JP2003134084A - 無線受信装置及び無線受信方法 - Google Patents
無線受信装置及び無線受信方法Info
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- JP2003134084A JP2003134084A JP2001326327A JP2001326327A JP2003134084A JP 2003134084 A JP2003134084 A JP 2003134084A JP 2001326327 A JP2001326327 A JP 2001326327A JP 2001326327 A JP2001326327 A JP 2001326327A JP 2003134084 A JP2003134084 A JP 2003134084A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、拡散
符号間の相互相関を除去して受信品質を向上させるこ
と。 【解決手段】 チャネル推定値と拡散符号との間の畳み
込み演算で行列Ａを作成する。なお、本実施の形態で
は、マルチパスが複数のＯＦＤＭシンボルにまたがらな
いので、畳み込み演算ではなく乗算となる。行列Ａの相
関演算ＡHＡ（行列）を算出する。行列ＡHＡは、対角成
分にそれぞれの拡散符号のフェージング伝搬路の利得が
現れ、対角成分以外にそれぞれの拡散符号の相互相関が
現れる。送信シンボルｘについての式ＡHＡｘ＝ｂを解
くことにより、すなわち逆拡散信号ｂに対してＡHＡの
逆行列［ＡHＡ］-1を乗算することにより、窓幅Ｗ’に
含まれるパスについての拡散符号の相互相関を除去した
複数の信号を復調する。
符号間の相互相関を除去して受信品質を向上させるこ
と。 【解決手段】 チャネル推定値と拡散符号との間の畳み
込み演算で行列Ａを作成する。なお、本実施の形態で
は、マルチパスが複数のＯＦＤＭシンボルにまたがらな
いので、畳み込み演算ではなく乗算となる。行列Ａの相
関演算ＡHＡ（行列）を算出する。行列ＡHＡは、対角成
分にそれぞれの拡散符号のフェージング伝搬路の利得が
現れ、対角成分以外にそれぞれの拡散符号の相互相関が
現れる。送信シンボルｘについての式ＡHＡｘ＝ｂを解
くことにより、すなわち逆拡散信号ｂに対してＡHＡの
逆行列［ＡHＡ］-1を乗算することにより、窓幅Ｗ’に
含まれるパスについての拡散符号の相互相関を除去した
複数の信号を復調する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル無線通
信方式において使用されるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無
線受信装置及び無線受信方法に関する。
信方式において使用されるＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無
線受信装置及び無線受信方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル無線通信システムにお
いて、ＯＦＤＭ変調方式により得られる送信データを高
速で伝送できるといった長所と、ＣＤＭＡ変調方式によ
り得られる干渉及び雑音に強いといった長所とを有効に
利用することにより、多数の通信端末に高品質の送信デ
ータを高速で伝送し得る方式、すなわちＯＦＤＭ方式と
ＣＤＭＡ方式を組み合わせた通信方式（以下、これをＯ
ＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式と呼ぶ）が開発されている。
いて、ＯＦＤＭ変調方式により得られる送信データを高
速で伝送できるといった長所と、ＣＤＭＡ変調方式によ
り得られる干渉及び雑音に強いといった長所とを有効に
利用することにより、多数の通信端末に高品質の送信デ
ータを高速で伝送し得る方式、すなわちＯＦＤＭ方式と
ＣＤＭＡ方式を組み合わせた通信方式（以下、これをＯ
ＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式と呼ぶ）が開発されている。
【０００３】図４は、従来のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の
無線受信装置の構成を示すブロック図である。無線信号
は、アンテナ４０１を介して無線受信部４０２において
受信される。無線受信部４０２では、受信された信号に
対して所定の無線受信処理（例えば、ダウンコンバート
やＡ／Ｄ変換など）を行い、無線受信処理後の信号をガ
ードインターバル除去部４０３に出力する。
無線受信装置の構成を示すブロック図である。無線信号
は、アンテナ４０１を介して無線受信部４０２において
受信される。無線受信部４０２では、受信された信号に
対して所定の無線受信処理（例えば、ダウンコンバート
やＡ／Ｄ変換など）を行い、無線受信処理後の信号をガ
ードインターバル除去部４０３に出力する。
【０００４】ガードインターバル除去部４０３では、無
線受信処理後の信号に挿入されているガードインターバ
ルを除去し、ガードインターバル除去後の信号をシリア
ル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部４０４に出力する。Ｓ／
Ｐ変換部４０４では、ガードインターバル除去後の信号
をＳ／Ｐ変換し、Ｓ／Ｐ変換後の信号を並列にＦＦＴ
（Fast Fourier Transform）処理部４０５に出力する。
線受信処理後の信号に挿入されているガードインターバ
ルを除去し、ガードインターバル除去後の信号をシリア
ル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部４０４に出力する。Ｓ／
Ｐ変換部４０４では、ガードインターバル除去後の信号
をＳ／Ｐ変換し、Ｓ／Ｐ変換後の信号を並列にＦＦＴ
（Fast Fourier Transform）処理部４０５に出力する。
【０００５】ＦＦＴ処理部４０５では、Ｓ／Ｐ変換後の
信号にＦＦＴ処理を行ってサブキャリア毎の情報に変換
し、このＦＦＴ処理後の信号をフェージング補償部４０
６に出力する。なお、ＦＦＴ処理後の信号のうち既知信
号であるパイロットシンボルは、サブキャリア毎にチャ
ネル推定部４０８に出力される。
信号にＦＦＴ処理を行ってサブキャリア毎の情報に変換
し、このＦＦＴ処理後の信号をフェージング補償部４０
６に出力する。なお、ＦＦＴ処理後の信号のうち既知信
号であるパイロットシンボルは、サブキャリア毎にチャ
ネル推定部４０８に出力される。
【０００６】サブキャリア毎チャネル推定部４０８は、
サブキャリア毎のパイロットシンボルを用いてサブキャ
リア毎にチャネル推定を行い、得られたサブキャリア毎
のチャネル推定値をフェージング補償部４０６に出力す
る。
サブキャリア毎のパイロットシンボルを用いてサブキャ
リア毎にチャネル推定を行い、得られたサブキャリア毎
のチャネル推定値をフェージング補償部４０６に出力す
る。
【０００７】フェージング補償部４０６では、ＦＦＴ処
理後のサブキャリア毎の信号に、それぞれのサブキャリ
ア毎のチャネル推定値を乗算して、ＦＦＴ処理後のサブ
キャリア毎の信号に対してフェージング補償を行う。フ
ェージング補償されたサブキャリア毎の信号は、逆拡散
部４０７に出力される。逆拡散部４０７では、フェージ
ング補償後のサブキャリア毎の信号に対して、送信側で
使用した拡散符号で逆拡散処理を行って、受信データを
再生する。
理後のサブキャリア毎の信号に、それぞれのサブキャリ
ア毎のチャネル推定値を乗算して、ＦＦＴ処理後のサブ
キャリア毎の信号に対してフェージング補償を行う。フ
ェージング補償されたサブキャリア毎の信号は、逆拡散
部４０７に出力される。逆拡散部４０７では、フェージ
ング補償後のサブキャリア毎の信号に対して、送信側で
使用した拡散符号で逆拡散処理を行って、受信データを
再生する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方
式においては、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎の
フェージング伝搬路が異なるために、拡散符号間の直交
性が保てなくなり、拡散符号の相互相関が発生して通信
品質を保つのは難しくなるという問題がある。
式においては、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎の
フェージング伝搬路が異なるために、拡散符号間の直交
性が保てなくなり、拡散符号の相互相関が発生して通信
品質を保つのは難しくなるという問題がある。
【０００９】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、拡散符号間の
相互相関を除去して受信品質を向上させることができる
無線受信装置及び無線受信方法を提供することを目的と
する。
あり、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、拡散符号間の
相互相関を除去して受信品質を向上させることができる
無線受信装置及び無線受信方法を提供することを目的と
する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の無線受信装置
は、拡散変調されたＯＦＤＭシンボル及び既知信号を含
む受信信号を受信するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線受
信装置であって、前記受信信号の既知信号を用いてサブ
キャリア毎のチャネル推定を行うチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段で得られたチャネル推定値を用い
てサブキャリア毎のフェージング補償を行うフェージン
グ補償手段と、フェージング補償後の拡散変調されたＯ
ＦＤＭシンボルに逆拡散処理を行う逆拡散手段と、前記
逆拡散処理後の信号に対して干渉除去処理を行って全コ
ードの受信信号を出力する干渉除去手段と、を具備する
構成を採る。
は、拡散変調されたＯＦＤＭシンボル及び既知信号を含
む受信信号を受信するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線受
信装置であって、前記受信信号の既知信号を用いてサブ
キャリア毎のチャネル推定を行うチャネル推定手段と、
前記チャネル推定手段で得られたチャネル推定値を用い
てサブキャリア毎のフェージング補償を行うフェージン
グ補償手段と、フェージング補償後の拡散変調されたＯ
ＦＤＭシンボルに逆拡散処理を行う逆拡散手段と、前記
逆拡散処理後の信号に対して干渉除去処理を行って全コ
ードの受信信号を出力する干渉除去手段と、を具備する
構成を採る。
【００１１】この構成によれば、サブキャリア毎にフェ
ージング補償してマルチパス干渉除去を行うので、すな
わち、サブキャリア毎のチャネル推定値を用いるので、
拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージング伝
搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を除去
することができ、受信性能を向上することができる。
ージング補償してマルチパス干渉除去を行うので、すな
わち、サブキャリア毎のチャネル推定値を用いるので、
拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージング伝
搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を除去
することができ、受信性能を向上することができる。
【００１２】本発明の無線受信装置は、上記構成におい
て、マルチパスが１ＯＦＤＭシンボル内である構成を採
る。
て、マルチパスが１ＯＦＤＭシンボル内である構成を採
る。
【００１３】本発明の無線受信装置は、上記構成におい
て、マルチパスが複数のＯＦＤＭシンボルに及ぶ構成を
採る。
て、マルチパスが複数のＯＦＤＭシンボルに及ぶ構成を
採る。
【００１４】この構成によれば、マルチパスが複数のＯ
ＦＤＭシンボルに及んでも１ＯＦＤＭシンボル内であっ
ても、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージ
ング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関
を除去することができ、受信性能を向上することができ
る。
ＦＤＭシンボルに及んでも１ＯＦＤＭシンボル内であっ
ても、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージ
ング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関
を除去することができ、受信性能を向上することができ
る。
【００１５】本発明の無線受信装置は、上記構成におい
て、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式が、周波数軸及び時間軸上
にチップを拡散配置して伝送を行う２次元拡散のＯＦＤ
Ｍ−ＣＤＭＡ方式である構成を採る。
て、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式が、周波数軸及び時間軸上
にチップを拡散配置して伝送を行う２次元拡散のＯＦＤ
Ｍ−ＣＤＭＡ方式である構成を採る。
【００１６】この構成によれば、２次元拡散の場合であ
っても、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェー
ジング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相
関を除去することができ、受信性能を向上することがで
きる。
っても、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェー
ジング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相
関を除去することができ、受信性能を向上することがで
きる。
【００１７】本発明の無線受信装置は、上記構成におい
て、干渉除去手段が、最大拡散率分について相互相関の
除去を行う構成を採る。
て、干渉除去手段が、最大拡散率分について相互相関の
除去を行う構成を採る。
【００１８】この構成によれば、遅延波がシンボルにま
たがらない場合に、演算負荷を軽減することが可能であ
る。
たがらない場合に、演算負荷を軽減することが可能であ
る。
【００１９】本発明の無線基地局装置は、上記無線受信
装置を備えたことを特徴とする。本発明の通信端末装置
は、上記無線受信装置を備えたことを特徴とする。これ
らの構成によれば、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式のディジタ
ル無線通信システムにおいて、拡散符号を割り当てたサ
ブキャリア毎のフェージング伝搬路が違うために発生す
る拡散符号間の相互相関を除去することができ、受信性
能を向上することができる。
装置を備えたことを特徴とする。本発明の通信端末装置
は、上記無線受信装置を備えたことを特徴とする。これ
らの構成によれば、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式のディジタ
ル無線通信システムにおいて、拡散符号を割り当てたサ
ブキャリア毎のフェージング伝搬路が違うために発生す
る拡散符号間の相互相関を除去することができ、受信性
能を向上することができる。
【００２０】本発明の無線受信方法は、拡散変調された
ＯＦＤＭシンボル及び既知信号を含む受信信号を受信す
るＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線受信方法であって、前
記受信信号の既知信号を用いてサブキャリア毎のチャネ
ル推定を行うチャネル推定工程と、前記チャネル推定手
段で得られたチャネル推定値を用いてサブキャリア毎の
フェージング補償を行うフェージング補償工程と、フェ
ージング補償後の拡散変調されたＯＦＤＭシンボルに逆
拡散処理を行う逆拡散工程と、前記逆拡散処理後の信号
に対して干渉除去処理を行って全コードの受信信号を出
力する干渉除去工程と、を具備する。
ＯＦＤＭシンボル及び既知信号を含む受信信号を受信す
るＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線受信方法であって、前
記受信信号の既知信号を用いてサブキャリア毎のチャネ
ル推定を行うチャネル推定工程と、前記チャネル推定手
段で得られたチャネル推定値を用いてサブキャリア毎の
フェージング補償を行うフェージング補償工程と、フェ
ージング補償後の拡散変調されたＯＦＤＭシンボルに逆
拡散処理を行う逆拡散工程と、前記逆拡散処理後の信号
に対して干渉除去処理を行って全コードの受信信号を出
力する干渉除去工程と、を具備する。
【００２１】この方法によれば、サブキャリア毎にフェ
ージング補償してマルチパス干渉除去を行うので、すな
わち、サブキャリア毎のチャネル推定値を用いるので、
拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージング伝
搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を除去
することができ、受信性能を向上することができる。
ージング補償してマルチパス干渉除去を行うので、すな
わち、サブキャリア毎のチャネル推定値を用いるので、
拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージング伝
搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を除去
することができ、受信性能を向上することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明者は、ＯＦＤＭ方式及びＣ
ＤＭＡ方式の技術を考慮し、これらのそれぞれの技術で
は解決できないＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式特有の課題に着
目した。すなわち、ＯＦＤＭ方式では、マルチパスを吸
収するためにガードインターバルを挿入する技術を採用
している。また、ＣＤＭＡ方式では、時間軸上での直交
性を維持するためにＲＡＫＥ受信技術を導入している。
ＤＭＡ方式の技術を考慮し、これらのそれぞれの技術で
は解決できないＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式特有の課題に着
目した。すなわち、ＯＦＤＭ方式では、マルチパスを吸
収するためにガードインターバルを挿入する技術を採用
している。また、ＣＤＭＡ方式では、時間軸上での直交
性を維持するためにＲＡＫＥ受信技術を導入している。
【００２３】ところが、サブキャリア毎に拡散変調信号
を配置して通信を行うＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式では、Ｏ
ＦＤＭ方式単独、ＣＤＭＡ方式単独では問題とならな
い、サブキャリア間での直交性を維持することが要求さ
れる。そこで、本発明者は、この点を解決すべく本発明
をするに至った。
を配置して通信を行うＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式では、Ｏ
ＦＤＭ方式単独、ＣＤＭＡ方式単独では問題とならな
い、サブキャリア間での直交性を維持することが要求さ
れる。そこで、本発明者は、この点を解決すべく本発明
をするに至った。
【００２４】すなわち、本発明の骨子は、サブキャリア
毎にフェージング補償してマルチパス干渉除去を行っ
て、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージン
グ伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を
除去し、受信性能を向上することである。
毎にフェージング補償してマルチパス干渉除去を行っ
て、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージン
グ伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を
除去し、受信性能を向上することである。
【００２５】以下、本発明の実施の形態について、添付
図面を参照して詳細に説明する。 （実施の形態１）本実施の形態では、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ
Ａ方式において、マルチパスが複数シンボルに及ばない
（１ＯＦＤＭシンボル内）ときに拡散符号間の相互相関
を除去して受信品質を向上させる場合について説明す
る。
図面を参照して詳細に説明する。 （実施の形態１）本実施の形態では、ＯＦＤＭ−ＣＤＭ
Ａ方式において、マルチパスが複数シンボルに及ばない
（１ＯＦＤＭシンボル内）ときに拡散符号間の相互相関
を除去して受信品質を向上させる場合について説明す
る。
【００２６】図１は、本発明の実施の形態１に係る無線
受信装置の構成を示すブロック図である。図２は、実施
の形態１に係る無線受信装置と無線通信を行う無線送信
装置の構成を示すブロック図である。
受信装置の構成を示すブロック図である。図２は、実施
の形態１に係る無線受信装置と無線通信を行う無線送信
装置の構成を示すブロック図である。
【００２７】送信データは、変調部２０１でディジタル
変調され、ディジタル変調後の信号がＳ／Ｐ変換部２０
２に出力される。Ｓ／Ｐ変換部２０２では、ディジタル
変調後の信号をＳ／Ｐ変換し、Ｓ／Ｐ変換後の信号を複
数の拡散部２０３に出力する。
変調され、ディジタル変調後の信号がＳ／Ｐ変換部２０
２に出力される。Ｓ／Ｐ変換部２０２では、ディジタル
変調後の信号をＳ／Ｐ変換し、Ｓ／Ｐ変換後の信号を複
数の拡散部２０３に出力する。
【００２８】各拡散部２０３では、Ｓ／Ｐ変換後の信号
に対してそれぞれの拡散符号で拡散変調処理を行う。拡
散後の信号はＳ／Ｐ変換部２０４に出力される。Ｓ／Ｐ
変換部２０４では、サブキャリア分のチップ数を蓄え
る。これらのチップは、ＩＦＦＴ処理部２０５に出力さ
れる。
に対してそれぞれの拡散符号で拡散変調処理を行う。拡
散後の信号はＳ／Ｐ変換部２０４に出力される。Ｓ／Ｐ
変換部２０４では、サブキャリア分のチップ数を蓄え
る。これらのチップは、ＩＦＦＴ処理部２０５に出力さ
れる。
【００２９】ＩＦＦＴ処理部２０５では、チップに対し
てＩＦＦＴ処理を行い、ＩＦＦＴ処理後のサブキャリア
毎の信号（周波数情報）をＰ／Ｓ変換部２０６に出力す
る。Ｐ／Ｓ変換部２０６では、ＩＦＦＴ処理後のサブキ
ャリア毎の信号をＰ／Ｓ変換し、Ｐ／Ｓ変換後の信号を
ガードインターバル挿入部２０７に出力する。
てＩＦＦＴ処理を行い、ＩＦＦＴ処理後のサブキャリア
毎の信号（周波数情報）をＰ／Ｓ変換部２０６に出力す
る。Ｐ／Ｓ変換部２０６では、ＩＦＦＴ処理後のサブキ
ャリア毎の信号をＰ／Ｓ変換し、Ｐ／Ｓ変換後の信号を
ガードインターバル挿入部２０７に出力する。
【００３０】ガードインターバル挿入部２０７では、Ｐ
／Ｓ変換後の信号にＩＦＦＴ処理後の信号の一部のコピ
ーであるガードインターバルを挿入する。ガードインタ
ーバル挿入後の信号は、無線送信部２０８に出力され
る。
／Ｓ変換後の信号にＩＦＦＴ処理後の信号の一部のコピ
ーであるガードインターバルを挿入する。ガードインタ
ーバル挿入後の信号は、無線送信部２０８に出力され
る。
【００３１】無線送信部２０８では、ガードインターバ
ル挿入後の信号に対して所定の無線送信処理（例えば、
Ｄ／Ａ変換やアップコンバードなど）を行い、無線送信
処理後の信号を無線信号としてアンテナ２０９を介して
送信する。
ル挿入後の信号に対して所定の無線送信処理（例えば、
Ｄ／Ａ変換やアップコンバードなど）を行い、無線送信
処理後の信号を無線信号としてアンテナ２０９を介して
送信する。
【００３２】無線信号は、アンテナ１０１を介して無線
受信部１０２において受信される。無線受信部１０２で
は、受信された信号に対して所定の無線受信処理（例え
ば、ダウンコンバートやＡ／Ｄ変換など）を行い、無線
受信処理後の信号をガードインターバル除去部１０３に
出力する。
受信部１０２において受信される。無線受信部１０２で
は、受信された信号に対して所定の無線受信処理（例え
ば、ダウンコンバートやＡ／Ｄ変換など）を行い、無線
受信処理後の信号をガードインターバル除去部１０３に
出力する。
【００３３】ガードインターバル除去部１０３では、無
線受信処理後の信号に挿入されているガードインターバ
ルを除去し、ガードインターバル除去後の信号をＳ／Ｐ
変換部１０４に出力する。Ｓ／Ｐ変換部１０４では、ガ
ードインターバル除去後の信号をＳ／Ｐ変換し、Ｓ／Ｐ
変換後の信号を並列にＦＦＴ処理部１０５に出力する。
線受信処理後の信号に挿入されているガードインターバ
ルを除去し、ガードインターバル除去後の信号をＳ／Ｐ
変換部１０４に出力する。Ｓ／Ｐ変換部１０４では、ガ
ードインターバル除去後の信号をＳ／Ｐ変換し、Ｓ／Ｐ
変換後の信号を並列にＦＦＴ処理部１０５に出力する。
【００３４】ＦＦＴ処理部１０５では、Ｓ／Ｐ変換後の
信号にＦＦＴ処理を行ってサブキャリア毎の情報に変換
し、このＦＦＴ処理後の信号をフェージング補償部１０
６に出力する。なお、ＦＦＴ処理後の信号のうち既知信
号であるパイロットシンボルは、サブキャリア毎にサブ
キャリア毎チャネル推定部１０８に出力される。
信号にＦＦＴ処理を行ってサブキャリア毎の情報に変換
し、このＦＦＴ処理後の信号をフェージング補償部１０
６に出力する。なお、ＦＦＴ処理後の信号のうち既知信
号であるパイロットシンボルは、サブキャリア毎にサブ
キャリア毎チャネル推定部１０８に出力される。
【００３５】サブキャリア毎チャネル推定部１０８は、
サブキャリア毎のパイロットシンボルを用いてサブキャ
リア毎にチャネル推定を行い、得られたサブキャリア毎
のチャネル推定値をフェージング補償部１０６に出力す
る。
サブキャリア毎のパイロットシンボルを用いてサブキャ
リア毎にチャネル推定を行い、得られたサブキャリア毎
のチャネル推定値をフェージング補償部１０６に出力す
る。
【００３６】フェージング補償部１０６では、ＦＦＴ処
理後のサブキャリア毎の信号に、それぞれのサブキャリ
ア毎のチャネル推定値を乗算して、ＦＦＴ処理後のサブ
キャリア毎の信号に対してフェージング補償を行う。フ
ェージング補償されたサブキャリア毎の信号は、逆拡散
部１０７に出力される。
理後のサブキャリア毎の信号に、それぞれのサブキャリ
ア毎のチャネル推定値を乗算して、ＦＦＴ処理後のサブ
キャリア毎の信号に対してフェージング補償を行う。フ
ェージング補償されたサブキャリア毎の信号は、逆拡散
部１０７に出力される。
【００３７】逆拡散部１０７では、フェージング補償後
のサブキャリア毎の信号に対して、送信側で使用した拡
散符号で逆拡散処理を行って、シンボルを再生する。こ
のシンボルは、マルチコード干渉除去部１０９に出力さ
れる。マルチコード干渉除去部１０９では、再生された
シンボルに対してマルチコード干渉除去処理を行う。こ
のマルチコード干渉除去処理により、全コードの受信デ
ータが出力される。
のサブキャリア毎の信号に対して、送信側で使用した拡
散符号で逆拡散処理を行って、シンボルを再生する。こ
のシンボルは、マルチコード干渉除去部１０９に出力さ
れる。マルチコード干渉除去部１０９では、再生された
シンボルに対してマルチコード干渉除去処理を行う。こ
のマルチコード干渉除去処理により、全コードの受信デ
ータが出力される。
【００３８】次に、上記構成を有する無線受信装置の動
作について説明する。上述したように、ＯＦＤＭ−ＣＤ
ＭＡ方式では、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎の
フェージング伝搬路が異なるために、拡散符号間の直交
性が保てなくなり、拡散符号の相互相関が発生して通信
品質を保つのは難しくなる。本実施の形態では、サブキ
ャリア毎のフェージング補償を行うことにより、拡散符
号間の相互相関を除去する。
作について説明する。上述したように、ＯＦＤＭ−ＣＤ
ＭＡ方式では、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎の
フェージング伝搬路が異なるために、拡散符号間の直交
性が保てなくなり、拡散符号の相互相関が発生して通信
品質を保つのは難しくなる。本実施の形態では、サブキ
ャリア毎のフェージング補償を行うことにより、拡散符
号間の相互相関を除去する。
【００３９】具体的には、図１に示す無線受信装置にお
けるフェージング補償部１０６で、サブキャリア毎のチ
ャネル推定値を用いてフェージング補償を行い、その出
力を用いて逆拡散処理を行った後に、マルチコード干渉
除去部１０９で逆拡散信号（ｂ）に対してマルチコード
干渉除去を行う。以下、マルチコード干渉除去について
詳細に説明する。
けるフェージング補償部１０６で、サブキャリア毎のチ
ャネル推定値を用いてフェージング補償を行い、その出
力を用いて逆拡散処理を行った後に、マルチコード干渉
除去部１０９で逆拡散信号（ｂ）に対してマルチコード
干渉除去を行う。以下、マルチコード干渉除去について
詳細に説明する。
【００４０】まず、チャネル推定値と拡散符号との間の
畳み込み演算で行列Ａを作成する。なお、本実施の形態
では、マルチパスが複数のＯＦＤＭシンボルにまたがら
ないので、畳み込み演算ではなく乗算となる。
畳み込み演算で行列Ａを作成する。なお、本実施の形態
では、マルチパスが複数のＯＦＤＭシンボルにまたがら
ないので、畳み込み演算ではなく乗算となる。
【００４１】行列Ａの演算量は、送信シンボル数をＮと
し、拡散率をＱとし、図３に示す伝搬路モデルにおいて
干渉除去する遅延時間（窓幅）をＷ’とし、送信されて
いるマルチコード数をＫとすると、（ＮＱ＋Ｗ’−１）
×（ＫＮ）となる。なお、遅延時間Ｗ’はマルチパスが
影響するＯＦＤＭシンボル数である。本実施の形態で
は、マルチパスが１ＯＦＤＭシンボル内であるので、
Ｗ’＝１である。Ｋは送信されているマルチコード数で
ある。
し、拡散率をＱとし、図３に示す伝搬路モデルにおいて
干渉除去する遅延時間（窓幅）をＷ’とし、送信されて
いるマルチコード数をＫとすると、（ＮＱ＋Ｗ’−１）
×（ＫＮ）となる。なお、遅延時間Ｗ’はマルチパスが
影響するＯＦＤＭシンボル数である。本実施の形態で
は、マルチパスが１ＯＦＤＭシンボル内であるので、
Ｗ’＝１である。Ｋは送信されているマルチコード数で
ある。
【００４２】次いで、行列Ａの相関演算ＡHＡ（行列）
を算出する。行列ＡHＡの演算量は、（ＫＮ）×（Ｋ
Ｎ）となる。行列ＡHＡは、対角成分にそれぞれの拡散
符号（サブキャリア）のフェージング伝搬路の利得が現
れ、対角成分以外にそれぞれの拡散符号（サブキャリ
ア）の相互相関が現れる。
を算出する。行列ＡHＡの演算量は、（ＫＮ）×（Ｋ
Ｎ）となる。行列ＡHＡは、対角成分にそれぞれの拡散
符号（サブキャリア）のフェージング伝搬路の利得が現
れ、対角成分以外にそれぞれの拡散符号（サブキャリ
ア）の相互相関が現れる。
【００４３】その後、送信シンボルｘについての式ＡH
Ａｘ＝ｂを解くことにより、すなわち逆拡散信号ｂに対
してＡHＡの逆行列［ＡHＡ］-1を乗算することにより、
窓幅Ｗ’に含まれるパスについての拡散符号の相互相関
を除去した複数の信号を復調することができる。これに
より、全コードの受信データが得られる。
Ａｘ＝ｂを解くことにより、すなわち逆拡散信号ｂに対
してＡHＡの逆行列［ＡHＡ］-1を乗算することにより、
窓幅Ｗ’に含まれるパスについての拡散符号の相互相関
を除去した複数の信号を復調することができる。これに
より、全コードの受信データが得られる。
【００４４】ここで、具体的に、マルチパス干渉除去に
ついて、以下の式を用いて説明する。変数の定義は以下
のようになる。
ついて、以下の式を用いて説明する。変数の定義は以下
のようになる。
【００４５】
ＱF：周波数軸の拡散率、例ではＱF＝２
ＱT：時間軸の拡散率、例ではＱT＝１
Ｑ：拡散率、例ではＱ＝ＱT×ＱF＝２
Ｋ：マルチコード数、例ではＫ＝２
ｋ：拡散符号番号、ｋ＝０，１，…，Ｋ−１
Ｎ：シンボル数、例ではＮ＝１
Ｗ’：遅延プロファイルの窓幅、すなわちＲＡＫＥ合成
及びマルチパス干渉の除去を行う時間窓幅、例ではＷ’
＝１とし、遅延波がシンボル間にまたがらないためにＲ
ＡＫＥ合成やマルチパス干渉除去が不要である。 ｗ：遅延プロファイルのパス番号（ｗ＝０，１，…，Ｗ
−１） Ｍ：サブキャリア数、例ではＭ＝２ ｍ：サブキャリア番号（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） αw,i：パスｗ，サブキャリアｍのフェージングの波形
（ｗ＝０，１，…，Ｗ−１） ｈk,f：コードｋの周波数軸ｆの符号の値（ｆ＝０，
１，…ＱF−１） ｂt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの受信信号（ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１） ｎt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの雑音（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１） ｘk,t：時刻ｔ，拡散符号ｋの送信信号（ｋ＝０、ｋ＝
０，１，…，Ｋ−１）
及びマルチパス干渉の除去を行う時間窓幅、例ではＷ’
＝１とし、遅延波がシンボル間にまたがらないためにＲ
ＡＫＥ合成やマルチパス干渉除去が不要である。 ｗ：遅延プロファイルのパス番号（ｗ＝０，１，…，Ｗ
−１） Ｍ：サブキャリア数、例ではＭ＝２ ｍ：サブキャリア番号（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） αw,i：パスｗ，サブキャリアｍのフェージングの波形
（ｗ＝０，１，…，Ｗ−１） ｈk,f：コードｋの周波数軸ｆの符号の値（ｆ＝０，
１，…ＱF−１） ｂt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの受信信号（ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１） ｎt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの雑音（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１） ｘk,t：時刻ｔ，拡散符号ｋの送信信号（ｋ＝０、ｋ＝
０，１，…，Ｋ−１）
【００４６】（時刻０）サブキャリア０の受信信号は下
記式（１）に示すようになる。 α00ｈ00ｘ00＋α01ｈ10ｘ10＋ｎ00＝ｂ00 …式（１）
記式（１）に示すようになる。 α00ｈ00ｘ00＋α01ｈ10ｘ10＋ｎ00＝ｂ00 …式（１）
【００４７】サブキャリア１の受信信号は下記式（２）
に示すようになる。 α01ｈ01ｘ00＋α01ｈ11ｘ10＋ｎ01＝ｂ01 …式（２）
に示すようになる。 α01ｈ01ｘ00＋α01ｈ11ｘ10＋ｎ01＝ｂ01 …式（２）
【００４８】したがって、拡散符号の相互相関行列は下
記式（３）に示すようになる。
記式（３）に示すようになる。
【数１】
【００４９】送信信号は下記式（４）に示すようにな
る。
る。
【数２】
【００５０】また、ＩＦＦＴ後の信号は下記式（５）に
示すようになる。
示すようになる。
【数３】
【００５１】したがって、下記式（６）をｘについて解
くことにより、フェージングによる拡散符号の相互相関
を補償した受信信号を得ることができる。
くことにより、フェージングによる拡散符号の相互相関
を補償した受信信号を得ることができる。
【数４】
【００５２】ここで、相互相関行列は下記式（７）に示
すようになる。｜α00｜2ｈ00 *ｈ10＋｜α01｜2ｈ01 *ｈ
11が符号の相互相関を示す。
すようになる。｜α00｜2ｈ00 *ｈ10＋｜α01｜2ｈ01 *ｈ
11が符号の相互相関を示す。
【数５】
【００５３】なお、サブキャリア毎のフェージングチャ
ネルが同じ場合、すなわちα00＝α 01の場合は下記式
（８）に示すようになるので、拡散符号間の相互相関は
零になる。 ｜α00｜2ｈ00 *ｈ10＋｜α01｜2ｈ01 *ｈ11＝０ …式（８）
ネルが同じ場合、すなわちα00＝α 01の場合は下記式
（８）に示すようになるので、拡散符号間の相互相関は
零になる。 ｜α00｜2ｈ00 *ｈ10＋｜α01｜2ｈ01 *ｈ11＝０ …式（８）
【００５４】以上のように、本実施の形態によれば、サ
ブキャリア毎にフェージング補償してマルチパス干渉除
去を行うので、すなわち、行列演算において、式（３）
のα 00，α01のようにサブキャリア毎のチャネル推定値
を用いるので、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎の
フェージング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の
相互相関を除去することができ、受信性能を向上するこ
とができる。
ブキャリア毎にフェージング補償してマルチパス干渉除
去を行うので、すなわち、行列演算において、式（３）
のα 00，α01のようにサブキャリア毎のチャネル推定値
を用いるので、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎の
フェージング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の
相互相関を除去することができ、受信性能を向上するこ
とができる。
【００５５】（実施の形態２）本実施の形態では、ＯＦ
ＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、マルチパスが複数シンボ
ルに及ぶ（１ＯＦＤＭシンボル外）ときに拡散符号間の
相互相関を除去して受信品質を向上させる場合について
説明する。
ＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、マルチパスが複数シンボ
ルに及ぶ（１ＯＦＤＭシンボル外）ときに拡散符号間の
相互相関を除去して受信品質を向上させる場合について
説明する。
【００５６】具体的に、本実施の形態におけるマルチパ
ス干渉除去について、以下の式を用いて説明する。変数
の定義は以下のようになる。
ス干渉除去について、以下の式を用いて説明する。変数
の定義は以下のようになる。
【００５７】
ＱF：周波数軸の拡散率、例ではＱF＝２
ＱT：時間軸の拡散率、例ではＱT＝１
Ｑ：拡散率、例ではＱ＝ＱT×ＱF＝２
Ｋ：マルチコード数、例ではＫ＝２
ｋ：拡散符号番号、ｋ＝０，１，…，Ｋ−１
Ｎ：シンボル数、例ではＮ＝２
Ｗ’：遅延プロファイルの窓幅、すなわちＲＡＫＥ合成
及びマルチパス干渉の除去を行う時間窓幅、例ではＷ＝
２とし、遅延波がシンボル間にまたがる場合である。 ｗ：遅延プロファイルのパス番号（ｗ＝０，１，…，Ｗ
−１） Ｍ：サブキャリア数、例ではＭ＝２ ｍ：サブキャリア番号（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） αw,i：パスｗ，サブキャリアｍのフェージングの波形
（ｗ＝０，１，…，Ｗ−１） ｈk,f：コードｋの周波数軸ｆの符号の値（ｆ＝０，
１，…ＱF−１） ｂt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの受信信号（ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１） ｎt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの雑音（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１） ｘk,t：時刻ｔ，拡散符号ｋの送信信号（ｋ＝０、ｋ＝
０，１，…，Ｋ−１）
及びマルチパス干渉の除去を行う時間窓幅、例ではＷ＝
２とし、遅延波がシンボル間にまたがる場合である。 ｗ：遅延プロファイルのパス番号（ｗ＝０，１，…，Ｗ
−１） Ｍ：サブキャリア数、例ではＭ＝２ ｍ：サブキャリア番号（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） αw,i：パスｗ，サブキャリアｍのフェージングの波形
（ｗ＝０，１，…，Ｗ−１） ｈk,f：コードｋの周波数軸ｆの符号の値（ｆ＝０，
１，…ＱF−１） ｂt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの受信信号（ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１） ｎt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの雑音（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１） ｘk,t：時刻ｔ，拡散符号ｋの送信信号（ｋ＝０、ｋ＝
０，１，…，Ｋ−１）
【００５８】（時刻０）時刻０では、第０シンボルが受
信される。それぞれのサブキャリアの受信信号は上記式
（１）、式（２）で示すことができる。すなわち、サブ
キャリア０の受信信号は上記式（１）で示され、サブキ
ャリア１の受信信号は上記式（２）で示される。
信される。それぞれのサブキャリアの受信信号は上記式
（１）、式（２）で示すことができる。すなわち、サブ
キャリア０の受信信号は上記式（１）で示され、サブキ
ャリア１の受信信号は上記式（２）で示される。
【００５９】（時刻１）時刻１では、第１シンボルと第
０シンボルの遅延波が合成されて受信される。それぞれ
のサブキャリアの受信信号は下記式（９）、式（１０）
で示すことができる。すなわち、サブキャリア０の受信
信号は下記式（９）で示され、サブキャリア１の受信信
号は下記式（１０）で示される。
０シンボルの遅延波が合成されて受信される。それぞれ
のサブキャリアの受信信号は下記式（９）、式（１０）
で示すことができる。すなわち、サブキャリア０の受信
信号は下記式（９）で示され、サブキャリア１の受信信
号は下記式（１０）で示される。
【００６０】
α00ｈ00ｘ01＋α00ｈ10ｘ11
＋α10ｈ00ｘ00＋α10ｈ10ｘ10＋ｎ00＝ｂ10
…式（９）
α01ｈ01ｘ01＋α01ｈ11ｘ11
＋α11ｈ01ｘ00＋α01ｈ11ｘ10＋ｎ11＝ｂ11
…式（１０）
【００６１】（時刻２）時刻２では、第１シンボルの遅
延波が受信される。それぞれのサブキャリアの受信信号
は下記式（１１）、式（１２）で示すことができる。す
なわち、サブキャリア０の受信信号は下記式（１１）で
示され、サブキャリア１の受信信号は下記式（１２）で
示される。 α10ｈ00ｘ01＋α10ｈ10ｘ11＋ｎ20＝ｂ20 …式（１１） α11ｈ01ｘ01＋α11ｈ11ｘ11＋ｎ21＝ｂ21 …式（１２）
延波が受信される。それぞれのサブキャリアの受信信号
は下記式（１１）、式（１２）で示すことができる。す
なわち、サブキャリア０の受信信号は下記式（１１）で
示され、サブキャリア１の受信信号は下記式（１２）で
示される。 α10ｈ00ｘ01＋α10ｈ10ｘ11＋ｎ20＝ｂ20 …式（１１） α11ｈ01ｘ01＋α11ｈ11ｘ11＋ｎ21＝ｂ21 …式（１２）
【００６２】ここで、相互相関行列は下記式（１３）に
示すようになる。
示すようになる。
【数６】
【００６３】したがって、上記式（６）をｘについて解
くことにより、フェージングによる拡散符号の相互相関
を補償した受信信号を得ることができる。
くことにより、フェージングによる拡散符号の相互相関
を補償した受信信号を得ることができる。
【００６４】以上のように、本実施の形態によれば、サ
ブキャリア毎にフェージング補償してマルチパス干渉除
去を行うので、すなわち、行列演算において、式（３）
のα 00，α01，α10，α11のようにサブキャリア毎のチ
ャネル推定値を用いるので、マルチパスが複数のＯＦＤ
Ｍシンボルに及んでも、拡散符号を割り当てたサブキャ
リア毎のフェージング伝搬路が違うために発生する拡散
符号間の相互相関を除去することができ、受信性能を向
上することができる。
ブキャリア毎にフェージング補償してマルチパス干渉除
去を行うので、すなわち、行列演算において、式（３）
のα 00，α01，α10，α11のようにサブキャリア毎のチ
ャネル推定値を用いるので、マルチパスが複数のＯＦＤ
Ｍシンボルに及んでも、拡散符号を割り当てたサブキャ
リア毎のフェージング伝搬路が違うために発生する拡散
符号間の相互相関を除去することができ、受信性能を向
上することができる。
【００６５】（実施の形態３）本実施の形態では、ＯＦ
ＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、周波数軸及び時間軸上に
チップを拡散配置して伝送を行う２次元拡散を行う場合
について説明する。
ＤＭ−ＣＤＭＡ方式において、周波数軸及び時間軸上に
チップを拡散配置して伝送を行う２次元拡散を行う場合
について説明する。
【００６６】具体的に、本実施の形態におけるマルチパ
ス干渉除去について、以下の式を用いて説明する。変数
の定義は以下のようになる。
ス干渉除去について、以下の式を用いて説明する。変数
の定義は以下のようになる。
【００６７】
ＱF：周波数軸の拡散率、例ではＱF＝２
ＱT：時間軸の拡散率、例ではＱT＝２
Ｑ：拡散率、例ではＱ＝ＱT×ＱF＝４
Ｋ：マルチコード数、例ではＫ＝２
ｋ：拡散符号番号、ｋ＝０，１，…，Ｋ−１
Ｎ：シンボル数、例ではＮ＝２
Ｗ’：遅延プロファイルの窓幅、すなわちＲＡＫＥ合成
及びマルチパス干渉の除去を行う時間窓幅、例ではＷ’
＝１とし、遅延波がシンボル間にまたがらない場合であ
る。 ｗ：遅延プロファイルのパス番号（ｗ＝０，１，…，Ｗ
−１） Ｍ：サブキャリア数、例ではＭ＝２ ｍ：サブキャリア番号（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） αw,i：パスｗ，サブキャリアｍのフェージングの波形
（ｗ＝０，１，…，Ｗ−１） ｈk,f,t：コードｋの周波数軸ｆ、時間軸ｔの符号の値
（ｆ＝０，１，…，ＱF−１、ｔ＝０，１，…，ＱT−
１） ｂt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの受信信号（ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１） ｎt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの雑音（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１） ｘk,t：時刻ｔ，拡散符号ｋの送信信号（ｋ＝０、ｋ＝
０，１，…，Ｋ−１）
及びマルチパス干渉の除去を行う時間窓幅、例ではＷ’
＝１とし、遅延波がシンボル間にまたがらない場合であ
る。 ｗ：遅延プロファイルのパス番号（ｗ＝０，１，…，Ｗ
−１） Ｍ：サブキャリア数、例ではＭ＝２ ｍ：サブキャリア番号（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１） αw,i：パスｗ，サブキャリアｍのフェージングの波形
（ｗ＝０，１，…，Ｗ−１） ｈk,f,t：コードｋの周波数軸ｆ、時間軸ｔの符号の値
（ｆ＝０，１，…，ＱF−１、ｔ＝０，１，…，ＱT−
１） ｂt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの受信信号（ｍ＝０，
１，…，Ｍ−１） ｎt,m：時刻ｔ，サブキャリアｍの雑音（ｍ＝０，１，
…，Ｍ−１） ｘk,t：時刻ｔ，拡散符号ｋの送信信号（ｋ＝０、ｋ＝
０，１，…，Ｋ−１）
【００６８】（時刻０）時刻０では、第０シンボルの時
間軸の第０拡散信号が受信される。それぞれのサブキャ
リアの受信信号を下記式（１４）、式（１５）で示すこ
とができる。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下
記式（１４）で示され、サブキャリア１の受信信号は下
記式（１５）で示される。 α00ｈ000ｘ00＋α00ｈ100ｘ10＋ｎ00＝ｂ00 …式（１４） α01ｈ001ｘ00＋α01ｈ101ｘ10＋ｎ01＝ｂ01 …式（１５）
間軸の第０拡散信号が受信される。それぞれのサブキャ
リアの受信信号を下記式（１４）、式（１５）で示すこ
とができる。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下
記式（１４）で示され、サブキャリア１の受信信号は下
記式（１５）で示される。 α00ｈ000ｘ00＋α00ｈ100ｘ10＋ｎ00＝ｂ00 …式（１４） α01ｈ001ｘ00＋α01ｈ101ｘ10＋ｎ01＝ｂ01 …式（１５）
【００６９】（時刻１）時刻１では、第０シンボルの時
間軸の第１拡散信号と第０シンボルの時間軸の第０拡散
信号の遅延波が合成されて受信される。それぞれのサブ
キャリアの受信信号は下記式（１６）、式（１７）で示
される。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下記式
（１６）で示され、サブキャリア１の受信信号は下記式
（１７）で示される。 α00ｈ010ｘ00＋α00ｈ110ｘ10 α10ｈ000ｘ00＋α10ｈ100ｘ10＋ｎ10＝ｂ10 …式（１６） α01ｈ011ｘ00＋α10ｈ111ｘ10 α11ｈ001ｘ00＋α10ｈ101ｘ10＋ｎ11＝ｂ11 …式（１７）
間軸の第１拡散信号と第０シンボルの時間軸の第０拡散
信号の遅延波が合成されて受信される。それぞれのサブ
キャリアの受信信号は下記式（１６）、式（１７）で示
される。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下記式
（１６）で示され、サブキャリア１の受信信号は下記式
（１７）で示される。 α00ｈ010ｘ00＋α00ｈ110ｘ10 α10ｈ000ｘ00＋α10ｈ100ｘ10＋ｎ10＝ｂ10 …式（１６） α01ｈ011ｘ00＋α10ｈ111ｘ10 α11ｈ001ｘ00＋α10ｈ101ｘ10＋ｎ11＝ｂ11 …式（１７）
【００７０】（時刻２）時刻２では、第１シンボルの時
間軸の第０拡散信号と第０シンボルの時間軸の第１拡散
信号の遅延波が合成されて受信される。それぞれのサブ
キャリアの受信信号は下記式（１８）、下記式（１９）
で示される。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下
記式（１８）で示され、サブキャリア１の受信信号は下
記式（１９）で示される。 α00ｈ000ｘ01＋α00ｈ100ｘ11 α10ｈ010ｘ00＋α10ｈ110ｘ10＋ｎ20＝ｂ20 …式（１８） α01ｈ001ｘ01＋α01ｈ101ｘ11 α11ｈ011ｘ00＋α11ｈ111ｘ10＋ｎ21＝ｂ21 …式（１９）
間軸の第０拡散信号と第０シンボルの時間軸の第１拡散
信号の遅延波が合成されて受信される。それぞれのサブ
キャリアの受信信号は下記式（１８）、下記式（１９）
で示される。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下
記式（１８）で示され、サブキャリア１の受信信号は下
記式（１９）で示される。 α00ｈ000ｘ01＋α00ｈ100ｘ11 α10ｈ010ｘ00＋α10ｈ110ｘ10＋ｎ20＝ｂ20 …式（１８） α01ｈ001ｘ01＋α01ｈ101ｘ11 α11ｈ011ｘ00＋α11ｈ111ｘ10＋ｎ21＝ｂ21 …式（１９）
【００７１】（時刻３）時刻３では、第１シンボルの時
間軸の第１拡散信号と第１シンボルの時間軸の第０拡散
信号の遅延波が合成されて受信される。それぞれのサブ
キャリアの受信信号は下記式（２０）、下記式（２１）
で示される。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下
記式（２０）で示され、サブキャリア１の受信信号は下
記式（２１）で示される。 α00ｈ010ｘ01＋α00ｈ110ｘ11 α10ｈ000ｘ01＋α10ｈ100ｘ11＋ｎ30＝ｂ30 …式（２０） α01ｈ011ｘ01＋α01ｈ111ｘ11 α11ｈ001ｘ01＋α11ｈ101ｘ11＋ｎ31＝ｂ31 …式（２１）
間軸の第１拡散信号と第１シンボルの時間軸の第０拡散
信号の遅延波が合成されて受信される。それぞれのサブ
キャリアの受信信号は下記式（２０）、下記式（２１）
で示される。すなわち、サブキャリア０の受信信号は下
記式（２０）で示され、サブキャリア１の受信信号は下
記式（２１）で示される。 α00ｈ010ｘ01＋α00ｈ110ｘ11 α10ｈ000ｘ01＋α10ｈ100ｘ11＋ｎ30＝ｂ30 …式（２０） α01ｈ011ｘ01＋α01ｈ111ｘ11 α11ｈ001ｘ01＋α11ｈ101ｘ11＋ｎ31＝ｂ31 …式（２１）
【００７２】（時刻４）時刻４では，第１シンボルの時
間軸の第１拡散信号の遅延波が受信される。それぞれの
サブキャリアの受信信号は下記式（２２）、下記式（２
３）で示される。すなわち、サブキャリア０の受信信号
は下記式（２２）で示され、サブキャリア１の受信信号
は下記式（２３）で示される。 α10ｈ010ｘ01＋α10ｈ110ｘ11＋ｎ40＝ｂ40 …式（２２） α11ｈ011ｘ01＋α11ｈ111ｘ11＋ｎ41＝ｂ41 …式（２３）
間軸の第１拡散信号の遅延波が受信される。それぞれの
サブキャリアの受信信号は下記式（２２）、下記式（２
３）で示される。すなわち、サブキャリア０の受信信号
は下記式（２２）で示され、サブキャリア１の受信信号
は下記式（２３）で示される。 α10ｈ010ｘ01＋α10ｈ110ｘ11＋ｎ40＝ｂ40 …式（２２） α11ｈ011ｘ01＋α11ｈ111ｘ11＋ｎ41＝ｂ41 …式（２３）
【００７３】ここで、相互相関行列は下記式（２４）に
示すようになる。
示すようになる。
【数７】
【００７４】したがって、上記式（６）をｘについて解
くことにより、フェージングによる拡散符号の相互相関
を補償した受信信号を得ることができる。
くことにより、フェージングによる拡散符号の相互相関
を補償した受信信号を得ることができる。
【００７５】以上のように、本実施の形態によれば、サ
ブキャリア毎にフェージング補償してマルチパス干渉除
去を行うので、すなわち、行列演算において、式（３）
のα 00，α01，α10，α11のようにサブキャリア毎のチ
ャネル推定値を用いるので、２次元拡散の場合であって
も、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージン
グ伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を
除去することができ、受信性能を向上することができ
る。
ブキャリア毎にフェージング補償してマルチパス干渉除
去を行うので、すなわち、行列演算において、式（３）
のα 00，α01，α10，α11のようにサブキャリア毎のチ
ャネル推定値を用いるので、２次元拡散の場合であって
も、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェージン
グ伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相関を
除去することができ、受信性能を向上することができ
る。
【００７６】（実施の形態４）本発明においては、全サ
ブキャリアではなく、マルチコード時の最大拡散率分に
ついて相互相関の除去を行うようにしても良い。具体的
には、マルチパス干渉除去部における行列演算におい
て、最大拡散率分について演算を行って、その最大拡散
率分の相互相関の除去を行う。なお、拡散符号のインタ
リーブをした場合は、デインタリーブをしてから復調す
る。そのようにすることにより、遅延波がシンボルにま
たがらない場合は、行列ＡのサイズであるＫＮ×ＫＮに
おいてＮ＝１とすることができる。これにより、行列Ａ
のサイズの最大値をＱ×Ｑにすることができ、演算負荷
を軽減することが可能である。
ブキャリアではなく、マルチコード時の最大拡散率分に
ついて相互相関の除去を行うようにしても良い。具体的
には、マルチパス干渉除去部における行列演算におい
て、最大拡散率分について演算を行って、その最大拡散
率分の相互相関の除去を行う。なお、拡散符号のインタ
リーブをした場合は、デインタリーブをしてから復調す
る。そのようにすることにより、遅延波がシンボルにま
たがらない場合は、行列ＡのサイズであるＫＮ×ＫＮに
おいてＮ＝１とすることができる。これにより、行列Ａ
のサイズの最大値をＱ×Ｑにすることができ、演算負荷
を軽減することが可能である。
【００７７】本発明は上記実施の形態１から４に限定さ
れず種々変更して実施することが可能である。例えば、
上記実施の形態１から４におけるパス数、サブキャリア
数、受信信号数については限定されず、種々変更して実
施することが可能である。また、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方
式としては、拡散符号によってチップ単位に拡散した各
拡散データを同一のサブキャリア内で時間方向に配置す
る時間領域拡散方式であっても、チップ単位に拡散した
各拡散データを異なるサブキャリアに割り当てて配置す
る周波数領域拡散方式であっても良い。
れず種々変更して実施することが可能である。例えば、
上記実施の形態１から４におけるパス数、サブキャリア
数、受信信号数については限定されず、種々変更して実
施することが可能である。また、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方
式としては、拡散符号によってチップ単位に拡散した各
拡散データを同一のサブキャリア内で時間方向に配置す
る時間領域拡散方式であっても、チップ単位に拡散した
各拡散データを異なるサブキャリアに割り当てて配置す
る周波数領域拡散方式であっても良い。
【００７８】本発明の無線受信装置は、ディジタル無線
通信システムにおける無線基地局装置や移動局のような
通信端末装置に適用することができる。これにより、Ｏ
ＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式のディジタル無線通信システムに
おいて、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェー
ジング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相
関を除去することができ、受信性能を向上することがで
きる。
通信システムにおける無線基地局装置や移動局のような
通信端末装置に適用することができる。これにより、Ｏ
ＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式のディジタル無線通信システムに
おいて、拡散符号を割り当てたサブキャリア毎のフェー
ジング伝搬路が違うために発生する拡散符号間の相互相
関を除去することができ、受信性能を向上することがで
きる。
【００７９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の無線受信装
置及び無線受信方法は、サブキャリア毎にフェージング
補償してマルチパス干渉除去を行うので、拡散符号を割
り当てたサブキャリア毎のフェージング伝搬路が違うた
めに発生する拡散符号間の相互相関を除去することがで
き、受信性能を向上することができる。
置及び無線受信方法は、サブキャリア毎にフェージング
補償してマルチパス干渉除去を行うので、拡散符号を割
り当てたサブキャリア毎のフェージング伝搬路が違うた
めに発生する拡散符号間の相互相関を除去することがで
き、受信性能を向上することができる。
【図１】本発明の実施の形態１に係る無線受信装置の構
成を示すブロック図
成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る無線受信装置と無
線通信を行う無線送信装置の構成を示すブロック図
線通信を行う無線送信装置の構成を示すブロック図
【図３】伝搬路モデルを示す図
【図４】従来のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式の無線受信装置
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
１０１，２０９ アンテナ
１０２ 無線受信部
１０３ ガードインターバル除去部
１０４，２０２，２０４ Ｓ／Ｐ変換部
１０５ ＦＦＴ処理部
１０６ フェージング補償部
１０７ 逆拡散部
１０８ サブキャリア毎チャネル推定部
１０９ マルチコード干渉除去部
２０１ 変調部
２０３ 拡散部
２０５ ＩＦＦＴ処理部
２０６ Ｐ／Ｓ変換部
２０７ ガードインターバル挿入部
２０８ 無線送信部
Claims (8)
- 【請求項１】 拡散変調されたＯＦＤＭシンボル及び既
知信号を含む受信信号を受信するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方
式の無線受信装置であって、前記受信信号の既知信号を
用いてサブキャリア毎のチャネル推定を行うチャネル推
定手段と、前記チャネル推定手段で得られたチャネル推
定値を用いてサブキャリア毎のフェージング補償を行う
フェージング補償手段と、フェージング補償後の拡散変
調されたＯＦＤＭシンボルに逆拡散処理を行う逆拡散手
段と、前記逆拡散処理後の信号に対して干渉除去処理を
行って全コードの受信信号を出力する干渉除去手段と、
を具備することを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項２】 マルチパスが１ＯＦＤＭシンボル内であ
ることを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 【請求項３】 マルチパスが複数のＯＦＤＭシンボルに
及ぶことを特徴とする請求項１記載の無線受信装置。 - 【請求項４】 ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式が、周波数軸及
び時間軸上にチップを拡散配置して伝送を行う２次元拡
散のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方式であることを特徴とする請
求項１から請求項３のいずれかに記載の無線受信装置。 - 【請求項５】 干渉除去手段は、最大拡散率分について
相互相関の除去を行うことを特徴とする請求項１から請
求項４のいずれかに記載の無線受信装置。 - 【請求項６】 請求項１から請求項５のいずれかに記載
の無線受信装置を備えたことを特徴とする無線基地局装
置。 - 【請求項７】 請求項１から請求項５のいずれかに記載
の無線受信装置を備えたことを特徴とする通信端末装
置。 - 【請求項８】 拡散変調されたＯＦＤＭシンボル及び既
知信号を含む受信信号を受信するＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ方
式の無線受信方法であって、前記受信信号の既知信号を
用いてサブキャリア毎のチャネル推定を行うチャネル推
定工程と、前記チャネル推定手段で得られたチャネル推
定値を用いてサブキャリア毎のフェージング補償を行う
フェージング補償工程と、フェージング補償後の拡散変
調されたＯＦＤＭシンボルに逆拡散処理を行う逆拡散工
程と、前記逆拡散処理後の信号に対して干渉除去処理を
行って全コードの受信信号を出力する干渉除去工程と、
を具備することを特徴とする無線受信方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001326327A JP2003134084A (ja) | 2001-10-24 | 2001-10-24 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001326327A JP2003134084A (ja) | 2001-10-24 | 2001-10-24 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003134084A true JP2003134084A (ja) | 2003-05-09 |
Family
ID=19142730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001326327A Withdrawn JP2003134084A (ja) | 2001-10-24 | 2001-10-24 | 無線受信装置及び無線受信方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003134084A (ja) |
-
2001
- 2001-10-24 JP JP2001326327A patent/JP2003134084A/ja not_active Withdrawn
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041008 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20061102 |