CN100574160C - 正交频率多载波发送装置和发送方法 - Google Patents

Abstract

由逆傅立叶变换部分(13)对已由串行-并行转换器(12)对其进行了串行-并行转换的码元进行逆傅立叶变换，作为码元速率间隔的子载波信号分量。由峰值分量检测器(22)将所得到的时域信号分量的电平与容许峰值电平C_th进行比较，以检测峰值分量。由傅立叶变换部分(23)将峰值分量转换为频域分量，并由减法器(24₀至24_N-1)从对应的子载波信号分量中减去所述频域分量，由此减小峰值功率。

Description

正交频率多载波发送装置和发送方法

技术领域

本发明涉及一种在移动通信***中的例如OFDM(正交频分多路复用)或OFCDM(正交频分码分多路复用)的情况下使用正交频率多载波的发送装置和方法。

背景技术

在通过地面波传播路径的通信中，希望提高频带利用效率并减轻多路径的影响。作为满足该需求的一种方法，利用一种使用多载波的OFDM调制***。图18示出了使用OFDM方案的传统发送装置的示例。OFDM信号发送装置通常由串行到并行转换部分12、逆傅立叶变换部分(在图18中被示出为IFFT)13、并行到串行转换部分14、保护间隔***电路15、主载波发生器16、上变频器17、以及高频功率放大器18组成。

在串行到并行转换部分12中，将输入到输入端6的码元速率1/T(T为码元周期)的码元序列x₀、x₁、......按每N个码元而从串行转换为并行形式，以得到一组N个并行码元x₀(i)、x₁(i)、......、x_N-1(i)。整数i为指明第i次串行到并行转换的参数。如在图19中以频谱形式所示，这些并行码元被处理为频率间隔1/T的N个子载波，并在逆傅立叶变换部分13中经过逆傅立叶变换(例如，IFFT)处理，以得到N个时域信号，由此提供分别使用N个经调制的子载波中的一个作为其频率分量的基带信号s_t0(i)、s_t1(i)、......、s_tN-1(i)。

并行到串行转换部分14将并行信号转换为串行信号序列(时序信号)，其中，在保护间隔***部分15中，例如按每一个分组而***保护间隔GI，随后将其输出施加到上变频器17，其中，将其与来自载波发生器16的频率f_c的主载波信号进行混频并进行上变频，并由高频功率放大器18对上变频后的输出进行放大，之后将其馈送到输出端19。

在OFDM信号中，通过如上所述将子载波信号的频率间隔设置为1/T(T为码元周期)，所述子载波信号彼此正交，并由此，可在接收侧通过FFT而容易地将它们分离。

由于OFDM信号本质上为多载波信号，所以，存在根据每个子载波信号的相位而出现大峰值功率的可能性。例如，当N个子载波信号均以同相叠加时，生成大于平均功率N倍的峰值功率。由于随着峰值功率超过了高频功率放大器18的线性操作输入范围而出现失真，所以，如果该放大器的平均操作功率被设置为相对于其最大功率较低(即增加补偿(backoff))而使得期望峰值功率变为等于或低于该放大器的最大功率，则产生损害功率放大效率的问题。为了避免该问题，希望减小多载波信号的峰值功率。

例如，在日本专利公报第3235769号中，提出了一种用于减小这种多载波信号(尽管不是OFDM信号)的峰值功率的技术。在此日本专利中，峰值减小通过以下步骤实现：从多载波信号输出中检测超过作为***中容许的发送峰值电平的容许峰值电平的峰值分量；将检测出的峰值分量转换为各个发送子载波频率分量；以及从各个子载波调制信号中减去转换后的信号。

然而，在此日本专利中描述的技术中，由于未将OFDM信号或OFCDM信号假定为发送多载波信号的形式，所以，未考虑子载波的频率间隔为1/T的情况，并且，未示出使用IFFT或FFT的配置。此外，当在OFDM信号的频带中存在由于被不同用户使用的原因而不能使用的子载波时，不能期望通过上述日本专利的技术而产生足够的峰值功率减小效果。

因而，本发明的一个目的在于，提供一种能够减小例如OFDM信号或OFCDM信号的多载波发送信号的峰值功率的正交频率多载波发送装置、以及使用该发送装置的发送方法。

发明内容

根据本发明，一种正交频率多载波发送装置和方法，其中在频率轴上将要发送的多个码元排列为具有等于码元速率的频率间隔的多个子载波信号分量，随后将其转换为时域信号，随后对其进行上变频，并在功率放大之后将其发送，所述正交频率多载波发送装置和方法的特征在于，发送功率的峰值分量通过以下步骤而被抑制：对所述多个子载波信号分量执行逆傅立叶变换处理，以将它们变换为多个时域信号分量；将所述多个时域信号分量中的每个与预定的容许峰值电平相比较，以检测超过所述容许峰值电平的峰值分量；将所述峰值分量傅立叶变换为与所述子载波信号分量相对应的频域分量；以及从所述多个子载波信号分量中减去所述频域分量。这样，有可能通过正交频率多载波传输而实现高频率利用效率，并减小峰值功率，由此增加高频功率放大器的功率效率。

此外，根据本发明，通过以下步骤来检测时域的峰值分量：在所述时域信号分量的电平等于或低于所述容许峰值电平时，将所述峰值分量设置为零；在所述时域信号分量的电平超过所述容许峰值电平时，使用所述时域信号分量和所述容许峰值电平之间的差，作为所述峰值分量。

此外，根据本发明，可通过提供傅立叶变换输出信号控制部分来抑制接收特性的恶化，其中，所述傅立叶变换输出信号控制部分将来自所述傅立叶变换部分的所述频域分量中的每个的电平与预定的峰值减小信号容许电平相比较，并控制所述每个频域分量的电平，以使其变为等于或低于所述峰值减小信号容许电平。

此外，根据本发明，可通过根据功率放大后的发送信号的电平来确定所述容许峰值电平，而增加功率效率。

此外，根据本发明，使得其它发送装置能够通过以下步骤而使用相同的子载波组：将所述多个码元中的每个复制为等于扩展因子SF的值的数目SF；通过扩展码来对所述复制的输出进行扩展；以及输出扩展输出，作为所述多个子载波信号分量。

此外，根据本发明，在对其输入多个码元的多个路由中的每个中，将多个码元分别复制为等于扩展因子的值的数目SF，随后，通过不同的扩展码来对每个路由的所述多个复制的输出进行扩展，并且，将所述多个路由的各个扩展输出的对应分量合并并且作为所述多个子载波信号分量而输出，由此，使多个用户能够在相同的发送装置上使用相同的子载波组，并可增加频率利用效率。

此外，根据本发明，通过利用长码来对所述合并的输出进行扩展，并输出扩展输出，作为所述多个子载波信号分量，而使多个基站中的发送装置能够使用相同的子载波组，由此可增加频率利用效率。

根据本发明，通过重复执行峰值减小处理直到所有所述多个时域信号分量的电平变为等于或低于所述容许峰值电平为止，有可能将接收特性的恶化保持在容许的范围内，以将峰值功率维持为等于或小于规定值的值。

根据本发明，通过从存储器读出与所述子载波信号分量相对应的时域信号分量，有可能简化发送装置的配置，并提高其处理速度，其中，在所述存储器中，存储了在对于各个子载波分量的每个可能组合而预先执行由所述逆傅立叶变换、所述峰值分量检测、所述傅立叶变换和所述减法进行的峰值减小处理直到峰值分量变为等于或低于所述容许峰值电平为止时得到的时域信号分量。

附图说明

图1为图解使用OFDM的根据本发明的发送装置的第一实施例的方框图。

图2为示出在图1的实施例中的峰值分量检测部分22的配置的示例的方框图。

图3为示出由图1的发送装置所进行的发送过程的流程图。

图4为示出图1的实施例的修改形式的方框图。

图5为图解本发明的第二实施例的方框图。

图6为示出在图5的实施例中的FFT输出控制部分的配置的方框图。

图7A为绘出峰值减小的信号的示例的图。

图7B为绘出在峰值电平抑制之后的峰值减小的信号的示例的图。

图7C为绘出反复经过峰值电平抑制的峰值减小的信号的示例的图。

图8A为绘出用于峰值电平减小的信号的多个不同容许电平的图。

图8B为绘出为每个片段(segment)而设置的用于峰值减小的信号的容许电平的示例的图。

图9为图解使用OFCDM的根据本发明的发送装置的实施例的方框图。

图10为图解图9的实施例的修改形式的方框图。

图11为图解适于与本发明的发送装置一起使用的接收装置的第一实施例的方框图。

图12为示出图11中的峰值减小部分52的配置的示例的方框图。

图13为图解适于与本发明的发送装置一起使用的接收装置的第二实施例的方框图。

图14为示出图13中的峰值减小信号生成部分54的配置的示例的方框图。

图15为图解适于与本发明的发送装置一起使用的接收装置的第三实施例的方框图。

图16A为示出用于图1的实施例中的发送码元的峰值减小效果的图。

图16B为示出从图1的实施例发送的接收信号的特性的图。

图17为示出由图1的实施例产生的效果的图。

图18为用于说明使用OFDM的传统发送装置的方框图。

图19为用于说明OFDM中的子载波的频带的图。

具体实施方式

第一实施例

图1图解了根据本发明的用于移动通信***的发送装置的第一实施例。此实施例与图18的传统配置的不同之处在于其中加入了：导频信号生成部分9，用于生成导频信号；多路复用部分11，用于对导频信号和提供到终端6的发送码元进行多路复用，并将多路复用的输出提供到串行到并行转换部分12；容许峰值电平设置部分21，用于设置容许峰值电平C_th；峰值分量检测部分22，用于从逆傅立叶变换部分13的输出中检测超过容许峰值电平C_th的峰值分量；傅立叶变换部分23，用于对所述峰值分量执行傅立叶变换处理(在此情况中为FFT)；减法器24₀至24_N-1，用于从到逆傅立叶变换部分13的输入信号中减去来自傅立叶变换部分23的输出。将导频信号与发送信号进行多路复用，以便将其放置在每帧的开头，并且，在接收方，使用它来估计传输线特性。

峰值分量检测部分22被提供有来自容许峰值电平设置部分21的容许峰值电平C_th，并从自逆傅立叶变换部分13输出的各个时域信号分量s_t0(i)至s_tN-1(i)的电平中减去容许峰值电平值C_th，以由此生成峰值分量u_t0(i)至u_tN-1(i)。然而，在时域信号分量s_tk(i)的电平等于或低于容许电平C_th的情况中，对应的峰值分量u_tk(k)被设置为零。这些峰值分量u_t0(i)至u_tN-1(i)在傅立叶变换部分23中被变换为频域分量u_f0(i)至u_fN-1(i)，并由此由减法器24₀至24_N-1从到逆傅立叶变换部分13的输入信号s_f0(i)至s_fN-1(i)中减去由此得到的频域分量。在逆傅立叶变换部分13中，相减后的输出信号再次经过逆傅立叶变换(在此情况中为IFFT)处理，并在峰值分量检测部分22中再次检测来自逆傅立叶变换部分13的输出的峰值分量。

重复上述峰值分量检测、以及用于从到逆傅立叶变换部分13的输入中减去检测出的峰值分量的处理，直到每一个逆傅立叶变换输出电平(时域信号分量电平)变为等于或低于容许峰值电平C_th为止。在所有峰值分量的电平变为等于或低于容许峰值电平C_th的时刻，停止峰值减小处理，并且，和图18中的情况一样，由并行到串行转换部分14将此时来自逆傅立叶变换部分13的输出转换为一个时间序列，并将其作为OFDM信号而输出。通常，如先前通过参照图18所描述的，通过在保护间隔***部分15中将保护间隔GI***到所转换的输出中，而生成OFDM信号。上变频器17将OFDM信号转换为射频信号，由高频放大器18对该射频信号进行放大，并从高频放大器18输出该射频信号。

图2示出了峰值分量检测部分22的配置的示例。峰值分量检测部分22由N个峰值分量发生器22₀至22_N-1构成。假设关于来自图1中的串行到并行转换部分12的第i个经转换的输出的、到逆傅立叶变换部分13的输入信号S_f(i)和来自逆傅立叶变换部分13的输出信号S_t(i)表示为：

S_f(i)＝(s_f0(i)，...，s_f1(i)，...，s_fN-1(i))  (1)

S_t(i)＝(s_t0(i)，...，s_t1(i)，...，s_tN-1(i))  (2)

可使用下面的等式，通过使用输入信号S_f(i)的每个元素S_fn(i)而表示来自逆傅立叶变换部分13的输出信号的每个元素s_tk(i)。

$s_{\mathrm{tk}}\left(i\right)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_{\mathrm{fn}}\left(i\right)e^{j2\mathrm{\πkn}/N}---\left(3\right)$

其中，k＝0、1、......、N-1。

假设要在峰值分量检测部分22中生成的峰值分量U_t(i)表示为：

U_t(i)＝(u_t0(i)，u_t1(i)，...，u_tN-1(i))  (4)

每个峰值分量发生器22_k生成峰值分量u_tk(i)，其中使用在容许峰值电平设置部分21中设置的容许峰值电平C_th通过下面的等式来定义该峰值分量u_tk(i)。

由下面的等式来表示通过在傅立叶变换部分23中对峰值分量U_t(i)进行傅立叶变换处理而得到的频域信号U_f(i)＝(u_f0(i)，u_f1(i)，...，u_fN-1(i))的每个分量u_fn(i)。

$u_{\mathrm{fn}}\left(i\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{\mathrm{tk}}\left(i\right)e^{-j2\mathrm{\πkn}/N}---\left(6\right)$

因而，将由减法器24₀至24_N-1生成的、到逆傅立叶变换部分13的峰值减小的输入信号S′_f(i)的每个元素s′_fn(i)表示为：

s′_fn(i)＝S_fn(i)-U_fn(i)            (7)

如上面所提到的，对到逆傅立叶变换部分13的此更新的输入信号S′_f(i)重复进行等式(3)、(5)、(6)以及(7)的处理，直到由等式(5)定义的每一个峰值分量U_t(i)变为零为止。

在OFDM***中，例如，当在频带中混入了另一个用户的信号时，可通过禁止信号输出到与所混合的信号的频率相对应的串行到并行转换部分12的输出端、以及通过将到逆傅立叶变换部分13的对应输入设置为零，来避免干扰。在此实例中，由于不使用所有子载波分量，所以，有时仅通过峰值减小处理的一次迭代就可能使超过容许峰值电平的峰值分量保持为未减小。然而，通过如在本发明中一样来重复峰值减小处理，可将峰值功率减小为等于或低于容许峰值电平的值。此外，从上述峰值减小过程中显而易见的是，OFDM中的子载波的数目不受限制。

图3示出了执行在图1的实施例中的峰值减小处理的发送方法的过程。

步骤S1：对要发送的码元周期T的输入码元序列执行串行到并行转换，以得到频率间隔1/T的N个子载波信号分量s_f0(i)、s_f1(i)、......、s_fN-1(i)。

步骤S2：对子载波信号s_f0(i)、s_f1(i)、......、s_fN-1(i)执行逆傅立叶变换处理，以得到时域信号分量s_t0(i)、s_t1(i)、......、s_tN-1(i)。

步骤S3：作出检查，看每一个时域信号分量的电平|s_tk(i)|是否等于或低于容许峰值电平C_th，其中，k＝0、1......、N-1。

步骤S4：如果即便一个信号分量的电平|s_tk(i)|大于C_th，也由等式(5)而得到峰值分量u_tk(i)。

步骤S5：对由此得到的峰值分量u_t0(i)、u_t1(i)、......、u_tN-1(i)执行傅立叶变换处理，以得到峰值分量的频域分量u_f0(i)、u_f1(i)、......、u_fN-1(i)。

步骤S6：从子载波信号分量s_f0(i)、s_f1(i)、......、s_fN-1(i)中减去峰值分量的频域分量u_f0(i)、u_f1(i)、......、u_fN-1(i)，随后将减法结果设置为更新的子载波信号分量s_f0(i)、s_f1(i)、......、s_fN-1(i)，并返回到步骤S2。

步骤S7：当在步骤S3中判决每一个时域信号分量的电平|s_tk(i)|等于或低于容许峰值电平C_th时，对此时的时域信号分量s_t0(i)、s_t1(i)、......、s_tN-1(i)执行并行到串行转换，转换为时序信号。

步骤S8：通过频率f_c的载波而对时序信号进行上变频，以生成高频信号。

步骤S9：对高频信号进行功率放大并发送该信号。

如上所述，本发明的重要之处和特征在于，根据需要而将以下循环重复多于一次或更多次：检测通过逆傅立叶变换处理而得到的时域信号中超过容许峰值电平的峰值分量；对这些峰值分量执行傅立叶变换处理，以得到频域分量；以及从对应频率的子载波信号分量中减去所述频域分量。

图4图解了图1中示出的第一实施例的修改形式。图解的修改与第一实施例的不同之处在于，与平均功率相关的容许峰值电平C_th随着来自功率放大器18的发送输出而改变。除了上面这点之外，此实施例与图1的实施例的构造相同。

本发明的峰值功率减小方法通常采用基带处理。由于这个原因，将用于峰值功率减小处理的容许峰值电平C_th设置为相对于平均发送功率的值，而不设置为作为来自发送功率放大器18的实际输出的绝对值。在移动通信中，发送输出通常随着由移动台的位置所引起的接收电平的改变而改变。因而，当将容许峰值电平C_th设置为如上所述的相对值时，容许峰值电平的绝对值随着发送输出而变化。

另一方面，当发送输出与发送功率放大器18的最大输出相比足够小时，即使OFDM的使用造成较大的峰值功率，但在一些情况中功耗并非这么大。由于峰值功率的减小通常导致接收特性的恶化，所以，存在这样的情况，其中从整个***配置的观点来看，在发送功率很小时抑制峰值功率的减小是有优势的。

综上所述，图4的修改实施例通过使用容许峰值电平设置部分21而构造了有效率的***，其中通过该容许峰值电平设置部分21，在发送功率很大时将与平均发送功率相对的容许峰值电平C_th设置为很小的值，而在发送功率很小时将该电平设置为相对大的值。

第二实施例

图5图解了本发明的第二实施例。此实施例与图1和4的实施例的不同之处在于提供了：傅立叶变换输出控制部分31，用于根据峰值减小信号容许电平而控制经傅立叶变换的输出信号的值；以及容许电平设置部分32，用于设置傅立叶变换输出控制部分31中的峰值减小信号容许电平P_Lth。如图6所示，傅立叶变换输出控制部分31具有加法器31A、比较/电平减小处理部分31B、以及存储部分31C。

在本发明中，来自傅立叶变换部分2的各个输出u_f0(i)、......、u_fN-1(i)对应于被***在各个子载波信号中的峰值减小的信号。此实施例对于每个子载波而通过傅立叶变换输出控制部分31来控制峰值减小的信号的电平，由此减弱对接收特性的影响。

在将本发明的峰值功率减小方法应用到OFDM信号的情况中，如图7A所绘出的，所得到的峰值减小的信号u_f0(i)、......、u_fN-1(i)的电平根据不同子载波而不同。在此情况中，大于信号功率的峰值减小的信号的生成将损害对应的子载波接收特性。在此实施例中，如图6所示，容许电平设置部分32设置峰值减小信号容许电平P_Lth，而比较/电平减小处理部分31B对于每个子载波而将峰值减小信号容许电平P_Lth与所生成的峰值减小的信号u_f0(i)、......、u_fN-1(i)中的每个相比较；当峰值减小的信号的电平超过峰值减小信号容许电平P_Lth时，将所涉及的子载波的峰值减小的信号设置为零、或者等于或低于峰值减小信号容许电平P_Lth的电平。图7B中示出了在此情况中的峰值减小的信号的示例。将由此处理的峰值减小的信号u′_f0(i)、......、u′_fN-1(i)存储在图6的存储部分31C中，并且，由减法部分24₀、......、24_N-1从到逆傅立叶变换部分13的输入信号中减去这些信号，以由此抑制来自逆傅立叶变换部分13的输出信号的峰值功率。

在此实例中，由于一些子载波的峰值减小的信号被设置为零，所以超过容许峰值电平的峰值分量再次出现。随后，再次对此残留峰值分量进行检测并进行傅立叶变换，并且将这个经傅立叶变换的输出信号加到存储在存储部分31C中的对应的峰值减小的信号中。在比较/电平减小处理部分31B中，再次对于每个子载波而比较加入了经傅立叶变换的输出信号的峰值减小的信号和峰值减小信号容许电平P_Lth，并将该子载波的峰值减小的信号设置为零、或者等于或低于峰值减小信号容许电平P_Lth的电平。

通过重复上面的信号处理，有可能抑制要对于每个子载波而***的峰值减小的信号的电平、并抑制发送信号的峰值功率。

尽管在上面的描述中，峰值减小信号容许电平为所有子载波而共用，但如下所述，可对于每个子载波将其设置为不同值。

在移动通信中，发送功率控制旨在提高接收特性以及增加***容量，而在OFDM传输中也是如此，现在研究根据传输线的状态而改变用于每个子载波的发送功率。当如上所述发送功率对于每个子载波而不同时，可通过对于具有小发送功率的子载波而降低峰值减小信号容许电平，来防止接收特性的恶化。例如，如图8A所示，可设置峰值减小信号容许电平P_Lth0、......、P_LthN-1，使得发送信号的S/N变为常数。

另一方面，关于用于OFDM传输的发送功率控制，还有可能采用如图8B所示的这种方法，其将OFDM信号分解为Ns(2≤Ns≤N-1)个片段SG₁、......、SG_Ns，并对于每个片段而控制发送功率。在此情况中，采用不发送与不良状态的传输线相对应的片段(例如，SG_k)的信号、而是将所得到的过大的发送功率分配给与良好状态的传输线相对应的其它片段的方案是有效的。在这种传输模式中，通过提高不为其发送信号的片段的频带中的峰值减小信号容许电平P_Lthk、并通过收集此频带中的峰值减小的信号，有可能降低其中发送信号的频带中的每个峰值减小的信号的电平——这允许进一步抑制接收特性的恶化。

第三实施例

尽管上面已将本发明描述为应用于使用OFDM的发送装置，但图9示出了应用于OFCDM的本发明的第三实施例。此实施例具有这种配置，其中，在图1的实施例中，复制部分25₁至25_J被连接到串行-并行转换部分12的J＝N/SF个并行输出端，并且，通过乘法器27₀至27_N-1而将来自每个复制部分25_j(1≤j≤J，J×SF＝N)的SF个复制输出乘以来自扩展码生成部分26的扩展码，并将其提供到加法器24₁至24_N-1；除了上面的配置之外，此实施例基本上与图1的实施例相同。然而，在此实施例中，提供了导频信号生成部分9和多路复用部分11，并且，多路复用部分11将导频码元***到发送码元序列中，并将输出提供到串行-并行转换部分12。SF被称为扩展因子，其为等于或大于1的整数。

在OFCDM***中，通过用户专用短码、以及使用该发送装置的基站所属小区专用的长码，而对来自复制部分25₁至25_J的输出进行扩展。在图9的实施例中，扩展码生成部分26生成短码和长码的相乘结果，作为扩展码，并将一个码片(chip)提供到乘法器27₀至27_N-1中的每个，每N个码片乘以来自复制部分25₁至25_N-1的N个输出，并将相乘后的输出分别提供到加法器24₀至24_N-1中的对应加法器。后续的峰值减小处理与图1的实施例相同，并且，如虚线所指明的，和图4的实施例中的情况一样，容许峰值电平设置部分21中的容许峰值电平C_th的设置值可随着高频功率放大器18的平均功率而改变。

在图9的实施例中，来自复制部分25₁至25_J的输出的总数也为N＝J·SF，并且，对于到串行到并行转换部分12的输入的码元周期T，将来自这些复制部分的N个输出作为频率间隔1/T的子载波信号分量而处理。在此实施例中，通过将扩展因子SF设置为等于或大于1、且等于或小于N的整数，而由串行到并行转换部分12将输入码元序列转换为J＝N/SF个并行码元，并且由复制部分25_j将所述J个输出中的每个复制为作为SF个子载波信号分量而发送的多组SF个副本。因而，如果SF等于或大于2，则有可能在接收方得到分集效应，但相应地减小了信号传输率。

可通过把将每个码元复制为很多组SF个副本、并通过扩展码而对总共N个由此生成的码元进行扩展的步骤添加到图3的过程中的步骤S1中的串行到并行转换之后，而进行由图9的实施例的发送装置所进行的发送过程。使用由此扩展的N个码元作为N个子载波信号分量s_f0(i)s_f1(I)、......、s_fN-1(i)，并且，所添加的步骤后面跟随有图3中的步骤S2至结束。

图10的实施例为这种OFCDM通信装置的实施例，其中所述OFCDM通信装置使用图9的实施例中的从数据输入终端6到串行到并行转换部分12的多个路由(route)，并通过不同的扩展码而对来自所述多个路由的输出进行扩展，由此允许使用多个相同的子载波组。

如图10所示，在此实施例中，在图9的实施例的配置中提供了M个类似配置的子载波生成部分10₁至10_M，其分别包含导频信号生成部分9、多路复用部分11、串行到并行转换部分12、复制部分25₁至25_J、以及乘法器27₀至27_N-1。M为等于或大于2的整数。此外，在此示例中，每个子载波生成部分10_m(1≤m≤M)具有短码生成部分26A，并且，各个子载波生成部分10₁至10_M的短码生成部分26A生成具有相同码长的不同的短码SC₁至SC_M。每个短码生成部分26A基于逐片而将短码SC_m提供到乘法器27₀至27_N-1。

将来自M个子载波生成部分10₁至10_M中的每个的乘法器27₀至27_N-1的输出施加到合并部分28，其中，将对应的子载波信号分量分别合并为N个合并的子载波信号分量，将其提供到乘法器29₀至29_N-1。长码生成部分26B生成长码LC，并将一个码片提供到乘法器29₀至29_N-1中的每个，每N个码片乘以来自合并部分28的N个输出，并将相乘后的输出施加到N个减法器24₀至24_N-1。后续的峰值减小处理与图1的实施例中的情况相同，并且，如虚线所指明的，和图4的实施例中的情况一样，容许峰值电平可随着功率放大器18的平均功率而改变。

此外，在图10的实施例中，可将短码生成部分26A替换为将短和长码相乘以提供相乘后的输出的扩展码生成部分26，在该情况中，可省略长码生成部分26B和乘法器29₀至29_N-1。

图10的实施例使多个用户能够使用具有同一组中的N个子载波，并由此，其具有高频率利用效率的优点。此外，在上面的实施例中，扩展因子SF的值可随着多径延迟扩展而改变——这表明：可将本发明的峰值减小方案应用于正在研究的作为***移动通信***的VSF-OFCDM(可变扩展因子-正交频分和码分多路复用)***。

在图10的实施例的发送过程中，在图3的过程的步骤S1中，对于每个路由而将多个路由的输入码元从串行转换为并行形式，随后将由此转换的并行码元复制为很多组N个码元，通过扩展码而对其进行扩展，并将多个路由的对应扩展码元合并，以得到N个已合并的扩展码元，作为N个子载波信号分量s_f0(i)、s_f1(i)、......、s_fN-1。这后面跟随着图3的步骤S2至结束。

在图1、4、9和10的上述实施例中，由于每个码元可呈现的值是预定的，所以假设这些可能值的数目表示为K，则来自串行到并行转换部分12的N个并行输出的组合的数目为K^N。由于这些组合是预定的，所以有可能对各个组合预先计算逆傅立叶变换，并且计算出的值被预先存储在存储器中，并从中读出与到逆傅立叶变换部分13的N个输入信号相对应的逆傅立叶变换值。在这个实例中，逆傅立叶变换部分13自身由存储器形成。傅立叶变换部分23也可由存储器形成。

此外，由于在逆傅立叶变换输出中可呈现的值的组合也是预定的，所以预先确定容许峰值电平C_th允许通过等式(5)来进行峰值分量的预先计算；因而，如果给出来自串行到并行转换部分12的一组N个输出(或到逆傅立叶变换部分13的一组N个输入)，则有可能预先计算将在重复执行峰值减小处理直到检测出的峰值变为等于或低于容许峰值电平C_th为止的情况中得到的来自逆傅立叶变换部分13的最终输出。

由此，还有可能采用这种配置，其中：将由峰值减小处理提供的来自逆傅立叶变换部分13的输出预先存储在与来自串行到并行转换部分12的各组输出(或到逆傅立叶变换部分13的输入)相对应的存储器中；以及在发送装置的操作期间，从所述存储器读出与来自串行到并行转换部分12的输出(在图9和10中为来自乘法器24₀至24_N-1的输出)相对应的、在峰值减小处理之后的逆傅立叶变换结果，并将其馈送到并行到串行转换部分14。在这种情况中，通过一个存储器来形成图1、4、9和10中的逆傅立叶变换部分13、峰值分量检测部分22、傅立叶变换部分23、以及减法器24₀至24_N-1它们的全部。

接收装置的第一实施例

图11图解了适于与根据本发明的发送装置一起使用的接收装置的配置的示例。作为普通OFDM信号接收器的情况，示出的接收装置被提供有本地振荡器42、下变频混频器43、保护间隔去除电路44、串行到并行转换部分45、傅立叶变换部分46、滤波部分47、并行到串行转换部分48、误差校正解码部分49、参考导频信号生成部分51、以及信道估计部分53。在此实施例中，还在参考导频信号生成部分51和信道估计部分53之间提供了峰值减小部分52。

下变频混频器43通过来自本地振荡器42的本地信号而将被馈送到终端41的OFDM信号转换为基带信号(或中频信号)，随后，保护间隔去除电路44从该基带信号中去除保护间隔，并且，串行到并行转换部分45将其转换为并行信号，在傅立叶变换部分46中对该信号进行傅立叶变换处理。分别提供来自傅立叶变换部分46的输出信号，作为用于每个子载波的接收信号。在滤波部分47中，从这些子载波接收信号中去除信道传输失真，随后，并行到串行转换部分48将所述信号转换为串行信号，在误差校正解码部分49中对该信号进行误差校正解码，以解调出原始信号。

在信道估计部分53中，在发送接收方所知道的信号模式的导频信号持续期间，使用来自参考导频信号生成部分51的参考导频信号和子载波接收信号，来作出信道估计。在此情况中使用的信道估计方法为：例如，对于每个子载波而使接收信号与参考导频信号相关，并通过根据该相关的计算而得到作为信道估计值的、表示每个信道的传输特性的相反特性的滤波器系数，例如，FIR滤波器系数。

由于发送方执行如前面通过参照图1、4和5所描述的峰值减小处理，所以，所接收的每个子载波的导频信号受到峰值减小处理以及信道传输特性的影响。考虑到这一点，在图11的接收装置中，在接收方生成的参考导频信号也经过与在发送方相同的峰值减小处理，由此增加信道估计部分53中的信道估计的精度。

图12示出了峰值减小部分52的配置的示例。此示例的组成元件在构造和操作上与图5的发送装置中的逆傅立叶变换部分13、峰值分量检测部分22、傅立叶变换部分23、傅立叶变换输出信号控制部分31、以及减法器24₀至24_N-1相同；在逆傅立叶变换部分52A中对来自参考导频信号生成部分51的参考导频信号进行逆傅立叶变换处理，随后在峰值分量检测部分52B中检测变换后的输出的峰值分量，并将在容许峰值电平C_th以下的那些分量均设置为零。在傅立叶变换部分52C中对来自峰值分量检测部分52B的输出进行傅立叶变换，随后，在傅立叶变换输出信号控制部分52D中将变换后的输出与峰值减小信号容许电平P_Lth相比较，并将超过该容许电平的分量替换为小于P_Lth的预定值(与发送方相同的值)。减法器52E₀，......，52E_N-1从参考导频信号中减去来自傅立叶变换输出信号控制部分52D的输出。重复上面的处理，直到峰值分量检测部分52B检测出的所有分量的电平变为等于或低于容许峰值电平C_th为止，利用容许峰值电平C_th，也对接收方的参考导频信号进行与对在发送方的导频信号进行的峰值减小处理相同的峰值减小处理。因而，施加到图11中的信道估计部分53的子载波接收导频信号以及从峰值减小部分52馈送到信道估计部分53的峰值减小的参考导频信号之间的差仅为传输线上的接收导频信号的失真；由此，可提高信道估计部分53中的信道估计精度。

信道估计部分53对于N个信道中的每个而计算子载波接收导频信号和在峰值减小部分52中进行了峰值减小处理的参考导频信号之间的相关性，并根据该相关性而计算例如表示传输线特性的FIR滤波器系数，作为信道估计值。滤波部分47根据每个信道的滤波器特性而计算表明传输线特性的相反特性的系数，并使用该相反特性系数来对对应信道的子载波接收信号执行FIR滤波，由此从接收信号中去除传输失真。并行到串行转换部分48将来自滤波部分47的输出转换为串行信号，在误差校正解码部分49中对该信号进行误差校正解码。

通过此接收装置，在信道估计期间，排除了在发送方对接收导频信号所进行的峰值减小处理的影响，以确保精确的信道估计，使得在发送方的峰值容许电平P_Lth能够被相应地设置为高。由于峰值减小量在发送装置中可能增加，所以，有可能对应地减小高频功率放大器18中的补偿，并允许高效功率放大。

在作为傅立叶变换输出的峰值减小的信号在发送方经过各种控制处理的情况中，与在发送方相同的处理仅需要由图12中示出的傅立叶变换输出信号控制部分52D来执行。

接收装置的第二实施例

已将图11的实施例描述为：被配置为对于参考导频信号而执行与在发送方的峰值减小处理相同的峰值减小处理，以便确保精确的信道估计。但是，由于图1、4和5的发送装置在发送信号的整个持续时间上执行峰值减小处理，所以，接收信号是峰值减小的信号，即使其接收特性相应地恶化的信号。如果该特性恶化在容许的限度内，则可原样使用该信号；图13中示出的第二实施例被配置为：补偿由在发送方进行的峰值减小处理所造成的特性恶化。也就是说，如图13中绘出的，在图11的配置中附加地提供了峰值减小信号生成部分54、加法器55₀、......、55_N-1、以及硬判决/并行到串行转换部分56。硬判决/并行到串行转换部分56对来自滤波部分47的输出作出硬判决，并将它们从并行转换为串行形式，并输出发送信号估计值。随后，加法器55₀、......、55_N-1将在峰值减小信号生成部分54中根据此发送信号估计值生成的峰值减小的信号加到从傅立叶变换部分46输出的各个子载波接收信号上。

在图14中，示出了峰值减小信号生成部分54的配置的示例。所示出的示例中的串行到并行转换部分54A、逆傅立叶变换部分54B、峰值分量检测部分54C、傅立叶变换部分54D、以及傅立叶变换输出信号控制部分54E在构造和操作上与图5的发送装置中的串行到并行转换部分12、逆傅立叶变换部分13、峰值分量检测部分22、傅立叶变换部分23、以及傅立叶变换输出信号控制部分31相同。也就是说，在串行到并行转换部分54A中将发送信号估计值转换为并行信号，随后，在逆傅立叶变换部分54B中对由此得到的并行信号进行逆傅立叶变换处理，随后，在峰值分量检测部分54C中，将等于或低于容许峰值电平C_th的那些分量设置为零，并且，在傅立叶变换部分54D中，对所述输出进行傅立叶变换，以生成峰值减小的信号。此外，在傅立叶变换输出信号控制部分54E中，将超过峰值减小信号容许电平P_Lth的峰值减小信号中的那些分量设置为等于或低于P_Lth的预定电平(与在发送方相同的值)。

在由例如FIR滤波器所形成的传输线估计滤波部分54F中，使用来自信道估计部分53的表示传输线特性的信道估计值(FIR滤波器系数)，而分别对来自傅立叶变换输出信号控制部分54E的输出进行滤波，通过该滤波而生成受传输线特性影响的峰值减小的信号。图13中的加法器55₀、......、55_N-1将这些峰值减小的信号加到各个子载波接收信号上，通过该操作而消除了在发送方进行的峰值减小处理的影响。因而，滤波部分47在其输出端提供了与从发送装置的串行到并行转换部分12输出的N个信道的子载波信号接近的信号。

在作为傅立叶变换输出的峰值减小的信号在发送方经过各种控制处理的情况中，与在发送方相同的处理仅需要由图14中示出的傅立叶变换输出信号控制部分54E来执行。

接收装置的第三实施例

图15图解了适于与本发明的发送装置一起使用的接收装置的第三实施例。此实施例被配置为使用来自误差校正解码部分49的解调后的信号，而不使用硬判决/并行到串行转换部分56的发送信号估计值，并且，除了上面这点之外，该实施例与图13的实施例相同。

此接收装置在第一解调中通过利用未加入峰值减小的信号的子载波接收信号，而执行滤波、并行到串行转换、以及误差校正解码，并且，在峰值减小信号生成部分54中，使用由此得到的解调后的信号来生成峰值减小的信号。随后，加法器55₀至55_N-1将这些峰值减小的信号分别加到子载波接收信号上，以消除在发送方进行了减法的峰值减小的信号，并再次进行滤波、并行到串行转换、以及误差校正解码。

在生成峰值减小的信号中，使用经过误差校正解码的信号作为解调后的信号是有效的，这是由于其提高了用于生成峰值减小的信号的解调信号的质量，确保增加生成它们的精度。

并且，如果必要，则通过重复从上述解调后的信号生成峰值减小的信号、以及通过使用加入了峰值减小的信号的子载波接收信号而再次执行滤波和解码的一系列步骤，有可能提高峰值减小的信号的生成精度，并提供增强的接收特性。

关于重复以上处理的次数，可考虑到信号处理量、或处理时间的延迟而预置其上限，或者有可能例如通过CRC来估计接收信号的质量，并使用该信号质量来判决是否重复处理。

在示出了图11、13和15中的峰值减小部分52的配置的图12中，由于参考导频信号的模式是预定的，所以，到逆傅立叶变换部分52A的输入的所有组可能值是预定的。可对于每组值而预先计算逆傅立叶变换；可使用计算出的结果来计算来自峰值分量检测部分52B的输出；可使用计算出的输出来进行傅立叶变换部分52C的计算；可使用傅立叶变换的输出来计算来自傅立叶变换信号控制部分52D的输出；此外，所述输出可用于由减法器52E、......、52E_N-1从参考导频信号中减去。换句话说，可对于输入参考导频信号而预先计算峰值减小的参考导频信号。由此，通过用存储器来形成峰值减小部分52、并预先将峰值减小的参考导频信号存储在与预先计算的参考导频信号相对应的存储器中，有可能避免对诸如逆傅立叶变换和傅立叶变换的实时计算的需要，并由此提高处理速度。

本发明的效果

图16A示出了在图1的实施例中子载波数目N为128、且每个子载波发送10⁷个码元的情况中，相对于功率/平均功率的比率的累积频率分布。曲线A-1指明未进行峰值抑制的情况，而曲线A-2指明通过被设置为平均功率3dB的容许峰值电平C_th而进行了峰值抑制的情况。从此图中可以看出，通过根据本发明的峰值抑制，功率/平均功率的比率超过3dB的码元的百分比减小为零。

在图16B中，曲线B-3和B-2指明了在峰值电平C_th分别为3dB和6dB的情况中，Eb/No(每位能量/噪声电平)相对于BER(误码率)的特性，而曲线B-1指明了在未进行峰值抑制的情况中的BER特性。从此图中可以看出，由根据本发明的峰值减小处理所造成的接收特性的恶化量很小，并且，即使在容许峰值电平C_th为3dB时，在BER＝10^-3的情况下，恶化也在大约1dB的容许范围内。

图17为示出根据本发明的图1的实施例的效果的图。在该图中，示出了一个示例，其中，128个子载波的第7、第8、第9、第51、第52和第53个子载波(即，它们中的6个)不能使用。将用于平均功率的容许峰值电平C_th设置为3dB。可以看出，如曲线7-2所指明的，通过一次峰值减小处理，峰值分量未变为等于或低于容许峰值电平，而如曲线7-3和7-4所指明的，通过峰值减小处理的两次和三次迭代，峰值分量变为等于或低于容许峰值电平。曲线7-1指明了未执行峰值减小处理的情况。

如上所述，本发明允许OFDM信号或OFCDM信号的有效的峰值功率减小，并由此减小了发送功率放大器18的最大输出，允许提高其功率效率并减小其成本。

Claims (11)

1、一种正交频率多载波发送装置，其在频率轴上将要发送的多个码元排列为具有等于码元速率的频率间隔的多个子载波信号分量，随后将它们转换为时域信号，随后对这些信号进行上变频，并放大它们的功率，之后发送它们，该装置包括：

逆傅立叶变换部分，用于将所述多个子载波信号分量变换为多个时域信号分量；

峰值分量检测部分，用于将所述多个时域信号中的每个与预定的容许峰值电平相比较，以检测超过所述容许峰值电平的峰值分量；

傅立叶变换部分，用于将所述峰值分量变换为与所述多个子载波信号分量相对应的频域分量；以及

减法部件，用于从要输入到所述逆傅立叶变换部分的所述多个子载波信号分量中减去所述频域分量，由此抑制发送输出的峰值分量。

2、如权利要求1所述的正交频率多载波发送装置，其中，在从所述逆傅立叶变换部分输出的时域信号分量的电平等于或低于所述容许峰值电平时，所述峰值分量检测部分将所述峰值分量设置为零，并且，在所述时域信号分量的电平超过所述容许峰值电平时，使用所述时域信号分量和所述容许峰值电平之间的差，作为所述峰值分量。

3、如权利要求1所述的正交频率多载波发送装置，其中，提供容许峰值电平设置部分，用于根据功率放大后的发送信号的电平来确定所述容许峰值电平。

4、如权利要求1所述的正交频率多载波发送装置，还包括傅立叶变换输出信号控制部分，用于将来自所述傅立叶变换部分的所述频域分量中的每个的电平与预定的峰值减小信号容许电平相比较，并控制所述每个频域分量的电平，以使其变为等于或低于所述峰值减小信号容许电平。

5、如权利要求3所述的正交频率多载波发送装置，还包括傅立叶变换输出信号控制部分，用于将来自所述傅立叶变换部分的所述频域分量中的每个的电平与预定的峰值减小信号容许电平相比较，并控制所述每个频域分量的电平，以使其变为等于或低于所述峰值减小信号容许电平。

6、如权利要求1所述的正交频率多载波发送装置，还包括：

多个复制部分，所述多个复制部分中的每个将所述多个码元中的一个复制为等于扩展因子的值的数目SF，其中所述SF为等于或大于1的整数；

扩展码生成部分，用于生成扩展码；以及

乘法部件，用于通过所述扩展码而对来自所述多个复制部分的输出进行扩展，并输出扩展结果作为所述多个子载波信号分量。

7、如权利要求1所述的正交频率多载波发送装置，还包括：

多个复制部分，在对其输入多个码元的多个路由中的每个中，所述多个复制部分中的每个将所述多个码元中的一个复制为等于扩展因子的值的数目SF，其中所述SF为等于或大于1的整数；

扩展码生成部分，用于生成用于每个路由的扩展码；

乘法部件，用于通过所述扩展码而对来自每个路由的所述多个复制部分的输出进行扩展；以及

合并部分，用于合并来自所述多个路由的各个乘法部件的输出的对应分量，并输出合并的分量，作为所述多个路由的子载波信号分量。

8、如权利要求7所述的正交频率多载波发送装置，其中，所述扩展码生成部分生成短码作为所述扩展码；所述发送装置还包括：

长码生成部分，用于生成长码；以及

第二乘法部件，用于将来自合并部分的输出乘以所述长码，并输出乘法结果作为所述多个子载波信号分量。

9、如权利要求1至8中的任一个所述的正交频率多载波发送装置，其中，由存储器来形成一组所述逆傅立叶变换部分、所述峰值分量检测部分、所述傅立叶变换部分、以及所述减法部件，在所述存储器中，存储了在对于各个子载波分量的每个可能组合而预先执行由所述逆傅立叶变换部分、所述峰值分量检测部分、所述傅立叶变换部分和所述减法部件进行的峰值减小处理、直到峰值分量变为等于或低于所述容许峰值电平为止时得到的时域信号分量。

10、一种正交频率多载波发送方法，其在频率轴上将要发送的多个码元排列为具有等于码元速率的频率间隔的多个子载波信号分量，随后将它们转换为时域信号，随后对这些信号进行上变频，并放大它们的功率，之后发送它们，该方法包括：

(a)对所述多个子载波信号分量执行逆傅立叶变换处理以将它们变换为多个时域信号分量的步骤；

(b)将所述多个时域信号分量中的每个与预定的容许峰值电平相比较以检测超过所述容许峰值电平的峰值分量的步骤；

(c)将所述峰值分量傅立叶变换为与所述子载波信号分量对应的频域分量的步骤；以及

(d)从所述多个子载波信号分量中减去所述频域分量以由此抑制发送输出的峰值分量的步骤

其中，重复执行所述步骤(a)、(b)、(c)和(d)，直到在所述步骤(b)中所有所述多个时域信号分量的电平变为等于或低于所述容许峰值电平为止。

11、如权利要求10所述的正交频率多载波发送方法，其中，从存储器读出与所述子载波信号分量相对应的时域信号分量，在所述存储器中，存储了在对于各个子载波分量的每个可能组合而预先执行通过所述步骤(a)、(b)、(c)和(d)进行的峰值减小处理直到峰值分量变为等于或低于所述容许峰值电平为止时得到的时域信号分量。

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