CN101133580B - 接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明的接收装置是与采用多载波调制方式的无线通信***对应，进而，对除去了用于除去延迟波的影响的特定的信号后的接收信号进行DFT的接收装置，例如，CE部(3)推定传播信道，PG部(4)根据上述推定的信道信息再生包含在接收信号中的导频信号，EMG部(6)将包含在接收信号中的导频信号假定为空载波，根据上述信道信息生成频率均衡矩阵，PR部(5)从上述DFT结果中减去上述再生导频信号，EMM部(7)将上述频率均衡矩阵和上述减去后的信号相乘。

Description

接收装置

技术领域

本发明涉及与多载波调制方式对应的接收装置，特别涉及在空载波(null carrier)不存在或者空载波少的条件下压制延迟波引起的干扰的接收装置。

背景技术

作为以往的无线通信方式，例如有以OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing)方式、DMT(Discrete Multitone)方式为代表的多载波调制方式，该方式用于无线LAN、ADSL等中。这些多载波调制方式是配置与多个频率正交的载波并进行传送的方式，作为其特征，例如作为除去因发送接收机之间的传播路等产生的延迟波的影响的功能，具有保护间隔(Guard Interval)或者循环前缀(Cyclic Prefix)。在接收机中，通过对除去了保护间隔的OFDM符号进行FFT，除去保护间隔内的延迟波的影响，准确地解调数据。

另一方面，上述OFDM方式在超过保护间隔的延迟波到来的状态下，发生符号间干扰，特性大幅度劣化。该问题在发送机中通过附加比假定的延迟时间长的保护间隔能够解决，但这种情况下，保护间隔的辅助操作增加，传送效率下降。

此外，作为解决上述那样的问题的1个方法，例如，SteffenTrautmann先生提出的频率均衡法有效(参照以下专利文献1、非专利文献1)。在这些方法中，利用包含在OFDM信号中的空载波(不发送电力的子载波)，压制时间轴的延迟时间。

例如，在接收机中，通过在“GI Removal模块”中除去保护间隔，用“DFT模块”进行FFT，将时间信号变换为每一子载波的频率信号。可是，在超过保护间隔的延迟波到来的环境中，每个子载波的频率信号不完全正交，相互给予干扰。

为了抑制该干扰并实现频率均衡，均衡矩阵E需要满足下式(1)、(2)。

S_1，red ^TES_1，red＝D_1，red ^-1           (1)

S_0，red ^TEW_MC_err(I₃×iW_MS_1，red)＝0    (2)

D_1，red＝S_1，red ^TDS_1，red

C_err＝C-C_cycl

C_cycl＝iW_MDW_M

而且，上述变量分别表示如下，S_1，red：数据信号列选择矩阵，S_0，red：空载波列选择矩阵，E：频率均衡矩阵，D：传播信道频率矩阵，W_M：DFT矩阵，C：传播信道时间矩阵，C_cycl：传播信道时间矩阵，I₃表示3×3的单位矩阵。此外，上述记号表示为，作为上标文字的-1：逆矩阵，作为上标文字的T：复共轭转置，×：克罗内克积。

因而，在以往的接收机中，对上述式(1)、(2)应用ZF基准，“E-Matrix Generator模块”根据下式(3)制作频率均衡矩阵E。

E＝S_1，redD_1，red ^-1S_1，red ^T-S_1，redD_1，red ^-1W_1，redW_0，red ⁺S_0，red ^T    (3)

W_1，red＝S_1，red ^TW_MZ_c，red ^T

W_0，red＝S_0，red ^TW_MZ_c，red ^T

而且，上述变量表示Z_c，red：误差信道行选择矩阵。此外，上述记号表示，作为上标文字的+：MP一般逆矩阵。

上述频率均衡矩阵E根据ZF(Zero Forcing)基准，利用空载波的冗长性，具有除去延迟波带来的干扰的效果，如上所述，可以用以下参数计算：已知的矩阵S_1，red、S_0，red、根据OFMD信号推定的传播信道信息D_1，red、用最大延迟时间信息生成的误差信道行选择矩阵Z_c，red。

最后，“E-Matrix Multiplier模块”通过将从“DFT模块”输出的信号和频率均衡矩阵E相乘，得到压制了延迟波产生的干扰的每个子载波的频率信息。

此外，以往的接收机应用MMSE(Minimum Mean Square Error)基准，制作用下式(4)表示的均衡矩阵E。

e_i，red＝σ_ui ²h_{red，((d-1)N+1)}*F_1，red ^T·(F_1，redR_hhF_1，red ^T+σ_r ²F_1，redF_1，red ^T)^-1  (4)

e_i＝e_i，redZ_i，red

F_1，red＝Z_i，redW_M

H_red＝C(I₃×iW_MS_1，red)

R_hh＝H_redR_uuH_red ^T

e_i是均衡矩阵E的第i个列分量，h_{red，((d-1)N+1)}是H_red的(d-1)N+i的列分量。此外，R_uu表示输入信号的自相关矩阵，Z_i，red表示抽出e_i的非零要素的抽出矩阵，C表示在时域中的信道矩阵。

为了用上述MMSE基准求出均衡矩阵E，需要对式(4)进行有效载波数次的计算。

专利文献1：国际公开第03/039088号小册子

非专利文献1：Steffen Trautmann and Norbert J.Fliege，“PerfectEqualization for DMT Systems Without Guard Interval”，IEEEJournal on Selected Areas in Communications，vol.20，No.5，June 2002

但是，在上述以往的无线通信方式中，存在以下的问题。

(1)因为利用空载波信息，所以在空载波不存在或者空载波少的条件下，不能得到延迟波干扰压制效果。

(2)没有表示用于得到传播信道信息、最大延迟时间信息的方法。

(3)作为解决(1)的方法之一考虑利用导频信号，但在上述以往的无线通信方式中，虽然进行了与导频信号的利用有关的启示，但没有表示具体的方法。

(4)在基于式(1)～(3)所示的ZF基准的均衡矩阵中产生噪声强调。

(5)基于式(4)所示的MMSE基准的均衡矩阵在计算时，需要对每个子载波进行“有效子载波数×有效子载波数矩阵”的逆矩阵计算，运算量变得非常大。

(6)以往方式只与硬判定输出对应，不能得到软判定输出。

发明内容

本发明就是鉴于上述问题而提出的，其目的在于得到利用导频信号，在空载波不存在或者空载波少的条件下，可以有效地压制因延迟波产生的干扰的接收装置。

为了解决上述问题并实现目的，本发明的接收装置是与采用多载波调制方式的无线通信***对应，并且对除去了用于除去延迟波的影响的特定的信号后的接收信号进行DFT(Discrete Fourier Transform)的接收装置，其特征在于，例如具备：推定传播信道的信道推定单元(相当于以后说明的实施方式的CE部3)；根据与经过上述推定的传播信道有关的信息(信道信息)再生包含在接收信号中的导频信号的导频再生单元(相当于PG部4)；将包含在接收信号中的导频信号假定为空载波，根据上述信道信息生成用于实现频率均衡的矩阵(频率均衡矩阵)的矩阵生成单元(相当于EMG部6)；从上述DFT的结果中减去上述再生导频信号的减法运算单元(相当于PR部5)；将上述频率均衡矩阵和上述减去后的信号相乘的矩阵乘法运算单元(相当于EMM部7)。

根据本发明，例如，当将空载波不存在、导频信号存在的OFDM信号作为输入的情况下，通过再生以及除去导频信号，生成能够将导频信号作为空载波利用的DFT输出。

如果采用本发明，因为生成能够将导频信号作为空载波利用的DFT输出，得到和利用了空载波的频率均衡同等的效果，所以起到例如能够压制由超过了保护间隔(循环前缀)的延迟波产生的干扰的效果。

附图说明

图1是表示本发明的OFDM接收装置的构成例(实施方式1)的图。

图2是表示在实施方式1中的假定的OFDM信号的一例的图。

图3是表示传播信道时间矩阵C的图。

图4是表示在实施方式1中假定的OFDM信号的一例的图。

图5是表示在实施方式1中假定的OFDM信号的一例的图。

图6是表示本发明的OFDM接收装置的构成例(实施方式2)的图。

图7是表示在实施方式2中假定的OFDM信号的一例的图。

图8是表示本发明的OFDM接收装置的构成例(实施方式3)的图。

图9是表示在实施方式3中假定的OFDM信号的一例的图。

图10是表示本发明的OFDM接收装置的构成例(实施方式4)的图。

图11是表示本发明的OFDM接收装置的构成例(实施方式5)的图。

图12是表示本发明的OFDM接收装置的构成例(实施方式5)的图。

(符号说明)

1：GIR(GI Removal)部

2、9b：DFT(Discrete Fourier Transform)部

3、3a：CE(Channel Estimator)部

4：PG(Pilot Generator)部

5：PR(Pilot Removal)部

6、6c-1、6c-2：EMG(E-Matrix Generator)部

7：EMM(E-Matrix Multiplier)部

8b：GIR(GI2 Removal)部

10c：EMC(E-Matrix Combiner)部

11d：RG(Reliability Generator)部

12d：SOD(Soft-Output Detector)部

具体实施方式

以下，根据附图详细说明本发明的接收装置的实施方式。而且， 在本实施方式中，作为一例，记载了***采用OFDM方式的情况，但并不限于此，可以应用到采用多载波调制方式的全部的通信方式(DMT方式等)。

实施方式1

图1是表示本发明的OFDM接收装置的构成例的图，具备：GIR(GI Removal)部1；DFT(Discrete Fourier Transform)部2；CE(Channel Estimator)部3；PG(Pilot Generator)部4；PR(PilotRemoval)部5；EMG(E-Matrix Generator)部6；EMM(E-MatrixMultiplier)部7。

在图1中，将在OFDM接收装置的天线上接收到的信号输入到GIR部1，在GIR部1中，除去保护间隔(GI)。在DFT部2中，通过对GI除去后的时间信号实施DFT等的时间频率变换，生成每个子载波的频率信号。此外，在CE部3中，使用DFT输出来推定传播信道信息(相当于后述的D以及C)、最大延迟时间信息(相当于后述的L_c)，进一步根据上述传播信道信息计算传播信道正交化矩阵(D_1，red)，根据上述最大延迟时间信息计算误差信道行选择矩阵(Z_c，red)。在PG部4中，根据用CE部3推定的传播信道信息和已知的Pilot信息制成再生导频信号。在PR部5中，从DFT输出中除去再生导频信号。在到此为止的处理中，除去导频信号，能够生成假想地将导频信号作为空载波处理的DFT输出。

接着，在EMG部6中，将导频信号假定为空载波，使用基于上述传播信道信息、最大延迟时间信息的式(5)，生成频率均衡矩阵E。

E＝S_1，redD_1，red ^-1S_1，red ^T-S_1，redD_1，red ^-1W_1，redW’_0，red ⁺S’_0，red ^T…(5)

而且，在上述变量中，S_1，red表示数据信号选择矩阵，S’_0，red表示导频信号选择矩阵，D_1，red表示传播信道正交化矩阵。此外，在上述记号中，作为上标文字的-1表示逆矩阵，作为上标文字的T表示复共轭转置，作为上标文字的+表示MP一般逆矩阵。

但是，上述D_1，red如上所述，在CE部3中，如式(6)那样计算。此外，W_1，red、W’_0，red如式(7)、式(8)那样定义。

D_1，red＝S_1，red ^TDS_1，red           ...(6)

W_1，red＝S_1，red ^TW_MZ_c，red ^T         ...(7)

W’_0，red＝S’_0，red ^T W_MZ_c，red ^T    ...(8)

而且，Z_c，red表示误差信道行选择矩阵，D表示传播信道频率矩阵，这些在CE部3中计算。此外，W_M表示DFT矩阵。

最后，在EMM部7中，通过将从PR部5输出的信号和频率均衡矩阵E相乘，生成压制了延迟波产生的干扰的每个子载波的频率信息。

接着，使用在本实施方式中假定的OFDM信号具体地说明上述处理。图2表示OFDM信号的一例，在本实施方式中，作为空载波不存在的OFDM信号的一例，用数据信号(Data)和导频信号(Pilot)构成子载波。例如，在CE部3中，当得到在各子载波(载波i)中的传播信道频率应答d_i的情况下，通过对d_i进行平均化处理等，除去超过GI的延迟波的影响。此时，传播信道频率矩阵D能够用下式(9)表示。

[数1]

D＝diag(d_ie^j2πi/M)    ...(9)

而且，diag(x_i)表示在(i，i)要素中具有x_i的对角矩阵。

在上述的传播信道时间矩阵C_cycl中，例如当将DFT的大小设置成M的情况下，C_cycl变成M×M矩阵。超过GI的延迟波分量的传播信道应答被折叠包含在C_cycl中，CE部3根据该矩阵计算最大延迟时间L_c，在C_cycl的矩阵分量中展开，由此得到不存在折叠的传播信道时间矩阵C。图3是表示传播信道时间矩阵C的图。此时，在PG部4中的再生导频信号y_p能够如式(10)那样表示。

[数2]

$y_p\left(k\right)=W_M\mathrm{CG}(I_3\×i{W}_M)\left(\begin{array}{c}p(k-1)\\ p\left(k\right)\\ p(k+1)\end{array}\right)---\left(10\right)$

而且，在上述变量中，p(k)表示在时刻k中的发送导频信号向量，G表示保护间隔矩阵。

此外，在PR部5中通过从DFT输出中除去上述再生导频信号y_p，在后级上可以将导频信号作为空载波利用。

而且，关于OFDM信号，不限于上述图2，例如也可以设置成图4或者图5的构成。例如，图4是表示和上述图2不同的OFDM信号的一例的图，该OFDM信号中，子载波用数据信号(Data)、导频信号(Pilot)、空载波(Null)构成。通过从该OFDM信号中除去导频信号，可以利用的空载波增加，频率均衡的效果增大。此外，图5是表示和上述图2以及图4不同的OFDM信号的一例的图，该OFDM信号中，子载波用数据信号(Data)、导频信号(Pilot)构成，但在每个OFDM符号中导频信号的位置变化。在该OFDM信号中，通过使用与OFDM符号对应的导频信号向量p(k)、导频信号选择矩阵S ’_0，red，在图1的构成中可以对应。

这样在本实施方式中，例如，当将空载波不存在，导频信号存在的OFDM信号作为输入的情况下，通过再生以及除去导频信号，生成能够将导频信号作为空载波利用的DFT输出，得到和利用了空载波的频率均衡相同的效果。由此，能够压制由超过了GI的延迟波产生的干扰。

此外，对于存在空载波和导频信号的OFDM信号，通过再生以及除去导频信号，进一步增加可以利用的空载波，压制由超过GI的延迟波产生的干扰。

此外，对于和时间一同使导频信号的位置变化的OFDM信号，进行时变导频信号的再生以及除去，进行利用了时变空载波的频率均衡，由此压制由超过了GI的延迟波产生的干扰。

实施方式2

图6是表示本发明的OFDM接收装置的构成例的图。在本实施方式中，代替在上述的实施方式1中的CE部3，例如具备CE部3a，它不使用DFT输出，而使用天线输出，推定传播信道信息(C以及D)、最大延迟时间信息(L_c)，进而，根据上述传播信道信息计算传播信道正交化矩阵(D_1，red)，根据上述最大延迟时间信息计算误差信道行选择矩阵(Z_c，red)。而且，对于和上述的实施方式1一样的构成，附加同一符号并省略其说明。在此，只说明和上述的实施方式1的处理不同的CE部3a。

图7是表示在本实施方式2中假定的OFDM信号的一例的图。在本实施方式中，假定结合了发送系列是已知的前导、在实施方式1中使用的OFDM信号的信号。

首先，在本实施方式中，CE部3a通过取接收信号的前导部分(Preamble)和已知系列的相互关系，推定传播信道时间应答c_i、最大延迟时间L_c。而且，在此得到的传播信道应答根据上述相关处理得到噪声压制效果。接着，通过根据最大延迟时间L_c对传播信道时间应答c_i进行矩阵化，生成在实施方式1中表示的传播信道时间矩阵C_cycl、C。进而用下式(11)计算传播信道频率矩阵D。

D＝W_MC_cycliW_M    ...(11)

这样在本实施方式中，例如当将具有前导的OFDM信号作为输入的情况下，在时域上取得接收信号和已知系列的相互相关。由此，在能够得到和上述的实施方式1同样的效果的同时，能够进一步得到高精度的传播信道应答。

实施方式3

图8是表示本发明的OFDM接收装置的构成例的图。在本实施方式中，除了实施方式1的构成外，进一步具备用于除去与用GIR部1进行处理的GI不同的保护间隔长度的GI2的GIR(GI2Removal)部8b，使用DFT部9b输出，推定传播信道信息(C以及D)、最大延迟时间信息(L_c)，进而，根据上述传播信道信息计算传播信道正交化矩阵(D_1，red)，根据上述最大延迟时间信息计算误差信道行选择矩阵(Z_c，red)。而且，对于和上述实施方式1一样的构成，附加相同的符号并省略其说明。在此，只说明和上述实施方式1处理不同的GIR部8b以及DFT部9b。

图9是表示在实施方式3中假定的OFDM信号的一例的图。在本实施方式中，假定结合了发送系列是已知的前导、在实施方式1中使用的OFDM信号的信号。进而，作为在前导中使用的保护间隔，使用比一般符号长的保护间隔(GI2)。例如在作为无线LAN的标准之一的IEEE802.11a中，作为长前导使用连接了保护间隔(GI2)和2个数据(Preamble)的前导。

在本实施方式中，GIR部8b除去图9所示的GI2，抽出Preamble。通过DFT部9b对该Preamble执行DFT，得到传播信道频率应答。在该处理中，因为GI2比通常设定得长(与图9所示的GI相比)，所以例如对于超过GI的延迟波也能够收纳在GI2内。即，在DFT部9b的输出中，因为不存在因超过GI2的延迟波产生的干扰，所以各子载波正交。由此，DFT部9b的输出相当于传播信道频率应答d_i。而后，CE部3和实施方式1一样，用上述的式(9)求出传播信道频率矩阵D。

以后，使用和实施方式1一样的方法推定L_c、C。而且，在此得到的传播信道应答因为不受超过保护间隔的延迟波的影响，所以能够作为高精度的传播信道应答得到。此外，当Preamble重复被发送的情况下，通过对后半的Preamble进行同一操作而进行平均，可以得到进一步高精度的应答。

这样在本实施方式中，例如，当将具有包含了由延迟波产生的干扰不存在的程度的长度的保护间隔的前导的OFDM信号作为输入的情况下，在使用该前导高精度地除去了由延迟波产生的干扰的状态下，在频域中进行DFT。由此，在能够得到和上述的实施方式1一样的效果的同时，能够进一步得到高精度的传播信道应答。

实施方式4

图10是表示本发明的OFDM接收装置的构成的图。本实施方式中，代替实施方式1中的EMG部6，具备生成均衡矩阵的2个EMG部6c-1、6c-2和合成该均衡矩阵的EMC(E-Matrix Combiner)部10c。例如，EMG部6c-1对难于受噪声影响的信号均衡要素应用ZF基准来削减计算量。另一方面，EMG部6c-2对容易受噪声影响的干扰压制要素应用MMSE基准，提高耐干扰性。

在此，说明本实施方式中的EMG部6c-1、6c-2的动作。首先，在均衡矩阵E的计算中，需要求出满足上述的式(1)、(2)的E。在此，EMG部6c-1如式(12)所示，通过用ZF基准求解式(1)，得到均衡矩阵E₁。

E₁＝S_1，redD_1，red ^-1S_1，red ^T                   …(12)

接着，在EMG部6c-2中如式(13)所示，将上述式(12)代入上述的式(2)，通过用MMSE基准求解来得到均衡矩阵E₀。

[数3]

$E_0=S_1\frac{-2S_0^T{W}_c{R}_{\mathrm{th}}{\mathrm{iW}}_c{S}_1{D}^{-1T}}{{2S}_0^T{W}_c{R}_{\mathrm{th}}{\mathrm{iW}}_c{S}_0+\frac{{\mathrm{MI}}_K}{{\mathrm{\σ}}_u^2/{\mathrm{\σ}}_n^2}}---\left(13\right)$

而且，W_c＝W_MZ_c ^T，C_errC_err ^T＝2Z_c ^TR_thZ_c，σ_n ²表示发送信号电力，σ_n ²表示噪声电力，I_K表示K×K的单位矩阵。

而后，在EMC部10c中，合成作为EMG部6c-1的输出的E₁ 和作为EMG部6c-2的输出的E₀，将其合成结果E向EMM部7输出。

如上所示，在本实施方式中，通过具备用ZF基准求出均衡矩阵的EMG部6c-1、用MMSE基准求出均衡矩阵的EMG部6c-2、合成两者的均衡矩阵的EMC部10c，实现计算量的削减以及耐干扰性的提高。由此，能够用比以往方式低的计算量实现比以往方式优异的特性。

实施方式5

图11、图12是表示本发明的OFDM接收装置的构成的图。详细地说，图11是对上述的实施方式1的构成应用了本实施方式的特征性处理时的一例，图12是对上述的实施方式4的构成应用了本实施方式的特征性的处理时的一例。

例如，本实施方式的OFDM接收装置除了上述的实施方式1～4的构成外，进一步具备RG(Reliability Generator)部11d和SOD(Soft-Output Detector)部12d。RG部11d根据从EMG部6或者EMC部10c输出的均衡矩阵E，输出各子载波的可靠度。SOD部12d使用EMM部7的输出来生成软判定值，进而，输出乘以从RG部11d输出的可靠度的软判定值。

在此，说明RG部11d的动作。在软判定值中的可靠度信息一般能够用接收信号和复制品(replica)的信号点间距离的差求得。但是，在使用实施方式1～4的情况下，因为接收信号用均衡矩阵E变换，所以不能在SOD部12d中准确地得到可靠度信息。因而，用RG部11d另外生成可靠度。

下式(14)表示生成可靠度信息：Rel时的一例。

Rel＝diag(S_1，red ^TES_1，red)^-2   ...(14)

而且，在式(14)中，将作为均衡矩阵E的对角要素的信号均衡要素的电力的倒数作为可靠度信息，该可靠度信息可以简易地导出。

此外，下式(15)表示生成可靠度信息：Rel时的另一例。

Rel＝S_1，red ^T{1-Ediag(D)}^-1    ...(15)

而且，式(15)表示将发送信号电力作为1时的均衡后的SNR。该可靠度信息意味着将均衡后的SNR作为可靠度，与式(14)相比成为更准确的可靠度。

此外，SOD部12d对于在每个子载波中判定的每个位的软判定值，乘以从RG部11d输出的每个子载波的可靠度信息，输出每个位的软判定值。

这样，在本实施方式中，RG部11d根据均衡矩阵E输出各子载波的可靠度，SOD部12d使用压制了由延迟波产生的干扰的每个子载波的频率信息来生成软判定值，输出进而乘以上述每个子载波的可靠度的软判定值。由此，能够得到可以输出软判定值的接收装置。

如上所示，本发明的接收装置在采用多载波调制方式的无线通信***中有用，特别在空载波不存在，或者空载波少的条件下，适宜作为压制由延迟波产生的干扰的接收装置使用。

Claims (10)

1.一种接收装置，与采用多载波调制方式的无线通信***对应，并且对除去了用于除去延迟波的影响的特定的信号后的接收信号进行DFT，其特征在于，具备：

推定传播信道信息的信道推定单元；

根据所推定的上述传播信道信息，再生包含在接收信号中的导频信号的导频再生单元；

将包含在接收信号中的导频信号假定为空载波，根据上述传播信道信息生成用于实现频率均衡的矩阵、即频率均衡矩阵的矩阵生成单元；

从上述DFT的结果中减去上述再生导频信号的减法运算单元；以及

将上述频率均衡矩阵和由上述减法运算单元减去后的信号相乘的矩阵乘法运算单元。

2.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：

上述信道推定单元根据上述DFT处理后的频域的接收信号推定传播信道信息。

3.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于：

上述信道推定单元根据包含在上述DFT处理前的时域的接收信号中的、已知发送系列的前导来推定传播信道信息。

4.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，还具备：

将具有前导的接收信号作为输入，其中所述前导包含与在能够除去全部的延迟波的影响的程度下足够长的上述特定的信号即第1特定信号不同的、规定的信号即第2特定信号，除去上述第2特定信号的除去单元；以及

对除去了上述第2特定信号后的前导进行DFT的DFT单元，

其中，上述信道推定单元根据在上述DFT单元中进行DFT处理后的、已知发送系列的前导来推定传播信道信息。

5.根据权利要求1所述的接收装置，其特征在于，具备：

根据上述频率均衡矩阵生成每个子载波的可靠度的可靠度生成单元；

使用上述矩阵乘法运算单元的输出来生成每个子载波的第一软判定值，并且输出作为对该第一软判定值乘以上述可靠度的结果的第二软判定值的软判定值输出单元。

6.根据权利要求3所述的接收装置，其特征在于，具备：

根据上述频率均衡矩阵生成每个子载波的可靠度的可靠度生成单元；

使用上述矩阵乘法运算单元的输出来生成每个子载波的第一软判定值，并且输出作为对该第一软判定值乘以上述可靠度的结果的第二软判定值的软判定值输出单元。

7.根据权利要求4所述的接收装置，其特征在于，具备：

根据上述频率均衡矩阵生成每个子载波的可靠度的可靠度生成单元；

使用上述矩阵乘法运算单元的输出来生成每个子载波的第一软判定值，并且输出作为对该第一软判定值乘以上述可靠度的结果的第二软判定值的软判定值输出单元。

8.一种接收装置，与采用多载波调制方式的无线通信***对应，并且对除去了用于除去延迟波的影响的特定的信号后的接收信号进行DFT，其特征在于，具备：

推定传播信道信息的信道推定单元；

根据所推定的上述传播信道信息，再生包含在接收信号中的导频信号的导频再生单元；

根据上述传播信道信息生成用于实现频率均衡的2个频率均衡矩阵的第1以及第2矩阵生成单元；

合成上述2个频率均衡矩阵的均衡矩阵合成单元；

从上述DFT的结果中减去上述再生导频信号的减法运算单元；

将作为上述合成结果的频率均衡矩阵和由上述减法运算单元减去后的信号相乘的矩阵乘法运算单元。

9.根据权利要求8所述的接收装置，其特征在于：

上述第1矩阵生成单元对信号均衡要素应用ZF基准，上述第2矩阵生成单元对干扰压制要素应用MMSE基准。

10.如权利要求8所述的接收装置，其特征在于，具备：

根据作为上述合成结果的频率均衡矩阵生成每个子载波的可靠度的可靠度生成单元；

使用上述矩阵乘法运算单元的输出来生成每个子载波的第一软判定值，并且输出作为对该第一软判定值乘以上述可靠度的结果的第二软判定值的软判定值输出单元。

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