比，信号电压的振幅附近变小。其结果，PWM驱动电压的平均电压不变形的情况下能够提高振幅比的范围增加，所以能够提高电压利用率。

【非专利文献1】ACサ一ボシステムの理論と設計の実際、第3章電力変換回路44～45ペ一ジ(2005年7月10日第7版、発行所：総合電子出版)(AC伺服***的理论和设计实际，第3章功率变换电路第44-45页(2005年7月10日第7版，出版处：综合电子出版))

非专利文献1的技术能够提高电压利用率并且能够增加流过电动机(多相交流电机)的电流，所以能够对电动机进行高输出驱动。

应用了非专利文献1的技术的电动助力转向装置，在低速行驶时(原地打轮(据え切り)时)，即使进行转向的分辨力降低，也不会影响驾驶员的转向感觉。

但是，在高速行驶时，需要用高分辨力进行转向，对驾驶员的转向感觉产生影响。

发明内容

本发明鉴于上述课题而作，目的在于提供一种能够根据车速对多相交流电机进行高输出驱动从而减轻转向力矩、或者不减轻转向力矩而以高分辨力使转向轮进行转向的电动助力转向装置。

为了解决上述课题，权利要求1涉及的发明的电动助力转向装置通过按照转向输入而驱动的多相交流电机的力矩来使车辆进行转向，具备控制装置，其将施加给多相交流电机的驱动电压的基波和该基波的高次谐波分量相加，并基于该相加得到的调制波来驱动多相交流电机，控制装置能够根据车速来改变高次谐波分量。

根据这样的结构，对多相交流电机施加将基波(例如、3相正弦波指令电压)和高次谐波分量相加从而使最大振幅附近衰减并平坦化了的调制波(例如、3相调制波电压)，从而能够增大电动机输出。

在该情况下，根据车速而高次谐波分量可变，并且多相交流电机的输出也可变，所以低速行驶时可以增大电动机输出，高速行驶时能够以高分辨力进行转向。

此外，在上述电动助力转向装置中，控制装置具备：生成依赖于多相交流电机的旋转角的正弦波的正弦波生成机构、将正弦波作为基波来生成高次谐波分量的高次谐波产生器、根据车速使高次谐波分量的振幅变化的可变控制器、将正弦波和高次谐波分量相加从而生成调制波的多相加法器和利用调制波来对多相交流电机进行PWM控制的PWM逆变器。

根据上述结构，利用将3相正弦波和根据车速而振幅变化的高次谐波分量相加得到的3相调制波，通过力矩波动小的PWM控制来驱动多相交流电机。

因此，在需要大的转向力矩的低速行驶时，能够提高电压利用率且能够提高可以施加给多相交流电机的电压，所以能够提高电动机输出。此外，在需要用高分辨力进行转向的高速行驶时，能够不使电动机输出变大而以高分辨力进行转向。因此，不影响驾驶员的转向感觉。

此外作为优选实施方式，在权利要求3涉及的发明的电动助力转向装置中，特征在于可变控制器是开关，该开关在车速超过规定值(例如、速度阈值Vs1[km/h])时，输出使高次谐波分量的振幅为零的值，在车速为规定值以下时，直接输出高次谐波分量的值。

作为更优选的实施方式，在权利要求4涉及的发明的电动助力转向装置中，特征在于，高次谐波分量是由基波的奇数倍的高次谐波构成的三角波。

三角波由奇数倍的高次谐波构成，能够容易地产生。因此，高次谐波产生器的设计以及制造变得容易。

此外，特征在于高次谐波分量含有基波的3次的整数倍的高次谐波。

在该情况下，施加给多相交流电机的电压(线电压)的平均电压不含有第3次的整数倍的高次谐波分量，所以波形不失真。

发明效果

根据本发明，能够根据车速，对多相交流电机进行高输出驱动从而减轻转向力矩，或者，不减轻转向力矩而用高分辨力使转向轮进行转向。

附图说明

图1是表示本发明的作为一实施方式的电动助力转向装置的图。

图2是表示图1的控制装置以及电动机的框图。

图3是表示图2的开关的动作的图。

图4是表示图2的3相加法器所输入输出的信号电压的图。

图5是表示图2的PWM逆变器进行的动作的图。

图6是表示PWM驱动电压的相电压和线电压的关系的图。

符号说明

1电动助力转向装置

2方向盘

3转向轴

4小齿轮轴

4A小齿轮

5力矩传感器

6力矩传递机构

7电动机(多相交流电机)

8齿条轴

8A齿条齿

9转向轮

10控制装置

11速度传感器

15高压电池

20PWM逆变器

21角度传感器

22主体

25电流传感器

302轴/3相坐标变换器(正弦波生成机构)

31高次谐波产生器

323相加法器(多相加法器)

33开关(可变控制器)

353相/2轴坐标变换器

50目标电流变换器

具体实施方式

(第1实施方式)

图1是表示本发明的作为一实施方式的电动助力转向装置1的图。电动助力转向装置1具备方向盘2、转向轴3、小齿轮轴4、小齿轮4A、力矩传感器5、力矩传递机构6、电动机7、齿条轴8、齿条齿8A、两个转向轮9、控制装置10以及速度传感器11。作为多相交流电机的电动机7例如采用3相无刷电机。

驾驶员操作方向盘2，由此通过电动助力转向装置1进行车辆的行驶方向的进行转向。

方向盘2经由转向轴3以及小齿轮轴4，向力矩传感器5、力矩传递机构6以及小齿轮4A传递基于来自驾驶员的转向力矩的旋转力。

小齿轮4A以及齿条齿8A通过相互啮合，将旋转力变换为沿齿条轴8的轴方向直线运动的力。两个转向轮9、9在来自齿条轴8的使其直线运动力的作用下，使方向改变与旋转力相应的转向角。其结果，车辆的行驶方向按照驾驶员的操作而变化。

力矩传感器5按照基于方向盘2的驾驶员的转向，检测施加给转向轴3的转向力矩从而生成电气力矩信号T，并将该力矩信号T输出给控制装置10。速度传感器11检测车辆的速度(车速)，并将车速信号Vs输出给控制装置10。

电动机7基于3相电流Iu、Iv、Iw，产生辅助力矩，并经由力矩传递机构6传递给小齿轮4A以及齿条轴8。其结果，驾驶员的转向力矩得到减轻。控制装置10向电动机7施加基于力矩信号T、车速信号Vs以及角度信号θ而生成的矩形波电压即PWM驱动电压，流过3相电流Iu、Iv、Iw。

此外，电动机7向控制装置10输出电动机7的旋转角度即角度信号θ。

图2是表示图1的控制装置10以及电动机7的框图。控制装置10具备目标电流变换器50、加法器70、75、电流控制器80、2轴/3相坐标变换器30、3相加法器32、高次谐波产生器31、开关33(可变控制器)以及3相/2轴坐标变换器35，这些器件的功能通过由CPU、ROM以及RAM构成的计算机以及程序来实现。

而且，控制装置10具备PWM逆变器20、高压电池15、电流传感器25。

电动机7具备主体22以及角度传感器21，主体22具备定子以及转子，定子至少具备三个定子绕组。三个定子绕组的一端连接于中性点，另一端连接于主体22的端子，成为星形接线。主体22的转子的旋转轴被可旋转地支撑，通过三个定子绕组产生的磁场而被提供旋转力。

控制装置10进行分解为磁极轴分量和力矩轴分量的dq矢量控制，还进行反馈控制，使q轴电流指令值iq^*和q轴电动机电流值iq的偏差成为零。d轴分量是磁极轴分量，q轴分量是力矩轴分量。电流传感器25检测电动机7的3相电流内的两相电流Iu、Iv的电流值，并向3相/2轴坐标变换器35传递U相电动机电流值iu以及V相电动机电流值iv。角度传感器21检测电动机7的旋转轴的旋转角度，并将角度信号θ输出给2轴/3相坐标变换器30、高次谐波产生器31、PWM逆变器20以及3相/2轴坐标变换器35。

3相/2轴坐标变换器35基于U相电动机电流值iu、V相电动机电流值iv以及角度信号θ，进行3相/2轴坐标变换，生成d轴电动机电流值id以及q轴电动机电流值iq。此外，对于W相电动机电流值iw，通过iu+iv+iw＝0来运算求出。3相/2轴坐标变换例如采用下式来运算。

【数1】

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{Id}\\ \mathrm{Iq}\end{array}\right]=\sqrt{2}\left[\begin{array}{cc}\sin (\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/3)& \sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}+\mathrm{\π}/3)& \cos \mathrm{\θ}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{Iu}\\ \mathrm{Iv}\end{array}\right]$

其中，式中的θ是电角，是将转子的机械旋转角度(机械角)乘以极对数而得的值。

3相/2轴坐标变换器35将d轴电动机电流值id输出给加法器75，将q轴电动机电流值iq输出给加法器70。

目标电流变换器50基于力矩信号T以及车速信号Vs，生成对应的q轴电流指令值iq^*并输出给加法器70。另外，在不进行弱场磁控制的情况下，将d轴电流指令值id^*设定为零。

加法器70从q轴电流指令值iq^*减去q轴电动机电流值iq之后输出给电流控制器80。加法器75从d轴电流指令值id^*减去d轴电动机电流值id之后输出给电流控制器80。

电流控制器80对来自加法器70、75的输出信号进行比例/积分控制(PI控制)，生成对应的q轴电压指令值Vq^*以及d轴电压指令值Vd^*，输出给2轴/3相坐标变换器30。

2轴/3相坐标变换器30是生成依赖于电动机7的旋转角的正弦波的正弦波生成机构，基于q轴电压指令值Vq^*、d轴电压指令值Vd^*以及角度信号θ进行2轴/3相坐标变换，生成3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*。2轴/3相坐标变换例如采用下式来运算。

【数2】

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vu}}^{*}\\ {\mathrm{Vv}}^{*}\\ {\mathrm{Vw}}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{2/3}\left[\begin{array}{cc}\cos \mathrm{\θ}& -\sin \mathrm{\θ}\\ \cos (\mathrm{\θ}-2/3\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}-2/3\mathrm{\π})\\ \cos (\mathrm{\θ}+2/3\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+2/3\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{\mathrm{Vd}}^{*}\\ {\mathrm{Vq}}^{*}\end{array}\right]$

2轴/3相坐标变换器30将3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*输出给3相加法器32。3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*相互具有120度的相位差，是具有相同频率以及振幅的三个正弦波信号电压。

高次谐波产生器31基于角度信号θ产生3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*的高次谐波分量即同步三角波电压Vm，输出给开关33。同步三角波电压Vm例如是三角波，是对3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*重叠同步的奇数倍的高次谐波分量而生成的信号电压。

图3是表示图2的开关33的动作的图。开关33是可变控制器，在车速信号Vs为速度阈值Vs1[km/h]以下时不使同步三角波电压Vm的振幅变化，在车速信号Vs超过速度阈值Vs1时使同步三角波电压Vm的振幅值为零。而且，将同步三角波电压Vm输出给3相加法器32。

另外，速度阈值Vs1设定为表示车辆低速行驶时与高速行驶时的边界的值。

图4是表示图2的3相加法器32所输入输出的信号电压的图。纵轴表示电压[V]，横轴表示角度[度]。3相加法器32(多相加法器)对3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*的振幅值减去同步三角波电压Vm的振幅值，从而生成3相调制波电压Vu、Vv、Vw，并输出给PWM逆变器20(图2)。

此外，图4表示开关33(图2)不使同步三角波电压Vm的振幅变化的情况。3相调制波电压Vu、Vv、Vw与3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*相比，最大振幅附近衰减。因此，整体上振幅减小2ΔA。

另外，在开关33使同步三角波电压Vm的振幅为零时，3相调制波电压Vu、Vv、Vw的波形成为与3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*的波形相同的正弦波形。此外，还可以构成为不根据开关而根据车速来乘以规定的增益。

图5是表示图2的PWM逆变器20进行的动作的图。这里为了便于说明，3相调制波电压Vu、Vv、Vw的波形是开关33使同步三角波电压Vm的振幅为零(车速信号Vs超过了速度阈值Vs1[km/h])时的波形。

图5(a)是表示PWM逆变器20进行的PWM变换的图。PWM逆变器20比较未图示的三角波产生器产生的基准三角波电压Vc和3相调制波电压Vu、Vv、Vw，进行基于三角波比较法的PWM变换，生成PWM控制信号电压。基准三角波电压Vc与3相调制波电压Vu、Vv、Vw相比，频率被设定得较高。该频率被设定得越高，电动机7产生的力矩波动越小。

如图2所示，高压电池15向PWM逆变器20提供直流电压Ea。PWM逆变器20基于PWM控制信号电压，在规定的定时使未图示的多个开关元件接通或关断。

图5(b)是表示施加给图2的电动机7的PWM驱动电压的相电压的图。相电压Vun、Vvn、Vwn的振幅是直流电压Ea，分别施加在电动机7的主体22的U相端子与中性点之间、V相端子与中性点之间、W相端子与中性点之间。

图5(c)是表示施加给图2的电动机7的PWM驱动电压的线电压的图。线电压Vuv、Vvw、Vwu的振幅是直流电压Ea的2倍，分别施加在电动机7的主体22的U相端子与V相端子之间、V相端子与W相端子之间、W相端子与U相端子之间。

图6是表示PWM驱动电压的相电压和线电压的关系的图。电动机7流过与线电压Vuv、Vvw、Vwu相应的3相电流Iu、Iv、Iw，产生与转向力矩相应的辅助力矩。

在图5(c)中，施加给电动机7的线电压Vuv、Vvw、Vwu，在每个半周期时间内，中央部附近的脉冲宽度宽、两端部附近的脉冲宽度窄。因此，1周期内的平均电压等效地成为正弦波电压。

与只是对电动机7施加使脉冲宽度恒定的电压的情况相比，通过施加基于PWM控制的线电压Vuv、Vvw、Vwu，PWM驱动电压的平均电压不发生变形且高次谐波分量也少，所以电动机7产生的力矩波动变小。

伴随力矩信号T的增加，3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*的振幅增加，使电动机7产生对应的辅助力矩。而且，3相调制波电压Vu、Vv、Vw的振幅也同样地增加。

但是，若3相调制波电压Vu、Vv、Vw的振幅超过基准三角波电压Vc的振幅，则PWM驱动电压(线电压)的平均电压变形、高次谐波分量增加，电动机7产生力矩波动。因此，3相调制波电压Vu、Vv、Vw的最大振幅比被限制在规定值(参照非专利文献1的44页)。

在开关33使同步三角波电压Vm的振幅为零时，即使设定为PWM驱动电压(线电压)的平均电压不变形的最大振幅比，PWM驱动电压(线电压)的基波分量的振幅值也比直流电压Ea变小。因此，电压利用率低。这里，所谓电压利用率，是指PWM驱动电压(线电压)的基波分量对直流电压Ea的振幅值的比。

另一方面，在开关33不使同步三角波电压Vm的振幅变化时，与使同步三角波电压Vm的振幅为零的情况相比，PWM驱动电压(线电压)的平均电压不变形的最大振幅比大。即，如图4所示，3相调制波电压Vu、Vv、Vw能够使振幅值增大电压2ΔA。

因此，基于使振幅值增大了电压2ΔA的3相调制波电压Vu、Vv、Vw的线电压Vuv、Vvw、Vwu的基波分量的振幅也能变大，所以还能够使电压利用率提高。

而且，在不使同步三角波电压Vm的振幅变化的情况下，与使同步三角波电压Vm的振幅为零的情况相比，PWM驱动电压(线电压)的平均电压不变形的最大电压利用率提高，PWM驱动电压(线电压)的基波分量的振幅值变得与直流电压Ea大致相等。因此，能够提高可以施加给电动机7的最大电压值，所以与最大电压值相应地流过的3相电流Iu、Iv、Iw的最大电流值也变大，能够提高电动机7产生的最大力矩。

其结果，能够使为了获得相同的电动机输出而需要的3相电流Iu、Iv、Iw的电流值减小。在该情况下，使由定子绕组等电阻部分所产生的损失减少，功率效率也变高。

控制装置10按照车速信号Vs，来决定是否使同步三角波电压Vm的振幅值为零。

电动助力转向装置1在低速行驶时(原地打轮时)产生大的转向力矩，在高速行驶时不使转向力矩变大而以高分辨力进行转向。此外，在低速行驶时需要大的转向力矩，在高速行驶时需要用高分辨力进行转向。因此，电动机7的力矩波动变小，不影响驾驶员的转向感觉。

(第2实施方式)

对于控制装置10(图2)，作为第1实施方式的「可变控制器」的一例，示出了根据车速信号Vs来选择是否使同步三角波电压Vm的振幅值为零的开关33。

在第2实施方式中，还可以具备使同步三角波电压Vm的振幅可变的可变控制器，来代替该开关33。在相关情况下，可变控制器根据车速信号Vs使同步三角波电压Vm的振幅连续地变化。

因此，能够伴随车速信号Vs的增加使同步三角波电压Vm的振幅也增加，所以能够根据车速信号Vs来使驾驶员的转向感觉连续地变化。

(变形例1)

高次谐波产生器31还能够基于角度信号θ而产生与3相正弦波指令电压Vu^*、Vv^*、Vw^*同步的第3次的整数倍的高次谐波分量的信号电压。

在该情况下，施加给电动机7的PWM驱动电压(线电压)的平均电压不包含第3次的整数倍的高次谐波分量，所以波形不失真。

(变形例2)

此外，控制装置10还可以具备功率放大器来代替PWM逆变器20。在相关情况下，功率放大器对3相调制波电压Vu、Vv、Vw进行功率放大之后施加给电动机7。电动机7基于功率放大后的3相调制波电压Vu、Vv、Vw，产生辅助力矩。因此，能够根据车速信号Vs来使电动机输出变化。

(变形例3)

而且，在本发明的电动助力转向装置1中，可以包括方向盘2和转向轮9被机械地分开的线控转向(Steer_By_Wire)。

Claims (5)

1.一种电动助力转向装置(1)，通过按照转向输入而驱动的多相交流电机(7)的力矩，来使车辆进行转向，其特征在于，

具备控制装置(10)，该控制装置(10)将施加给上述多相交流电机(7)的驱动电压的基波和该基波的高次谐波分量相加，基于该相加得到的调制波来驱动上述多相交流电机(7)，

上述控制装置(10)使上述高次谐波分量根据车速而变化。

2.根据权利要求1所述的电动助力转向装置(1)，其特征在于，

上述控制装置(10)具备：

正弦波生成机构(30)，其生成依赖于上述多相交流电机(7)的旋转角的正弦波；

高次谐波产生器(31)，其将上述正弦波作为上述基波来生成高次谐波分量；

可变控制器(33)，其根据上述车速，使上述高次谐波分量的振幅变化；

多相加法器(32)，其将上述正弦波和上述高次谐波分量相加来生成上述调制波；和

PWM逆变器(20)，其利用上述调制波，对上述多相交流电机(7)进行PWM控制。

3.根据权利要求2所述的电动助力转向装置(1)，其特征在于，

上述可变控制器(33)是开关(33)，

上述开关(33)在上述车速超过规定值时，输出使上述高次谐波分量的振幅为零的值，

在上述车速为规定值以下时，直接输出上述高次谐波分量的值。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的电动助力转向装置(1)，其特征在于，

上述高次谐波分量是由上述基波的奇数倍的高次谐波构成的三角波。

5.根据权利要求1～3中任意一项所述的电动助力转向装置(1)，其特征在于，

上述高次谐波分量含有上述基波的3次的整数倍的高次谐波。

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