CN100521485C - 基于lcl滤波的电压型有源整流器稳定控制***及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了属于电力电子技术中的有源整流技术范围的一种基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制***及方法。该***包括：直流电压控制单元，电流控制单元，主动阻尼控制单元，电压空间矢量发生单元，产生6路PWM信号通过直接或间接方法获得滤波电容支路的电流信号，输出阻尼电压参考值，实现***的稳定控制；该方法采用LCL滤波的电压型有源整流器的主动阻尼矢量控制，主动阻尼控制单元输出的阻尼电压参考值和电网电压执行求和运算，提供可调的直流电压输出和输入电流的正弦化控制。本发明实现了整流器对直流电压可控，电网侧输入电流畸变率低，高功率因数以及能量双向流动的要求，在不需要增加硬件阻尼电阻的情况下实现了***的稳定。

Description

基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制***及方法

技术领域

本发明属于电力电子技术中的有源整流技术范围，特别涉及一种基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制***及方法。更具体地，本发明涉及一种可应用于电感-电容-电感(LCL)滤波的电压型有源整流器的带主动阻尼单元的电压空间矢量控制方法，主动阻尼单元实现了对不稳定的***的稳定控制。

背景技术

有源整流技术是目前电力电子技术发展中的一个重要领域。电压型有源整流器(Voltage Source active Rectifier)具有直流电压可控，电网侧输入电流畸变率低，高功率因数以及能量双向流动等优点，在可再生能源并网发电，混合并联型有源电力滤波器和统一潮流控制等工业领域得到了广泛的应用。

有源整流器电网侧输入电流的畸变率一般小于5％，满足我国电能质量的标准，但输入电流中含有因脉宽调制(Pulse Width Modulation-PWM)引入的高频谐波分量。这些高频分量可能对线路中连接的对电磁干扰特别敏感的设备产生不利影响。

为减小网侧电流在开关频率附近的谐波分量以避免谐波污染，传统使用电感滤波的电压型有源整流器，如图1所示，不得不选择较大的电感参数。采用大电感作为输入滤波器带来两个问题：一是大电感量意味着制造成本和体积的增加；二是大电感使***的动态性能下降。在文献“V Blasko，V Kaura.A newmathematical model and control of a three-phase AC-DC voltage sourceconverter[J].IEEE Trans.on Power Electronics，1997，12：116-123.”和“C T Rim，N S Choi，G C Cho，et al.A complete DC and AC analysis ofthree-phase controlled-current PWM rectifier using circuit DQtransformation[J].IEEE Trans.on Power Electronics，1994，9：390-396”中报导，.采用电感滤波的电压型有源整流器基于d-q同步旋转坐标系的电压空间矢量控制(VOC)已得到广泛研究，忽略线路的电阻，基于d-q同步旋转坐标系的***模型如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{id}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{Li}}_q+u_{\mathrm{gd}}\\ u_q=-L\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{iq}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_e{\mathrm{Li}}_d+u_{\mathrm{gq}}\\ P=i_{\mathrm{id}}{u}_{\mathrm{gd}}\\ Q=i_{\mathrm{iq}}{u}_{\mathrm{gq}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中，L为滤波电感参数，i_id、i_iq为变流器电流的d、q轴分量；u_d、u_q为变流器交流端电压d、q轴分量；u_gd、u_gq为电网三相电压的d、q轴分量；P、Q为VSR输入的有功及无功功率；电网角频率ω_e＝100π。从整流器在同步旋转坐标系下的数学模型可以看出，控制d轴电流就控制了整流器的有功功率，控制q轴电流就控制了整流器的无功功率，若要求整流器功率因素尽可能高，则可设q轴电流参考值

近年来，电感-电容-电感(LCL)滤波成为了研究的热点，该方案使用较小的电感量就能得到很好的衰减谐波的效果，在成本和体积上具有一定优势；由于使用的电感量小，***的控制性能优良，可以制造出具有很高动态响应性能的整流装置。

LCL滤波器由三个元件组成，分别是电网侧电感L_g、滤波电容C_f以及变流器侧电感L。记u_g、u_c、u_i分别为网侧、滤波电容及变流器交流侧电压，i_g、i_c、i_i分别是网侧、滤波电容支路以及变流器侧电流，则可得到LCL滤波器的数学模型如下：

$u_c-u_i=L\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_1$

$u_g-u_c=L_g\frac{d}{\mathrm{dt}}{i}_g---\left(2\right)$

i_g＝i_i+i_c

$i_c=C_f\frac{{\mathrm{du}}_c}{\mathrm{dt}}$

但是与传统电感滤波相比，LCL滤波器在与其物理参数相关的某个频率处阻抗很小，若不采取必要措施，将会发生谐振现象，严重威胁整流装置的安全。为解决LCL滤波器的稳定性问题，目前在工业领域广泛采用在滤波电容支路串联阻尼电阻的办法，如图2所示，这种技术在文献“MLiserre，F Blaabjerg，S Hansen.Design and control of an LCL-filter-based three-phase active rectifier.IEEE Trans.on Industrial Applications.2005，41(5)：1281-1291”和“T CWang，Z H Ye，G Sinha，et al.0utput Filter Design for a Grid-interconnectedThree-Phase Inverter[C].Proc.of PESC’03，2003，2：779-784.”中被称之为“被动阻尼”(Passive Damping)技术。该方法简单可靠，不需要改变控制器结构及参数，但它也存在一些不足：由于阻尼电阻的损耗，***的效率降低；由于阻尼电阻增加了电容支路的阻抗，衰减谐波的能力有一定削弱，网侧电流中谐波电流的含量增加。因此通过改变控制器结构使***稳定的无需阻尼电阻的“主动阻尼”技术(Active Damping)替代“被动阻尼”技术成为了一种的趋势。目前主动阻尼技术主要有以下几种：

(1)Pekik Argo Dahono在文献“P A Dahono.A control method for DC-DCconverter that has an LCL output filter based on new virtual capacitorand resistor concepts[C].Proc.of PESC’04，2004，1：36-42.”中提出一种被称为“虚拟电阻”(Virtual Resistor)的主动阻尼控制，通过有源整流器传递函数的变换，在控制器中虚拟了一个硬件阻尼电阻。由于其简明的物理意义，在工业上得到了一定的应用。该方法存在以下不足：未考虑实际数字控制器存在的延时问题，在存在延时的情况下，***传递函数的变换非常困难；引入滤波电容电流的微分量，采用数字控制器容易引入高频分量的干扰。因此，“虚拟电阻”主动阻尼控制策略主要应用于由模拟控制器的整流器上。

(2)V.Blasko在文献“V Blasko，V Kaura.A novel control to activelydamp resonance in input LC filter of a three phase voltage sourceconverter[J].IEEE Transactions on Industry Applications，1997，33(2)：542-550”.中提出基于超前-滞后模块(Lead-Lag)滤波电容电压反馈的主动阻尼方法，该方法需要采集滤波电容电压，不利于滤波器的整合，同时Lead-Lag模块参数的选择非常麻烦，需不断重复校验计算。

(3)Macro Liserre在文献“M Liserre，A Dell’Aquila，F Blaabjerg.Genetic algorithm-based design of the active damping for an LCL-filterthree-phase active rectifier[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2004，19(1)：76-86.”提出不需添加电压/电流传感器的基于遗传算法的主动阻尼方法，但显然由于遗传算法的复杂性在工业上还无法得到应用。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制***及方法，所述基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制***包括：

(1)1个直流电压控制单元，该控制单元由1个用于接收直流电压设定值

和实际直流电压(U_dc)的减法运算器和1个用于接收减法运算器输出并输出d轴电流分量参考值

的的第一PI调节器构成，用于接收直流电压设定值和实际直流电压并产生有功电流参考值；

(2)1个电流控制单元，由1个将基于abc三相静止坐标系的变流器电流信号(i_ia，i_ib)转换为基于d-q同步旋转坐标系两相信号(i_id，i_iq)的坐标变换单元、2个用于分别接收基于d-q同步旋转坐标系的参考电流 $(i_d^{*},i_q^{*}=0)$ 和实际变流器电流(i_id，i_iq)的减法运算器和2个用于分别接收d，q轴减法运算器输出并计算d，q轴控制电压参考值

的第二PI调节器构成；用于接收电流参考值和实际变流器电流并产生控制电压参考值；

(3)1个主动阻尼控制单元，由1个将基于abc三相静止坐标系的LCL滤波器中滤波电容电流(i_ca、i_cb)转换为基于d-q同步旋转坐标系两相信号(i_cd、i_cq)的坐标变换单元、2个分别接收基于d-q同步旋转坐标系的实际变流器输入电流(i_cd，i_cq)并输出阻尼电压

的比例运算器构成，用于接收LCL滤波器滤波电容C_f支路实际电流值并产生阻尼电压；

(4)1个电压空间矢量发生单元(SVPWM)，包括：2个接收基于d-q同步旋转坐标系的控制电压参考值

阻尼电压参考值

和电网电压(u_gd，u_gq＝0)的加法器；1个用于接收加法器输出并输出基于αβ静止坐标系的变流器电压参考值

的坐标变换单元，1个接受坐标转换器输出并产生PWM驱动信号的PWM发生单元；

(5)1个三相电感-电容-电感滤波器和1个用于接收PWM驱动信号的变流器；

(6)2个用于检测变流器电流的电流检测单元(31)，用于检测变流器a，b相电流信号(i_ia，i_ib)；

(7)2个用于检测电网电流的电流检测单元(32)，用于检测电网a，b相电流信号(i_ga，i_gb)；

(8)2个用于检测网侧电压的电压检测单元(33)，用于检测a，b相电压信号(u_ga，u_gb)；

(9)1个用于检测直流电压的电压检测单元(34)，用于检测直流母线电容上的电压信号(U_dc)；

(10)1个用于接受电网相电压并产生与之同频率同相位的锁相信号的软锁相单元(40)，包括：1个接收电网电压信号(u_ga，u_gb)和软锁相单元自身输出的电网电压相位信号(θ)并产生基于d-q同步旋转坐标系两相信号(u_gd，u_gq)的坐标变换单元，1个用于接收坐标变换单元输出的电网电压q轴分量(u_gq)和电网电压q轴分量设定值( $u_{\mathrm{gq}}^{*}=0$ )并对它们进行

运算的减法运算器，1个输入端与上述第一运算器输出端相连，输出电网角频率参考值

的PI调节器，1个输入端与上述PI调节器输出端相连并输出电网电压相位信号(θ)的积分器。

所述基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制方法，该方法采用LCL滤波的电压型有源整流器的主动阻尼矢量控制，提供可调的直流电压输出和输入电流的正弦化控制：

1)根据阻抗公式Z_c＝1/(jωC_f)，其中LCL滤波器的滤波电容C_f很小，可知滤波电容对低频电流近似于开路，对高频电流近似于短路。对工频电流来说，其ω＝100π，因此滤波电容的阻抗远比网侧电感L_g大，近似于开路状态；在此状态下，记L_∑＝L_g+L，忽略回路电阻，直流母线电容为C_d，其电压为U_dc，负载电流为i_L，电网三相电压为u_ga/gb/gc，电网电流i_ga/gb/gc，与变流器侧三相电流i_ia/ib/ic近似相等，首先建立简化的数学模型

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{id}}}{\mathrm{dt}}+u_{\mathrm{gd}}\\ u_q=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{iq}}}{\mathrm{dt}}+u_{\mathrm{gq}}\\ P=i_{\mathrm{id}}{u}_{\mathrm{gd}}\\ Q=i_{\mathrm{iq}}{u}_{\mathrm{gq}}\end{array}\right.$

从数学模型可以看到，控制d轴电流就控制了整流器的有功功率，控制q轴电流就控制了整流器的无功功率，若要求整流器功率因素尽可能高，则可设q轴电流参考值

2)采用LCL滤波的电压型有源整流器的电压空间矢量控制(VOC)，引入滤波电容C_f电流环的主动阻尼方法，控制器通过直接或间接的方式的采集LCL滤波器中滤波电容的电流i_ca、i_cb：

i_ca＝i_ga-i_ia

i_cb＝i_gb-i_ib

3)数字控制***将基于abc三相静止坐标系的LCL滤波器中滤波电容电流(i_ca、i_cb)转换为基于d-q同步旋转坐标系两相信号(i_cd、i_cq)；

4)主动阻尼控制单元执行以下运算得到阻尼电压参考值

$\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Dd}}^{*}=k\×i_{\mathrm{cd}}\\ u_{\mathrm{Dq}}^{*}=k\×i_{\mathrm{cq}}\end{array}$ 其中k是主动阻尼控制单元的放大倍数；

5)选取合适的k值产生合适的尼电压参考值是保证主动阻尼控制单元能否正常工作的关键，采用引入滤波电容电流正反馈的主动阻尼可以在不增加硬件阻尼电阻的基础上实现***的稳定控制。

所述直接法是将霍尔电流传感器(32)设置于LCL滤波器的滤波电容支路，直接获得滤波电容a，b两相的电流(i_ca、i_cb)，经信号调理电路(42)送入数字控制***；而间接法将霍尔电流传感器设置于电网侧，获得电网a，b两相电流信号(i_ga、i_gb)经信号调理电路送入数字控制***。

本发明提出的方法，具有以下效果和优点：

1、直流电压可调控；

2、电网侧电流为正弦波，畸变率低；

3、功率因数高，功率因数可接近1；

4、能量双向流动，即能量可以从电网侧输入到直流负载侧，也可以在直流负载侧反馈回电网；

5、采用LCL滤波，用很小的电感量实现了大幅度衰减纹波电流的目标。

6、采用引入滤波电容电流反馈的主动阻尼，不需要在滤波电容支路串联硬件阻尼电阻，***的效率提升，也易于滤波器的集成。

综上所述，本发明提出的采用LCL滤波的电压型有源整流器的控制方法，既满足了一般电压型整流器对于直流电压可调控、网侧电流畸变率低、高功率因数以及能量双向流动的要求，又采用LCL滤波技术，较传统的单电感滤波有成本上的优势。同时，采用引入滤波电容电流正反馈的主动阻尼可以在不增加硬件阻尼电阻的基础上实现***的稳定控制。

附图说明

图1是传统采用电感滤波的电压型有源整流器主电路结构。

图2是采用被动阻尼技术的LCL滤波电压型有源整流器主电路图。

图3是LCL滤波的电压型有源整流器主电路拓扑及其主动阻尼矢量控制及其带主动阻尼控制单元的电压空间矢量控制框图。

图4是LCL滤波的电压型有源整流器简化模型。

图5是存在0~2个采样延时的LCL滤波的电压型有源整流器在z平面零极点轨迹。

图6是存在1个采样延时的LCL滤波的电压型有源整流器在z平面零极点轨迹。

图7是采用主动阻尼技术的LCL滤波电压型有源整流器仿真结果及电流谐波频谱分析。(a)***仿真波形，由上至下分别是直流电压U_dc、电网a相电压U_ga及电网a相电流i_ga(b)电网a相电流i_ga及其频谱分析。

图8是采用主动阻尼技术的LCL滤波电压型有源整流器的实验结果。

具体实施方式

现在详细描述本发明实施原理。

由于LCL滤波器的滤波电容C_f很小，根据阻抗公式Z_c＝1/(jωC_f)，可知滤波电容对低频电流近似于开路，对高频电流近似于短路。对工频电流来说，其ω＝100π，因此滤波电容的阻抗远比网侧电感L_g大，近似于开路状态。

记L_∑＝L_g+L，忽略回路电阻，直流母线电容为C_d，其电压为U_dc，负载电流为i_L，电网三相电压为u_ga/gb/gc，电网电流i_ga/gb/gc，与变流器侧三相电流i_ia/ib/ic近似相等。记整流桥的开关函数：

根据电压/电流平衡方程：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{ga}}=L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ia}}}{\mathrm{dt}}+S_a{U}_{\mathrm{dc}}\\ u_{\mathrm{gb}}=L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ib}}}{\mathrm{dt}}+S_b{U}_{\mathrm{dc}}\\ u_{\mathrm{gc}}=L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{ic}}}{\mathrm{dt}}+S_c{U}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.---\left(4\right)$

$C_d\frac{{\mathrm{dU}}_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{dt}}=S_a{i}_{\mathrm{ia}}+S_b{i}_{\mathrm{ib}}+S_c{i}_{\mathrm{ic}}-I_L---\left(5\right)$

若将同步旋转坐标系的d轴与a相电压相量重合，则电网电压的q轴分量为0，可得采用LCL滤波的电压型有源整流器在同步旋转坐标系下的数学模型：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{id}}}{\mathrm{dt}}+{\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{\Σ}}{i}_{\mathrm{iq}}+u_{\mathrm{gd}}\\ u_q=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{iq}}}{\mathrm{dt}}-{\mathrm{\ω}}_e{L}_{\mathrm{\Σ}}{i}_{\mathrm{id}}+u_{\mathrm{gq}}\\ P=i_{\mathrm{id}}{u}_{\mathrm{gd}}\\ Q=i_{\mathrm{iq}}{u}_{\mathrm{gq}}\end{array}\right.---\left(6\right)$

考虑到LCL滤波的总电感量很小，交叉耦合相ω_eL_∑i_d和ω_eL_∑i_q较小，一般可以忽略。则(6)式该数学模型可以简化为(7)。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{id}}}{\mathrm{dt}}+u_{\mathrm{gd}}\\ u_q=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{iq}}}{\mathrm{dt}}+u_{\mathrm{gq}}\\ P=i_{\mathrm{id}}{u}_{\mathrm{gd}}\\ Q=i_{\mathrm{iq}}{u}_{\mathrm{gq}}\end{array}\right.---\left(7\right)$

从数学模型可以看到，控制d轴电流就控制了整流器的有功功率，控制q轴电流就控制了整流器的无功功率，若要求整流器功率因素尽可能高，则可设q轴电流参考值 $i_q^{*}=0.$ 采用LCL滤波的电压型有源整流器的电压空间矢量控制(VOC)框图如图3所示。

LCL滤波器在某个特定频率会产生谐振现象，如果采用(7)式的数学模型来控制，则***不稳定，严重时威胁到整流器装置的安全。针对LCL滤波的电压型有源整流器的稳定性问题，本发明采用一种引入滤波电容C_f电流环的主动阻尼方法，控制器通过直接或间接的方式的采集LCL滤波器中滤波电容的电流i_ca、i_cb，其中直接法是将霍尔电流传感器(32)设置于LCL滤波器的滤波电容C_f支路，直接获得滤波电容a，b两相的电流(i_ca、i_cb)，经信号调理电路(42)送入数字控制***；而间接法将霍尔电流传感器(32)设置于电网侧，获得电网a，b两相电流信号(i_ga、i_gb)，经信号调理电路(42)送入数字控制***，数字控制***执行以下运算获得滤波电容a，b两相的电流(i_ca、i_cb)：

i_ca＝i_ga-i_ia

                                               (8)

i_cb＝i_gb-i_ib

经过静止坐标系至同步旋d-q转坐标系的变换，得到滤波电容电流的d、q轴分量i_cd、i_cq。主动阻尼控制单元执行以下运算得到阻尼电压参考值

$u_{\mathrm{Dd}}^{*}=k\×i_{\mathrm{cd}}$

                                               (9)

$u_{\mathrm{Dq}}^{*}=k\×i_{\mathrm{cq}}$

式(9)中k是主动阻尼控制单元的放大倍数。如何选取合适的k值产生合适的尼电压参考值

是主动阻尼控制单元能否正常工作的关键。

考虑到控制器的电流控制单元的时间常数较直流电压控制单元小很多，电流的控制性能取决于电流控制单元，因此建立简化的电压型有源整流器模型如图4所示。图中虚框部分是带电流环及滤波电容电流环的数学控制器数学模型，它是一个离散***。实框部分是模拟器件LCL滤波器，它的模型是连续***。

理想的控制器不存在延时，模拟控制器可以近似看成理想控制器，而数字控制器的模拟-数字(A/D)采样相当于零阶保持器，其作用等效于1/2个采样周期的延时。另外，以TI公司的DSP产品TMS320F2812为例，从计算到PWM比较单元的更新大约存在1/2个采样周期的延时，控制器的采样周期和PWM周期是相同的，因此实际数字控制***存在约1个采样周期的延时。

将简化模型离散化，延时分别为无延时(D＝0)，1采样周期延时(D＝1)，2采样周期延时(D＝2)的情况下***零极点在z平面的轨迹如图5所示。LCL新增的一对共轭极点在z平面单位圆的左侧；右侧共轭极点是控制器电流控制单元引入的。当采用模拟控制器这类近似于理想控制器时，即便不采取任何阻尼措施时，所有极点都处于单位圆内，***是稳定的，但左侧两个极点的稳定裕量很小，需要加大阻尼；当控制器存在1个采样周期延时的情况下，左侧两个极点移到了单位圆外，若不采取任何阻尼措施，则***不稳定；当控制器存在2个采样周期延时的情况下，左侧两个极点又移动到了单位圆内，右侧电流控制引入的共轭极点朝单位圆外移动，***的稳定裕量很小，即便采取一定的阻尼措施，***的性能也很差。因此，设计控制器时应尽量使***最多存在一个采样周期的延时。

图6是控制器存在1个采样周期延时的情况下，放大系数k变化时***零极点的轨迹。当放大系数k＝0，即主动阻尼模块不起作用时，LCL新增的两个共轭极点在单位圆外，***不稳定。随着放大系数k逐渐增加，这两个共轭极点向单位圆内移动，***逐渐稳定。但k并非越大***越稳定，当k＝12，这两个极点在横坐标轴上且向单位圆外移动，***的稳定裕量又逐渐减小。另外，由于主动阻尼技术的引入使控制结构发生了变化，随着放大系数k的变化，电流控制单元引入的两个共轭极点也发生了移动，且朝单位圆外移动。这说明电流控制单元的控制性能发生了变化，稳定裕量减小。可根据z平面零极点轨迹优化选择放大倍数k，以图6为例，实验样机选择k＝8。

控制***有4个PI调节器，包括直流电压控制单元1个PI调节器，软锁相单元1个PI调节器，电流控制单元2个PI调节器，其中电流控制单元d轴和q轴两个PI调节器的参数般是一致的。离散PI调节器的离散表达式如下：

u(k)＝u_p(k)+u_i(k)

u_p(k)＝K_pe(k)

$u_i\left(k\right)=u_i(k-1)+K_p\frac{T_s}{T_i}e\left(k\right)$

令 $K_i=\frac{T_s}{T_i}$ 则

u(k)＝K_pe(k)+u_i(k-1)+K_iK_pe(k)        (10)

PI调节器的参数通常通过仿真得到。

本发明提出的控制方法在仿真软件matlab/simulinkV7.1和实验样机上通过验证。仿真及试验样机的参数如下：网侧相电压u_ga＝u_gb＝u_gc＝40V，设定直流电压U_dc＝150V，额定相电流i_grated＝8.4A，IGBT开关频率f_PWM＝5000Hz，直流母线电容C_d＝1000μF，网侧电感L_g＝0.6mH，变流器侧电感L＝1.8mH，滤波电容C_f＝20μF。实验样机采用数字控制器DSP TMS320F2812实现LCL滤波电压型有源整流器的主动阻尼电压空间矢量控制。***仿真结果如图7所示，实验结果如图8所示。

Claims (3)

1.一种基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制***，其特征在于，该稳定控制***包括：

1个三相LCL滤波器，由第一电感L_g、电容C_f和第二电感L构成，并和1个用于接收PWM驱动信号的三相变流器(30)连接；

1个三相变流器(30)，由6个集成化智能功率模块IPM，IGBT，IGCT或MOSFET的任意一种功率器件组成，经2个电流检测单元(31)与上述LCL滤波器相连；

2个用于检测变流器电流的电流检测单元(31)，用于检测变流器a，b相电流信号i_ia，i_ib；

2个用于检测电网电流的电流检测单元(32)，用于检测电网a相电流信号i_ga、b相电流信号i_gb；

2个用于检测网侧电压的电压检测单元(33)，用于检测a相电压信号u_ga、b相电压信号u_gb；

1个用于检测直流电压的电压检测单元(34)，用于检测直流母线电容上的电压信号U_dc；

软锁相环单元(40)，用于接收电网电压信号u_ga，u_gb，产生与电网电压同频率同相位的相位信号θ；其软锁相环单元(40)包括：

第一坐标变换单元(35)，接收电网电压信号u_ga，u_gb和软锁相单元自身输出的电网电压相位信号θ，产生基于d-q同步旋转坐标系的电网电压两相信号u_gd，u_gq；

第一运算器(49)，用于接收第一坐标变换单元输出的电网电压q轴分量u_gq和电网电压q轴分量设定值 $u_{\mathrm{gq}}^{*}=0,$ 并对它们进行

的算术减法运算；

第一PI调节器，其输入端与第一运算器(49)输出端相连，输出电网角频率参考值

积分器(50)，其输入端与第一PI调节器输出端相连，输出电网相位信号θ；

直流电压控制单元，用于接收的预定的直流电压

和从电压检测单元接收的直流电压实际值U_dc，并产生有功电流参考值该直流电压控制单元包括：

第二运算器(51)，用于接收直流电压设定值

和直流电压实际值U_dc，并对它们进行

的算术减法运算；

第二PI调节器，其输入端与第一运算器(49)相连，输出有功电流参考值

电流控制单元，用于接收预定的无功电流

从直流电压控制单元接收有功电流的参考值

及变流器电流两相信号i_id，i_iq并产生控制电压参考值

电流控制单元包括：

第二坐标变换单元(36)，用于将基于abc三相静止坐标系的变流器电流信号i_ia，i_ib转换为基于d-q同步旋转坐标系的两相信号i_id，i_iq；

第三运算器(52)，用于接收直流电压控制单元输出有功电流参考值和实际的变流器d轴电流i_id，并进行

的算术减法运算；

第四运算器(53)，用于接收变流器q轴电流设定值

和实际的变流器q轴电流i_iq，并进行

的算术减法运算；

第三PI调节器，其输入端与上述的第三运算器(53)相连，输出控制电压参考值的d轴分量

第四PI调节器，其输入端与上述的第四运算器(53)相连，输出控制电压参考值的q轴分量

主动阻尼控制单元，用于接收LCL滤波器滤波电容支路电流a、b两相信号i_ca，i_cb，并经过比例放大得到阻尼电压参考值

主动阻尼控制单元包括：

第三坐标变换单元(37)，用于接收LCL滤波器中滤波电容的电流i_ca、i_cb，转换为基于d-q同步旋转坐标系的两相信号i_cd、i_cq；

第五运算器(54)，第六运算器(55)，其输入端与第三坐标变换单元的输出相连，执行比例放大运算得到阻尼电压参考值

电压空间矢量发生单元，用于产生6路PWM驱动信号；电压空间矢量发生单元包括：

第七运算器(56)，第八运算器(57)，接受控制电压参考值

阻尼电压参考值

和电网电压u_gd，u_gq，执行求和运算，得到变流器电压参考值信号

第四坐标变换单元(38)，其输入端与上述第七运算器(56)，第八运算器(57)的输出端相连，利用坐标变换得到基于αβ静止坐标系的变流器电压参考值信号

空间矢量发生器，接收基于αβ静止坐标系的变流器电压参考值信号

产生6路PWM信号，送往变流器。

2.一种基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制方法，其特征在于，该方法采用LCL滤波的电压型有源整流器的主动阻尼矢量控制，提供可调的直流电压输出和输入电流的正弦化控制；包括：

1)根据阻抗公式Z_c＝1/(jωC_f)，其中LCL滤波器的滤波电容C_f很小，该滤波电容对低频电流视为开路，对高频电流视为短路，对工频电流来说，其ω＝100π，因此滤波电容的阻抗比网侧第一电感L_g大，视为开路状态；在此状态下，记L_∑＝L_g+L，忽略回路电阻，直流母线电容为C_d，其电压为U_dc，负载电流为i_L，电网三相电压为u_ga/gb/gc，电网电流i_ga/gb/gc，与变流器侧三相电流i_ia/ibic相等，为此建立简化的数学模型

$\left\{\begin{array}{c}{u}_d=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{id}}}{\mathrm{dt}}+u_{\mathrm{gd}}\\ u_q=-L_{\mathrm{\Σ}}\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{iq}}}{\mathrm{dt}}+u_{\mathrm{gq}}\\ P=i_{\mathrm{id}}{u}_{\mathrm{gd}}\\ Q=i_{\mathrm{iq}}{u}_{\mathrm{gq}}\end{array}\right.$

从数学模型看到，控制d轴电流就控制了整流器的有功功率，控制q轴电流就控制了整流器的无功功率，若要求整流器功率因素高，则设q轴电流参考值 $i_q^{*}=0;$

2)采用LCL滤波的电压型有源整流器的电压空间矢量控制VOC，引入滤波电容Cf电流环的主动阻尼方法，控制器通过直接或间接的方式的采集LCL滤波器中滤波电容的电流i_ca、i_cb；

3)数字控制***将基于abc三相静止坐标系的LCL滤波器中滤波电容电流i_ca、i_cb转换为基于d-q同步旋转坐标系两相信号i_cd、i_cq；

4)主动阻尼控制单元执行以下运算得到阻尼电压参考值

$\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{Dd}}^{*}=k\×i_{\mathrm{cd}}\\ u_{\mathrm{Dq}}^{*}=k\×i_{\mathrm{cq}}\end{array}$ 其中k是主动阻尼控制单元的放大倍数；

5)保证主动阻尼控制单元能否正常工作的关键是选取k值产生相应的尼电压参考值

采用引入滤波电容电流正反馈的主动阻尼方法，在不增加硬件阻尼电阻的基础上实现***的稳定控制。

3.根据权利要求2所述基于LCL滤波的电压型有源整流器稳定控制***方法，其特征在于，所述控制器通过直接或间接的方式的采集LCL滤波器中滤波电容的电流i_ca、i_cb：

直接法：将霍尔电流传感器(32)设置于LCL滤波器的滤波电容支路，直接获得滤波电容a，b两相的电流i_ca、i_cb，经信号调理电路(42)送入数字控制***；

间接法：将霍尔电流传感器(32)设置于电网侧，获得电网a，b两相电流信号i_ga、i_gb，经信号调理电路(42)送入数字控制***，数字控制***的第八减法运算器(58)，第九减法运算器(59)执行以下运算获得滤波电容a，b两相的电流i_ca、i_cb：

$\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}=i_{\mathrm{ga}}-i_{\mathrm{ia}}\\ i_{\mathrm{cb}}=i_{\mathrm{gb}}-i_{\mathrm{ib}}\end{array}.$

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