CN101414986A - 一种信道估计方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提供了一种信道估计装置及方法。该信道估计装置包括：接收导频信号获得单元，用于从接收信号中获得原始导频位置的接收导频信号；参考导频信号获得单元，用于获得参考导频信号；导频信道估计单元，用于根据所述接收导频信号和参考导频信号估计第一信道响应；扩展单元，用于对第一信道响应进行扩展，获得第二信道响应；信道估计单元，用于利用所述第二信道响应和第一信道响应进行信道估计。根据本发明实施例，通过第二信道响应和第一信道响应进行信道估计，增加了初始信道估计的密度，提高了信道估计的性能，从而提高整个***的解调性能。

Description

一种信道估计方法和装置

技术领域

本发明涉及一种通信技术，尤其涉及一种信道估计方法和装置。

背景技术

自二十世纪九十年代以来，多载波技术成为宽带无线通信的热点技术。其中应用该技术最有代表性的***为采用OFDM(Othogonal Frequency DivisionMultiplex，正交频分复用)技术的WiMAX(Worldwide Interoperability forMicrowave Access，微波接入全球互通)***。在多载波技术中，将一个宽带载波划分成多个子载波，并在多个子载波上同时传输数据。在多数的***应用当中，由于子载波的宽度小于信道的相干带宽，且在频率选择性信道上每个子载波上的衰落为平坦衰落，因而就减少了符号间串扰，并且不需要复杂的信道均衡，适合高速数据的传输。在接收端，在进行OFDM的相干解调以前，首先需要对信道进行估计和跟踪，一般可采用基于辅助信息的信道估计方法。

基于辅助信息的信道估计方法是在发送端信号的某些固定位置***一些已知的导频信号或训练序列，在接收端利用这些导频信号或训练序列按照某种算法进行信道估计。

目前在WiMax***中，对导频信号的设计可采用梳状，图1示出了WiMAX***中PUSC(部分子载波映射)模式下的导频符号结构(2天线)。在类似这种导频结构下，如图2所示，接收端的信道估计装置包括：接收导频信号获得单元、参考导频信号获得单元、导频信号估计单元和信道估计单元，接收信号经过信道估计装置后，可获得信道响应，然后根据所述信道估计装置获得的信道响应对接收信号进行均衡，以获得估计的接收信号。下面详细描述信道估计装置的各个组成单元。

接收导频信号获得单元，用于从接收信号R(K)中获得接收导频信号。

参考导频信号获得单元，用于获得参考导频信号。

导频信道估计单元，用于估计pilot(导频)位置的信道响应，导频位置的信道响应为：

l′，k′为导频子载波的频域和时域位置，R_l′，k′表示第l′个符号、第k′个子载波位置的接收信号，S_l′，k′表示第l′个符号、第k′个子载波位置已知的参考导频信号，H_l′，k′表示第l′个符号、第k′个子载波位置的理想频域信道响应，N_l′，k′表示第l′个符号、第k′个子载波位置的高斯噪声信号，pilot表示所有导频信号的集合。

信道估计单元：利用导频信道估计单元获得的导频信道响应进行信道估计，如，通过时频二维内插，即可估计任意时频位置(l，k)处的频域信道响应：

data表示数据符号集合。

表示第l个符号、第k个子载波位置的估计得到的频域信道响应，(l，k)∈data表示待估计的位置分布在整个数据符号的时频位置，

$(l\′,k\′)\∈{\mathrm{\Γ}}_{k,l}\⊆\mathrm{pilot}$ 表示部分与待估计位置信道响应相邻(相关)的导频资源，w_{l′，k′，l，k}为二维维纳滤波器的加权系数，

在实现本发明过程中，发明人发现现有技术中至少存在如下问题：在信道估计单元中，只利用原始导频位置上的导频信道响应，得到所有时频位置上的信道响应，这种信道估计方法的信道估计性能不理想，因而整个***的解调性能较差。

发明内容

本发明的实施例提供了一种信道估计方法和装置，可提高信道估计的精度，从而提高整个***的解调性能。

本发明的实施例提供了一种信道估计装置，包括接收导频信号获得单元、参考导频信号获得单元、导频信道估计单元、扩展单元、信道估计单元，

所述接收导频信号获得单元，用于从接收信号中获得原始导频位置的接收导频信号；

所述参考导频信号获得单元，用于获得参考导频信号；

所述导频信道估计单元，用于根据所述接收导频信号和参考导频信号估计第一信道响应；

所述扩展单元，用于对第一信道响应进行扩展，获得第二信道响应；

所述信道估计单元，用于利用所述第二信道响应和第一信道响应进行信道估计。

一种信道估计方法，包括：

从接收信号中获得原始导频位置的接收导频信号；

获得参考导频信号；

根据所述接收导频信号和参考导频信号估计第一信道响应；

对第一信道响应进行扩展，获得第二信道响应；

利用所述第二信道响应和第一信道响应进行信道估计。

一种信道估计方法，在得到信道估计插值所需要的初始估计前，先对***发送的导频进行扩展。

根据本发明实施例，通过第二信道响应和第一信道响应进行信道估计，增加了初始信道估计的密度，提高了信道估计的性能，从而提高整个***的解调性能。

附图说明

图1示出了现有技术中WiMAX***中PUSC模式下的导频符号结构；

图2示出了现有技术中信道估计装置；

图3示出了本发明实施例一的导频符号结构；

图4示出了本发明实施例一的信道估计装置；

图5示出了本发明实施例一的扩展前后的导频结构；

图6示出了本发明实施例单天线的导频结构；

图7示出了本发明实施例二的信道估计方法；

图8示出了本发明实施例图6所示导频结构的扩展后的导频结构；

图9示出了本发明实施例二的采用二维维纳滤波插值法的信噪比—误块率的仿真结果；

图10示出了本发明实施例二的采用增强最小二乘插值法的信噪比—误块率的仿真结果。

具体实施方式

为了便于本领域一般技术人员理解和实现本发明，现结合附图描绘本发明的实施例。

实施例一

如图3所示，现假设WiMAX***有两根发射天线，导频结构为梳状，且为时域和/或频域交错，其中有三种信号：Pilot(导频信号)、Zero(空信号)和User data(用户数据信号)。

本实施例提供了一种信道估计装置。如图4所示，本实施例的信道估计装置包括接收导频信号获得单元、参考导频信号获得单元、导频信道估计单元、扩展单元、信道估计单元。下面详细描述信道估计装置的各个单元。

接收导频信号获得单元，用于从接收信号中获得原始导频位置的接收导频信号

参考导频信号获得单元，用于获得参考导频信号

导频信道估计单元，用于估计导频信道响应，估计方法如下：通过接收信号中原始导频位置的导频信号

和该导频位置对应的参考导频信号

利用公式(3)估计原始导频位置的信道响应(为方便描述，原始导频位置的信道响应也称为第一信道响应)为：

其中，l_o′，k_o′为原始导频子载波的频域和时域位置，

表示第l_o′个符号、第k_o′个子载波位置的接收信号，

表示第l_o′个符号、第k_o′个子载波位置已知的参考导频信号，

表示第l_o′个符号、第k_o′个子载波位置的理想频域信道响应，

表示第l_o′个符号、第k_o′个子载波位置的高斯噪声信号，pilot表示原始导频的集合。

扩展单元，用于对第一信道响应进行扩展，可获得如图5所示的扩展导频信道响应(为方便描述，扩展导频信道响应也称为第二信道响应)。所述扩展单元可具体为时频扩展单元，所述时频扩展单元用于在时域和/或频域对第一信道响应进行扩展，以得第二信道响应。扩展的方法可以是利用线性插值方法或非线性插值方法，例如，当扩展方法为简单的时域插值的方法f时，有

其中，l′，k′为扩展原始导频的频域和时域位置，Epilot为扩展的导频集合。

信道估计单元，利用所述第二信道响应和第一信道响应进行信道估计。所述信道估计单元可以具体为时频信道估计单元，所述时频信道估计单元，用于根据所述第二信道响应和第一信道响应，利用时频二维内插方法进行信道估计，即可估计任意时频位置(l，k)处的频域信道响应：

data表示数据符号集合。

由于扩展单元对第一信道响应进行了扩展，增加了第二信道响应，因此，在信道估计时增加了初始信道响应的密度，从而在估计任意时频位置的信道响应时，会增加信道估计性能。

实施例二

本实施例提供了一种信道估计方法，如图3所示，假定WiMAX***仍然采用双天线，导频结构为梳状，导频符号的分布为时域和/或频域交错。下面参照图7描述本实施例的信道估计方法，所述方法包括步骤：

步骤71、从接收信号中获得原始导频位置的接收导频信号。

步骤72、获得参考导频信号。

步骤73、根据所述接收导频信号和参考导频信号估计第一信道响应。

步骤74、对第一信道响应进行扩展，可获得第二信道响应；经过对第一信道响应扩展后，导频分布如图5所示。

可以在时域和/或频域对第一信道响应进行扩展，扩展的方法可以是利用线性插值方法或非线性插值方法。

在实施例一和本实施例中描述了双天线情况下扩展信道响应的方法。本发明实施例对第一信道响应的扩展方法同样适合单天线、及其它多天线(大于等于3根天线)情况。图6示出了单天线情况下的导频结构；图8示出了图6所示导频结构的扩展后的导频结构。

步骤75、利用所述第二信道响应和第一信道响应，利用时频二维内插方法进行信道估计。所述时频二维内插方法包括二维维纳(Wiener)滤波插值法和增强最小二乘插值法。下面分别介绍这两种方法。

1、二维Wiener滤波插值法

任意时频位置(l，k)处的频域信道响应：

data表示数据符号集合。

在式(A-1)中，(l′，k′)∈Γ_l，k表示在实际估计

时一个估计区域中所有的导频资源集合。为了减少复杂度，估计区域可以小于下行符号的数据区域(若干个连续子信道时隙的集合)，可以只利用部分与待估计位置信道响应相邻或相关的导频资源，此时 $(l\′,k\′)\∈{\mathrm{\Γ}}_{l,k}\⊆\mathrm{pilot},$ 同时估计滤波器的系数个数也为‖Γ_k，l‖。w_{l′,k′，l，k}为二维维纳滤波器的加权系数。在估计w_{l′，k′，l，k}时遵循MMSE准则，即估计的均方差

最小，则

由正交性原理(投影定理)可知：

把公式(A-1)代入(A-2)则有

定义互相关函数

定义自相关函数

将(4)代入(A-5)，并根据(A-4)可得

其中E(|S_l′，k′|²)表示发送的导频符号S_l′，k′的平均能量。

所以当我们通过信道的统计特性获得信道的互相关函数和导频符号的信噪比后，就可以很据公式(A-3)和(A-6)估计出滤波系数w_{l′，k′，l，k}，

$w_{l,k}^T={\mathrm{\θ}}_{l,k}^T{\mathrm{\Φ}}^{-1},---(A-7)$

根据第二信道响应和第一信道响应进行信道估计，在信道估计时增加了初始信道响应的密度，可提高信道估计的性能。当终端移动速度为30公里/小时，采用图8所示的第二信道响应和第一信道响应进行信道估计时，可得到如图9所示信噪比—误块率的仿真结果。其中***采用的调制方式为64QAM，编码方式为1/2CTC。

由图9所示的仿真图可以看出，采用第二信道响应和第一信道响应进行信道估计时，对调制的性能改善可以达到2dB左右。

2、增强最小二乘插值法

下面描述增强最小二乘(LSE)的插值信道估计方法。假设：

OFDM符号fft_size＝N；

其中承载数据的子载波个数为M，M<N；

一个OFDM符号内等间隔插有的导频个数为S，S<M；

信道的时域扩展长度为L，L<<N；

信道时域响应可表示为向量h(L×1)。

Step1：首先计算以下时频变换矩阵：

①(N×N)FFT变换矩阵W

$W=\left[\begin{array}{cccc}{w}_{\mathrm{0,0}}& w_{\mathrm{0,1}}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{0,N-1}\\ w_{\mathrm{1,0}}& w_{\mathrm{1,1}}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{1,N-1}\\ \&CenterDot;& & & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& & & \&CenterDot;\\ \&CenterDot;& & & \&CenterDot;\\ w_{N-\mathrm{1,0}}& w_{N-\mathrm{1,1}}& \&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;& w_{N-1,N-1}\end{array}\right]---(B-1)$

$w_{n,m}=\exp (-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}\mathrm{nm})$

n，m∈[0，1，2...N-1]

②(M×L)变换矩阵

③(S×L)变换矩阵W

Step2：对导频进行初始估计：

初始估计的方法为时域LS增强估计，该估计方法可以减小导频初始估计值中的噪声分量。

对于第l′个OFDM符号，由式(B-2)得到导频位置的初始估计值构成向量

则，根据LS算法有

Step3：频域插值

利用变换矩阵

进行频域插值，得到插有导频的OFDM符号内所有承载信息的子载波上的信道频域响应。

根据第二信道响应和第一信道响应进行信道估计，在信道估计时增加了初始信道响应的密度，可提高信道估计的性能。当终端移动速度为30公里/小时，采用图8所示的第二信道响应和第一信道响应进行信道估计时，可得到如图10所示信噪比一误块率的仿真结果。其中***采用的调制方式为QPSK，编码方式为1/2CTC。由图10所示的仿真结果可以看出，在QPSK调制方式下，该改进算法有0.5dB左右的增益。

更进一步，由图9和图10可以看出，本发明实施例的信道估计方法针对信道估计的不同算法、***的不调制方式，均可提高信道估计的性能。

根据本发明实施例，通过第二信道响应和第一信道响应进行信道估计，在信道估计时增加了初始信道响应的密度，从而提高了信道估计的性能。

虽然通过实施例描绘了本发明，但本领域普通技术人员知道，在不脱离本发明的精神和实质的情况下，就可使本发明有许多变形和变化，本发明的范围由所附的权利要求来限定。

Claims (11)

1、一种信道估计装置，其特征在于，包括接收导频信号获得单元、参考导频信号获得单元、导频信道估计单元、扩展单元、信道估计单元，

所述接收导频信号获得单元，用于从接收信号中获得原始导频位置的接收导频信号；

所述参考导频信号获得单元，用于获得参考导频信号；

所述导频信道估计单元，用于根据所述接收导频信号和参考导频信号估计第一信道响应；

所述扩展单元，用于对第一信道响应进行扩展，获得第二信道响应；

所述信道估计单元，用于利用所述第二信道响应和第一信道响应进行信道估计。

2、根据权利要求1所述信道估计装置，其特征在于，所述扩展单元具体为时频扩展单元，所述时频扩展单元，用于在时域和/或频域，利用线性插值方法或非线性插值方法对第一信道响应进行扩展，获得第二信道响应。

3、根据权利要求1或2所述信道估计装置，其特征在于，所述信道估计单元具体为时频信道估计单元，所述时频信道估计单元，用于根据所述第二信道响应和第一信道响应，利用时频二维内插方法进行信道估计。

4、一种信道估计方法，其特征在于，包括：

从接收信号中获得原始导频位置的接收导频信号；

获得参考导频信号；

根据所述接收导频信号和参考导频信号估计第一信道响应；

对第一信道响应进行扩展，获得第二信道响应；

利用所述第二信道响应和第一信道响应进行信道估计。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述利用第二信道响应和第一信道响应进行信道估计具体为：利用所述第二信道响应和第一信道响应，采用时频二维内插方法进行信道估计。

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述时频二维内插方法包括二维维纳滤波插值法和增强最小二乘插值法。

7、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述对第一信道响应进行扩展包括：利用线性插值方法或非线性插值方法对第一信道响应进行扩展。

8、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述对第一信道响应进行扩展包括：在时域和/或频域对第一信道响应进行扩展。

9、根据权利要求4至8任一项所述的方法，其特征在于，所述接收导频信号对应的导频符号的分布为时域和/或频域交错。

10、一种信道估计方法，其特征在于，在得到信道估计插值所需要的初始估计前，先对***发送的导频进行扩展。

11、根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述对导频进行扩展可选择在时域或频域进行扩展。

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