CN102664687A - 一种chirp-ofdm***频域分集接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明的目的在于提供一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法，包括以下步骤：在发射端，将数据串并转换后调制到频谱上，进行离散傅立叶逆变换，得到一组时域信号，对时域信号以线性调频信号为载波做扩频调制，确定调频斜率；在接收端，将接收到的串行信号去除循环前缀，对信号解扩调制，同样采用确定的线性调频信号作为载波，调频斜率与发射端共轭；进行离散傅立叶变换得到频域频谱，对多途信号的每一根谱线作相位补偿，并与直达信号谱线相叠加，使得各个谱线同相相加，达到分集接收的目的，继而恢复出发送信号；进行数字解调，得到数据输出。本发明有效的克服信道中的频率选择性衰落，提高了***性能。

Description

一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法

技术领域

本发明涉及的是一种水声通信、信号检测等领域的通信技术。

背景技术

水声信道中存在的多途效应，使得其信道传输函数具有梳状滤波器的形式，即存在频点的衰落和增强区间，当信号频率成分处在频点的衰落区间时，信号能量减弱甚至消失，严重影响了信息的传输，对于正弦信号这种单频信号影响尤为严重，若采用宽带信号，即使某些频率成分能量受到影响，但整体仍能保证信号的正常传输。

传统的OFDM***以正弦信号为载波，将有效信息以QPSK等映射方式调制到相互正交的正弦信号上进行信号的传输。

但是，水声信道大多是频率选择性衰落信道，当子信道处在深衰落时，这种信道均衡的方法同样无法发挥作用，***的性能受到严重抑制。

扩频通信能够抗信道衰落、多径干扰，具有传输距离远、可靠性高、被截获性低的优点，但传输数据率不高。OFDM是一种带宽有效的多载波并行传输方法。将两者进行有机的结合，能够获得较好的稳定性能。

发明内容

本发明的目的在于提供有效的克服信道中的频率选择性衰落、提高***性能的一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法。

本发明的目的是这样实现的：

本发明一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法，其特征是：

(1)在发射端，将数据串并转换后调制到频谱上，相邻谱线间具有保护间隔；

(2)进行离散傅立叶逆变换，得到一组时域信号，对时域信号以线性调频信号为载波做扩频调制，确定调频斜率，所述的扩频调制前加入循环前缀；

(3)在接收端，将接收到的串行信号去除循环前缀，对信号解扩调制，同样采用确定的线性调频信号作为载波，调频斜率与发射端共轭；

(4)进行离散傅立叶变换得到频域频谱，对多途信号的每一根谱线作相位补偿，并与直达信号谱线相叠加，使得各个谱线同相相加，达到分集接收的目的，继而恢复出发送信号；

(5)进行数字解调，得到数据输出。

本发明还可以包括：

1、所述的保护间隔为：

X＝[x₁，x₂，...x_N-1]^T表示某个OFDM块所承载的数据信息，向量S＝[s₁，s₂，...s_N-1]^T表示变换后的时域数据。

2、所述的对时域信号以线性调频信号为载波做扩频调制为：

复制尾部数据作为循环前缀添加到数据前端，并采用某确定的Chirp信号作为载波对信号扩频调制，得到一族相互正交的Chirp：

$\tilde{T}=T_{\mathrm{Chirp}}T$

其中，T＝T_CPS，T_CP为(N+N_CP)×N的循环前缀***矩阵，Chirp信号T_Chirp＝[T_Chirp(0)，T_Chirp(1)……T_Chirp(N+N_CP-1)]，

3、在接收端，去除循环前缀后对信号进行解扩调制，采用与发射端扩频信号大小相同，符号相反的调频斜率的Chirp信号：

$\tilde{V}=R_{\mathrm{Chirp}}{R}_{\mathrm{CP}}R$

其中，

R_CP为N×(N+N_CP)的循环前缀去除矩阵。

本发明的优势在于：本发明在常规的OFDM***的基础上，以线性调频信号作为载波，对时域信号进行扩频解扩处理，使得多径分量与直达信号分量相互分离，抑制了信道的频率选择性深衰落对信号的影响。子载波在频域上频点之间具有一定的保护间隔，保护间隔的选取取决于信道中的时延扩展。接收端的信号在频域上因多径产生的谱线成分与直达声谱线分离开来，各成分能量相互独立，在还原真实信号时，有效利用了多径分量的能量。

附图说明

图1是频域分集接收的示意图1；

图2是频域分集接收的示意图2；

图3是某水声信道的冲击响应函数；

图4是-10dB高斯白噪声背景下，接收信号进行频域分集接收前后的信号频谱；

图5是0dB高斯白噪声背景下，接收信号进行频域分集接收前后的信号频谱；

图6是采用chirp-OFDM通信***与传统OFDM***误码率曲线图。

具体实施方式

下面结合附图举例对本发明做更详细地描述：

结合图1～6，在发射端，将数据串并转换后按一定规则调制到频谱上，相邻谱线间具有一定的频率保护间隔，大于信道中主要多径分量产生的最大谱线偏移量。进行离散傅立叶逆变换，得到一组时域信号，对时域信号以线性调频信号为载波做扩频调制，调频斜率确定。为消除前后符号间的相互干扰，扩频调制前加入循环前缀。

在接收端，首先将接收到的串行信号去除循环前缀，对信号解扩调制，同样采用确定的线性调频信号作为载波，调频斜率与发射端共轭。然后进行离散傅立叶变换得到频域频谱，对多途信号的每一根谱线作相位补偿，并与直达信号谱线相叠加，使得各个谱线同相相加，达到分集接收的目的，继而恢复出发送信号，然后进行相应的数字解调，得到数据输出。

本发明还包括：

1.发射端将数据信息调制到并行的频域的频点上，进行离散Fourier逆变换，各个载波之间加入频率保护间隔：

$S=F_N^{-1}X$

X＝[x₁，x₂，...x_N-1]^T表示某个OFDM块所承载的数据信息。向量S＝[s₁，s₂，...s_N-1]^T表示变换后的时域数据。

2.复制尾部数据作为循环前缀添加到数据前端，并采用某确定的Chirp信号作为载波对信号扩频调制，得到一族相互正交的Chirp：

$\tilde{T}=T_{\mathrm{Chirp}}T$

其中，T＝T_CPS，T_CP为(N+N_CP)×N的循环前缀***矩阵，Chirp信号T_Chirp＝[T_Chirp(0)，T_Cirp(1)……T_Chirp(N+N_CP-1)]，

3.经过水声信道后，得到接收端信号：

$R=H\·\tilde{T}+n$

其中，H为信道传输矩阵，n为高斯白噪声矢量。

4.在接收端，去除循环前缀后对信号进行解扩调制，采用与发射端扩频信号大小相同，符号相反的调频斜率的Chirp信号。

$\tilde{V}=R_{\mathrm{Chirp}}{R}_{\mathrm{CP}}R$

其中，

R_CP为N×(N+N_CP)的循环前缀去除矩阵。

5.接收信号的直达和多径分量在频域上形成相互分离的谱线，对每个多径分量谱线按一定规则进行相位补偿，使得所有信号同相叠加，得到分级接收增益，解调，恢复出原始的信息。

常规OFDM***，发射端将数据信息经过串并转换后调制到并行的频点上，经过离散傅立叶逆变换后，得到

$S=F_N^{-1}X---\left(1\right)$

X＝[x₁，x₂，...x_N-1]^T表示某个OFDM块所承载的数据信息。向量S＝[s₁，s₂，...s_N-1]^T表示变换后的时域数据。

为消除符号间干扰(ISI)，在信号前端加入循环前缀CP，得到：

T＝T_CPS    (2)

其中T_CP为(N+N_CP)×N的循环前缀***矩阵

$T_{\mathrm{CP}}=\left[\begin{array}{cc}{O}_{N_{\mathrm{CP}}\×(N-N_{\mathrm{CP}})}& I_{N_{\mathrm{CP}}\×C_{\mathrm{CP}}};I_{N\×N}\end{array}\right]---\left(3\right)$

设信道冲激响应的采样为h＝[h(0)h(1)……h(L-1)]，我们定义信道传输矩阵

经过信道，接收信号为

R＝H·T+n    (5)

式中n为高斯白噪声矢量。

在接收端，去除循环前缀。得到

V＝R_CPR    (6)

其中，R_CP为N×(N+N_CP)的循环前缀去除矩阵

$R_{\mathrm{CP}}=\left[\begin{array}{cc}{O}_{N\×N_{\mathrm{CP}}}& I_{N\×N}\end{array}\right]---\left(7\right)$

经过离散傅立叶变换，得到

Y＝F_NV    (8)

由于我们假设CP的长度大于信道的最大时延，那么，在接收端去掉CP后，相邻OFDM块间的干扰可以完全消除，将上述各式综合后得到

$Y=F_N{R}_{\mathrm{CP}}{\mathrm{HT}}_{\mathrm{CP}}{F}_N^{-1}X+F_N{R}_{\mathrm{CP}}n---\left(9\right)$

令

可以发现其是一个N×N循环矩阵，再令

上式可化简为

Y＝D_HX+N    (10)

式中，N＝F_NR_CPn代表噪声向量。由于F_N是功率归一化的满秩矩阵，N中的元素的统计特性与n相同，相互独立并呈均值为0方差为σ的高斯分布。

由于矩阵

是一个循环矩阵，可以很容易被DFT矩阵对角化。使得矩阵D_H为一对角阵，其对角线上各元素为信道冲激响应的采样向量h＝[h(0)h(1)……h(L-1)]经N点傅立叶变换后所得向量H＝[H(0)H(1)……H(N-1)]，即

Y＝diag(H)X+N    (11)

其中，diag(H)表示由向量H＝[H(0)H(1)……H(N-1)]构成的对角阵，其中对角线元素

从上面分析可以看出，对角线元素是由多径信号叠加而成，相位取决于载波频率与时延，这是产生频率选择性衰落的根本原因。当载波k处于深衰落点的时候，H(k)趋近于零，发射信息X(k)遭到破坏，无法通过频域均衡还原。

因此我们对传统OFDM作改进，在OFDM对信号加入循环前缀后，用某确定的Chirp信号扩频载波，即

$\tilde{T}=T_{\mathrm{Chirp}}T---\left(12\right)$

其中 $T_{\mathrm{Chirp}}=[T_{\mathrm{Chirp}}\left(0\right),T_{\mathrm{Chirp}}\left(1\right)......T_{\mathrm{Chirp}}(N+N_{\mathrm{CP}}-1)],T_{\mathrm{Chirp}}\left(n\right)=\exp \left(j2\mathrm{\π}{\mathrm{\αn}}^2{T}_s^2\right),$ α为调频斜率，T_s为采样周期。相乘后使得OFDM信号的所有载频变成斜率相同、中心频率不同、正交的Chirp信号。

经过信道，接收信号变为

$R=H\·\tilde{T}+n---\left(13\right)$

在接收端，去除循环前缀后对信号进行解扩调制，采用与发射端Chirp信号大小相同，符号相反的调频斜率，R_Chirp＝[R_Chirp(N_CP)，R_Chirp(N_CP+1)……R_Chirp(N+N_CP-1)]，得到

$\tilde{V}=R_{\mathrm{Chirp}}{R}_{\mathrm{CP}}R---\left(14\right)$

其中， $R_{\mathrm{Chirp}}\left(n\right)=\exp \left(j2\mathrm{\π}{\mathrm{\αn}}^2{T}_s^2\right).$

Chirp载波与单频载波不同，单频信号时延频率不变，只产生相位变化。而Chirp信号时延不仅相位发生变化，而且中心频率也发生改变。去除循环前缀后，用同一个Chirp信号解扩调制使得直达声信号不变，多径信号根据时延产生不同的频移与相移。

将上述各式综合后得到

$Y=F_N{R}_{\mathrm{Chirp}}{R}_{\mathrm{CP}}{\mathrm{HT}}_{\mathrm{Chirp}}{T}_{\mathrm{CP}}{F}_N^{-1}X+F_N{R}_{\mathrm{Chirp}}{R}_{\mathrm{CP}}n---\left(5\right)$

令

矩阵

依然是一个循环矩阵，能够被Fourier变换矩阵对角化，即：

Y＝diag(H)X+N    (16)

这时某一载波的多径信号不是在同一个频点上叠加，而是被扩展到不同频点上。我们做归一化处理，令

信道冲击响应函数的长度为L，则多径信号产生的最大频移也为L。可得一组谱线簇，即

$H(k-l)=h\left(l\right)\exp (-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{lk}}{N}+\mathrm{j\π}\frac{l^2}{N}),l=\mathrm{0,1}......L-1---\left(17\right)$

为了避免ICI干扰，在发射时向各个载波之间加入频率保护间隔，保护间隔大于L。根据式17，如图2所示，当FFT的频率分辨率足够高时，只要对多径信号的每一根谱线作相位补偿叠加，使得所有信号同相叠加，即可以得到分级接收增益，以从根本上消除了频率选择性干扰。

一方面，这种通信方式将信号因多径产生的谱线成分与直达声谱线分离开来，抑制了信道的频率选择性深衰落对信号的影响，另一方面，在恢复真实信号时，有效利用了多径分量的能量，提高了***的性能。如示意图1所示，同一时延量在频域不同频点上造成了大小相同的频移量，恢复时，有效利用了这些频移分量，增强了原始信号的能量。

实验条件如下，采用带宽1kHz的线性调频信号作为载波，相邻信号间中心频率间隔1.25kHz，信号频率范围2～6.75kHz，采样频率应大于信号最高频率的2倍，这里采用30kHz，一帧信号的时长为40ms，在具有多径结构且噪声背景为高斯白噪声的水声信道中进行传输。

图3为信道的冲击响应函数，除直达声外，由于海底海面反射产生若干多途信号，图4、图5分别为信噪比-10dB和0dB下接收信号分集接收前后局部的频域谱线对比情况，在频域的第131和201处，是原始的信号产生的脉冲峰值，受信道影响，两侧产生的附加谱线对信号的检测影响严重，在-10dB时，多径分量的谱线能量已超过原始谱线，产生误判，无法正确估计出原始信号，而经过分集接收处理后，原始谱线的能量大大增强，信号能够被很好的判断和解调，保证了***的性能，有效的抑制信道的频率选择性衰落。

Claims (4)

1.一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法，其特征是：

(1)在发射端，将数据串并转换后调制到频谱上，相邻谱线间具有保护间隔；

(2)进行离散傅立叶逆变换，得到一组时域信号，对时域信号以线性调频信号为载波做扩频调制，确定调频斜率，所述的扩频调制前加入循环前缀；

(3)在接收端，将接收到的串行信号去除循环前缀，对信号解扩调制，同样采用确定的线性调频信号作为载波，调频斜率与发射端共轭；

(4)进行离散傅立叶变换得到频域频谱，对多途信号的每一根谱线作相位补偿，并与直达信号谱线相叠加，使得各个谱线同相相加，达到分集接收的目的，继而恢复出发送信号；

(5)进行数字解调，得到数据输出。

2.根据权利要求1所述的一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法，其特征是：所述的保护间隔为：

X＝[x₁，x₂，...x_N-1]^T表示某个OFDM块所承载的数据信息，向量S＝[s₁，s₂，...s_N-1]^T表示变换后的时域数据。

3.根据权利要求2所述的一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法，其特征是：所述的对时域信号以线性调频信号为载波做扩频调制为：

复制尾部数据作为循环前缀添加到数据前端，并采用某确定的Chirp信号作为载波对信号扩频调制，得到一族相互正交的Chirp：

$\tilde{T}=T_{\mathrm{Chirp}}T$

其中，T＝T_CPS，T_CP为(N+N_CP)×N的循环前缀***矩阵，Chirp信号T_Chirp＝[T_Chirp(0)，T_Chirp(1)……T_Chirp(N+N_CP-1)]，

4.根据权利要求3所述的一种CHIRP-OFDM***频域分集接收方法，其特征是：

在接收端，去除循环前缀后对信号进行解扩调制，采用与发射端扩频信号大小相同，符号相反的调频斜率的Chirp信号：

$\tilde{V}=R_{\mathrm{Chirp}}{R}_{\mathrm{CP}}R$

其中，

R_CP为N×(N+N_CP)的循环前缀去除矩阵。

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