JP3235769B2 - 包絡線平滑化伝送装置及び受信装置 - Google Patents
包絡線平滑化伝送装置及び受信装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はマルチキャリア
（多重搬送波）無線通信のように複数の搬送波を同時に
送信する通信方式において、変調波のピーク電力を低く
抑え、包絡線を平滑化することのできる包絡線平滑化伝
送装置及びその受信装置に関するものである。
（多重搬送波）無線通信のように複数の搬送波を同時に
送信する通信方式において、変調波のピーク電力を低く
抑え、包絡線を平滑化することのできる包絡線平滑化伝
送装置及びその受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】複数の送信データ信号系列を変調し、合
成した場合には、１系列のデータ信号を変調した変調波
に比べて、平均電力に対するピーク電力比が大きくな
る。これは複数の変調波が全て同相で合成された場合、
非常に大きな出力となるからである。このような合成変
調波の例として、マルチキャリア信号がある。無線通信
において高速広帯域なデータ信号系列を良好な伝送特性
で伝送するためには、複数のキャリア（搬送波）に分割
して伝送を行うマルチキャリア伝送が有効である。この
伝送システムを図１５に示す。Ｎ個の入力端子１１1 〜
１１N よりのＮ系列のデータ信号が波形生成手段１２1
〜１２N でそれぞれ帯域制限され、各帯域制限された出
力により変調手段１３1 〜１３N で搬送波発生器１４1
〜１４N よりのＮ個のキャリア信号が変調される。これ
らの変調出力は合成手段１５で合成され、出力増幅器１
６で増幅されて送信される。マルチキャリア伝送では、
各々のキャリアの変調信号は狭帯域信号となるため、無
線通信で伝送特性劣化の原因となる周波数選択性フェー
ジングの影響を小さくすることができる。
成した場合には、１系列のデータ信号を変調した変調波
に比べて、平均電力に対するピーク電力比が大きくな
る。これは複数の変調波が全て同相で合成された場合、
非常に大きな出力となるからである。このような合成変
調波の例として、マルチキャリア信号がある。無線通信
において高速広帯域なデータ信号系列を良好な伝送特性
で伝送するためには、複数のキャリア（搬送波）に分割
して伝送を行うマルチキャリア伝送が有効である。この
伝送システムを図１５に示す。Ｎ個の入力端子１１1 〜
１１N よりのＮ系列のデータ信号が波形生成手段１２1
〜１２N でそれぞれ帯域制限され、各帯域制限された出
力により変調手段１３1 〜１３N で搬送波発生器１４1
〜１４N よりのＮ個のキャリア信号が変調される。これ
らの変調出力は合成手段１５で合成され、出力増幅器１
６で増幅されて送信される。マルチキャリア伝送では、
各々のキャリアの変調信号は狭帯域信号となるため、無
線通信で伝送特性劣化の原因となる周波数選択性フェー
ジングの影響を小さくすることができる。
【０００３】しかしながら、このようなマルチキャリア
信号ではキャリア数をＮとすると、ピーク電力は平均電
力のＮ倍以上となる。このためマルチキャリア信号のよ
うな合成変調波を一括して電力増幅器１６で増幅する場
合には、電力増幅器１６において平均出力を最大出力に
対してかなり小さくする、すなわち大きなバックオフを
とることが必要となる。
信号ではキャリア数をＮとすると、ピーク電力は平均電
力のＮ倍以上となる。このためマルチキャリア信号のよ
うな合成変調波を一括して電力増幅器１６で増幅する場
合には、電力増幅器１６において平均出力を最大出力に
対してかなり小さくする、すなわち大きなバックオフを
とることが必要となる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、大きな
バックオフをとることは電力増幅効率の低下を招くこと
となる。また、このようにピーク電力が大きい合成変調
波を増幅する場合には、最大出力の大きい電力増幅器が
必要となる。このためキャリア数Ｎが大きくなった場合
には、バックオフにより電力効率が著しく低下するとと
もに、電力増幅器の最大出力を非常に大きくする必要が
あり、このような伝送システムは実現が困難である。
バックオフをとることは電力増幅効率の低下を招くこと
となる。また、このようにピーク電力が大きい合成変調
波を増幅する場合には、最大出力の大きい電力増幅器が
必要となる。このためキャリア数Ｎが大きくなった場合
には、バックオフにより電力効率が著しく低下するとと
もに、電力増幅器の最大出力を非常に大きくする必要が
あり、このような伝送システムは実現が困難である。
【０００５】一方、合成変調波のピーク電力を抑圧する
方式として、各々の変調波の初期位相を適切に設定する
方法が提案されている。（参考文献 S. Boyd,"Multiton
e signals with low crest factar",IEEE vol. CAS-33,
No.10, Oct. 1986 ）しかしながら、この方法は無変調
波の合成時には効果があるが、各々が独立に変調されて
いるとき、特に位相変調されているときには効果が少な
い。更に、送信データでそれぞれ変調された複数のサブ
キャリアの合成ベクトルと反対の最も近いベクトルのパ
ワー制御用サブキャリアをシンボルごとに合成してピー
クパワーを小さくすることが特開平６−３００６９号
「マルチサブキャリアによるＱＡＭ伝送方式」で提案さ
れている。しかし、この方法では１シンボル中にサブキ
ャリアの相互位相が変化するため、必ずしもピークパワ
ーを十分抑圧することができない。またパワー制御用サ
ブキャリアの発生方法に一般性がない。
方式として、各々の変調波の初期位相を適切に設定する
方法が提案されている。（参考文献 S. Boyd,"Multiton
e signals with low crest factar",IEEE vol. CAS-33,
No.10, Oct. 1986 ）しかしながら、この方法は無変調
波の合成時には効果があるが、各々が独立に変調されて
いるとき、特に位相変調されているときには効果が少な
い。更に、送信データでそれぞれ変調された複数のサブ
キャリアの合成ベクトルと反対の最も近いベクトルのパ
ワー制御用サブキャリアをシンボルごとに合成してピー
クパワーを小さくすることが特開平６−３００６９号
「マルチサブキャリアによるＱＡＭ伝送方式」で提案さ
れている。しかし、この方法では１シンボル中にサブキ
ャリアの相互位相が変化するため、必ずしもピークパワ
ーを十分抑圧することができない。またパワー制御用サ
ブキャリアの発生方法に一般性がない。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明によれ
ば、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データ信号がＮ
個の波形生成手段でそれぞれＮ系統の変調用信号として
生成出力される。また上記Ｎ系統の送信データ信号は抑
圧用信号生成手段に入力され、そのＭ系統（Ｍは１以上
の整数）の抑圧用信号が出力される。このＭ系統の抑圧
用信号は上記Ｎ系統の変調用信号の周波数を含み、上記
Ｎ系統の変調用信号と合成手段により、合成されて合成
変調用信号とされ、その合成変調用信号により変調手段
で搬送波信号が変調されて出力される。上記抑圧用信号
生成手段は、上記合成変調用信号のピーク電力が小さく
なるような抑圧用信号を生成するものである。
ば、Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信データ信号がＮ
個の波形生成手段でそれぞれＮ系統の変調用信号として
生成出力される。また上記Ｎ系統の送信データ信号は抑
圧用信号生成手段に入力され、そのＭ系統（Ｍは１以上
の整数）の抑圧用信号が出力される。このＭ系統の抑圧
用信号は上記Ｎ系統の変調用信号の周波数を含み、上記
Ｎ系統の変調用信号と合成手段により、合成されて合成
変調用信号とされ、その合成変調用信号により変調手段
で搬送波信号が変調されて出力される。上記抑圧用信号
生成手段は、上記合成変調用信号のピーク電力が小さく
なるような抑圧用信号を生成するものである。
【０００７】請求項２の発明によれば、Ｎ系統（Ｎは２
以上の整数）の送信データ信号がＮ個の波形生成手段で
それぞれＮ系統の変調用信号として生成され、また上記
Ｎ系統の送信データ信号は抑圧用信号生成手段に入力さ
れ、Ｍ系統（Ｍは１以上の整数）の抑圧用信号が出力さ
れる。上記Ｎ系統の変調用信号、上記Ｍ系統の抑圧用信
号によりＮ＋Ｍ個の変調手段でそれぞれ搬送波信号が変
調され、これらＮ＋Ｍ個の変調手段の変調出力が合成手
段で合成されて出力される。Ｍ系統の抑圧用信号に対す
る搬送波の周波数は上記変調用信号に対する搬送波の周
波数を含む上記抑圧用信号生成手段は、上記合成手段の
出力信号のピーク電力が小さくなるような抑圧用信号を
生成するものである。
以上の整数）の送信データ信号がＮ個の波形生成手段で
それぞれＮ系統の変調用信号として生成され、また上記
Ｎ系統の送信データ信号は抑圧用信号生成手段に入力さ
れ、Ｍ系統（Ｍは１以上の整数）の抑圧用信号が出力さ
れる。上記Ｎ系統の変調用信号、上記Ｍ系統の抑圧用信
号によりＮ＋Ｍ個の変調手段でそれぞれ搬送波信号が変
調され、これらＮ＋Ｍ個の変調手段の変調出力が合成手
段で合成されて出力される。Ｍ系統の抑圧用信号に対す
る搬送波の周波数は上記変調用信号に対する搬送波の周
波数を含む上記抑圧用信号生成手段は、上記合成手段の
出力信号のピーク電力が小さくなるような抑圧用信号を
生成するものである。
【０００８】この発明の受信装置によれば、検波手段に
より受信信号がＮ系統の検波信号に分離検出され、この
Ｎ系統の検波信号はＮ系統レプリカとの誤差がそれぞれ
比較手段で求められ、このＮ系統の二乗誤差の和が求め
られ、その二乗誤差の和が最尤系列推定手段に入力さ
れ、最も確らしい受信信号系列が推定され、この最尤系
列推定手段よりＮ系統の送信シンボル候補がレプリカ生
成手段に入力され、その各候補と対応するＮ系統の第１
レプリカと、Ｎ系統の抑圧用信号成分の第２レプリカと
が生成され、これらＮ系統の第１，第２レプリカの差が
上記Ｎ系統のレプリカとして出力される。
より受信信号がＮ系統の検波信号に分離検出され、この
Ｎ系統の検波信号はＮ系統レプリカとの誤差がそれぞれ
比較手段で求められ、このＮ系統の二乗誤差の和が求め
られ、その二乗誤差の和が最尤系列推定手段に入力さ
れ、最も確らしい受信信号系列が推定され、この最尤系
列推定手段よりＮ系統の送信シンボル候補がレプリカ生
成手段に入力され、その各候補と対応するＮ系統の第１
レプリカと、Ｎ系統の抑圧用信号成分の第２レプリカと
が生成され、これらＮ系統の第１，第２レプリカの差が
上記Ｎ系統のレプリカとして出力される。
【０００９】更にこの発明においては送信側でＮ系統の
送信データは誤り訂正符号化手段でそれぞれ誤り訂正符
号化されてＮ個の波形生成手段及び抑圧用信号生成手段
へ供給される。
送信データは誤り訂正符号化手段でそれぞれ誤り訂正符
号化されてＮ個の波形生成手段及び抑圧用信号生成手段
へ供給される。
【００１０】
【００１１】
【実施例１】図１にこの発明をマルチキャリア伝送方式
に適用した実施例を示す。Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）
の送信データは入力端子１１1 〜１１N から波形生成手
段２１1 〜２１N およびＭ系統の抑圧用信号生成手段２
２に入力される。波形生成手段２１1 〜２１N はそれぞ
れ入力されたデータ信号列を互いに周波数を異にする変
調用のベースバンド信号（変調用信号）として出力する
もので、初期位相設定機能、周波数オフセット設定機
能、および帯域制限機能を有している。例えば波形生成
手段２１1 に示すように、入力送信データは直列並列変
換回路２３により、例えば図２Ａに示す２値の入力デー
タ信号は、１つおきに分離され、図２Ｂ，Ｃに示す２系
列のＩ軸信号とＱ軸信号とに分離され、それぞれ帯域制
限フィルタ３３，３４を通じて信号Ｉ1 (t) ，Ｑ1 (t)
として複素乗算器２４に供給される。一方、累積加算器
２６でクロック入力端子２７のクロックごとに、周波数
用レジスタ２８1 に設定された数値が累積加算される。
その累積加算器２６のレジスタに初期値として位相用レ
ジスタ２９1 に格納された数値が設定される。余弦波形
メモリ３１、正弦波形メモリ３２が、累積加算器２６の
加算値をアドレスとしてそれぞれ読み出され、これら読
み出された余弦波、正弦波は複素乗算器２４でＩ軸信号
Ｉ1 (t) 、Ｑ軸信号Ｑ1 (t) とそれぞれ下記の複素乗算
がなされる。帯域制限フィルタ３３，３４はディジタル
のデータ信号列を矩形波の状態で送信すると、非常に広
い帯域が必要となるので、矩形波を波形整形して帯域を
制限するためのものであり、例えばロールオフ整形やガ
ウス波形に整形する。
に適用した実施例を示す。Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）
の送信データは入力端子１１1 〜１１N から波形生成手
段２１1 〜２１N およびＭ系統の抑圧用信号生成手段２
２に入力される。波形生成手段２１1 〜２１N はそれぞ
れ入力されたデータ信号列を互いに周波数を異にする変
調用のベースバンド信号（変調用信号）として出力する
もので、初期位相設定機能、周波数オフセット設定機
能、および帯域制限機能を有している。例えば波形生成
手段２１1 に示すように、入力送信データは直列並列変
換回路２３により、例えば図２Ａに示す２値の入力デー
タ信号は、１つおきに分離され、図２Ｂ，Ｃに示す２系
列のＩ軸信号とＱ軸信号とに分離され、それぞれ帯域制
限フィルタ３３，３４を通じて信号Ｉ1 (t) ，Ｑ1 (t)
として複素乗算器２４に供給される。一方、累積加算器
２６でクロック入力端子２７のクロックごとに、周波数
用レジスタ２８1 に設定された数値が累積加算される。
その累積加算器２６のレジスタに初期値として位相用レ
ジスタ２９1 に格納された数値が設定される。余弦波形
メモリ３１、正弦波形メモリ３２が、累積加算器２６の
加算値をアドレスとしてそれぞれ読み出され、これら読
み出された余弦波、正弦波は複素乗算器２４でＩ軸信号
Ｉ1 (t) 、Ｑ軸信号Ｑ1 (t) とそれぞれ下記の複素乗算
がなされる。帯域制限フィルタ３３，３４はディジタル
のデータ信号列を矩形波の状態で送信すると、非常に広
い帯域が必要となるので、矩形波を波形整形して帯域を
制限するためのものであり、例えばロールオフ整形やガ
ウス波形に整形する。
【００１２】 Ｉ´1 (t) ＝Ｉ1 (t) ｃｏｓθ1 (t) −Ｑi (t) ｓｉｎθ1 (t) …（１） Ｑ´1 (t) ＝Ｉ1 (t) ｓｉｎθ1 (t) ＋Ｑi (t) ｃｏｓθ1 (t) …（２） θ1 (t) ＝２πｆ1 ｔ＋φ1 …（３） 演算器２４の出力Ｉ´1 (t) ，Ｑ´1 (t) は合成回路３
５で合成され、変調用信号として出力される。
５で合成され、変調用信号として出力される。
【００１３】この変調用信号の周波数ｆ1 は周波数用レ
ジスタ２８1 に格納する数値により決まり、初期位相φ
1 は位相用レジスタ２９1 に格納される数値により決ま
る。変調用信号の位相はＩ軸信号、Ｑ軸信号に応じて図
２Ｄに示す４つの位相の何れかをとる。波形生成手段２
１2 〜２１N も同様に構成され、周波数用レジスタ２８
1 〜２８N の各数値を選定して、出力変調用信号３６1
〜３６N が、例えば図３Ａに示すように互いに重なるこ
となく、周波数がずらされ、つまりマルチキャリアを構
成するようにされている。図３ＡはＮ＝４の場合であ
る。
ジスタ２８1 に格納する数値により決まり、初期位相φ
1 は位相用レジスタ２９1 に格納される数値により決ま
る。変調用信号の位相はＩ軸信号、Ｑ軸信号に応じて図
２Ｄに示す４つの位相の何れかをとる。波形生成手段２
１2 〜２１N も同様に構成され、周波数用レジスタ２８
1 〜２８N の各数値を選定して、出力変調用信号３６1
〜３６N が、例えば図３Ａに示すように互いに重なるこ
となく、周波数がずらされ、つまりマルチキャリアを構
成するようにされている。図３ＡはＮ＝４の場合であ
る。
【００１４】抑圧用信号生成手段２２は入力端子１１1
〜１１N よりのＮ系統のデータ信号列を入力とし、Ｎ系
統の変調用信号３６1 〜３６N の各々の周波数を全て、
または一部を含むような周波数でＭ系統（Ｍは１以上の
整数）の抑圧用信号３８1 〜３８M を生成するもので、
振幅・位相設定機能、初期位相設定機能、周波数オフセ
ット設定機能、および帯域制限機能を有している。振幅
・位相設定機能はＮ系統のデータ信号列の各々のシンボ
ルパターンにおいて、ピーク電力成分を打ち消すように
抑圧用信号の振幅および位相を設定する機能である。こ
の機能は、たとえば、ＩＲＯＭテーブル３０Ｉ，ＱＲＯ
Ｍテーブル３０Ｑを用いることにより実現できる。すな
わち、あらかじめＮ系統のデータ信号列の各々のシンボ
ルパターンにおいて、ピーク電力成分を打ち消すような
抑圧用信号の振幅および位相を計算し、これら振幅およ
び位相と対応したＩ軸信号の振幅と、Ｑ軸信号の振幅と
をＲＯＭテーブル３０Ｉ，３０Ｑに書込むことにより実
現できる。この振幅および位相の計算方法については後
で詳しく述べる。これらＲＯＭテーブル３０Ｉ，３０Ｑ
からそれぞれＭ系列のＩ軸信号振幅と、Ｍ系列のＱ軸信
号振幅（抑圧用データ）とが読出されて抑圧信号成分生
成手段３７1 〜３７M へ供給される。
〜１１N よりのＮ系統のデータ信号列を入力とし、Ｎ系
統の変調用信号３６1 〜３６N の各々の周波数を全て、
または一部を含むような周波数でＭ系統（Ｍは１以上の
整数）の抑圧用信号３８1 〜３８M を生成するもので、
振幅・位相設定機能、初期位相設定機能、周波数オフセ
ット設定機能、および帯域制限機能を有している。振幅
・位相設定機能はＮ系統のデータ信号列の各々のシンボ
ルパターンにおいて、ピーク電力成分を打ち消すように
抑圧用信号の振幅および位相を設定する機能である。こ
の機能は、たとえば、ＩＲＯＭテーブル３０Ｉ，ＱＲＯ
Ｍテーブル３０Ｑを用いることにより実現できる。すな
わち、あらかじめＮ系統のデータ信号列の各々のシンボ
ルパターンにおいて、ピーク電力成分を打ち消すような
抑圧用信号の振幅および位相を計算し、これら振幅およ
び位相と対応したＩ軸信号の振幅と、Ｑ軸信号の振幅と
をＲＯＭテーブル３０Ｉ，３０Ｑに書込むことにより実
現できる。この振幅および位相の計算方法については後
で詳しく述べる。これらＲＯＭテーブル３０Ｉ，３０Ｑ
からそれぞれＭ系列のＩ軸信号振幅と、Ｍ系列のＱ軸信
号振幅（抑圧用データ）とが読出されて抑圧信号成分生
成手段３７1 〜３７M へ供給される。
【００１５】抑圧信号成分生成手段３７1 〜３７M は波
形生成手段２１1 と同様な構成とすることができ、周波
数用レジスタ３９1 〜３９M 、位相用レジスタ４０1 〜
４０ M が設けられる。ただし直列並列変換回路２３は省
略される。周波数用レジスタ３９1 〜３９M に格納する
値により、抑圧信号３８1 〜３８M の各周波数を設定
し、これらの周波数は互いに異なるがその全部または一
部は変調用信号３６1 〜３６N の周波数と同一とされ
る。
形生成手段２１1 と同様な構成とすることができ、周波
数用レジスタ３９1 〜３９M 、位相用レジスタ４０1 〜
４０ M が設けられる。ただし直列並列変換回路２３は省
略される。周波数用レジスタ３９1 〜３９M に格納する
値により、抑圧信号３８1 〜３８M の各周波数を設定
し、これらの周波数は互いに異なるがその全部または一
部は変調用信号３６1 〜３６N の周波数と同一とされ
る。
【００１６】波形生成手段２１1 〜２１N よりの変調用
信号３６1 〜３６N と、抑圧信号生成手段２２1 〜２２
N の出力、つまり抑圧信号成分生成手段３７1 〜３７M
よりの抑圧信号成分３８1 〜３８M とが合成手段４１で
合成され、その合成信号により搬送波発生器４２からの
搬送波が変調出力手段４３で変調され、その変調出力が
電力増幅器１６で増幅出力される。
信号３６1 〜３６N と、抑圧信号生成手段２２1 〜２２
N の出力、つまり抑圧信号成分生成手段３７1 〜３７M
よりの抑圧信号成分３８1 〜３８M とが合成手段４１で
合成され、その合成信号により搬送波発生器４２からの
搬送波が変調出力手段４３で変調され、その変調出力が
電力増幅器１６で増幅出力される。
【００１７】上記ピーク電力成分の打消しにおけるピー
ク電力成分は、ある規定電力Ｐc を上回る成分と定義す
ることができる。このピーク電力成分を打消す抑圧用信
号の生成について以下に述べる。抑圧用信号３８1 〜３
８M がない場合の合成手段４１の送信信号の複素包絡線
Ｓp (t) において規定振幅Ｃthをこえるピーク成分Ｕ
(t) を次式に基づいて抽出する。
ク電力成分は、ある規定電力Ｐc を上回る成分と定義す
ることができる。このピーク電力成分を打消す抑圧用信
号の生成について以下に述べる。抑圧用信号３８1 〜３
８M がない場合の合成手段４１の送信信号の複素包絡線
Ｓp (t) において規定振幅Ｃthをこえるピーク成分Ｕ
(t) を次式に基づいて抽出する。
【００１８】 ｜Ｓp (t) ｜＜Ｃth ： Ｕ(t) ＝０ ｜Ｓp (t) ｜＞Ｃth ： Ｕ(t) ＝Ｓp (t) −（Ｓp (t) ／｜Ｓp (t) ｜）Ｃth …（４） 図３Ｂに複素包絡線Ｓp (t) とピーク成分Ｕ(t) の例を
示す。キャリア数Ｎを４とし、ＱＰＳＫ信号を表してい
る。４波のシンボルパターンは全て０である。規定振幅
Ｃthの円の外側の複素包絡線Ｓp (t) の部分、つまり図
３Ｂ中の斜線が施された部分がピーク成分Ｕ(t) にな
る。このＵ(t) を図３Ｃに示す。次に、このＵ(t) の各
々のキャリア成分を求める。ｍ番目（ｍ＝１，２，…，
Ｎ）のキャリア成分Ｕm (t) は次式により求めることが
できる。
示す。キャリア数Ｎを４とし、ＱＰＳＫ信号を表してい
る。４波のシンボルパターンは全て０である。規定振幅
Ｃthの円の外側の複素包絡線Ｓp (t) の部分、つまり図
３Ｂ中の斜線が施された部分がピーク成分Ｕ(t) にな
る。このＵ(t) を図３Ｃに示す。次に、このＵ(t) の各
々のキャリア成分を求める。ｍ番目（ｍ＝１，２，…，
Ｎ）のキャリア成分Ｕm (t) は次式により求めることが
できる。
【００１９】 Ｕm (t) ＝∫Ｕ(t) ｑ* m (t)dt …（５） ∫は−ΔｔからＮB Ｔ＋Δｔまでただし、ｑm (t) はキ
ャリア信号を表し、次式で表せる。 ｑm (t) ＝ｅｘｐ（ｊωm ｔ） …（６） ωm はキャリア角周波数を表している。また、ＮB は１
バースト中のシンボル数、Δｔは各バーストの立ち上が
り、および立ち下がりにおけるランプタイムである。
ャリア信号を表し、次式で表せる。 ｑm (t) ＝ｅｘｐ（ｊωm ｔ） …（６） ωm はキャリア角周波数を表している。また、ＮB は１
バースト中のシンボル数、Δｔは各バーストの立ち上が
り、および立ち下がりにおけるランプタイムである。
【００２０】ちなみに、通常、バースト伝送を行う場合
には、急激に信号を立ち上げ、および立ち下げると送信
信号帯域が拡大する。このため、ランプタイムと呼ばれ
る時間Δｔを設けて、緩やかに立ち上げ、および立ち下
げを行っている。Ｕm (t) を求める積分の式において、
特に、帯域制限を行わず、前後の各シンボル間で符号間
干渉がない場合には、Δｔ＝０，ＮB ＝１とすればよ
い。また、帯域制限を行う場合でも、ＮB については、
必ずしも１バースト中のシンボル数と等しくする必要は
なく、符号間干渉の量に応じてＮB の長さを１バースト
中のシンボル数より短く調節することは可能である。こ
の時のＵm (t) を用いて上式の逆変換により抑圧用信号
ΔＳ(t) を次式により生成する。
には、急激に信号を立ち上げ、および立ち下げると送信
信号帯域が拡大する。このため、ランプタイムと呼ばれ
る時間Δｔを設けて、緩やかに立ち上げ、および立ち下
げを行っている。Ｕm (t) を求める積分の式において、
特に、帯域制限を行わず、前後の各シンボル間で符号間
干渉がない場合には、Δｔ＝０，ＮB ＝１とすればよ
い。また、帯域制限を行う場合でも、ＮB については、
必ずしも１バースト中のシンボル数と等しくする必要は
なく、符号間干渉の量に応じてＮB の長さを１バースト
中のシンボル数より短く調節することは可能である。こ
の時のＵm (t) を用いて上式の逆変換により抑圧用信号
ΔＳ(t) を次式により生成する。
【００２１】 ΔＳ(t) ＝ΣＵm (t) ｑm (t) …（７） Σはｍ＝１からＮまでこの抑圧用信号ΔＳ(t) を図３Ｃ
中に示す。抑圧後の複素包絡線信号Ｓt (t)は次式とな
る。 Ｓt (t) ＝Ｓp (t) −ΔＳ(t) …（８） このＳt (t) については図３Ｂに示す。図３Ａに送信ス
ペクトルの様子を示し、この例では各変調用信号（キャ
リア）３６1 〜３６4 について抑圧用成分信号３８1 〜
３８4 を生成しているため、抑圧前の送信帯域外にスペ
クトルが拡がることがない各抑圧用信号成分ΔＳ(t) m
＝Ｕm (t) ｑm (t) の振幅及び位相で決まる。Ｉ軸成分
Ｉm とＱ軸成分Ｑm とをそれぞれＩＲＯＭテーブル３０
Ｉ，ＱＲＯＭテーブル３０Ｑに書込んでおき、これらを
読出して、抑圧用信号成分生成手段３７m へ供給して、
その内部の複素乗算器で正弦波信号及び余弦波信号とを
複素乗算して、その出力を合成すれば抑圧用信号成分３
８m が得られる。図３Ａの例ではＮ＝Ｍ＝４とし、周波
数用レジスタ２８1 〜２８4 にそれぞれ設定する周波数
データと同一値を周波数用レジスタ３９1 〜３９4 に設
定する。もちろん、抑圧用信号については、リアルタイ
ムに計算を行い、その計算結果を用いてピーク抑圧処理
を行うこともできる。
中に示す。抑圧後の複素包絡線信号Ｓt (t)は次式とな
る。 Ｓt (t) ＝Ｓp (t) −ΔＳ(t) …（８） このＳt (t) については図３Ｂに示す。図３Ａに送信ス
ペクトルの様子を示し、この例では各変調用信号（キャ
リア）３６1 〜３６4 について抑圧用成分信号３８1 〜
３８4 を生成しているため、抑圧前の送信帯域外にスペ
クトルが拡がることがない各抑圧用信号成分ΔＳ(t) m
＝Ｕm (t) ｑm (t) の振幅及び位相で決まる。Ｉ軸成分
Ｉm とＱ軸成分Ｑm とをそれぞれＩＲＯＭテーブル３０
Ｉ，ＱＲＯＭテーブル３０Ｑに書込んでおき、これらを
読出して、抑圧用信号成分生成手段３７m へ供給して、
その内部の複素乗算器で正弦波信号及び余弦波信号とを
複素乗算して、その出力を合成すれば抑圧用信号成分３
８m が得られる。図３Ａの例ではＮ＝Ｍ＝４とし、周波
数用レジスタ２８1 〜２８4 にそれぞれ設定する周波数
データと同一値を周波数用レジスタ３９1 〜３９4 に設
定する。もちろん、抑圧用信号については、リアルタイ
ムに計算を行い、その計算結果を用いてピーク抑圧処理
を行うこともできる。
【００２２】Ｎ＝４，Ｍ＝４のマルチキャリア伝送の場
合、先に述べたように抑圧用信号成分３８1 〜３８4 は
それぞれ、情報を伝送している変調用信号３６1 〜３６
4 と全く同じ周波数を用いることとする。また、ここで
はベースバンドでの帯域制限は行わず、それぞれの信号
は矩形波とし、４系統のデータ信号列を各々ＱＰＳＫ変
調方式で伝送することとする。このとき、各々の変調用
信号３６1 〜３６4 の初期位相φ1 ，φ2 ，φ3 ，φ4
については、位相用レジスタ２９1 〜２９4 に設定す
る。基準となるキャリアとの周波数オフセットｆ1 ，ｆ
2 ，ｆ3 ，ｆ4 については、周波数用レジスタ２８1 〜
２８4 に設定する。ここで、基準となる周波数について
は各キャリアのうちの１つに設定すれば周波数オフセッ
トを少なくできる。また、マルチキャリア信号の周波数
帯の中央に設定すれば周波数オフセット量をさらに少な
くできる。
合、先に述べたように抑圧用信号成分３８1 〜３８4 は
それぞれ、情報を伝送している変調用信号３６1 〜３６
4 と全く同じ周波数を用いることとする。また、ここで
はベースバンドでの帯域制限は行わず、それぞれの信号
は矩形波とし、４系統のデータ信号列を各々ＱＰＳＫ変
調方式で伝送することとする。このとき、各々の変調用
信号３６1 〜３６4 の初期位相φ1 ，φ2 ，φ3 ，φ4
については、位相用レジスタ２９1 〜２９4 に設定す
る。基準となるキャリアとの周波数オフセットｆ1 ，ｆ
2 ，ｆ3 ，ｆ4 については、周波数用レジスタ２８1 〜
２８4 に設定する。ここで、基準となる周波数について
は各キャリアのうちの１つに設定すれば周波数オフセッ
トを少なくできる。また、マルチキャリア信号の周波数
帯の中央に設定すれば周波数オフセット量をさらに少な
くできる。
【００２３】キャリア数Ｎ＝４とし、変調方式をＱＰＳ
Ｋとしている場合、送信データ信号のシンボルパターン
の総数は２５６（＝４4 ）通りとなり、これらの２５６
通りのシンボルパターンに対する複素包絡線Ｓp (t) を
求める。これらの２５６通りのＳp (t) について先に述
べたようにピーク成分Ｕm (t) を求め、更に抑圧用信号
成分ΔＳ(t) m を求め、その各Ｉ軸成分、Ｑ軸成分を求
め、Ｉ，ＱＲＯＭテーブル３０Ｉ，３０Ｑに書込んでお
く。
Ｋとしている場合、送信データ信号のシンボルパターン
の総数は２５６（＝４4 ）通りとなり、これらの２５６
通りのシンボルパターンに対する複素包絡線Ｓp (t) を
求める。これらの２５６通りのＳp (t) について先に述
べたようにピーク成分Ｕm (t) を求め、更に抑圧用信号
成分ΔＳ(t) m を求め、その各Ｉ軸成分、Ｑ軸成分を求
め、Ｉ，ＱＲＯＭテーブル３０Ｉ，３０Ｑに書込んでお
く。
【００２４】上述では、抑圧用信号成分として変調用信
号３６のキャリア周波数のみを用いたが、抑圧用信号３
８のキャリアの数を増やすことにより、より精度良くピ
ーク電力成分Ｕ(t) を近似することができる。ただし、
抑圧用信号３８のキャリアの数を変調用信号３６のキャ
リア数Ｎより増加させた場合には、合成後のマルチキャ
リア信号の帯域が拡大することとなり、周波数利用効率
が劣化する。周波数利用効率の点からは、抑圧用信号３
８の帯域は合成前のマルチキャリア信号３６の帯域と一
致するか、またはそれ以下になることが望ましい。この
ため、例えば図５に示すように、キャリア間隔の１／２
の周波数の成分を用いることが考えられる。この場合に
送信信号帯域内のキャリア間隔の１／２の周波数成分を
用いれば、所要帯域の拡大なく近似精度を向上できる。
号３６のキャリア周波数のみを用いたが、抑圧用信号３
８のキャリアの数を増やすことにより、より精度良くピ
ーク電力成分Ｕ(t) を近似することができる。ただし、
抑圧用信号３８のキャリアの数を変調用信号３６のキャ
リア数Ｎより増加させた場合には、合成後のマルチキャ
リア信号の帯域が拡大することとなり、周波数利用効率
が劣化する。周波数利用効率の点からは、抑圧用信号３
８の帯域は合成前のマルチキャリア信号３６の帯域と一
致するか、またはそれ以下になることが望ましい。この
ため、例えば図５に示すように、キャリア間隔の１／２
の周波数の成分を用いることが考えられる。この場合に
送信信号帯域内のキャリア間隔の１／２の周波数成分を
用いれば、所要帯域の拡大なく近似精度を向上できる。
【００２５】４波のマルチキャリア信号では、抑圧用信
号３８を合成しない場合には、平均電力に対するピーク
電力比は６ｄＢとなる。これは、４波が同相で合成され
たとき、出力電力が１波の平均電力の１６倍（＝４
2 ）、すなわち、４波の平均電力の４倍となるからであ
る。これに対して、この発明の適用により、平均電力に
対するピーク電力比を低減でき、Ｎ＝４，Ｍ＝４で平均
電力に対するＰc の比を０ｄＢと設定すると、平均電力
に対するピーク電力比は約４．０ｄＢとなる。これは抑
圧用信号を合成しないときと比較して、平均電力に対す
るピーク電力比を２．０ｄＢ程度低減できている。
号３８を合成しない場合には、平均電力に対するピーク
電力比は６ｄＢとなる。これは、４波が同相で合成され
たとき、出力電力が１波の平均電力の１６倍（＝４
2 ）、すなわち、４波の平均電力の４倍となるからであ
る。これに対して、この発明の適用により、平均電力に
対するピーク電力比を低減でき、Ｎ＝４，Ｍ＝４で平均
電力に対するＰc の比を０ｄＢと設定すると、平均電力
に対するピーク電力比は約４．０ｄＢとなる。これは抑
圧用信号を合成しないときと比較して、平均電力に対す
るピーク電力比を２．０ｄＢ程度低減できている。
【００２６】以上説明したように、抑圧用信号を合成し
て変調することにより、ピーク電力を低減できる。これ
により、合成変調波を増幅する電力増幅器の効率を改善
することができる。また、最大出力が決められていると
きには、平均電力に対するピーク電力比の低減により、
送信時の平均電力を大きく設定できるため、その結果、
受信電力が増大し、伝送特性が改善される。
て変調することにより、ピーク電力を低減できる。これ
により、合成変調波を増幅する電力増幅器の効率を改善
することができる。また、最大出力が決められていると
きには、平均電力に対するピーク電力比の低減により、
送信時の平均電力を大きく設定できるため、その結果、
受信電力が増大し、伝送特性が改善される。
【００２７】ピーク成分Ｕ(t) について、次式のように
抽出する方法もある。 Ｕ(t) ＝０ ： ｜Ｓp (t) ｜＜Ｃth0 Ｕ(t) ＝Ｓp (t) −〔（Ｓp (t) ／｜Ｓp (t) ｜）〕Ｃth1 ： ｜Ｓp (t) ｜＞Ｃth0 ここでは、規定振幅をＣth0 とし、Ｕ(t) の計算に用い
る振幅をＣth1 としている。抑圧用信号ΔＳ(t) は、Ｕ
(t) の中で送信キャリア成分のみを合成した信号である
ため、Ｕ(t) より振幅が小さくなることがある。このた
め、規定振幅の設定値により、ピークを十分抑圧できな
い場合もある。そこで、Ｕ(t) の計算に用いる振幅Ｃ
th1 の値を調節することにより、より一層のピーク抑圧
効果が得られる。通常はＣth1 ＜Ｃth0 と設定すること
により、良好なピーク抑圧効果が得られる。
抽出する方法もある。 Ｕ(t) ＝０ ： ｜Ｓp (t) ｜＜Ｃth0 Ｕ(t) ＝Ｓp (t) −〔（Ｓp (t) ／｜Ｓp (t) ｜）〕Ｃth1 ： ｜Ｓp (t) ｜＞Ｃth0 ここでは、規定振幅をＣth0 とし、Ｕ(t) の計算に用い
る振幅をＣth1 としている。抑圧用信号ΔＳ(t) は、Ｕ
(t) の中で送信キャリア成分のみを合成した信号である
ため、Ｕ(t) より振幅が小さくなることがある。このた
め、規定振幅の設定値により、ピークを十分抑圧できな
い場合もある。そこで、Ｕ(t) の計算に用いる振幅Ｃ
th1 の値を調節することにより、より一層のピーク抑圧
効果が得られる。通常はＣth1 ＜Ｃth0 と設定すること
により、良好なピーク抑圧効果が得られる。
【００２８】
【実施例２】図５にこの発明をマルチキャリア伝送方式
に適用した他の実施例を示し、図１と対応する部分に同
一符号を付けてある。この実施例では、Ｎ系統データ信
号列およびＭ系統抑圧信号列をそれぞれ別個の変調手段
（計Ｎ＋Ｍ個）でそれぞれ変調した後、合成する点が実
施例１と異なる。すなわち、Ｎ系統のデータ信号列を入
力して波形生成手段２１1 〜２１N で同一周波数の変調
用信号３６1 〜３６Nを生成し、同様に抑圧信号生成手
段２２で同一周波数の抑圧用信号成分３８1 〜３８M を
生成し、これら変調用信号３６1 〜３６N で変調手段５
１1 〜５１N により、搬送波発生手段５２よりのマルチ
キャリア信号の各キャリアを構成する互いに異なる周波
数ｆ1 〜ｆN の搬送波を変調し、また抑圧用信号成分３
８N+1 〜３８N+M により、搬送波発生手段５２の周波数
ｆ1 〜ｆN の搬送波を変調手段５１N+1 で変調し、その
変調手段５１1 〜５１N+M の変調出力を合成手段４１で
合成してマルチキャリア信号を得て電力増幅器１６へ供
給される。搬送波発生手段５２は基準信号源５３の基準
信号から所要の各搬送波を生成し、変調手段５１1〜５
１N へ供給する搬送波周波数と、変調手段５１N+1 〜５
１2Nへ供給する周波数とを一致させる。波形生成手段２
１1 〜２１N および抑圧用信号成分生成手段３７1 〜３
７M は周波数オフセット設定機能、つまり周波数用レジ
スタ２８1 〜２８N ，３９1 〜３９M を省くことがで
き、ベースバンドでの処理が簡単化できる。例えばＮ＝
４，Ｍ＝４の場合、波形生成手段２１1 〜２１4 よりの
変調用信号３６1 〜３６4 ，抑圧用信号成分生成手段３
７1 〜３７4 よりの抑圧信号３８ 1 〜３８4 は同一周波
数帯であり、これらが変調手段５１1 〜５１8 により図
３Ａに示したようにマルチキャリア信号と、これに重畳
した抑圧用信号とにされる。図５に示したと同様に、変
調手段５１N+1 〜５１N+M の変調出力の各キャリアが、
変調手段５１1 〜５１N の変調出力の各隣接キャリアの
中心にそれぞれ位置するようにしてもよい。
に適用した他の実施例を示し、図１と対応する部分に同
一符号を付けてある。この実施例では、Ｎ系統データ信
号列およびＭ系統抑圧信号列をそれぞれ別個の変調手段
（計Ｎ＋Ｍ個）でそれぞれ変調した後、合成する点が実
施例１と異なる。すなわち、Ｎ系統のデータ信号列を入
力して波形生成手段２１1 〜２１N で同一周波数の変調
用信号３６1 〜３６Nを生成し、同様に抑圧信号生成手
段２２で同一周波数の抑圧用信号成分３８1 〜３８M を
生成し、これら変調用信号３６1 〜３６N で変調手段５
１1 〜５１N により、搬送波発生手段５２よりのマルチ
キャリア信号の各キャリアを構成する互いに異なる周波
数ｆ1 〜ｆN の搬送波を変調し、また抑圧用信号成分３
８N+1 〜３８N+M により、搬送波発生手段５２の周波数
ｆ1 〜ｆN の搬送波を変調手段５１N+1 で変調し、その
変調手段５１1 〜５１N+M の変調出力を合成手段４１で
合成してマルチキャリア信号を得て電力増幅器１６へ供
給される。搬送波発生手段５２は基準信号源５３の基準
信号から所要の各搬送波を生成し、変調手段５１1〜５
１N へ供給する搬送波周波数と、変調手段５１N+1 〜５
１2Nへ供給する周波数とを一致させる。波形生成手段２
１1 〜２１N および抑圧用信号成分生成手段３７1 〜３
７M は周波数オフセット設定機能、つまり周波数用レジ
スタ２８1 〜２８N ，３９1 〜３９M を省くことがで
き、ベースバンドでの処理が簡単化できる。例えばＮ＝
４，Ｍ＝４の場合、波形生成手段２１1 〜２１4 よりの
変調用信号３６1 〜３６4 ，抑圧用信号成分生成手段３
７1 〜３７4 よりの抑圧信号３８ 1 〜３８4 は同一周波
数帯であり、これらが変調手段５１1 〜５１8 により図
３Ａに示したようにマルチキャリア信号と、これに重畳
した抑圧用信号とにされる。図５に示したと同様に、変
調手段５１N+1 〜５１N+M の変調出力の各キャリアが、
変調手段５１1 〜５１N の変調出力の各隣接キャリアの
中心にそれぞれ位置するようにしてもよい。
【００２９】
【実施例３】この発明の伝送装置においては、情報信号
（変調用信号）に抑圧用信号を加えて送信し、その際包
絡線のピークを抑えるように抑圧用信号を入れるため、
送信シンボルパターンの中には、１波ごとの送信信号が
抑圧用信号を加える前と比較して振幅が小さくなる場合
もある。振幅が小さくなる場合には、一般的に受信特性
が劣化するため、受信特性の悪い送信シンボルパターン
が存在することとなる。そこで、この発明の受信装置で
は、最尤系列推定を用いて全てのキャリアの受信信号を
一括して復調することにより、受信特性を改善する。こ
の受信装置の構成例を図６に示す。受信マルチキャリア
信号は検波器６１でＮ系統のベースバンド信号に検波さ
れ、これらＮ系統の検波信号は復調手段６２で最尤系列
推定復調がなされる。
（変調用信号）に抑圧用信号を加えて送信し、その際包
絡線のピークを抑えるように抑圧用信号を入れるため、
送信シンボルパターンの中には、１波ごとの送信信号が
抑圧用信号を加える前と比較して振幅が小さくなる場合
もある。振幅が小さくなる場合には、一般的に受信特性
が劣化するため、受信特性の悪い送信シンボルパターン
が存在することとなる。そこで、この発明の受信装置で
は、最尤系列推定を用いて全てのキャリアの受信信号を
一括して復調することにより、受信特性を改善する。こ
の受信装置の構成例を図６に示す。受信マルチキャリア
信号は検波器６１でＮ系統のベースバンド信号に検波さ
れ、これらＮ系統の検波信号は復調手段６２で最尤系列
推定復調がなされる。
【００３０】復調手段６２は、図６Ｂに示すように、Ｎ
系統の各ベースバンド検波信号のレプリカがレプリカ生
成手段６３1 〜６３N で生成され、これらレプリカと検
波信号との差が比較手段６４1 〜６４N でとられ、これ
ら比較手段６４1 〜６４N の出力から、最も確からしい
受信信号系列が最尤系列推定手段６６で推定される。具
体的には、最尤系列推定手段６６から各Ｎ系統の送信シ
ンボルパターンの候補が出力され、これらの候補からそ
れぞれレプリカがレプリカ生成手段６３1 〜６３N で生
成される。この際、最尤系列推定手段６６よりのＮ系統
の推定送信シンボルは抑圧用信号生成手段６８にも入力
され、図５で述べたようにＭ系統の抑圧用信号成分がそ
れぞれ生成され、レプリカ生成手段６３1 〜６３N で高
周波上で同一周波数帯であったＮ系統の受信検波信号と
対応する、情報信号レプリカにそれぞれ重畳されて、レ
プリカとして出力される。比較手段６４1 〜６４N から
の各レプリカと受信検波信号との誤差信号は二乗器６５
1 〜６５N でそれぞれ二乗される。このＮ個の二乗誤差
信号の和が加算手段６７で求められ、その二乗誤差信号
の和を用いて最尤系列推定が最尤系列推定手段６６で行
われて、Ｎ系統の送信シンボルパターンが判定される。
系統の各ベースバンド検波信号のレプリカがレプリカ生
成手段６３1 〜６３N で生成され、これらレプリカと検
波信号との差が比較手段６４1 〜６４N でとられ、これ
ら比較手段６４1 〜６４N の出力から、最も確からしい
受信信号系列が最尤系列推定手段６６で推定される。具
体的には、最尤系列推定手段６６から各Ｎ系統の送信シ
ンボルパターンの候補が出力され、これらの候補からそ
れぞれレプリカがレプリカ生成手段６３1 〜６３N で生
成される。この際、最尤系列推定手段６６よりのＮ系統
の推定送信シンボルは抑圧用信号生成手段６８にも入力
され、図５で述べたようにＭ系統の抑圧用信号成分がそ
れぞれ生成され、レプリカ生成手段６３1 〜６３N で高
周波上で同一周波数帯であったＮ系統の受信検波信号と
対応する、情報信号レプリカにそれぞれ重畳されて、レ
プリカとして出力される。比較手段６４1 〜６４N から
の各レプリカと受信検波信号との誤差信号は二乗器６５
1 〜６５N でそれぞれ二乗される。このＮ個の二乗誤差
信号の和が加算手段６７で求められ、その二乗誤差信号
の和を用いて最尤系列推定が最尤系列推定手段６６で行
われて、Ｎ系統の送信シンボルパターンが判定される。
【００３１】なお、各受信キャリアごとにその検波信号
を各別に復調する場合には、重畳された抑圧用信号成分
が雑音とみなされて復調されるため、受信特性が劣化す
るが、上記の最尤推定では前述したように、受信検波信
号のレプリカを生成するときに、抑圧用信号成分も加え
てレプリカを生成するため受信特性の劣化が抑えられ
る。
を各別に復調する場合には、重畳された抑圧用信号成分
が雑音とみなされて復調されるため、受信特性が劣化す
るが、上記の最尤推定では前述したように、受信検波信
号のレプリカを生成するときに、抑圧用信号成分も加え
てレプリカを生成するため受信特性の劣化が抑えられ
る。
【００３２】
【実施例４】この発明において周波数を互いに異にする
マルチキャリア伝送のみならず、ＣＤＭＡ（符号分割多
元接続）方式へ適用することもでき、この場合は波形生
成手段及び抑圧用信号生成手段において周波数オフセッ
トを０とする。この場合の実施例を図７に示す。入力端
子１１1 〜１１4 から各入力データは波形生成手段２１
1 〜２１4 で例えばそれぞれ同一周波数帯のＱＰＳＫ信
号の変調用信号とされ、これらはスペクトラム拡散手段
７１1 〜７１4 でそれぞれ、互いに直交又は擬似直交す
る拡散符号でスペクトラム拡散されて出力される。また
入力端子１１1 〜１１4 からの各入力データは抑圧用デ
ータ発生用のＩＲＯＭ３０Ｉ，ＱＲＯＭ３０Ｑへ供給さ
れ、これらが読出され、これら各４つのＩ，Ｑデータは
抑圧用信号成分生成手段３７1 〜３７4 へ供給され、そ
れぞれ波形生成手段２１1 〜２１4 の出力と同一周波数
帯のこの例でＰＳＫ信号の抑圧用信号成分はそれぞれ、
スペクトラム拡散手段７２1 〜７２4 でそれぞれスペク
トラム拡散手段７１1 〜７１2 で用いたと同一の拡散符
号によりスペクトラム拡散がなされて出力される。直交
コードの例としては Walsh関数がある。
マルチキャリア伝送のみならず、ＣＤＭＡ（符号分割多
元接続）方式へ適用することもでき、この場合は波形生
成手段及び抑圧用信号生成手段において周波数オフセッ
トを０とする。この場合の実施例を図７に示す。入力端
子１１1 〜１１4 から各入力データは波形生成手段２１
1 〜２１4 で例えばそれぞれ同一周波数帯のＱＰＳＫ信
号の変調用信号とされ、これらはスペクトラム拡散手段
７１1 〜７１4 でそれぞれ、互いに直交又は擬似直交す
る拡散符号でスペクトラム拡散されて出力される。また
入力端子１１1 〜１１4 からの各入力データは抑圧用デ
ータ発生用のＩＲＯＭ３０Ｉ，ＱＲＯＭ３０Ｑへ供給さ
れ、これらが読出され、これら各４つのＩ，Ｑデータは
抑圧用信号成分生成手段３７1 〜３７4 へ供給され、そ
れぞれ波形生成手段２１1 〜２１4 の出力と同一周波数
帯のこの例でＰＳＫ信号の抑圧用信号成分はそれぞれ、
スペクトラム拡散手段７２1 〜７２4 でそれぞれスペク
トラム拡散手段７１1 〜７１2 で用いたと同一の拡散符
号によりスペクトラム拡散がなされて出力される。直交
コードの例としては Walsh関数がある。
【００３３】スペクトラム拡散手段７１1 〜７１4 、７
２1 〜７２4 の各出力は合成手段４１で合成され、その
合成出力により変調手段４３で搬送波発生器４２の搬送
波が変調されて出力される。この場合の抑圧用信号成分
もマルチキャリアの場合と同様に作ることができる。こ
の際（６）式のｑm (t) としてはスペクトラム拡散手段
７２m （７１m ）で用いられている拡散符号が使用され
る。図８に示すようにスペクトラム拡散手段７１1 〜７
１4 の出力信号７３1 〜７３4 とスペクトラム拡散手段
７２1 〜７２4 の出力である抑圧用信号成分７４1 〜７
４4 とは同一周波数帯に重畳され、帯域外にスペクトル
は拡がらない。
２1 〜７２4 の各出力は合成手段４１で合成され、その
合成出力により変調手段４３で搬送波発生器４２の搬送
波が変調されて出力される。この場合の抑圧用信号成分
もマルチキャリアの場合と同様に作ることができる。こ
の際（６）式のｑm (t) としてはスペクトラム拡散手段
７２m （７１m ）で用いられている拡散符号が使用され
る。図８に示すようにスペクトラム拡散手段７１1 〜７
１4 の出力信号７３1 〜７３4 とスペクトラム拡散手段
７２1 〜７２4 の出力である抑圧用信号成分７４1 〜７
４4 とは同一周波数帯に重畳され、帯域外にスペクトル
は拡がらない。
【００３４】
【実施例５】図６を参照して説明した最尤系列推定手段
を用いて全てのキャリアを一括して復調する場合、キャ
リア数が増大するにつれて処理量が増大する。一方、キ
ャリアごとに復調する場合には、先に述べたように、振
幅が小さくなるシンボルパターンの場合に受信特性が劣
化する。そこで、この実施例５では、図９に示すように
図１に示した実施例に加えて、送信機にＮ系統の送信デ
ータ信号を各々入力し、Ｎ系統の誤り訂正符号化信号を
出力する誤り訂正符号化手段８１1 〜８１N を備え、ま
た、図１０に示すように受信機のＮ系統の復号器６２1
〜６２N の出力側にそれぞれ誤り訂正符号化されたＮ系
統の受信信号を復号化する誤り訂正復号化手段８２1 〜
８２N を備えている。この構成により、キャリアごとに
復調する場合でも、誤り訂正符号化の効果により良好な
受信特性が得られる。
を用いて全てのキャリアを一括して復調する場合、キャ
リア数が増大するにつれて処理量が増大する。一方、キ
ャリアごとに復調する場合には、先に述べたように、振
幅が小さくなるシンボルパターンの場合に受信特性が劣
化する。そこで、この実施例５では、図９に示すように
図１に示した実施例に加えて、送信機にＮ系統の送信デ
ータ信号を各々入力し、Ｎ系統の誤り訂正符号化信号を
出力する誤り訂正符号化手段８１1 〜８１N を備え、ま
た、図１０に示すように受信機のＮ系統の復号器６２1
〜６２N の出力側にそれぞれ誤り訂正符号化されたＮ系
統の受信信号を復号化する誤り訂正復号化手段８２1 〜
８２N を備えている。この構成により、キャリアごとに
復調する場合でも、誤り訂正符号化の効果により良好な
受信特性が得られる。
【００３５】この発明の伝送装置では、抑圧信号を加え
ているため、各キャリアの送信シンボルパターンによ
り、１波ごとの振幅が変動する。これは伝搬路の影響で
受信レベルが変動することと等価であるとみなせる。こ
のため、受信レベルが小さくなる場合に発生する誤り
を、誤り訂正符号化および復号化により訂正することと
同様に、この発明でも振幅が小さい場合に発生が予想さ
れる誤りを誤り訂正符号化および復号化により訂正する
ことができる。
ているため、各キャリアの送信シンボルパターンによ
り、１波ごとの振幅が変動する。これは伝搬路の影響で
受信レベルが変動することと等価であるとみなせる。こ
のため、受信レベルが小さくなる場合に発生する誤り
を、誤り訂正符号化および復号化により訂正することと
同様に、この発明でも振幅が小さい場合に発生が予想さ
れる誤りを誤り訂正符号化および復号化により訂正する
ことができる。
【００３６】誤り訂正符号化と変調を組み合わせたトレ
リス符号化変調方式があるが、この方式についてもこの
発明を適用できる。図１１にこのトレリス符号化変調で
用いる誤り訂正手段８１の一例を示す。これはトレリス
符号化変調の一種であるトレリス符号化８ＰＳＫ（Trel
lis Coded 8 PSK:TC8PSK) における畳み込み符号化器
で、２系列のディジタル信号ｘ１ｎ，ｘ２ｎを入力と
し、３系列の符号化ディジタル信号ｙ０ｎ，ｙ１ｎ，ｙ
２ｎを出力する。すなわち、入力系列ｘ１ｎ，ｘ２ｎは
それぞれその１シンボル長の遅延を与える遅延手段９
１，９２へ供給されるとともに、排他的論理和回路９
３，９４へ供給され遅延手段９１の出力は同様の遅延手
段９５を通じて排他的論理和回路９４へ供給され、遅延
手段９２の出力は直接排他的論理和回路９３へ供給され
る。遅延手段９１，排他的論理和回路９４，９３の各出
力が出力系統ｙ０ｎ，ｙ１ｎ，ｙ２ｎとしてそれぞれ出
力される。波形生成手段２１ではこの信号を使って８Ｐ
ＳＫ変調を行う。このＴＣ８ＰＳＫ信号においても同様
にピーク成分を取り出し、ピーク抑圧用信号を生成し、
このピーク抑圧用信号を加えることによりピークを抑圧
できる。
リス符号化変調方式があるが、この方式についてもこの
発明を適用できる。図１１にこのトレリス符号化変調で
用いる誤り訂正手段８１の一例を示す。これはトレリス
符号化変調の一種であるトレリス符号化８ＰＳＫ（Trel
lis Coded 8 PSK:TC8PSK) における畳み込み符号化器
で、２系列のディジタル信号ｘ１ｎ，ｘ２ｎを入力と
し、３系列の符号化ディジタル信号ｙ０ｎ，ｙ１ｎ，ｙ
２ｎを出力する。すなわち、入力系列ｘ１ｎ，ｘ２ｎは
それぞれその１シンボル長の遅延を与える遅延手段９
１，９２へ供給されるとともに、排他的論理和回路９
３，９４へ供給され遅延手段９１の出力は同様の遅延手
段９５を通じて排他的論理和回路９４へ供給され、遅延
手段９２の出力は直接排他的論理和回路９３へ供給され
る。遅延手段９１，排他的論理和回路９４，９３の各出
力が出力系統ｙ０ｎ，ｙ１ｎ，ｙ２ｎとしてそれぞれ出
力される。波形生成手段２１ではこの信号を使って８Ｐ
ＳＫ変調を行う。このＴＣ８ＰＳＫ信号においても同様
にピーク成分を取り出し、ピーク抑圧用信号を生成し、
このピーク抑圧用信号を加えることによりピークを抑圧
できる。
【００３７】また、受信時に誤りが多数連続して発生す
る、いわゆるバースト誤りが発生する場合には、誤り訂
正符号化と同時に、送信シンボルの送信順序を入れ替え
るインターリーブを行うことにより、より効果的に誤り
を訂正できるようにしてもよい。上記の例では、キャリ
アごとに誤り訂正符号化・復号化を行ったが、もちろん
全てのキャリアまたは一部を組にして一括して誤り訂正
符号化・復号化を行うこともできる。この場合は処理量
は小さくならないが、受信特性を改善することができ
る。
る、いわゆるバースト誤りが発生する場合には、誤り訂
正符号化と同時に、送信シンボルの送信順序を入れ替え
るインターリーブを行うことにより、より効果的に誤り
を訂正できるようにしてもよい。上記の例では、キャリ
アごとに誤り訂正符号化・復号化を行ったが、もちろん
全てのキャリアまたは一部を組にして一括して誤り訂正
符号化・復号化を行うこともできる。この場合は処理量
は小さくならないが、受信特性を改善することができ
る。
【００３８】
【実施例６】図６に示した実施例３の受信装置で説明し
たＭＬＳＥを用いて全てのキャリアを一括して復調する
場合、キャリア数が増大するにつれて処理量が増大す
る。一方、キャリアごとに復調する場合には、実施例３
の説明の中で述べたように、振幅が小さくなるシンボル
パターンの場合に受信特性が劣化する。そこで、復調方
式について、適切に切り替えを行うことにより、良好な
受信特性を得るとともに、処理量を削減できる。
たＭＬＳＥを用いて全てのキャリアを一括して復調する
場合、キャリア数が増大するにつれて処理量が増大す
る。一方、キャリアごとに復調する場合には、実施例３
の説明の中で述べたように、振幅が小さくなるシンボル
パターンの場合に受信特性が劣化する。そこで、復調方
式について、適切に切り替えを行うことにより、良好な
受信特性を得るとともに、処理量を削減できる。
【００３９】復調方式の切り替えについては、シンボル
判定後の誤差に基づいて切り替えることができる。最尤
系列推定はピーク抑圧により振幅が小さくなるシンボル
パターンに対して必要であるが、このように振幅が小さ
くなる場合の受信信号の信号点はピーク抑圧用信号を加
えない場合の信号点から距離を持つこととなる。大きな
ピーク抑圧用信号を加えた場合には、この距離は大きく
なる。このため、受信信号点とピーク抑圧用信号を加え
ない場合の信号点との距離またはその距離の二乗を誤差
として、その誤差の大きさに基づいて復調方式を切り替
えることにより、処理量を削減し、かつ良好な受信特性
を得ることができる。この受信装置の発明の実施例を図
１２Ａに示す。この実施例６では、実施例３で示した最
尤系列推定復調手段（ＭＬＳＥ）６２と実施例１で用い
ているキャリアごとの復調手段６２1 〜６２N とが設け
られ、さらにこれら復調手段６２と６２1 〜６２N を切
り替えるための誤差判定手段８３が備えられている。前
記誤差量を判定する場合の基準となる信号点について
は、各キャリアごとに復調手段（シンボル判定器）６２
1 〜６２N でシンボル判定し、その判定したシンボルの
信号点を用いることとする。すなわち、図１２Ｂに示す
ように、各シンボル判定器６２i （ｉ＝１，２，…，
Ｎ）で判定回路８４の入力であるシンボル判定前の信号
から、判定回路８４の出力である判定後の信号を差回路
８５で引き、その結果である誤差を二乗回路８６で二乗
することにより、誤差の大きさを求めている。誤差判定
手段８３では、このようにしてキャリアごとに求められ
た二乗誤差の大きさに基づいて、この値が大きいとキャ
リアごとに復調する復調手段６２1 〜６２N から、最尤
系列推定を用いて一括に復調する復調手段６２へ切り換
える。このとき、最尤系列推定ではシンボルを系列で推
定するため、最尤系列推定を行わなかった場合の過去の
信号についても系列推定時に必要となるが、この信号に
ついては、キャリアごとに復調してすでに判定されてい
るシンボルで代用する。誤差判定手段８３での各キャリ
アの誤差の処理としてはいろいろ考えられるが、例えば
各キャリアで求められた二乗誤差の平均をとり、この平
均した二乗誤差の大きさで、復調方式を切り換えること
ができる。この場合には、キャリア数が多くなるほど、
正確に二乗誤差の大きさを判定することができる。
判定後の誤差に基づいて切り替えることができる。最尤
系列推定はピーク抑圧により振幅が小さくなるシンボル
パターンに対して必要であるが、このように振幅が小さ
くなる場合の受信信号の信号点はピーク抑圧用信号を加
えない場合の信号点から距離を持つこととなる。大きな
ピーク抑圧用信号を加えた場合には、この距離は大きく
なる。このため、受信信号点とピーク抑圧用信号を加え
ない場合の信号点との距離またはその距離の二乗を誤差
として、その誤差の大きさに基づいて復調方式を切り替
えることにより、処理量を削減し、かつ良好な受信特性
を得ることができる。この受信装置の発明の実施例を図
１２Ａに示す。この実施例６では、実施例３で示した最
尤系列推定復調手段（ＭＬＳＥ）６２と実施例１で用い
ているキャリアごとの復調手段６２1 〜６２N とが設け
られ、さらにこれら復調手段６２と６２1 〜６２N を切
り替えるための誤差判定手段８３が備えられている。前
記誤差量を判定する場合の基準となる信号点について
は、各キャリアごとに復調手段（シンボル判定器）６２
1 〜６２N でシンボル判定し、その判定したシンボルの
信号点を用いることとする。すなわち、図１２Ｂに示す
ように、各シンボル判定器６２i （ｉ＝１，２，…，
Ｎ）で判定回路８４の入力であるシンボル判定前の信号
から、判定回路８４の出力である判定後の信号を差回路
８５で引き、その結果である誤差を二乗回路８６で二乗
することにより、誤差の大きさを求めている。誤差判定
手段８３では、このようにしてキャリアごとに求められ
た二乗誤差の大きさに基づいて、この値が大きいとキャ
リアごとに復調する復調手段６２1 〜６２N から、最尤
系列推定を用いて一括に復調する復調手段６２へ切り換
える。このとき、最尤系列推定ではシンボルを系列で推
定するため、最尤系列推定を行わなかった場合の過去の
信号についても系列推定時に必要となるが、この信号に
ついては、キャリアごとに復調してすでに判定されてい
るシンボルで代用する。誤差判定手段８３での各キャリ
アの誤差の処理としてはいろいろ考えられるが、例えば
各キャリアで求められた二乗誤差の平均をとり、この平
均した二乗誤差の大きさで、復調方式を切り換えること
ができる。この場合には、キャリア数が多くなるほど、
正確に二乗誤差の大きさを判定することができる。
【００４０】
【実施例７】実施例７では、最尤系列推定回路６６の状
態数を減らすことにより演算量を削減している。キャリ
アごとに復調した場合のシンボルパターンごとの誤り率
は不均一になる。すなわち、大きな抑圧用信号を加えた
場合には誤り率が悪くなる。そこで、抑圧用信号が大き
く、誤り率が全パターン平均の誤り率から極端に悪くな
るパターンを全シンボルパターンから選択し、これらに
キャリアごとに復調した場合に決定されたシンボルパタ
ーンを加えたものを最尤系列推定回路６６における状態
とし、改めて最尤系列推定により復調する。これによ
り、最尤系列推定回路６６の状態数を削減し、かつキャ
リアごとに復調した場合と比較して誤り率が改善され
る。この実施例では、抑圧用信号が大きく誤り率が悪い
パターン数の設定により、演算量と誤り率を制御するこ
とができる。すなわち設定を０とすれば、キャリアごと
に復調することとなり、また設定を全パターン数と等し
くすれば、通常の最尤系列推定となる。このため、誤り
率の劣化と演算量を考慮してパターン数を設定すればよ
い。
態数を減らすことにより演算量を削減している。キャリ
アごとに復調した場合のシンボルパターンごとの誤り率
は不均一になる。すなわち、大きな抑圧用信号を加えた
場合には誤り率が悪くなる。そこで、抑圧用信号が大き
く、誤り率が全パターン平均の誤り率から極端に悪くな
るパターンを全シンボルパターンから選択し、これらに
キャリアごとに復調した場合に決定されたシンボルパタ
ーンを加えたものを最尤系列推定回路６６における状態
とし、改めて最尤系列推定により復調する。これによ
り、最尤系列推定回路６６の状態数を削減し、かつキャ
リアごとに復調した場合と比較して誤り率が改善され
る。この実施例では、抑圧用信号が大きく誤り率が悪い
パターン数の設定により、演算量と誤り率を制御するこ
とができる。すなわち設定を０とすれば、キャリアごと
に復調することとなり、また設定を全パターン数と等し
くすれば、通常の最尤系列推定となる。このため、誤り
率の劣化と演算量を考慮してパターン数を設定すればよ
い。
【００４１】この点について少し述べると、最尤系列推
定回路６６（図６）では、受信信号の順次遷移する状態
の系列に対し状態系列候補ベクトルの１つを発生し、こ
れに応じたレプリカをレプリカ生成器６３1 〜６３N で
発生し、Ｎ系列の受信信号との各二乗誤差を求めて、そ
の和を最尤系列推定回路６６へ入力し、これに応じた尤
度を求め、再び他の状態系列候補ベクトルを発生させ同
様のことを行う。以下同様の処理を繰り返し、すべての
可能な状態系列候補ベクトルについてその尤度を得る。
ＱＰＳＫでＮ＝４系統の場合、状態数Ｓは２５６とな
り、図１４Ａに示すように時点ｎＴの各状態Ｓj ( ｎ)
（ｊ＝０，１，・・・，２５５）から時点（ｎ＋１）Ｔ
の各状態Ｓj ( ｎ＋１）中の遷移可能なすべてのブラン
チについてそれぞれの尤度を求め、その時点（ｎ＋１）
Ｔにおける各状態Ｓj ( ｎ＋１）において、時点ｎＴか
ら各状態からの尤度の最大のものを選択し、かつそれま
でのその経路に達した尤度の累積加算値にその尤度を加
算することを行い、次々と各時点ごとの処理を進めるた
め、各時点ごとにそれまで累積加算値の最大のものの経
路を所定時点だけ戻した状態のシンボルを復号結果とし
て出力するものであるから、その演算量は著しく多くな
る。
定回路６６（図６）では、受信信号の順次遷移する状態
の系列に対し状態系列候補ベクトルの１つを発生し、こ
れに応じたレプリカをレプリカ生成器６３1 〜６３N で
発生し、Ｎ系列の受信信号との各二乗誤差を求めて、そ
の和を最尤系列推定回路６６へ入力し、これに応じた尤
度を求め、再び他の状態系列候補ベクトルを発生させ同
様のことを行う。以下同様の処理を繰り返し、すべての
可能な状態系列候補ベクトルについてその尤度を得る。
ＱＰＳＫでＮ＝４系統の場合、状態数Ｓは２５６とな
り、図１４Ａに示すように時点ｎＴの各状態Ｓj ( ｎ)
（ｊ＝０，１，・・・，２５５）から時点（ｎ＋１）Ｔ
の各状態Ｓj ( ｎ＋１）中の遷移可能なすべてのブラン
チについてそれぞれの尤度を求め、その時点（ｎ＋１）
Ｔにおける各状態Ｓj ( ｎ＋１）において、時点ｎＴか
ら各状態からの尤度の最大のものを選択し、かつそれま
でのその経路に達した尤度の累積加算値にその尤度を加
算することを行い、次々と各時点ごとの処理を進めるた
め、各時点ごとにそれまで累積加算値の最大のものの経
路を所定時点だけ戻した状態のシンボルを復号結果とし
て出力するものであるから、その演算量は著しく多くな
る。
【００４２】所で送信されるシンボルパターン中に、特
に抑圧信号のレベルが大きくなるものは予め知られてい
る。抑圧信号が大きい場合に受信信号の復調出力の誤り
率が大きくなる。従って、抑圧信号のレベルがおおきく
なるシンボルパターンについては最尤系列推定復号と
し、その他のシンボルパターンはキャリアごとの復調と
する。この場合は、最尤系列推定復号を行うシンボルパ
ターンに対応する状態数はＰ個に減少し、図１４Ｂに示
すように、キャリア（系統）ごとに得られたシンボルパ
ターンに対応する状態Ｓ0 と、誤り易いシンボルパター
ンに対応するＰ個の状態Ｓ1 〜Ｓp とが各時点のとり得
る状態となり、最尤系列推定復号の演算量が著しく少な
くなる。
に抑圧信号のレベルが大きくなるものは予め知られてい
る。抑圧信号が大きい場合に受信信号の復調出力の誤り
率が大きくなる。従って、抑圧信号のレベルがおおきく
なるシンボルパターンについては最尤系列推定復号と
し、その他のシンボルパターンはキャリアごとの復調と
する。この場合は、最尤系列推定復号を行うシンボルパ
ターンに対応する状態数はＰ個に減少し、図１４Ｂに示
すように、キャリア（系統）ごとに得られたシンボルパ
ターンに対応する状態Ｓ0 と、誤り易いシンボルパター
ンに対応するＰ個の状態Ｓ1 〜Ｓp とが各時点のとり得
る状態となり、最尤系列推定復号の演算量が著しく少な
くなる。
【００４３】最尤系列推定とキャリアごとに復調する方
法の切り替え方法の他の例として、例えば、パイロット
信号を送信信号に挿入する方法がある。受信側では、こ
のパイロット信号を見て最尤系列推定のＯＮ／ＯＦＦを
行う。このパイロット信号については、たとえば、図１
３に番号８６として示すようにマルチキャリア信号の送
信信号帯域内で、かつキャリアの間の周波数に挿入する
ことにより、所要帯域を広げることなく、かつ各キャリ
アの受信信号に与える影響を少なくできる。また、パイ
ロット信号８６の信号形式および変調方法については、
最尤系列推定のＯＮ／ＯＦＦを行うことができれば、ど
のような形態でもよい。
法の切り替え方法の他の例として、例えば、パイロット
信号を送信信号に挿入する方法がある。受信側では、こ
のパイロット信号を見て最尤系列推定のＯＮ／ＯＦＦを
行う。このパイロット信号については、たとえば、図１
３に番号８６として示すようにマルチキャリア信号の送
信信号帯域内で、かつキャリアの間の周波数に挿入する
ことにより、所要帯域を広げることなく、かつ各キャリ
アの受信信号に与える影響を少なくできる。また、パイ
ロット信号８６の信号形式および変調方法については、
最尤系列推定のＯＮ／ＯＦＦを行うことができれば、ど
のような形態でもよい。
【００４４】なおこのように最尤系列推定復調と、キャ
リアごとの復調は、送信側で抑圧用信号を挿入する場合
に限らず、つまり抑圧用信号を挿入しない場合でも、例
えば受信レベルが所定値以上か否かでキャリアごとの復
調と、最尤系列推定復調とに切り替えるようにすること
もできる。
リアごとの復調は、送信側で抑圧用信号を挿入する場合
に限らず、つまり抑圧用信号を挿入しない場合でも、例
えば受信レベルが所定値以上か否かでキャリアごとの復
調と、最尤系列推定復調とに切り替えるようにすること
もできる。
【００４５】
【発明の効果】以上述べたように、この発明の伝送装置
によれば平均電力に対するピーク電力比が抑圧されるこ
とにより、電力増幅器において、大きなバックオフをと
る必要がなくなり、電力増幅効率が改善される。また、
ピーク電力が抑圧されることにより、最大出力の大きい
電力増幅器を用いる必要がなくなる。さらに、最大出力
を一定とした場合には、この発明を用いることにより、
送信時の平均電力を大きくすることができ、その結果、
受信電力が増大し、伝送特性が改善される。またこの発
明の受信装置によればキャリアごとに復調と、最尤系列
推定復調とを適応的に切り替えて演算量を減少し、かつ
良好な復調を行うことができる。
によれば平均電力に対するピーク電力比が抑圧されるこ
とにより、電力増幅器において、大きなバックオフをと
る必要がなくなり、電力増幅効率が改善される。また、
ピーク電力が抑圧されることにより、最大出力の大きい
電力増幅器を用いる必要がなくなる。さらに、最大出力
を一定とした場合には、この発明を用いることにより、
送信時の平均電力を大きくすることができ、その結果、
受信電力が増大し、伝送特性が改善される。またこの発
明の受信装置によればキャリアごとに復調と、最尤系列
推定復調とを適応的に切り替えて演算量を減少し、かつ
良好な復調を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明をマルチキャリアに適用した第１実施
例を示すブロック図。
例を示すブロック図。
【図２】Ａは入力データの例を示す図、Ｂ，Ｃはそれぞ
れ入力データを２系列データとした図、ＤはＱＰＳＫ変
調におけるデータに対応した信号点を示す図である。
れ入力データを２系列データとした図、ＤはＱＰＳＫ変
調におけるデータに対応した信号点を示す図である。
【図３】Ａは抑圧信号を含むマルチキャリア信号のスペ
クトラムの例を示す図、Ｂは複素包絡信号Ｓp (t) とそ
の抑圧されるべきピーク成分Ｕ(t) と、抑圧された信号
Ｓt (t) のＩ，Ｑ面上の例を示す図、Ｃはピーク成分Ｕ
(t) と抑圧用信号ΔＳ(t) のＩ，Ｑ平面上の例を示す図
である。
クトラムの例を示す図、Ｂは複素包絡信号Ｓp (t) とそ
の抑圧されるべきピーク成分Ｕ(t) と、抑圧された信号
Ｓt (t) のＩ，Ｑ面上の例を示す図、Ｃはピーク成分Ｕ
(t) と抑圧用信号ΔＳ(t) のＩ，Ｑ平面上の例を示す図
である。
【図４】抑圧信号を含むマルチキャリア信号のスペクト
ラムの他の例を示す図。
ラムの他の例を示す図。
【図５】この発明をマルチキャリアに適用した実施例２
を示すブロック図。
を示すブロック図。
【図６】Ａは受信機の一般的構成を示す図、Ｂはこの発
明による受信装置の実施例（実施例３）の要部を示すブ
ロック図である。
明による受信装置の実施例（実施例３）の要部を示すブ
ロック図である。
【図７】この発明をＣＤＭＡ方式に適用した実施例（実
施例４）を示すブロック図。
施例４）を示すブロック図。
【図８】この発明をＣＤＭＡに適用した場合のスペクト
ルの例を示す図。
ルの例を示す図。
【図９】この発明に誤り訂正符号化手段を付加した実施
例（実施例５）を示すブロック図。
例（実施例５）を示すブロック図。
【図１０】図９の送信側と対応する受信側の構成例を示
すブロック図。
すブロック図。
【図１１】図９中の誤り訂正符号器の具体例としてのト
レリス符号化器を示す。
レリス符号化器を示す。
【図１２】Ａはこの発明による受信装置の他の実施例
（実施例６）を示すブロック図、Ｂはそのシンボル判定
器（キャリアごとの復調手段）の例を示す図である。
（実施例６）を示すブロック図、Ｂはそのシンボル判定
器（キャリアごとの復調手段）の例を示す図である。
【図１３】マルチキャリア信号中に最尤系列推定とキャ
リアごとの復調との切り替え用パイロット信号を挿入し
たスペクトラムの例を示す図。
リアごとの復調との切り替え用パイロット信号を挿入し
たスペクトラムの例を示す図。
【図１４】Ａは図６Ｂ中の最尤系列推定回路における状
態トレリスを示す図、Ｂは請求項１１の発明（実施例
７）中の最尤系列推定回路における状態トレリスを示す
図。
態トレリスを示す図、Ｂは請求項１１の発明（実施例
７）中の最尤系列推定回路における状態トレリスを示す
図。
【図１５】従来のマルチキャリアピーク電力抑圧送信装
置を示すブロック図。
置を示すブロック図。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−321861（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−143098（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−274748（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−204959（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−276210（ＪＰ，Ａ) 特表 平11−507791（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04J 1/00
Claims (10)
- 【請求項１】 Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信デー
タ信号を各々入力し、Ｎ系統の変調用信号を出力するＮ
個の波形生成手段と、 Ｎ系統の送信データ信号を入力し、Ｎ系統の変調用信号
の各々の周波数を含むような周波数で、Ｍ系統（Ｍは１
以上の整数）の抑圧用信号成分を生成する抑圧用信号生
成手段と、 上記Ｎ系統の変調用信号と上記Ｍ系統の抑圧用信号成分
を入力し、合成変調用信号を出力する合成手段と、 上記合成変調用信号を入力とし、高周波信号を出力する
変調手段と、 上記高周波信号を電力増幅する電力増幅器と、 電力増幅された高周波信号を送信するアンテナを備える
ことを特徴とする包絡線平滑化伝送装置。 - 【請求項２】 Ｎ系統（Ｎは２以上の整数）の送信デー
タ信号をそれぞれ入力し、Ｎ系統の同一周波数帯の変調
用信号を出力するＮ個の波形生成手段と、 上記Ｎ系統の送信データ信号を入力し、上記変調用信号
と同一周波数帯のＭ系統（Ｍは１以上の整数）の抑圧用
信号成分を生成する抑圧用信号生成手段と、 上記Ｎ系統の変調用信号を入力し、Ｎ系統の変調波を出
力するＮ個の第１変調手段と、 上記Ｍ系統の抑圧用信号成分を入力し、上記Ｎ系統の変
調波の各周波数を含む周波数のＭ系統の変調波を出力す
るＭ個の第２変調手段と、 上記Ｎ系統の変調波と上記Ｍ系統の変調波を入力し、合
成変調波を出力する合成手段と、 上記合成変調波を増幅する電力増幅器と、 上記電力増幅された合成変調波を送信するアンテナを備
えることを特徴とする包絡線平滑化伝送装置。 - 【請求項３】 上記Ｎ系統の変調用信号は互いに周波数
がずらされたマルチキャリア信号であることを特徴とす
る請求項１記載の包絡線平滑化伝送装置。 - 【請求項４】 上記Ｎ系統の変調波は互いに周波数がず
らされたマルチキャリア信号であることを特徴とする請
求項２記載の包絡線平滑化伝送装置。 - 【請求項５】 上記Ｎ個の第１変調手段は入力された変
調用信号を互いにほぼ直交した拡散符号でスペクトラム
拡散をする手段であり、上記Ｍ個の第２変調手段は入力
された抑圧用信号成分を、上記Ｎ個の第１変調手段の拡
散符号を含む拡散符号でスペクトラム拡散する手段であ
り、上記合成変調波を高周波帯の信号に周波数変換して
上記電力増幅器へ供給する変調手段を含むことを特徴と
する請求項２記載の包絡線平滑化伝送装置。 - 【請求項６】 上記Ｎ個の波形生成手段と、上記抑圧用
信号生成手段との間に挿入され、上記Ｎ系統の送信デー
タ信号をそれぞれ入力し、Ｎ系統の誤り訂正符号化信号
を出力するＮ個の誤り訂正符号化手段を含むことを特徴
とする請求項１乃至５の何れかに記載の包絡線平滑化伝
送装置。 - 【請求項７】 受信信号をＮ系統の検波信号に分離検波
する検波手段と、上記Ｎ系統の検波信号を復調するＮ個
の復調手段と、これらＮ個の復調手段よりの復調信号を
それぞれ誤り訂正復号化するＮ個の誤り訂正復号化手段
を含む請求項６記載の包絡線平滑化伝送装置。 - 【請求項８】 上記アンテナよりの送信信号を受信検波
する手段と、 その検波出力を最尤系列推定復調する第１復調手段と、 上記検波出力をＮ系統に分離して、各別にそれぞれ復調
する第２復調手段と、 上記第１復調手段と第２復調手段とを切り替えて復調信
号を出力する切り替え手段とを具備することを特徴とす
る請求項１乃至５の何れかに記載の包絡線平滑化伝送装
置。 - 【請求項９】 受信信号をＮ系統の検波信号に分離検波
する検波手段と、 上記Ｎ系統の検波信号とＮ系統のレプリカとの誤差信号
をそれぞれ得る比較手段と、 これら各Ｎ系統の誤差信号の二乗誤差を求める手段と、 上記Ｎ系統の二乗誤差の和を求める手段と、 上記二乗誤差の和を入力して最も確らしい受信信号系列
を推定する最尤系列推定手段と、 上記最尤系列推定手段よりＮ系統の送信シンボル候補を
入力し、これら候補と対応するＮ系統の第１レプリカを
生成すると、共に上記Ｎ系統の候補を入力して、Ｎ系統
の抑圧用信号成分の第２レプリカを生成し、これらＮ系
統の第１，第２レプリカの差を上記Ｎ系統のレプリカと
して出力するレプリカ生成手段と、 を具備する受信装置。 - 【請求項１０】 上記Ｎ系統の検波信号をそれぞれシン
ボル判定するシンボル判定手段とを備え、上記最尤系列
推定復調手段は、その各シンボル時間ごとに、とり得る
状態として上記シンボル判定手段の判定結果を１の状態
とし、予め決められたシンボルパターンの数と対応した
複数の状態とが用いられることを特徴とする請求項９記
載の受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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