CN101064571B - 在ofdm接收机中的增强的信道估计的装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种在OFDM接收机中的信道估计的装置及其方法，其目的是为克服在现有技术的信道估计方案由于未考虑虚拟导频子载波而存在的能量泄漏问题。具体的，在本发明中，其通过由有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由有效导频子载波处的CFR将估算的虚拟导频子载波处的CFR与有效导频子载波处的CFR一起用于信道估计，从而明显地降低了信道估计中的能量泄漏，提高了信道估计的性能。

Description

在OFDM接收机中的增强的信道估计的装置及其方法

技术领域

本发明涉及一种单天线或多天线OFDM(正交频分复用)通信***，尤其涉及在单天线或多天线OFDM通信***中的接收机。

背景技术

OFDM技术是一种多载波传输技术，它由于多载波之间相互重叠正交，因而具有很高的频谱效率，同时，它由于在时域上符号间隔较长并且每个符号前边插有循环前缀，因而它对于无线信道的多径时延以及信道中的脉冲干扰都有很好的抵抗作用。此外，由于OFDM将频率选择性的无线信道转换为针对每个子载波的平坦衰落信道，所以接收机可以采用单抽头的简单均衡技术，从而显著的降低了接收机的复杂度。总之，OFDM技术是多径衰落信道下高速无线数据传输有效的解决方案，是下一代蜂窝移动通信很有竞争力的解决方案之一。

在采用相干检测的OFDM***中(如采用了高阶多幅度星座调制)，接收机为了进行有效的相干检测，必须对无线信道的信道频率响应的幅度和相位进行估计，即信道估计。信道估计的精度对***接收的性能有着至关重要的影响。图1给出了一个无线信道CFR的例子，从图1中可以看出，信道的CFR随时间和频率而变化，但变化有一定的周期性，即有一定的相关时间和相关带宽，它们分别与信道的最大Doppler(多普勒)频率和最大延迟有关。

在OFDM技术中，基于导频的信道估计是一种常用的方法，其基本原理就是利用无线信道CFR在时、频域具有相关时间和相关带宽的性质，在OFDM***的发射机中，在其所发射的时频二维的OFDM数据中***离散的导频，而接收机利用所接收的OFDM信号的导频处得到的CFR在时、频域进行插值，从而完成信道估计。对于基于离散导频的单天线和多天线OFDM***，基于FFT变换的频域插值算法是一种常用和高效的算法，如参考文献1-4中所公开的内容。然而，由于一般的OFDM***中虚拟子载波的存在，导致基于FFT变换的频域插值会产生明显的能量泄漏，从而大大的抑制了信道估计的精度。

现有的信道估计算法各有其局限性，对于单天线的OFDM***，参考文献2和3中公开了一种基于FFT变换的信道估计方法，由所***的离散导频得到信道冲击相应(CIR)估计，然后进行FFT变换完成信道插值。该方法与频域的线性/二阶插值等算法相比在频率选择性较强的信道中更好的性能。但该方法的缺点是由于虚拟子载波中无法传送导频符号，因而造成估计的CIR有能量泄漏，即径的能量泄漏到了相邻的采样点上，从而一定程度上降低了信道估计性能。

参考文献1中提出了一种基于加窗处理的MMSE(最小均方误差)的信道估计算法，该算法虽然性能较好，但复杂度较高，且需要得到信道相关矩阵和信噪比等信道的统计特性，因此，在实际***中很难直接应用。

对于MIMO-OFDM(多入多出-正交频分复用)***，参考文献4公开了有相位偏移的频域重叠的多天线离散导频图案，研究了基于FFT变换的频域插值算法。但是，该导频图案和频域插值算法也有相同的问题，即由于虚拟子载波中不能传输导频，因而造成了CIR有明显的能量泄漏，从而降低了***的性能。

本发明的目的就是基于要解决现有技术的信道估计中存在的能量泄漏的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种在单天线或多天线的OFDM接收机中的增强型信道估计方案，其通过由有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由有效导频子载波处的CFR将估算的虚拟导频子载波处的CFR与有效导频子载波处的CFR一起用于信道估计，从而可以极大地提高信道估计的精度。其中，虚拟导频子载波处的CFR是利用有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由有效导频子载波处的CFR获得。

对于单天线的OFDM***，针对梳状离散导频图案，本发明披露提出了一种增强的信道估计方案，即采用稳健(Robust)的最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)的算法将虚拟子载波中没有传输的导频点上的信道频率响应(CFR)进行预测，并且可选的，同时对有效子载波中的导频位置上的信道信息进行滤波以减小白噪声(AWGN)对信道估计的影响，然后采用添零的FFT变换获得最后的信道估计(这里添零的FFT变换是一种常用的插值方法，即通过添零后进行更长的FFT变换以达到插值的目的)。后者可选的处理可以增强信道估计算法的性能，但需要增加一定的复杂度。

对于多天线OFDM***，本发明披露针对有相位偏移的多天线离散导频图案，首次提出了稳健的MMSE算法，利用该算法可以对MIMO信道中虚拟子载波里没有传输的导频点上的信道信息(CFR)进行估计和预测，并且可选的，同时对MIMO信道中有效子载波中的导频位置上的信道信息进行滤波处理，然后利用添零的FFT变换获得最后的多天线***的信道估计。可选的处理可以增强信道估计算法的性能，但需要增加一定的复杂度。实际应用中可以根据实际情况作出选择。

根据本发明的一个方面，提供一种在多天线OFDM通信***的接收机中进行信道估计的方法，其包括以下步骤：

a.由经OFDM解调后的信号中计算生成一个有效导频子载波的信道频率响应估计值；

b.利用所述有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由所述有效导频子载波的信道频率响应估计值来计算生成虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值；

c.由所述有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值来进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应估计；

d.将所述时域的信道冲击响应估计中的各个信道的信道冲击响应分别进行时频变换，以生成各个信道中的所有子载波的信道频率响应估计。。

根据本发明的另一个方面，还提供了一种在多天线OFDM通信***的接收机中进行信道估计的信道估计装置，包括：

一个第一计算装置，用于由经OFDM解调后的信号中获取一个有效导频子载波的信道频率响应估计值；

一个第二计算装置，用于利用所述有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由所述有效导频子载波的信道频率响应估计值来获得虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值；

一个频时变换装置，用于由所述有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值来进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应估计；

一个时频变换装置，用于将所述时域的信道冲击响应估计中的各个信道的信道冲击响应分别进行时频变换，以生成各个信道的所有子载波的信道频率响应估计。

与现有技术相比，本发明的增强型信道估计方案通过采用RobustMMSE(稳健的最小均方误差)算法将虚拟子载波中没有传输的导频点上的信道频率响应(CFR)进行预测，并且可选的，同时对有效子载波中的导频位置上的信道频率响应进行滤波处理，明显地降低了信道估计中的能量泄漏，提高了信道估计的性能。

附图说明

图1示出在多天线OFDM***中多个信道的信道频率响应示意图；

图2示出在多天线OFDM***中时频二维的离散导频图案示意图；

图3a-b示出MIMO-OFDM***中发射机及接收机的基带功能框图；

图4示出OFDM***中的各个子载波的相互关系的示意图；

图5示出根据本发明一个具体实施方式的在OFDM接收机中的增强的信道估计方法的流程图；

图6示出根据本发明一个具体实施方式的在OFDM接收机中的增强的信道估计装置的框图；

图7为现有技术中的传统信道估计方法和根据本发明的信道估计方法所获得多个信道的信道频率响应估计值的计算机仿真结果的示意图；

图8和9为根据本发明的信道估计方案进行了信道估计均方误差(MSE)的计算机仿真的示意图。

具体实施方式

下面参照附图来对本发明进行详细描述。

图3a-b示出MIMO-OFDM***中发射机及接收机的基带功能框图。本发明的内容主要涉及发射机的导频***部分和接收机中的信道估计部分。

OFDM***是一种多载波***，为了描述方便起见，我们将OFDM***中的子载波分成有效子载波和虚拟子载波两类，前者用来传输数据和导频，后者是作为保护带宽不作传输用(即传输0)。根据与直流子载波的关系，有效子载波可进一步分成正的有效子载波，直流子载波和负的有效子载波。

图4示出OFDM***中的各个子载波的相互关系。

***参数说明

为了方便描述，首先给出下面将要用到的***参数及其说明，如下表1所示。另外，需要指出的是，单天线OFDM***实际上可认为是多天线OFDM***的一个特例(也即N＝1)，因此下面将仅针对多天线MIMO-OFDM***阐述本发明的内容。

表1：***参数说明

参数	说明
		N<sub>fft</sub>	OFDM***的FFT变换的尺度大小
2N<sub>h</sub>+1	OFDM***中有效子载波的数目(其中包含直流子载波，不含虚拟子载波)
		D<sub>f</sub>	频域导频间隔(以子载波数计算)，一般为2的整数次幂，如4，8等。
N<sub>T</sub>	发送天线数
		N<sub>R</sub>	接收天线数
2M<sub>p</sub>+1	有效子载波中导频子载波的个数

***模型描述：

考虑一个N_T个发射天线，N_R个接收天线的MIMO-OFDM***，子载波总数(即FFT变换矩阵的大小)假设为N_fft，其中有效子载波(即实际用于数据和导频传输的子载波)个数假设为2N_h+1，其他的子载波作为保护带宽被称为虚拟子载波。假设所有子载波的序号取值范围为0到N_fft-1，其中0号子载波对应直流子载波。为了描述方便，这里首先定义几个特定的子载波序号集合，如下所示。

${\ℵ}_{+\mathrm{esc}}=[\mathrm{0,1},\·\·\·,N_h]---\left(1\right)$

${\ℵ}_{-\mathrm{esc}}=[N_{\mathrm{fft}}-m;m=N_h,N_h-1,\·\·\·,1]---\left(2\right)$

${\ℵ}_{\mathrm{vsc}}=[N_h+1,N_h+2,\·\·\·,N_{\mathrm{fft}}-N_h-1]---\left(3\right)$

这里，

和分别表示正有效子载波(包括直流子载波)的序号集合，负有效子载波序号集合以及虚拟子载波序号的集合。那么 ${\ℵ}_{\mathrm{esc}}=\left[\begin{array}{cc}{\ℵ}_{+\mathrm{esc}}& {\ℵ}_{-\mathrm{esc}}\end{array}\right]$ 表示所有有效子载波的序号集合。假设在接收机OFDM解调后接收天线υ的第l个OFDM符号的第i个子载波上的符号表示为Y_l，i ^(υ)，则该符号可以表示为

$Y_{l,i}^{\left(\mathrm{\υ}\right)}=\underset{\mathrm{\μ}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{l,i}^{(\mathrm{\μ},)}{H}_{l,i}^{(\mathrm{\μ},\mathrm{\υ})}+N_{l,i}^{\left(\mathrm{\υ}\right)},i\∈{\ℵ}_{\mathrm{esc}}---\left(4\right)$

这里，H_l，i ^(μ，υ)表示发射天线μ与接收天线υ之间信道的频率响应(CFR)，N_l，i ^(υ)表示零均值，方差为σ_n ²的加性高斯白噪声(AWGN)。在此，我们仅仅描述一个接收天线在一个OFDM符号上的信道估计方法，其他的接收天线和其他的OFDM符号上的信道估计方法与之完全相同。因此，以下描述将略掉接收天线序号υ和OFDM符号序号l。

相位偏移的多天线导频序列

假设导频序列以D_f为间隔均匀分布于OFDM符号的频域子载波中，并假设有效子载波中包含的有效导频子载波的个数为2M_p+1，序号集合表示为 ${\ℵ}_{\mathrm{ep}}=\left[\begin{array}{cc}{\ℵ}_{+\mathrm{ep}}& {\ℵ}_{-\mathrm{ep}}\end{array}\right],$ 其中

和分别表示正的和负的导频子载波的序号集合，可以分别表示为公式(6)和(7)

${\ℵ}_{+\mathrm{ep}}=[0,D_f,{2D}_f,\·\·\·,M_p\·D_f]---\left(6\right)$

${\ℵ}_{-\mathrm{ep}}=[N_{\mathrm{fft}}-m{D}_f;m=M_p,M_p-1,\·\·\·,1]---\left(7\right)$

同时，处于虚拟子载波中的导频(以下称作虚拟导频)序号集合可由公式(8)来表示：

${\ℵ}_{\mathrm{vp}}=[(M_p+m)\·D_f;m=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_{\mathrm{fft}}/D_f-{2M}_p-1]---\left(8\right)$

那么N_T个发射天线上的相位偏移的导频序列可表示为公式(9)

$X_i^{\left(\mathrm{\μ}\right)}=p_i\·e^{-j2\mathrm{\π}\·i\·\mathrm{\μ}/N_T/D_f},i\∈{\ℵ}_{\mathrm{ep}},\mathrm{\μ}=\mathrm{0,1},\·\·\·,N_T-1---\left(9\right)$

这里， $\{p_i,i\∈{\ℵ}_{\mathrm{ep}}\}$ 表示发送天线0上的导频序列，该导频序列的平均功率表示为 ${\mathrm{\σ}}_p^2=E\left\{{\left|p_i\right|}^2\right\}.$

增强的MIMO-OFDM***信道估计算法

接收机在OFDM解调后，有效导频子载波位置处的接收符号可以用矩阵表示为

$Y_{\mathrm{ep}}=\underset{\mathrm{\μ}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}+N_{\mathrm{ep}}---\left(10\right)$

这里， $X_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}=\mathrm{diag}(X_i^{\left(\mathrm{\μ}\right)};i\∈{\ℵ}_{\mathrm{ep}}),$ $H_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}={[H_i^{\left(\mathrm{\μ}\right)};i\∈{\ℵ}_{\mathrm{ep}}]}^T,$ 和 $N_{\mathrm{ep}}={[N_i;i\∈{\ℵ}_{\mathrm{ep}}]}^T$ 分别表示发射天线μ发送的导频序列，信道频率响应CFR和AWGN.diag(.)表示以输入的序列作为主对角元素而构成的对角方阵。上标^T表示矩阵转置操作。

图5示出根据本发明一个具体实施方式的在OFDM接收机中的增强的信道估计方法的流程图。下面参照图5并结合图3-4以及上文的OFDM***参数和模型描述来对该方法进行描述。

如图3a所示，在OFDM发射机中有N个(其中N＝1，2，3…)发射天线，用于发射多路OFDM符号序列。而如图3b所示，在OFDM接收机中，有M个(其中M＝1，2，3…)个接收天线，其中每个接收天线都接收到来自上述N个发射天线发来的N路OFDM符号序列并进行合并处理，得到一个N天线OFDM符号序列，在对所述N天线OFDM符号进行时频域同步、循环前缀去除和逆离散傅立叶变换(可成为OFDM解调)后，获得一路经OFDM解调的OFDM符号序列。根据本发明的在OFDM接收机中的信道估计方法即从对所述经OFDM解调的符号序列进行处理的步骤S1处开始。应该理解，以下处理过程是基于相位偏移的多天线导频序列，其仅针对第1个接收天线与所有发射天线(第1-第N个发射天线)之间的所有信道的信道估计，其他接收天线的信道估计过程与此相同，另外，单发射天线OFDM***仅仅是多发射天线OFDM***的一个特例，可以由下面的描述很容易导出在单发射天线OFDM***中的信道估计方法。

在步骤S11中，首先由经OFDM解调后的符号序列获得其中的有效导频子载波出的信号值Y_ep。

随后，在步骤S12中，通过将所述有效导频子载波的信号值除以发射端第一个天线所发射的OFDM信号的有效导频子载波的信号值，以生成一个有效导频子载波的信道频率响应估计值，如公式(11)所示：

${\hat{H}}_{\mathrm{ep}}=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{+\mathrm{ep}}\\ {\hat{H}}_{-\mathrm{ep}}\end{array}\right]={\left(X_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}\right)}^{-1}{Y}_{\mathrm{ep}}---\left(11\right)$

对于多发射天线OFDM***，该信道频率响应估计值应是该接收天线与所有发射天线之间的所有信道的信道频率响应的相位偏移叠加的估计值(最小二乘估计)，对于单发射天线OFDM***，信道频率响应估计算即为该接收天线与发射天线之间的信道频率响应的估计值(最小二乘估计)。

接着，在步骤S13中，利用有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由步骤S12中所获得的有效导频子载波的信道频率响应估计值来估算虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值.

具体的，可采用公式(16)所示的Robust MMSE算法将虚拟子载波中没有传输的导频点上的信道频率响应(CFR)进行估计和预测为

${\tilde{H}}_{\mathrm{vp}}=R_{H_{\mathrm{vp}}{H}_{\mathrm{ep}}}{(R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}+\frac{1}{\mathrm{\γ}}{I}_{2M_p+1})}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{ep}}---\left(16\right)$

也即，将有效导频子载波的信道频率响应估计值(对于多发射天线OFDM***，为所有信道的信道频率响应的相位偏移叠加的估计值)左乘一个相关预测矩阵，得到虚拟导频子载波上的信道频率响应估计值。

这里，

$R_{H_{\mathrm{vp}}{H}_{\mathrm{ep}}}=\underset{\mathrm{\μ}=0}{\overset{N_{T-1}}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{vp}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{R}_{H_{\mathrm{vp}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}}{\left({\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right)}^H---\left(17\right)$

$R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}=\underset{\mathrm{\μ}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{R}_{H_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}}{\left({\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}\right)}^H---\left(18\right)$

其中，公式(17)和(18)表示该接收天线与所有发射天线之间的相位偏移叠加的所有信道的相关矩阵，对于单发射天线OFDM***来说，

$R_{H_{\mathrm{vp}}{H}_{\mathrm{ep}}}=R_{H_{\mathrm{vp}}^{\left(0\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}}---(17.a)$

$R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}=R_{H_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}}---(18.a)$

公式(17，18)中，上标H表示矩阵的共扼转置，Λ_vp ^(μ)和Λ_ep ^(μ)是对角阵，定义如下

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{vp}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}=\mathrm{diag}(e^{-j2\mathrm{\π}\·i\·\mathrm{\μ}/N_T/D_f};i\∈{\ℵ}_{\mathrm{vp}})---\left(19\right)$

${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\μ}\right)}=\mathrm{diag}(e^{-j2\mathrm{\π}\·i\·\mathrm{\μ}/N_T/D_f};i\∈{\ℵ}_{\mathrm{ep}}).---\left(20\right)$

注意，对于单发射天线OFDM来说，上述公式(19)和(20)都变成了单位矩阵，因为μ＝0。

和

表示信道的稳健的相关矩阵，其计算方法参见稳健的相关矩阵的计算部分。γ表示导频功率与噪声功率之比。

接着，在步骤S14中，对在步骤S12所获得的在有效导频子载波处的信道频率响应估计值与在步骤S13中所获得的在虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应(CIR)估计，具体如下列公式(21)来描述：

求增强的信道估计(算法A)所得的信道冲击响应(CIR)

$\tilde{g}=F_{\mathrm{IDFT}}{\tilde{H}}_p=F_{\mathrm{IDFT}}\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{+\mathrm{ep}}\\ {\tilde{H}}_{\mathrm{vp}}\\ {\hat{H}}_{-\mathrm{ep}}\end{array}\right]---\left(21\right)$

也即，对由步骤S12获得的正负有效导频子载波处的信道频率响应估计值(最小二乘估计)和步骤S13获得的虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值(MMSE估计)所构成的向量进行离散傅立叶反变换(IDFT变换)。

这里，F_IDFT表示N_fft/D_f点的IDFT变换矩阵，如下所示

${\left[F_{\mathrm{IDFT}}\right]}_{m,n}=\frac{D_f}{N_{\mathrm{fft}}}\·e^{j\·2\mathrm{\π}\·m\·n\·D_f/N_{\mathrm{fft}}}---\left(22\right)$

对于多发射天线OFDM***，步骤S14所获得的时域的信道冲击响应估计应为该接收天线与所有发射天线之间的所有信道的信道冲击响应估计的时间偏移的叠加，如图7所示。而对于单发射天线OFDM***，步骤S14所获得的时域的信道冲击响应估计即是该该接收天线与所有发射天线之间的所有信道的信道冲击响应估计。

最后，在步骤S15中，按时间偏移由所述时域的信道冲击响应估计提取出各个信道的信道冲击响应(对于单发射天线，所述时域的的信道冲击响应估计只包含该接收天线与发射天线之间的一个信道的信道冲击响应)，并将所述各个信道的冲击响应分别进行时频变换，以生成各个信道的所有子载波的信道频率响应估计。

具体的，通过下面的公式(23)得到接收天线υ与所有发射天线所构成的N_T个信道的CFR估计为

${\tilde{H}}^{(\mathrm{\μ},\mathrm{\ν})}=F_{\mathrm{DFT}}{\tilde{g}}_{\mathrm{\μ}\·M:(\mathrm{\μ}+1)\·M-1}---\left(23\right)$

这里，M＝N_fft/D_f/N_T，表示列向量

的序号为μ·M到(μ+1)·M-1的元素组成的子向量，F_DFT表示N_fft点的DFT变换矩阵，表示为

${\left[F_{\mathrm{DFT}}\right]}_{m,n}=e^{-j\&CenterDot;2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;m\&CenterDot;n/N_{\mathrm{fft}}},0\&le;m<N_{\mathrm{fft}},0\&le;n<M,---\left(24\right)$

公式(23)的含义是取信道冲击向量

中相应部分

然后后面添加N_fft-M个零，最后进行N_fft长度的离散傅立叶变换(DFT)，即得到一个收发天线对之间的信道频率响应估计。

在另一个优选实施方式中(在此，将前述实施方式称为方案1，而本实施方式称为方案2，以示区别)，在步骤S14之前，还可对步骤S12所获得的有效导频子载波处的信道频率响应进行滤波处理，以生成经过滤波的有效子载波的信道频率响应估计值。随后，在步骤S14中，对所述经过滤波的有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值进行频时变换，以获得精度更高的时域信道冲击响应估计。从而最后获得精度更高的信道频率响应估计。具体实现方式如下所述：

在步骤S13中，可采用稳健的MMSE算法将虚拟子载波中没有传输的导频点上的信道信息(CFR)进行估计和预测，同时将有效子载波位置上的最小二乘估计进行滤波，如下面公式(25)所示

${\tilde{H}}_p=R_{H_p{H}_{\mathrm{ep}}}{(R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}{I}_{2M_p+1})}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{ep}}---\left(25\right)$

(这个公式的物理意义公式前面已经说明，即对由有效导频子载波上的最小二乘估计构成的列向量左乘一个预测和滤波矩阵，将得到预测的虚拟子载波中导频位置上的信道频率响应和经滤波的有效导频子载波处的信道频率响应。)

这里，

$R_{H_p{H}_{\mathrm{ep}}}=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Lambda;}}_p^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{R}_{H_p^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}}{\left({\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}\right)}^H---\left(26\right)$

对于单发OFDM来说，公式(26)变为

$R_{H_p{H}_{\mathrm{ep}}}=R_{H_p^{\left(0\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}}---(26.a)$

其中， ${\mathrm{\&Lambda;}}_p^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}=\mathrm{diag}(e^{-j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;i\&CenterDot;\mathrm{\&mu;}/N_T/D_f};i\&Element;{\&aleph;}_p),$ ${\&aleph;}_p=[m\&CenterDot;D_f;m=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N_{\mathrm{fft}}/D_f-1]$ 是有效导频和虚拟导频的子载波序号集合。

表示信道的稳健的相关矩阵，其计算方法参见稳健的相关矩阵的计算部分。

在步骤S14中，求增强的信道估计所得的信道冲击响应(CIR)

$\tilde{g}=F_{\mathrm{IDFT}}{\tilde{H}}_p=F_{\mathrm{IDFT}}{\tilde{H}}_p---\left(21\right)$

该公式的物理意义是对列向量进行离散傅立叶反变换(IDFT)，得到由要估计的多个信道的冲击响应组成的信道冲击向量

图6示出根据本发明一个具体实施方式的在OFDM接收机中的增强的信道估计装置的框图。所述信道估计装置1包括一个第一计算装置(在一个优选实施例中，第一计算装置可由一个获取装置11与一个除法装置12来实现)、一个第二计算装置13、一个频时变换装置14和一个时频变换装置15。下面参照图6并结合图3-4以及上文的OFDM***参数和模型描述来对该信道估计装置1进行描述。

如图3a所示，在OFDM发射机中有N个(其中N＝1，2，3…)发射天线，用于发射多路OFDM符号序列。而如图3b所示，在OFDM接收机中，有M个(其中M＝1，2，3…)个接收天线，其中每个接收天线都接收到来自上述N个发射天线发来的N路OFDM符号序列并进行合并处理，得到一个N天线OFDM符号序列，在对所述N天线OFDM符号进行时频域同步、循环前缀去除和逆离散傅立叶变换(可成为OFDM解调)后，获得一路经OFDM解调的OFDM符号序列。根据本发明的在OFDM接收机中的信道估计方法即从对所述经OFDM解调的符号序列进行处理的步骤S1处开始。应该理解，以下处理过程是基于相位偏移的多天线导频序列，其仅针对第1个接收天线与所有发射天线(第1-第N个发射天线)之间的所有信道的信道估计，其他接收天线的信道估计过程与此相同，另外，单发射天线OFDM***仅仅是多发射天线OFDM***的一个特例，可以由下面的描述很容易导出在单发射天线OFDM***中的信道估计方法。

首先，获取装置11由经OFDM解调后的符号序列获得其中的有效导频子载波出的信号值Y_ep。

随后，除法装置12通过将所述有效导频子载波的信号值除以发射端第一个天线所发射的OFDM信号的有效导频子载波的信号值，以生成一个有效导频子载波的信道频率响应估计值，如公式(11)所示：

${\hat{H}}_{\mathrm{ep}}=\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{+\mathrm{ep}}\\ {\hat{H}}_{-\mathrm{ep}}\end{array}\right]={\left(X_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}\right)}^{-1}{Y}_{\mathrm{ep}}---\left(11\right)$

对于多发射天线OFDM***，该信道频率响应估计值应是该接收天线与所有发射天线之间的所有信道的信道频率响应的相位偏移叠加的估计值(最小二乘估计)，对于单发射天线OFDM***，信道频率响应估计算即为该接收天线与发射天线之间的信道频率响应的估计值(最小二乘估计)。

第二计算装置利用有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由第一计算装置所得的有效导频子载波的信道频率响应估计值来估算虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值。

具体的，可采用公式(16)所示的Robust MMSE算法将虚拟子载波中没有传输的导频点上的信道频率响应(CFR)进行估计和预测为

${\tilde{H}}_{\mathrm{vp}}=R_{H_{\mathrm{vp}}{H}_{\mathrm{ep}}}{(R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}{I}_{2M_p+1})}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{ep}}---\left(16\right)$

也即，将有效导频子载波的信道频率响应估计值(对于多发射天线OFDM***，为所有信道的信道频率响应的相位偏移叠加的估计值)左乘一个相关预测矩阵，得到虚拟导频子载波上的信道频率响应估计值。

这里，

$R_{H_{\mathrm{vp}}{H}_{\mathrm{ep}}}=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{vp}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{R}_{H_{\mathrm{vp}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}}{\left({\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}\right)}^H---\left(17\right)$

$R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{R}_{H_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}}{\left({\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}\right)}^H---\left(18\right)$

其中，公式(17)和(18)表示该接收天线与所有发射天线之间的相位偏移叠加的所有信道的相关矩阵，对于单发射天线OFDM***来说，

$R_{H_{\mathrm{vp}}{H}_{\mathrm{ep}}}=R_{H_{\mathrm{vp}}^{\left(0\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}}---(17.a)$

$R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}=R_{H_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}}---(18.a)$

公式(17，18)中，上标H表示矩阵的共扼转置，Λ_vp ^(μ)和Λ_ep ^(μ)是对角阵，定义如下

${\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{vp}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}=\mathrm{diag}(e^{-j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;i\&CenterDot;\mathrm{\&mu;}/N_T/D_f};i\&Element;{\&aleph;}_{\mathrm{vp}})---\left(19\right)$

${\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}=\mathrm{diag}(e^{-j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;i\&CenterDot;\mathrm{\&mu;}/N_T/D_f};i\&Element;{\&aleph;}_{\mathrm{ep}}).---\left(20\right)$

注意，对于单发射天线OFDM来说，上述公式(19)和(20)都变成了单位矩阵，因为μ＝0。

和

表示信道的稳健的相关矩阵，其计算方法参见稳健的相关矩阵的计算部分。γ表示导频功率与噪声功率之比。

频时变换装置14对在除法装置12所得的在有效导频子载波处的信道频率响应估计值与第二计算装置13所得的在虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应估计，具体如下列公式(21)来描述：

$\tilde{g}=F_{\mathrm{IDFT}}{\tilde{H}}_p=F_{\mathrm{IDFT}}\left[\begin{array}{c}{\hat{H}}_{+\mathrm{ep}}\\ {\tilde{H}}_{\mathrm{vp}}\\ {\hat{H}}_{-\mathrm{ep}}\end{array}\right]---\left(21\right)$

也即，对由除法装置12所得的正负有效导频子载波处的信道频率响应估计值(最小二乘估计)和第二计算装置13所得的虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值(MMSE估计)所构成的向量进行离散傅立叶反变换(IDFT变换)。

这里，F_IDFT表示N_fft/D_f点的IDFT变换矩阵，如下所示

${\left[F_{\mathrm{IDFT}}\right]}_{m,n}=\frac{D_f}{N_{\mathrm{fft}}}\&CenterDot;e^{j\&CenterDot;2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;m\&CenterDot;n\&CenterDot;D_f/N_{\mathrm{fft}}}---\left(22\right)$

对于多发射天线OFDM***，步骤S14所获得的时域的信道冲击响应估计应为该接收天线与所有发射天线之间的所有信道的信道冲击响应估计的时间偏移的叠加，如图7所示。而对于单发射天线OFDM***，步骤S14所获得的时域的信道冲击响应估计即是该该接收天线与所有发射天线之间的所有信道的信道冲击响应估计。

时频变换装置15按时间偏移由所述时域的信道冲击响应估计提取出各个信道的信道冲击响应(对于单发射天线，所述时域的的信道冲击响应估计只包含该接收天线与发射天线之间的一个信道的信道冲击响应)，并将所述各个信道的冲击响应分别进行时频变换，以生成各个信道的所有子载波的信道频率响应估计。

具体的，时频变换装置15可通过下面的公式(23)得到接收天线υ与所有发射天线所构成的N_T个信道的CFR估计为

${\tilde{H}}^{(\mathrm{\&mu;},\mathrm{\&nu;})}=F_{\mathrm{DFT}}{\tilde{g}}_{\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;M:(\mathrm{\&mu;}+1)\&CenterDot;M-1}---\left(23\right)$

这里， $M=N_{\mathrm{fft}}/D_f/N_T,{\tilde{g}}_{\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;M:(\mathrm{\&mu;}+1)\&CenterDot;M-1}$ 表示列向量

的序号为μ·M到(μ+1)·M-1的元素组成的子向量，F_DFT表示N_fft点的DFT变换矩阵，表示为

${\left[F_{\mathrm{DFT}}\right]}_{m,n}=e^{-j\&CenterDot;2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;m\&CenterDot;n/N_{\mathrm{fft}}},0\&le;m<N_{\mathrm{fft}},0\&le;n<M---\left(24\right)$

公式(23)的含义是取信道冲击向量

中相应部分

然后后面添加N_fft-M个零，最后进行N_fft长度的离散傅立叶变换(DFT)，即得到一个收发天线对之间的信道频率响应估计。

在另一个优选实施方式中(在此，将前述实施方式称为方案1，而本实施方式称为方案2，以示区别)，第二计算装置13还可对步骤S12所获得的有效导频子载波处的信道频率响应进行滤波处理，以生成经过滤波的有效子载波的信道频率响应估计值。从而，在频时变换装置14将对所述经过滤波的有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值进行频时变换，以获得精度更高的时域信道冲击响应估计。从而最后获得精度更高的信道频率响应估计。具体实现方式如下所述：

具体的，第二计算装置14可采用稳健的MMSE算法将虚拟子载波中没有传输的导频点上的信道信息(CFR)进行估计和预测，同时将有效子载波位置上的最小二乘估计进行滤波，如下面公式(25)所示

${\tilde{H}}_p=R_{H_p{H}_{\mathrm{ep}}}{(R_{H_{\mathrm{ep}}{H}_{\mathrm{ep}}}+\frac{1}{\mathrm{\&gamma;}}{I}_{2M_p+1})}^{-1}{\hat{H}}_{\mathrm{ep}}---\left(25\right)$

(这个公式的物理意义公式前面已经说明，即对由有效导频子载波上的最小二乘估计构成的列向量左乘一个预测和滤波矩阵，将得到预测的虚拟子载波中导频位置上的信道频率响应和经滤波的有效导频子载波处的信道频率响应。)

这里，

$R_{H_p{H}_{\mathrm{ep}}}=\underset{\mathrm{\&mu;}=0}{\overset{N_T-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&Lambda;}}_p^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{R}_{H_p^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}}{\left({\mathrm{\&Lambda;}}_{\mathrm{ep}}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}\right)}^H---\left(26\right)$

对于单发OFDM来说，公式(26)变为

$R_{H_p{H}_{\mathrm{ep}}}=R_{H_p^{\left(0\right)}{H}_{\mathrm{ep}}^{\left(0\right)}}---(26.a)$

其中， ${\mathrm{\&Lambda;}}_p^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}=\mathrm{diag}(e^{-j2\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;i\&CenterDot;\mathrm{\&mu;}/N_T/D_f};i\&Element;{\&aleph;}_p),$ ${\&aleph;}_p=[m\&CenterDot;D_f;m=\mathrm{0,1},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,N_{\mathrm{fft}}/D_f-1]$ 是有效导频和虚拟导频的子载波序号集合。

表示信道的稳健的相关矩阵，其计算方法参见稳健的相关矩阵的计算部分。

具体的，频时变换装置14通过下列公式(21)来求增强的信道估计所得的信道冲击响应(CIR)

$\tilde{g}=F_{\mathrm{IDFT}}{\tilde{H}}_p=F_{\mathrm{IDFT}}{\tilde{H}}_p---\left(21\right)$

该公式的物理意义是对列向量

进行离散傅立叶反变换(IDFT)，得到由要估计的多个信道的冲击响应组成的信道冲击向量

稳健的相关矩阵的计算

对比文献[6]给出了稳健的相关矩阵的计算方法，在此也引入本发明中作为参考。根据所述计算方法，为了得到信道的相关矩阵，不需要测量信道的实际的信道(这在一般条件下是不容易实现的)，而只需要估计出信道的最大延迟。而信道的最大延迟一般比较容易估计，如根据引导序列与本地序列进行相关运算等方法。只要实际信道的最大延迟小于本方案中设定的最大延迟(K₀)，那么无论实际信道具有什么样的功率延迟谱(power delay profile，PDP)，计算出的相关矩阵都可适用，所以称之为“稳健的(Robust)”。

信道的N_fft个子载波的稳健的相关矩阵可表示为

$R_{H^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}{H}^{\left(\mathrm{\&mu;}\right)}}=F^H\mathrm{DF}---\left(25\right)$

其中，F为归一化的N_fft点IDFT变换矩阵，如下

${\left[F\right]}_{n,k}=\frac{1}{\sqrt{N_{\mathrm{fft}}}}{e}^{j2\mathrm{\&pi;nk}/N_{\mathrm{fft}}},0\&le;n<N_{\mathrm{fft}},0\&le;k<N_{\mathrm{fft}}---\left(27\right)$

这里，K₀表示用采样间隔归一化的信道最大延迟，即估计的信道最大延迟除以采样间隔。

那么，相关矩阵

就是矩阵

的某子矩阵，该子矩阵可以通过抽取的

标识的行和

标识的列所构成。同理，可以得到相关矩阵

和

该稳健的相关矩阵的计算方法的步骤在上述参照图5和6描述的本发明内容中也进行了描述。

技术效果

图7中直观的给出了现有技术中的传统信道估计方法和根据本发明的信道估计方法所获得多个信道的信道频率响应估计值的计算机仿真结果。各个参数取值为：N_fft＝1024，N_h＝448，D_f＝4，N_T＝4，和M_p＝112。图7中(a)部分的图是指理想的信道频率响应，(b)部分是传统信道估计方案所得到的信道频率响应估计，(c)部分是根据本发明的信道估计方案所得到的信道频率响应估计。由图7很明显的可以看出，传统信道估计方案造成了比较明显的能量泄漏，而根据本发明的信道估计方案基本上去除了能量泄漏，从而提高了信道估计的性能。

此外，我们还对根据本发明的信道估计方案进行了信道估计均方误差(MSE)的仿真，如图8和9所示。仿真条件是：N_T＝4，N_R＝4，N_fft＝1024，2M_p+1＝897，K₀＝27，基带采样频率为10MHz，仿真中所用信道的抽头参数如表1所示，并假设已获得理想的时间和频率同步。D_f＝4和8时得到的MSE性能分别如图8和9所示。在图8和9中，PSP/DFT-CE表示传统的信道估计方案，E-PSP/DFT-CE-A表示根据本发明中提到的方案1，E-PSP/DFT-CE-B表示本文中提出的方案2。由图中可以看出，当导频在频域插的较密时，如D_f＝4，方案2的性能要明显比方案1要好，而方案1又明显的去除了传统算法中的MSE平台。但当导频在频域插的较少时，如D_f＝8，方案2与方案1的性能已很接近，但由于去除了传统信道估计方案中的MSE平台，提高了信道估计的性能。

以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解对是，本发明并不局限于上述特定对实施方式，本领域技术人员可以在所附权利要求的范围内做出各种变形或修改。

Claims (10)

1.一种在多天线OFDM通信***的接收机中进行信道估计的方法，其包括以下步骤：

a.由经OFDM解调后的信号中计算生成一个有效导频子载波的信道频率响应估计值；

b.利用所述有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由所述有效导频子载波的信道频率响应估计值来计算生成虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值；

c.由所述有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值来进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应估计；

d.将所述时域的信道冲击响应估计中的各个信道的信道冲击响应分别进行时频变换，以生成各个信道中的所有子载波的信道频率响应估计。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤a包括以下步骤：

-由经OFDM解调后的信号中获取有效导频子载波的信号值；

-将所述有效导频子载波的信号值除以发射端第一个天线所发射的OFDM信号的有效导频子载波的信号值，以生成一个有效导频子载波的信道频率响应估计值。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，还包括：

-对所述有效导频子载波的信道频率响应估计值进行滤波处理，以生成经过滤波的有效子载波的信道频率响应估计值；

其中，步骤c为：

对所述经过滤波的有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应估计。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，

所述滤波处理为最小均方误差滤波。

5.根据权利要求1或2所述的方法，其特征在于，

步骤b为：

通过将由有效导频子载波处的信道自相关矩阵以及虚拟导频子载波和有效导频子载波的信道互相关矩阵所组成的预测矩阵与所述有效导频子载波的信道频率响应估计值相乘来获得所述虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值，

其中，所述信道自相关矩阵和信道互相关矩阵可由Robust-MMSE的计算方法来产生。

6.一种在多天线OFDM通信***的接收机中进行信道估计的信道估计装置，包括：

一个第一计算装置，用于由经OFDM解调后的信号中获取一个有效导频子载波的信道频率响应估计值；

一个第二计算装置，用于利用所述有效导频子载波与虚拟导频子载波的相关性，由所述有效导频子载波的信道频率响应估计值来获得虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值；

一个频时变换装置，用于由所述有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值来进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应估计；

一个时频变换装置，用于将所述时域的信道冲击响应估计中的各个信道的信道冲击响应分别进行时频变换，以生成各个信道的所有子载波的信道频率响应估计。

7.根据权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，所述第一计算装置包括：

一个获取装置，用于由经OFDM解调后的信号中获取有效导频子载波的信号值；

一个除法装置，用于将所述有效导频子载波的信号值除以发射端第一个天线所发射的OFDM信号的有效导频子载波的信号值，以生成一个有效导频子载波的信道频率响应估计值。

8.根据权利要求6或7所述的信道估计装置，其特征在于，还包括

一个滤波装置，用于对所述有效导频子载波的信道频率响应估计值进行滤波处理，以生成经过滤波的有效子载波的信道频率响应估计值；

其中，所述频时变换装置还用于对所述经过滤波的有效导频子载波和虚拟导频子载波的信道频率响应估计值进行频时变换，以获得时域的信道冲击响应估计。

9.根据权利要求8中所述的信道估计装置，其特征在于，

所述滤波装置为最小均方误差滤波装置。

10.根据权利要求6或7所述的信道估计装置，其特征在于，

所述相关计算装置还用于通过将由有效导频子载波处的信道自相关矩阵以及虚拟导频子载波和有效导频子载波的信道互相关矩阵组成的预测矩阵与所述有效导频子载波的信道频率响应估计值相乘来获得所述虚拟导频子载波处的信道频率响应估计值，

其中，所述信道自相关矩阵和信道互相关矩阵可由Robust-MMSE的计算方法来产生。

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