CN101435871B - 电子扫描雷达设备 - Google Patents

Abstract

在FM-CW或CW雷达设备中，当干扰分量包含在作为来自各个信道的阵列天线单元的差拍信号而获得的信道信号中并且干扰分量由直接接收从外部源发射的CW雷达波而产生时，对每个信道信号施加相位移位，以将各个信道的干扰分量的各个相位移位到与从预定方向接收干扰波相对应的状态。然后消除干扰分量，并且施加逆向相位移位以将信道信号的剩余分量恢复到它们最初的相位状态。

Description

电子扫描雷达设备

技术领域

本发明涉及电子扫描式雷达设备，并且具体地涉及能够抑制接收信号中包含的干扰分量的车载FM-CW(调频-连续波)或CW(连续波)式电子扫描雷达设备。

背景技术

已知这种类型的车载雷达设备，其可以检测诸如前面的车辆之类的目标对象的距离、速度和方向(亦即方位)，以供避免碰撞和车辆控制使用。装备有这种雷达设备并且对其描述设备操作的车辆在下文中将被称为己车。实现这个的一种方法是利用FM-CW雷达。这具有诸如信号处理所需的电路构造简单之类的优点。

图1中的示图(a)和(b)是用于描述使用FM-CW雷达的发射信号和接收信号的混合原理的时序图。S1指示这样的信号，该信号由己车的FM-CW雷达设备从天线作为电磁波发射，并且其频率以如示图(a)所示的频率增加和频率减少的交替区间的方式随时间线性变化。当发射信号S1从目标对象反射时，获得相应的接收信号S2。发射信号和接收信号S1、S2被混合以获得如图1的示图(b)所示的结果。如指示的那样，在其中与正在被发射的信号S1同时地接收信号S2的每个区间期间，作为信号混合的结果，获得具有频率(拍频)fb的差拍信号分量，其中fb是发射信号S1和接收信号S2的各个频率之间的差。拍频的值与延迟时间Δt成比例地变化，所述延迟时间Δt是发射信号的发射波从己车的雷达设备行进到目标对象并返回到该雷达设备所需要的时间。因此，可以基于fb来计算到目标对象的距离。

测量目标对象的距离的一种方法是利用电子扫描。这种方法能够在短时间内执行全方向扫描。从目标对象反射回的雷达波(发射电磁波)由以特定位置排列布置的阵列天线的多个天线单元接收。在反射波由天线单元接收的各个时间之间出现差异，这导致来自天线单元的接收信号之间的相应相位差。天线信号被降频变换以获得各个信道(亦即对应于各个天线单元)的各个降频变换差拍信号。每个差拍信号被A/D转换器周期性地采样以转换成相应的信道数据即信道信号。信道信号之间的相位差(由相应天线单元信号之间的相位差产生)可以用于检测目标对象的方向。这种方法的一种形式被称为DBF(数字射束形成)。使用DBF，在对信道信号进行A/D(模拟到数字)转换之后，基于将信道信号的相位关系与表达从目标对象反射的接收雷达波的到达方向的模式矢量相互关联，获得目标对象的方向。这例如在由科学技术出版公司在日本出版的“Adaptive SignalProcessing with Array Antennas(使用阵列天线的自适应信号处理)”中进行了描述，其在下文中被称为对比文件1。

使用该电子扫描方法，通过周期采样(A/D转换操作)为每个信道同时获取数据(采样值)。然而，这使得有必要为每个信道使用分开的A/D转换器，导致设备变得复杂和昂贵。

如附图中的图5所示(在下文中详细描述)，已知的是，信道选择器开关7可以用于执行来自多个天线单元的各个信号的切换选择，亦即用于天线信号的TDM(时分复用)接收。这例如在对比文件1中进行了描述。

在这种情况下，指定天线单元的数目为k(亦即如从第一天线单元在切换顺序中计数的那样)，在相邻信道的信号之间将会存在切换延迟τ，亦即，使用与信号切换同步的A/D采样，在采样相邻信道的各个信号之间将会存在切换延迟τ。因此，获取第k个天线单元的天线信号的定时相对于第一个天线单元将会被延迟k τ。如果切换延迟的最大值τ[k]与差拍信号的周期相比是可忽略的(亦即τ[k]<<1/fb)，那么可以在从各个天线单元同时接收天线信号的假定之下执行处理。然而实际上，出于成本等的原因，通常有必要使用用于仅能够进行相对低速天线信号切换的信道选择器开关7的电路，所以信道选择器开关7仅能够以相对低的驱动频率来操作。因此通常延迟时间τ[k]不能忽略。特别地，如果由这种切换延迟引起的信道信号之间的相位偏移大，那么检测目标对象的距离的准确性将会下降。因此有必要用相位量Δφ[k]对信道信号施加相位补偿，该相位量Δφ[k]表达如下：

Δφ[k]＝2·π·f_B·τ[k]..........(1)

施加这样的相位补偿处理使得即使当利用天线信号的多路复用时也能够实现准确的方向检测。然而出现了另一个问题，首先参考图2来描述该问题。这里，每个装备有FM-CW雷达设备的车辆在彼此相对的方向上行进。正在发射电磁波(雷达波)Tx的己车50接收由正在反向车道中行驶的车辆52发射的雷达波Rx2。己车50还获取接收由目标对象(前面的车辆51)反射雷达波Tx而产生的反射雷达波Rx1。

由于雷达波Rx2由己车50从发射源直接接收，所以它们可以与反射波Rx1相比以显著更高的信号功率水平来接收。这样一来，对于预期的接收信号分量(由反射雷达波Rx1产生)就不能获得准确的相位信息，所以不能估计目标对象的方向。

这个问题可以通过抑制干扰分量来克服。已被提议用于实现这一点的一种方法利用了滤波器，该滤波器用于抑制与从特定方向到达的接收电磁波相对应的频率分量。这样的方法例如在T.J.Nohara等人的技术论文“Adaptive Mainbeam Jamming Suppression for Multi-Function Radars(用于多功能雷达的自适应主射束干扰抑制)”中进行了描述，其在下文中被称为对比文件2。然而使用时分复用类型的雷达设备无法准确地确定干扰波的到达方向。在下文中将描述关于这一点的原因。

当干扰波Rx2从FM-CW式雷达设备产生时，它们频率线性变化，如来自己车的发射波Tx所进行的那样，如图3的示图(a)所示。如图3的示图(b)所示，当由接收Rx1和Rx2产生的天线信号被提供给信号混合器10时，从混合器产生的合成降频变换信号(差拍信号)S3将会包含由干扰波Rx2产生的干扰分量Tx。在其中干扰分量Tx的频率处在A/D转换器的奈奎斯特(Nyquist)频率之上的每个区间期间，混叠分量将会在采样的信道信号中(亦即在应当表达信道信号的数字数据中)出现。混叠分量频率变化如图3的示图(c)所示。

在这样的情况下，无法使用信道信号之间的相位关系来检测干扰源的方向，以达到抑制从该源发射的干扰信号的目的，或者为各个信道的信号之间的时间延迟执行相位补偿。由混叠引起的这个问题既对于利用同时接收(具有用于各个信道的分开的A/D转换器)的FM-CW雷达设备出现，又对于利用天线信号的TDM(具有单个A/D转换器)的FM-CW雷达设备出现。

如果各个FM-CW调制特性(Rx1、Rx2的频率/时间变化特性)的斜率接近于平行，那么合成干扰分量Ix的频率将会相应地低。然而如果斜率显著不同，如图3中那样，那么干扰分量Ix的频率将会超过用于A/D转换的奈奎斯特频率，造成混叠发生。在这种情况下，A/D转换之前(亦即混叠之前)的信道信号之间的相位关系将不会对应于采样的信道信号之间的相位关系。这样一来，如此获得的信道数据就不能被处理以获得干扰源的方向，所以不能抑制干扰信号。

关于这一点的原因将参考图4来描述，图4示出了当每个信道信号的大幅值干扰分量(在采样之前)具有超过用于A/D转换时的混叠的奈奎斯特限制的频率时，在采样之前和之后的信道信号的波形。示出了三个信道(信道1、信道2、信道3)的信号，其中信道2对应于阵列天线的中心单元。图4的示图(a)图示了这样的情况，其中，在数据定时0、1、2等处同时采样信道信号。每个实线曲线AS示出了采样信道信号的波形(亦即相继数据值的轨迹)，而每个虚线曲线BS则示出了信道信号在采样之前的波形。这个例子假定干扰波从直接位于己车之前(0°方向)的发射源接收，所以全部的采样之前的信道信号都与信道2信号同相。

将会理解的是，在示图(a)的情况下，如果接收干扰波的方向不同于0°方向，导致在每个时间点0、1、2等处在采样之前的信道信号BS之间出现相位差，则由于混叠，这些将不会对应于采样信道信号AS之间的合成相位差，所以不能基于采样信道信号AS来估计干扰源的方向。

图4的示图(b)图示了造成上述切换延迟τ k的上面用于TDM接收的情况。在示图(b)中，符号“x”指示TDM信道信号的采样定时。在这种情况下，尽管干扰波再次被假定沿着0°方向接收，尽管切换延迟时间τ被预定，但是由于混叠的发生，仍然不可以对采样之后的信道信号AS施加用于切换延迟的补偿。由于这一点，并且由于针对上述示图(a)所描述的原因，不能估计干扰源的方向，所以不能基于该方向来抑制采样之后的信道信号AS中的干扰分量。

因为上面的原因，一种用于抑制信道信号中的这种干扰分量的技术已在美国专利公布第2008-0036645号中被提议，其在下文中被指定为对比文件3，由此当每个采样信道信号(A/D转换的差拍信号)的时间轴区间已被转换成包括固定数目的数据值的相应信道数据集时，从每个信道数据集中提取多个短数据段。短数据段分别对应于顺序数据定时，并且每个短数据段的持续时间足够短，使得干扰分量频率在每个短数据段之内没有显著变化。然后获得这些短数据段的各个频谱。然后基于这些频谱为每个短数据段估计干扰信号频率的多个候选值，然后施加DBF(数字射束形成)以获得最适合的候选值，其用于估计最有可能的干扰波到达方向。然后在抑制信道信号中的干扰分量中使用该信息。

然而使用对比文件3的方法，有必要导出干扰分量的混叠前频率的多个候选值，并且基于这些候选值中的每一个来执行DBF处理。特别地，如果有必要使用相对高值的截止频率用于在A/D转换之前施加的低通滤波，那么混叠前频率的候选值数目将会较大。因此，计算操作的所需数目变得过度，并且由于执行实时处理的雷达设备必须以高速执行该处理，所以变得有必要使用具有各个计算程序和计算单元的多个高性能处理器。

发明内容

本发明的目的是通过以下来克服上面的问题：提供一种FM-CW或FM式电子扫描雷达设备，由此可以抑制上述类型的干扰，同时仅需要简单的设备构造。

为了实现上述目的，本发明提供了一种电子扫描雷达设备，其包括：

发射天线，其由发射信号驱动以发射FM-CW或CW电磁波；接收天线，其包括多个天线单元；信号混合器，用于将分别对应于天线单元的多个信道的接收信号与发射信号混合，以导出信道的各个差拍信号；

A/D转换器电路，用于以固定的采样频率采样和量化每个差拍信号，将差拍信号转换成各个信道信号并将相继区间的信道信号存储为各个信道数据集，每个信道数据集包括与各个数据定时相对应的固定数目的数据值；

用于从每个信道数据集中提取多个短数据段的电路，每个短数据段包括固定数目的多个数据值；

干扰分量检测电路，其配置成导出与短数据段相对应的各个频谱，并且从频谱中获得信道信号干扰分量的多个瞬时频率值，瞬时频率值分别对应于数据定时；

干扰抑制电路，其配置成结合信道数据集来处理瞬时频率值，以便检测与干扰分量相对应的发射电磁波的源的方向，并且去除与检测到的方向相对应的信道数据集的分量，以从而获得各个抑制了干扰的信道数据集；以及

方向估计电路，其配置成处理抑制了干扰的信道数据集，以便估计从目标对象反射的电磁波的到达方向。

使用本发明，这样的雷达设备特征在于包括：

相位补偿表生成电路，其配置成导出多组相位补偿值，其中所述组对应于各个数据定时，并且其中每个组之内的相位补偿值对应于各个信道；

干扰相位调整电路，其配置成根据相位补偿值来处理信道数据集，将信道的各个干扰分量移位到与接收的电磁波到达的预定方向相对应的预定相位关系；

干扰去除电路，其配置成根据预定相位关系从信道数据集中去除移位了相位的干扰分量；以及

相位恢复电路，其配置成将信道数据集表示的接收信号分量恢复到相位移位以前存在的相位状态。

使用这样的雷达设备，由于每个信道的干扰分量的各个相位总是被移位到固定预定关系，而不管造成干扰的雷达波的到达方向，所以干扰分量可以被容易地抑制，亦即，总是执行相同的处理过程来抑制干扰分量，而不管干扰雷达波的到达方向。使得没有必要为各个数据定时中的每一个计算干扰分量的瞬时频率的多个候选值，如上述对比文件2的相关现有技术中提议的那样。具体地，由于每个信道的干扰分量的各个相位总是被移位到与干扰源的预定方向相对应的固定预定关系，亦即不必要确定实际方向，所以操作不受A/D转换时发生混叠的影响。

干扰电磁波到达的预定方向可以有利地被设置为0°方向(正前方)，在这种情况下，各个信道的干扰分量的预定相位关系为相位同步状态，其中术语“相位同步”在这里用于表示信道的各个信号值在每个相继时间点处相同的状态。在这种情况下，干扰分量可以作为移位了相位的信道信号的共模分量而被容易地去除。

本发明可以适用于这样的雷达设备，在所述雷达设备中，天线单元的天线信号被提供给各个信号混合器，其中合成的差拍信号由各个A/D转换器采样。本发明同样可以适用于这样的雷达设备，所述雷达设备利用TDM接收，其中开关(多路复用器)连接在接收天线单元和单个信号混合器之间，以便相继选择将要提供给混合器的各个信道的天线信号，所以(由切换延迟引起的)各个信道的信号分量的相位关系不直接对应于接收的雷达波到达的实际方向。

附图说明

图1是用于描述使用FM-CW或CW电子扫描雷达设备的发射信号和接收信号以及信号混合效果的时序图；

图2是其中车辆在反向车道中行驶的交通环境的概念平面图；

图3图示了对于其中接收从另一个车辆发射的FM-CW干扰雷达波的情况，现有技术类型的车载雷达设备的发射信号和接收信号；

图4A和4B图示了分别对于同时接收(为每个信道同时进行A/D采样)和TDM接收的情况，当从正前方接收干扰波并且发生混叠时，在信号的A/D转换之前和之后的各个信道的差拍信号中的干扰分量；

图5是示出电子扫描雷达设备的实施例的总体构造的框图；

图6是用于图示图5的实施例中的处理的概念图，所述处理用于从各个信道的数据中提取短数据段；

图7是用于图示用于导出短数据段的各个频谱的处理的概念图；

图8是用于图示与各个时间点相对应的干扰频率分量的瞬时频率值的概念图；

图9是用于图示本发明原理的概念图；以及

图10是用于图示用于从各个信道的A/D转换的差拍信号去除干扰分量的用本发明执行的基本处理序列的示图。

具体实施方式

图5是示出用数字1指示的电子扫描雷达设备的实施例的总体构造的框图。这是FM-CW式雷达设备，其利用了使用调频(FM)的通过发射信号Tx的连续电磁波(CW)的调制。电子扫描雷达设备1安装在车辆上，并且用来检测在该车辆前方行进的目标对象的距离和相对速度以及到该目标对象的方向。通过电子扫描雷达设备获得的检测结果用作用于控制车辆的行驶等的信息。发射波处在微波频率范围内。

如示出的那样，电子扫描雷达设备1包括接收器部件4、目标对象检测部件17和目标对象跟踪处理部件35。目标对象检测部件17包括干扰抑制部件30，其功能被指示为图6中的各个电路部件。然而使用这个实施例，这些功能通过由微型计算机(亦即具有CPU、RAM、ROM等等)根据存储的程序执行的处理操作来实施。接收器部件4包括：发射信号源，其在这个实施例中为VCO(电压控制振荡器)2；放大器3；以及发射天线5。如上所述，接收器部件4还包括阵列天线8的一组k个天线单元6以及放大器9、信号混合器10、放大器11、LPF(低通滤波器)12、A/D转换器13、缓冲存储器14和VCO 40。

在从调制信号源(未在附图中示出)作为调制信号施加的可变DC电压的控制之下，VCO 2生成例如具有76GHz的中心频率的调频载波信号。调制信号具有如图1的示图(a)所示的三角形式的变化，其中发射信号Tx(调制载波信号)具有相对于中心频率f0的调制度Δf，亦即，调制载波的频率在f0±Δf/2之间变化。发射信号Tx由放大器3放大，并且经由信号分配器41传送到发射天线5，以作为电磁波发射。分配器41将发射信号Tx的一部分传送到信号混合器10，以充当本机振荡器信号。

天线单元6提供K个信道的K个接收信号Rx，亦即，信道选择器开关7具有分别连接到天线单元6的K个输入端和单个输出端。信道选择器开关7以频率fsw在由VCO(电压控制振荡器)40所生成的切换信号(时钟信号)的控制之下执行重复切换，以便以1/fsw的周期执行来自接收天线8的K个信道信号Rx的TDM(时分复用)。使用这个实施例，通过信道选择器开关7电子地亦即在电路之内执行切换。

VCO 40还使数据A/D转换采样定时与接收信号Rx的切换同步。来自信道选择器开关7的输出TDM信号被输入到串联连接的放大器9、信号混合器10和放大器11，其中来自放大器11的输出信号被输入到A/D转换器13。在由放大器9放大之后，来自信道选择器开关7的输出信号在信号混合器10中与发射信号Tx混合，以进行降频变换。由此从信号混合器10中产生并获得各个信道的差拍信号。这样导出差拍信号例如在日本专利公开第11-133142号中进行了描述。

使用三角波FM-CW调制，指定fr为当目标对象的相对速度为零时获得的差拍信号频率，fd为基于目标对象的相对速度获得的多普勒(doppler)频率，fb1为每个向上区间(亦即其中拍频在增加)期间的差拍信号频率，并且fb2为每个向下区间(亦即其中差拍信号频率在减少)期间的拍频，可以获得以下方程(2)和(3)：

fb1＝fr-fd     .....(2)

fb2＝fr+fd     .....(3)

因此，如果在向上区间和向下区间期间测量拍频，则可以从以下方程(4)和(5)获得fr和fd的值。

fr＝(fb1+fb2)/2     ……(4)

fd＝(fb2-fb1)/2     ……(5)

这样一来，就可以从以下方程(6)和(7)获得目标对象的距离R和相对速度V：

R＝(C/(4·ΔF·fm))·fr ……(6)

V＝(C/2·f0))·fd      ……(7)

这里，C是光速，而fm则是FM调制频率。

来自信号混合器10的TDM差拍信号经由放大器11和LPF12被传送到A/D转换器13，以获得上述各个信道信号作为由相继数据值形成的信道数据(数字数据)。信道数据存储在缓冲存储器14中，并且当一组N个数据值已针对K个信道中的每一个被存储时，其中N为固定的复数，(N×K单元)数据集被提供给目标对象检测部件17来处理。这样的数据集将被指示为DT1，并且可以表示如下：

如图5所示，目标对象检测部件17包括干扰抑制部件30、拍频检测部件31、相位补偿部件32和方向检测部件33。干扰抑制部件30包括短数据段提取部件19、频谱计算部件20、干扰频率检测部件18、相位补偿表计算部件21、干扰分量抑制部件26和缓冲存储器27。

存储的数据集DT1概念地表示在图6中。与K个信道相对应的接收信道数据的各个组每个由N个数据值组成，并且在图6中被指示为RD。在每个接收的数据集RD之内，图6中从左至右的相继位置对应于从1至N编号的相继数据定时t。与信道数据集RD的数据相关的如在此使用的术语“数据定时”具有以下意义。例如参考图4的示图(b)，如果图4(b)的相对于信道1的数据的数据定时(t)1，2，3等分别对应于图4(b)中示出的采样时间点1，2，3等，那么相对于信道2的数据定时(t)1，2，3等分别对应于采样时间点(1+τ)，(2+τ)，(3+τ)等。类似地，图4的相对于信道3的数据定时(t)1，2，3等分别对应于采样时间点(1+2τ)，(2+2τ)，(3+2τ)等。

通过干扰抑制部件30的短数据段提取部件19从每个接收数据集RD中提取总共(N-M+1)个短数据段SD，其每个由与相继的数据定时t相对应的M个数据值(其中M为小于N的固定值)形成。使用这个实施例，来自数据集RD的顺序提取的短数据段SD顺序地交迭，以便相继移位一个数据值(亦即一个数据定时)。然而同样可以将每个短数据段相对于前面的段移位不同数目的单位。

如可以从图6中理解的那样，每个接收数据集RD的短数据段SD分别在从t＝1至(N-M+1)的数据定时处开始。从一组存储的数据DT1获得的短数据段可以通过以下表达式来表示：

k＝1...K                               ……(9)

t＝1...N-M+1

随着每个短数据段SD从短数据段提取部件19输出，频谱计算部件20施加DFT(离散傅立叶变换)以获得该短数据段的相应频谱。在图7中概念地图示了针对接收数据集RD的短数据段SD而如此获得的频谱。分别与接收数据集DT1的每个信道的短数据段SD相对应的这些频谱可以通过以下表达式(10)来表示。

(Y[k][1](f)…Y[k][t](f)…Y[k][N-M+1](f))    ……(10)

干扰频率检测部件18计算各个信道的每组K个短数据段SD的频谱(DFT结果)的功率水平的平均值。相对于计算的平均功率水平的信号功率到达峰值时的频率然后被检测作为瞬时拍频。

在图8中概念地图示了瞬时拍频fBA[t]从(N-M+1)组的K个短数据段SD中的导出，其中所述组分别在数据定时t＝1至(N-M+1)处开始。这可以表达为：

f_BA[t]，(t＝1...N-M+1)      ……(11)

在图9中概念地图示了每个信道的瞬时拍频值f_BA[t]对干扰分量Rx2和预期接收信号分量S3的时间轴频率变化的关系。如上所述，当干扰分量作为直接发射的雷达波而被接收时，信道信号中的干扰分量的幅值将会显著高于所需信号分量的幅值。因此，如上所述基于接收功率的峰值导出的瞬时频率值可以被假定为干扰分量的瞬时频率值。另外如图9所示，由于干扰分量的频率值随时间变化，所以所需接收信号分量的频率值在大多数的处理时间内没有与干扰分量的频率交迭。

瞬时拍频值(干扰分量的瞬时频率值)f_BA[t]的导出可以表达如下：

$f_{\mathrm{BA}}\left[t\right]=\underset{f}{\arg \max }\left(\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|Y\left[k\right]\left[t\right]\left(f\right)\right|}^2\right),t=1...N-M+1\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

与特定数据定时t相对应的构成数据集DT1的数据值(瞬时幅值)中的每一个由此可以与特定瞬时干扰分量频率相关。由此获得复频谱矢量，亦即：

Y[][t](f_BA(t))＝[Y[1][t](f_BA(t))…Y[K][t](f_BA(t))]^T………(13)

在方程(13)中，后缀T指示矩阵转置。

这个复频谱矢量的单元可以转换成极坐标形式，亦即其中每个单元变成由幅值项(矢量大小)a₁和相位项e^jθi形成的矢量，所以方程(13)可以表达为：

$Y\left[\right]\left[t\right]\left(f_{\mathrm{BA}}\left(t\right)\right)={\left[\begin{array}{cccc}{a}_1{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_1}& a_2{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& a_K{e}^{j{\mathrm{\&theta;}}_K}\end{array}\right]}^T\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

从方程(14)的各个相位项中获得通过下面的方程(15)表达的被指示为Hosei[t]的相位补偿表。这个表由多组K个相位补偿值组成，其中每个组之内的补偿值分别对应于K个信道，并且其中所述组分别对应于相继数据定时t。

$\mathrm{Hosei}\left[t\right]={\left[\begin{array}{cccc}{e}^{-j{\mathrm{\&theta;}}_1}& e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_2}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& e^{-j{\mathrm{\&theta;}}_K}\end{array}\right]}^T\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(15\right)$

可以理解的是，通过乘以相位补偿表Hosei[t]的相应相位项(相位补偿值)，可以将方程(14)中的每个相位项设置为1(亦即相角转换为零)。

使用本发明，这样的相位补偿表用于将信道信号中的干扰分量的相位关系转换成对应于干扰波到达的一个预定方向，而不管干扰波到达的实际方向。使用这个实施例，预定方向为0°方向。亦即，建立了信道信号的各个干扰分量的相位同步关系(通过上面的图4的示图(a)图示的形式)。

这样一来，使用本发明，由于信道信号中的干扰分量总是被移位到与干扰雷达波的源的预定方向相对应的固定预定相位关系而不管实际方向，所以与现有技术中可能的相比，干扰分量可以通过更加简单的处理来去除。

特别地，信道信号的全部分量(如通过信道数据表示的那样)都通过使用相位补偿表Hosei[t]而被相位移位，以实现信道信号的干扰分量的上述相位关系。干扰分量然后作为信道信号的共相分量(在这个实施例中，共相分量等效于信道信号的平均值)而被去除，并且所有剩余的信道信号分量然后被恢复到它们最初的相位状态。

针对在某个特定数据定时t的每个包含预期信号分量SC和干扰分量KC的信道信号，图10概念地图示了这一点，其中在该定时的这些分量的各个幅值用箭头的长度来指示，并且各个相角(相对于在该特定数据定时的干扰分量KC和预期分量SC的瞬时频率而确定)用箭头的角度来指示。应当理解的是，图10仅打算作为概念性的示图，而不打算示出实际信号状态的例子。

最初，各个信道的信号分量的相位关系如步骤S1所示。在步骤S2中，对于每个信道信号，对构成该信道信号的值中的每一个施加时间轴移位，其中移位的量是这样的：干扰分量KC的相角被移位到预定值，其在这个实施例中为0°。这种移位导致了每个信道信号的预期信号分量SC的相角的相应变化。

这些信道信号中的每一个中的干扰分量KC由此被移位到预定相角，其在这个实施例中为0°(这可以可替选地被认为是将信道信号1和其它信道信号中的每一个之间的相位差设置为0°)。如上所述，各个信道信号中的干扰分量的合成相位同步状态对应于接收来自0°方向的干扰雷达波。

然后在图10的步骤S3中，通过根据步骤S2的预定(视在)干扰源方向亦即在这个实施例中为0°方向而执行的处理，去除每个信道信号中的干扰分量。

将会理解的是，使用本发明，由于(视在)干扰源方向是固定预定的，所以没有必要根据干扰波到达的不同实际方向来改变步骤S3的处理的内容，从而简化了必要的处理。

下一步，在步骤S4中，每个信道信号的预期信号分量SC的相位通过对步骤S2的相位进行逆向相位移位而被恢复到它的最初状态。用这种方式，在干扰分量KC被去除的情况下，信道信号的预期信号分量SC被恢复到它们的最初相位关系。

当0°方向已被建立为干扰雷达波到达的(视在)方向时，每个信道中的干扰分量(亦即各个接收数据集RD中表达的干扰分量)可以通过简单的矩阵计算操作来抑制，如下文中描述的那样。

所有的上述处理都可以在通过雷达设备进行的信号接收期间执行。

特别地，接收的数据DT1被表达为由成组的K个数据值组成的数据x_c[t]，其中每个组的数据值分别对应于K个信道，并且其中所述组分别对应于相继的数据定时t。因此，x_c[t]可以表达如下：

x_c[t]＝(x[1][t] x[2][t]…x[K][t])^T …………(16)

通过以下计算，针对定时t中的每一个的数据，通过干扰分量抑制部件26来执行每个信道的干扰分量的抑制：

diag(Hosei[t]^*)·(I-a(0)·a(0)^T)·diag(Hosei[t])·x_c[t]………(17)

在上式中，符号“＊”指示复共轭，“I”指示大小为K亦即具有K个单元的单位矩阵，并且a(0)指示对应于0°方向的模矢量(大小为K)，其可以表达如下：

$a\left(0\right)=1/\sqrt{K}{\left[\begin{array}{cccc}1& 1& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& 1\end{array}\right]}^T\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(18\right)$

在执行表达式(17)的计算中，干扰分量抑制部件26通过三个相继的矩阵乘法运算(为对应于数据定时t的成组的信道数据值中的每一个)执行图10的步骤S2至S4。首先，使用Hosei[t](使x_c[t]的单元乘以Hosei[t]的相应单元)来获得矢量的相应矩阵的乘法运算对应于图10的步骤S2。

下一步，进行乘法：使用投影矩阵(I-a(0).a(0)^T)，以去除矢量大小的共模分量(在这个实施例中，共相分量等效于信道信号的平均值)，亦即对应于干扰源的0°方向的分量，从而抑制数据x_c[t]中表达的干扰分量。这对应于图10的步骤S3。然后使用diag(Hosei[t]^＊)通过乘法对合成矩阵进行运算。这具有将每个剩余信号分量的相位恢复到其最初值的效果，并因此对应于图10的步骤S4。

应当注意的是，在上述处理中，可以将信道信号的干扰分量移位到与来自除了0°之外的方向的干扰波到达的方向相对应的相位关系。重点在于相位补偿表用于建立(如通过信道数据表示的那样的)信道信号的干扰分量之间的预定相位关系。这种预定相位关系对应于干扰雷达波的预定(视在)到达方向，并且被建立而不管实际到达方向，不管是否在A/D转换时发生混叠，并且不管在TDM接收的情况下天线单元切换延迟的影响。

结果，特别地如上所述如果使干扰分量的预定相位关系对应于干扰源的0°方向，则可以通过简单的计算操作去除各个信道的接收信号中的干扰分量。

实际上，可以优选的是利用下面的表达式(19)的计算来获得针对表达式(17)所描述的结果。在表达式(19)中，后缀H指示共轭转置。表达式(19)的计算执行如下：按照指示的运算顺序从表达式的末端开始相继执行。使用这种算法可以降低处理性能要求并从而降低成本。

随着如上所述对应于各个数据定时t的成组的信道数据xc[t]被相继处理以去除干扰分量，处理过的(抑制了干扰的)信道数据被累积地存储在缓冲存储器27中，其后被提供给拍频检测部件31。

因此可以理解的是，通过上述处理，干扰抑制部件30导出了这样的信道数据，所述信道数据没有通过直接接收从另一个车辆发射的FM-CW或CW雷达波而造成的干扰分量。

如从上面的描述中可以理解的那样，使用本发明，没有必要建立与正在从其接收干扰波的实际方向相对应的信道信号中的干扰分量之间的相位关系。因此变得没有必要执行用于导出和估计多个候选预混叠频率值的复杂处理，以便当在D/A转换时发生混叠时获得干扰雷达波到达的可能方向，如现有技术中提议的那样。由于使用本发明，(如通过缓冲存储器14中保持的接收数据所表示的那样的)各个信道信号中的干扰分量之间的相位关系总是被转换成与干扰雷达波到达的单个预定方向相对应，所以这是可能的。用于去除干扰分量的处理从而可以变得简单，消除了为了执行必要的计算等而对高速数据处理设备的需要。

在目标对象检测部件17中，拍频检测部件31、相位补偿部件32和方向检测部件33对干扰分量已从其中去除的接收信号数据施加已知类型的处理，以从而计算处在电子扫描雷达设备1安装在其中的车辆前面的目标对象的距离、相对速度和相对方向等等。

图5中示出的目标对象跟踪处理部件35执行计算处理以执行沿着时间轴的跟踪，以便检测前面的车辆。为此目的而可以由目标对象跟踪处理部件35执行的处理在现有技术中是已知的，例如在日本专利公布第2003-270341中进行了描述，所以省略详细的描述。

由拍频检测部件31、相位补偿部件32和方向检测部件33所执行的处理可以根据已知的方法来进行，例如在参考上面的对比文件1中详细地描述的那样，所以省略详细的描述。

假定处理部件及其操作内容由控制微型计算机的信号处理软件(程序)来执行，已描述了上述实施例。然而同样可以在诸如FPGA(现场可编程门阵列)或LSI(大规模集成电路)之类的集成电路之内以专用硬件的形式来实现这些。

进而，使用上述实施例，A/D转换器13配置成执行通过以下获得的单个信号的采样和量化：使用信道选择器开关7，多路复用来自阵列天线8的多个天线单元6的各个接收信号。然而本发明同样适用于这样的***，其中没有使用信道选择器开关7，并且其中为每个天线单元提供诸如A/D转换器13之类的各个A/D转换器，亦即其中执行每个信道的同时接收和采样。在这种情况下，干扰分量将会从自A/D转换器获得并作为接收数据而存储的各个信道信号(采样的差拍信号)中去除。

使用本发明，如可以从上面理解的那样，当接收到从迎面而来的车辆发射的FM-CW或CW雷达波时，亦即，接收的干扰波具有比来自前面对象的(预期)反射波更大的幅值，其频率相对于时间而变化，并且当经历A/D转换时可能导致产生混叠的干扰信号，此时，干扰分量可以通过简单的信号处理来去除。

这基本上通过检查每个信道信号的短区间(表达为短数据段SD)来实现，所述短区间足够短，以致可以假定干扰分量在每个短区间期间频率没有变化。由此获得与相继时间轴位置中的每一个相对应的干扰分量频率的瞬时值(瞬时拍频值)。由于以下事实，导出这些瞬时功率值是可能的：接收的干扰雷达波的功率水平一般会显著高于预期(反射)雷达波的功率水平，并且在每个时间点处，信道信号中的干扰分量的频率一般会显著高于预期接收的信号分量的频率。由此获得干扰分量的复频谱，从中可以导出各个信道的干扰分量的相位。这用于获得相位补偿表，该相位补偿表(为相继数据定时中的每一个以及信道中的每一个)表达了信道信号的分量在相位方面必须移位的量，以便将信道的干扰分量设置在与接收的干扰波的特定(视在)方向相对应的特定固定相位关系中。为了便于处理，优选地这为0°方向(正前方)。干扰分量然后可以容易地消除，并且信道信号的剩余频率分量然后被恢复到它们以前的相位关系。

Claims (5)

1.一种电子扫描雷达设备，包括：

发射天线，其由发射信号驱动以发射连续波电磁波；接收天线，其包括天线单元的阵列；以及信号混合器电路，用于将分别对应于所述天线单元的多个信道的接收信号与所述发射信号混合，以导出所述信道的各个差拍信号；

A/D转换器电路，用于以固定的采样频率采样和量化每个所述差拍信号，将所述差拍信号转换成各个信道信号并将相继区间或采样的所述信道信号存储为各个信道数据集，每个所述信道数据集包括与各个数据定时相对应的固定数目的数据值；

用于从每个所述信道数据集提取多个短数据段的电路，每个所述短数据段包括固定数目的多个数据值；

干扰分量检测电路，其配置成导出与所述短数据段相对应的各个频谱，并且从所述频谱中获得所述信道信号的干扰分量的多个瞬时频率值，所述瞬时频率值对应于所述数据定时中的各个数据定时；

干扰抑制电路，其配置成结合所述信道数据集来处理所述瞬时频率值，以便调整与所述干扰分量相对应的接收的电磁波的到达方向，并且去除与所调整的方向相对应的所述信道数据集的分量，从而获得各个抑制了干扰的信道数据集；以及

方向估计电路，其配置成处理所述抑制了干扰的信道数据集，以便估计从目标对象反射的电磁波的到达方向；

其中，所述雷达设备包括：相位补偿表生成电路，其配置成基于所述瞬时频率值导出多组干扰分量相位补偿值，所述组分别对应于所述数据定时，并且每个所述组之内的相位补偿值分别对应于所述信道；

干扰相位调整电路，其配置成根据所述干扰分量相位补偿值来处理所述信道数据集，将对应于所述信道的各个干扰分量移位到指示接收的电磁波到达的预定方向的预定相位关系；

干扰去除电路，其配置成根据所述预定相位关系从所述信道数据集中去除移位了相位的所述干扰分量；以及

相位恢复电路，其配置成将所述信道数据集表示的剩余信号分量恢复到所述相位移位以前存在的相位状态。

2.如权利要求1所述的电子扫描雷达设备，其中所述预定相位关系是各个信道信号的所述干扰分量的相位同步的状态，并且其中所述干扰去除电路配置成去除所述信道信号的共模分量或平均值分量。

3.如权利要求1所述的电子扫描雷达设备，其中所述相位补偿表生成电路配置成：

分析由所述数据值和所述瞬时频率值构成的复频谱，以导出多组矢量，所述组对应于所述数据定时中的各个数据定时，每个所述组的矢量分别对应于所述信道，并且每个所述矢量包括相位项；并且

基于所述相位项中的各个相位项导出所述相位补偿值。

4.如权利要求1所述的电子扫描雷达设备，还包括：

开关，其耦合在所述天线单元的阵列和所述信号混合器之间；以及

切换控制电路，其配置成控制所述开关，以便将所述天线单元的阵列中的各个天线单元选择性地连接到所述信号混合器电路。

5.如权利要求1所述的电子扫描雷达设备，其中所述连续波电磁波为调频连续波电磁波。

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