CN104065291B

CN104065291B - 具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***及方法

Info

Publication number: CN104065291B
Application number: CN201410223321.8A
Authority: CN
Inventors: 吕建国; 胡文斌; 吴馥云; 陆晓玉; 戴双飞; 文晞畅; 吴军基
Original assignee: Nanjing University of Science and Technology
Current assignee: Nanjing University of Science and Technology
Priority date: 2014-05-23
Filing date: 2014-05-23
Publication date: 2016-09-21
Anticipated expiration: 2034-05-23
Also published as: CN104065291A

Abstract

本发明公开了一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***及方法。该***包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括顺次连接的采样单元、闭环控制单元和DPWM脉宽调制单元；所述DPWM脉宽调制单元的输出端通过驱动电路接入多电平逆变器每相桥臂各个开关管。该方法为：在每个开关周期内，采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号和三相电流信号；采集到的信号经闭环控制单元处理得到三相调制波；三相调制波经DPWM脉宽调制单元处理得到脉宽调制控制信号，该信号经驱动电路控制多电平逆变器每相开关管的工作状态。本发明能够抑制多电平逆变器直流母线中点电压的低频振荡、实现中点电压平衡。

Description

具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***及方法

技术领域

本发明属于电力电子变换技术中的控制技术领域，特别是一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***及方法。

背景技术

近年来，多电平逆变器已经广泛地应用在高压中大功率变换场合；其电路拓扑结构与控制方法成为了当今的研究热点。相比两电平逆变器，多电平逆变器具有开关管电压应力低、电磁噪声小、输出电压谐波畸变率低等诸多优点。

多电平逆变器的拓扑大体可以分为三类：二极管箝位型、级联型、飞跨电容型，其中应用最广泛的为二极管箝位型逆变器。以三电平逆变器为例，三电平二极管箝位型逆变器可分为中点箝位型(NPC)逆变器和T型逆变器。理想情况下，这两种拓扑中直流母线电压被上下直流母线电容均分；但实际应用中，由于各种原因使得上下直流母线电容电压出现波动和上下直流母线电容电压不相等情况，即中点电压不平衡。中点电压不平衡现象会导致功率开关管不安全运行，输出电压波形质量降低，严重时影响***正常工作。

多电平逆变器的控制方法主要有：正弦脉宽调制(SPWM)、空间矢量脉宽调制(SVPWM)、三次谐波注入脉宽调制(THIPWM)、不连续脉宽调制(DPWM)等。目前，国内外关于中点电压平衡控制问题已经有不少研究。在上述脉宽调制方法中，DPWM调制方法具有降低逆变器开关损耗，提高逆变效率等优点而备受关注，目前几种典型的DPWM调制方法有：输出电压在工频正负半周峰值处各60°区间开关不动作的DPWM1方法；输出电压在工频负半周120°区间不动作的DPWMMIN方法；输出电压在工频正半周期120°区间不动作的DPWMMAX方法等(统称为DPWMx)。例如：文献1(王新宇,何英杰,刘进军.注入零序分量SPWM调制三电平逆变器直流侧中点电压平衡控制机理[J].电工技术学报,2011,26(5):71-77.)通过注入6倍次零序分量到三相调制波控制指令电压中实现中点电压控制，但该方法较为复杂，它基于一个工频周期进行控制，与基于开关周期进行控制的方法相比，调节时间过长；文献2(宋文祥,陈国呈,等.一种具有中点电位平衡功能的三电平空间矢量调制方法及其实现[J].中国电机工程学,2006,26(12):96-100.)在传统的不具备中点电压平衡调节功能的七段式SVPWM控制方法的基础上，提出一种结合十三段式、九段式、七段式混合调制的新的SVPWM控制方法对中点电压进行控制，它是在一个工频周期内分区间选取调制方式，其中十三段式调制方式下每个开关周期内开关管动作12次、九段式调制方式下每个开关周期开关管动作8次，因此该混合调制方式平均开关损耗较传统的七段式SVPWM控制方法大大增加。文献3(程善美，王淡，夏丽涛，万淑芸.不连续空间矢量脉宽调制策略研究[J]，伺服技术，2002,36(4)：37-40.)主要研究几种不连续的空间矢量脉宽调制策略，针对工频周期内某一定区域范围内某一相动作，从而减少开关损耗，但是该控制方法不具有中点电压平衡控制的能力。

综上所述，传统的SVPWM、DPWMx、SPWM控制方法一般不具有中点电压平衡调节的能力，且传统的DPWMx方法在工频周期内某一段连续区间保持某相开关管不动作，因此能够减少开关损耗，但是在开关不动作区域，逆变器输出电感电流纹波增大，处于不动作区域的时间越长，纹波越大，势必影响输出电流谐波特性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种控制方法简单、易于数字实现的具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***及方法。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***，包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括顺次连接的采样单元、闭环控制单元和DPWM脉宽调制单元；所述采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号，DPWM脉宽调制单元的输出端通过驱动电路接入多电平逆变器每相桥臂各个开关管；

在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；采集到的信号经闭环控制单元处理得到三相调制波V_a、V_b、V_c；三相调制波经DPWM脉宽调制单元处理得到脉宽调制(PWM)控制信号，该PWM控制信号能够抑制多电平逆变器直流母线中点电压的低频振荡、实现中点电压平衡；所述PWM控制信号经驱动电路控制多电平逆变器每相开关管的工作状态。

一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制方法，该方法用于低调制比情况下的多电平逆变器，包括以下步骤：

步骤1、在每个开关周期内，数字处理控制模块的采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号；

步骤2、闭环控制单元根据步骤1中采集到的信号以及参考基准信号进行比例积分微分调节，输出三相调制波V_a、V_b、V_c；

步骤3、DPWM脉宽调制单元对步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c进行调节，获得能够抑制多电平逆变器直流母线中点电压的低频振荡、实现中点电压平衡的PWM控制信号；

步骤4、驱动电路将步骤3中所得PWM控制信号分配给多电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态，同时抑制低频振荡、调节中点电压平衡。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)采用了一种DPWM控制方法，应用于低调制比情况下的多电平逆变器，有效降低了开关损耗；(2)该DPWM控制方法实现了低调制比情况下的多电平逆变器的中点电压平衡，并消除中点电压低频振荡，克服了输出电感电流纹波大的缺点；(3)该控制方法无需增加额外的硬件电路，减少了输出电压、电流谐波，提高了输出波形质量，且控制方法简单、实时性好，便于数字化实现。

附图说明

图1是本发明具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***的结构图。

图2是三电平逆变器拓扑结构图，其中(a)为T型，(b)为NPC型。

图3是在逆变情况下中点电流与电压变化量的变化趋势图，其中(a)为传统SPWM控制方法，(b)为本发明的DPWM控制方法。

图4是三相调制波与空间矢量分布图的对应关系图，其中(a)为三相调制波，(b)为空间矢量分布图。

图5是以图4(b)中内小三角形1区域为例，传统SPWM控制方法和本发明的DPWM控制方法的中点电流及输出电平状态图，其中(a)为传统SPWM控制方法、(b)为本发明的DPWM控制方法。

图6是实施例中传统SPWM方法控制、本发明的DPWM方法控制下的上下直流母线电容电压波形图，其中(a)为传统SPWM控制方法，(b)为本发明的DPWM控制方法。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***及方法，在奇数、偶数个开关周期内分别单独调制，并在每个开关周期内前半周期和后半周期分别单独调制，使得前半周期正小矢量(负小矢量)与后半周期负小矢量(正小矢量)的作用时间相等，因此在一个开关周期内中点电流平均值为零，实现了中点电压平衡且不存在低频振荡。

结合图1，本发明具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***，包括多电平逆变器和数字处理控制模块，其中数字处理控制模块包括顺次连接的采样单元、闭环控制单元和DPWM脉宽调制单元；所述采样单元分别采集多电平逆变器的直流母线电压信号、多电平逆变器输出的三相电压信号、多电平逆变器输出的三相电流信号，DPWM脉宽调制单元的输出端通过驱动电路接入多电平逆变器每相桥臂各个开关管；所述数字处理控制模块为STM32F407芯片。

步骤3、DPWM脉宽调制单元对步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c进行调节，获得能够抑制多电平逆变器直流母线中点电压的低频振荡、实现中点电压平衡的PWM控制信号，具体步骤为：

(1)在每个工频周期内对开关周期进行计数：

在第奇数个开关周期内，将该开关周期分为前半周期和后半周期分别进行调制：前半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_max，其中V_max＝max{V_a,V_b,V_c}且V_max＞0，对于逆变器输出瞬时电压最大的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位；后半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_min，V_min＝min{V_a,V_b,V_c}且V_min＜0，对于逆变器输出瞬时电压最小的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位；

在第偶数个开关周期内，前半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_min，对于逆变器输出瞬时电压最小的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位；后半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_max，对于逆变器输出瞬时电压最大的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位；

(2)将所得的新的三相调制波与三角波进行交截，获得能够抑制多电平逆变器直流母线中点电压的低频振荡、实现中点电压平衡的PWM控制信号。

优选的，所述低调制比情况即调制比m满足下式：

0 < m \leq \frac{\sqrt{3}}{3}

下面以三电平逆变器为例，详细阐述本发明实施过程。

(1)传统控制方法下中点电压不平衡原理分析：

如果以“P”、“0”、“N”代表逆变器桥臂输出电平的三种状态，则对应的输出桥臂电压及开关状态见表1。

表1三电平逆变器桥臂输出电压和开关状态参考表；

其中S_Xn(X＝a,b,c；n＝1,2,3,4)分别对应图2中的逆变器各桥臂的开关管，V_dc表示直流母线电压。当中点电压平衡、上下直流母线电容均分电压时，定义该情况下直流母线中点O即为参考零电位点。令ΔV_NP为直流母线中点O的电压相对于参考零电位点变化量。因此，当中点电压平衡时，中点O的电压相对于参考零电位点变化量ΔV_NP＝0，直流母线电容C₁、C₂的电压当中点电压不平衡时即偏离零电位，直流母线电容C₁、C₂的电压不相等时，中点O的电压相对于参考零电位点变化量ΔV_NP的表达式为：

{ΔV}_{NP} = - \frac{(V_{c 1} - V_{c 2})}{2} - - - (1)

图2为T型和NPC型三电平逆变器拓扑，在一个开关周期内，令中点电流瞬时值i_o(t)的平均值为i_o。为了分析方便，近似认为一个开关周期内，i_o(t)＝i_o。由图2可知，一个开关周期T_s内，ΔV_NP与i_o的关系为：

{ΔV}_{NP} = {&Integral;}_{0}^{T_{s}} - \frac{1}{2 C} i_{o} (t) dt = - \frac{1}{2 C} i_{o} T_{s} - - - (2)

其中，C为直流母线电容C₁、C₂的容值。

一个开关周期的中点电流平均值i_o的表达式为：

i_o＝-(D_a·i_a+D_b·i_b+D_c·i_c) (3)

其中i_a、i_b、i_c为逆变器三相输出负载电流，可表示为：

i_a＝I_msin(ωt-Φ)

i_b＝I_msin(ωt-2π/3-Φ) (4)

i_c＝I_msin(ωt+2π/3-Φ)

其中D_a、D_b、D_c为A、B、C三相的每个开关周期的占空比，以传统SPWM控制方法为例，可表示为：

D_a＝m|sin(ωt)|

D_b＝m|sin(ωt-2π/3)| (5)

D_c＝m|sin(ωt+2π/3)|

式(5)中m为调制比；Φ为功率因数角；I_m为三相负载电流幅值；ω为工频角频率。

由式(3)、(4)、(5)可得i_o的表达式写成矩阵形式如下：

i_{o} = - [\begin{matrix} m | \sin (ωt) | & m | \sin (ωt - 2 π / 3) | & m | \sin (πt + 2 π / 3) | \end{matrix}] \cdot [\begin{matrix} I_{m} \sin (ωt - Φ) \\ I_{m} \sin (ωt - 2 π / 3 - Φ) \\ I_{m} \sin (ωt + 2 π / 3 - Φ) \end{matrix}] - - - (6)

由式(2)、(6)，可得ΔV_NP的表达式：

{ΔV}_{NP} = \frac{1}{2 C} T_{S} \cdot [\begin{matrix} m | \sin (ωt) | & m | \sin (ωt - 2 π / 3) | & m | \sin (ωt + 2 π / 3) | \end{matrix}] \cdot [\begin{matrix} I_{m} \sin (ωt - Φ) \\ I_{m} \sin (ωt - 2 π / 3 - Φ) \\ I_{m} \sin (ωt + 2 π / 3 - Φ) \end{matrix}] - - - (7)

设定调制比m＝0.5；负载为阻性负载Φ＝0；三相负载电流幅值和开关周期设定为单位量，工频角频率ω＝100π。由式(6)、(7)可分别作出i₀与时间t、ΔV_NP与时间t的波形，如图3(a)所示。

从图3(a)中可以看出，传统控制方法下，i_o和ΔV_NP以三倍的工频频率波动，表现为上下直流母线电容电压以三倍频波动，即i_o≠0，ΔV_NP≠0，则中点电压偏离参考零电位点，存在中点电压不平衡问题。

(2)本发明控制方法下中点电压控制原理分析

本发明所提出的具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制方法，该方法是一种DPWM控制方法。在本发明DPWM控制下，A、B、C三相的各开关周期的占空比D_a、D_b、D_c表示为：

D_{a} = \frac{1}{2} m [| \sin (ωt) - \max (ωt) | + | \sin (ωt) - \min (ωt) |]

D_{b} = \frac{1}{2} m [| \sin (ωt - 2 π / 3) - \max (ωt) | + | \sin (ωt - 2 π / 3) - \min (ωt) |] - - - (8)

D_{c} = \frac{1}{2} m [| \sin (ωt + 2 π / 3) - \max (ωt) | + | \sin (ωt + 2 π / 3) - \min (ωt) |]

式中

\begin{matrix} \max (ωt) = \max (\sin (ωt), \sin (ωt - 2 π / 3), \sin (ωt + 2 π / 3)) \\ \min (ωt) = \min (\sin (ωt), \sin (ωt - 2 π / 3), \sin (ωt + 2 π / 3)) \end{matrix}

为保证叠加后的三相调制波幅值不超过三角波幅值即不过调制，需满足条件：

m|max(ωt)-min(ωt)|≤1

所以调制比需满足即应用于低调制比情况下的多电平逆变器。

由式(2)、(3)、(4)、(8)，可得本发明控制方法下一个开关周期内中点电流平均值i_o和中点电压相对于参考零电位点的电压变化量ΔV_NP的表达式。为了与传统SPWM控制方法对比分析i_o和ΔV_NP随时间t的变化规律，在相同负载、调制比、开关频率和工频周期等条件下，i₀与时间t、ΔV_NP与时间t的波形如图3(b)所示。可看出，在任意一个开关周期内中点电流的平均值i_o＝0，相对与参考零电位，中点电压的变化量ΔV_NP＝0。理论分析证明本发明方法实现了中点电压平衡控制，且不存在低频振荡。

本发明提出的具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制方法，应用于低调制比情况下的多电平逆变器。如图4所示为三相调制波与空间矢量分布图的对应关系，低调制比时，如果三相调制波位于图4(a)所示的Ⅰ区域即参考电压矢量V_ref落在图4(b)所示的内小三角形1区域，传统SPWM控制方法和本发明中DPWM的控制方法过程如图5所示。在传统SPWM控制方法中，每个开关周期内不能够保证成对的正小矢量、负小矢量的作用时间相等，如图5(a)所示；本发明中DPWM控制方法在奇数、偶数个开关周期内分别单独调制，如图5(b)所示，在每个开关周期中的调制方法为：将一个开关周期分成前半周期和后半周期，并在前半周期和后半周期分别单独调制，使得前半周期正小矢量(负小矢量)的作用时间与后半周期负小矢量(正小矢量)的作用时间相等，从而保证在一个开关周期内中点电流平均值为零，中点电压平衡，且不存在低频振荡。如果以开关周期为单位量，其正、负小矢量具体作用时间见表2。

表2传统SPWM、本发明DPWM方法正负小矢量作用时间

表2中，d_s1为图4(b)中V₁矢量的作用时间，d_s2为V₂矢量的作用时间，d'_s1为在V₁矢量作用时间内负小矢量ONN作用时间的一半

如图5(b)所示，假设前一个开关周期为第奇数个开关周期，相邻的后一个开关周期为第偶数个开关周期：

(1)在第奇数个开关周期内，将该开关周期分为前半周期和后半周期分别进行调制：前半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_max(V_max＞0)，其中V_max＝max{V_a,V_b,V_c}，对于逆变器输出瞬时电压最大的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位；后半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_min(V_min＜0)，V_min＝min{V_a,V_b,V_c}，对于逆变器输出瞬时电压最小的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位。

(2)在第偶数个开关周期内，前半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_min，对于逆变器输出瞬时电压最小的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位。后半周期中，三相调制波V_a、V_b、V_c都叠加V_offset＝-V_max，对于逆变器输出瞬时电压最大的一相，则使其输出桥臂电压箝位在参考零电位。

相同开关频率条件下，传统DPWMx、SVPWM、SPWM控制方法在一个开关周期内开关次数分别为：4、6、6次；如果本发明的DPWM控制方法不区分奇偶数开关周期进行调制，虽然能够实现中点电压平衡，但一个开关周期内总计动作8次，开关次数反而增加，使得开关损耗增加。本发明方法采用第奇偶数开关周期内分别单独调制，实现了中点电压平衡，且不存在低频振荡；在单个开关周期内开关次数总计为：6次。因此，采用本发明控制方法，不仅可以实现中点电压平衡抑制低频振荡，且无需增加开关次数，不增加开关损耗。

实施例1

为验证本发明提出一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制方法的可行性和有效性，利用MATLAB中的Simulink工具分别搭建了SPWM方法控制下的三电平逆变电路、本发明的DPWM方法控制下的三电平逆变电路。仿真过程中的电气参数设置如下表3：

表3仿真过程中的电气参数设置

图6为两种方法控制下的直流母线电容C₁、C₂的电压V_c1、V_c2仿真波形。图6(a)是传统SPWM方法下直流母线电容电压的仿真波形，直流母线电容C₁、C₂的电压V_c1、V_c2以三倍的基波频率振荡与上述理论分析一致；图6(b)是本发明的DPWM方法下直流母线电容电压的仿真波形，直流母线电容C₁、C₂的电压V_c1、V_c2稳定在中点电压300V左右，与上述理论分析相一致。本发明提出的一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制方法控制效果显著。

综上所述，本发明具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制***及其方法，应用于低调制比情况下的多电平逆变器，该控制方法在每个开关周期的前半周期和后半周期分别进行调制，无论是第奇数个开关周期还是第偶数个开关周期，前半周期中正小矢量(负小矢量)的作用时间与后半周期中负小矢量(正小矢量)的作用时间相等，所以该DPWM方法保证每个开关周期中点电流平均值为零，实现中点电压平衡，且抑制了低频振荡。与传统的SVPWM、DPWMx、SPWM控制方法不同，该DPWM控制方法实现了平衡中点电压的控制；且克服了传统DPWMx方法下的低频振荡、电感电流纹波大、中点电压控制困难等缺点。该控制方法无需增加额外的硬件电路，具有输出波形谐波含量低，实时性好，控制方法简单，便于数字化实现等优点。

Claims

1.一种具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制方法，其特征在于，该方法用于低调制比情况下的多电平逆变器，包括以下步骤：

步骤3、DPWM脉宽调制单元对步骤2中得到的三相调制波V_a、V_b、V_c进行调节，获得能够抑制多电平逆变器直流母线中点电压的低频振荡、实现中点电压平衡的脉宽调制控制信号；所述DPWM脉宽调制单元为不连续脉宽调制单元；具体步骤为：

(1)在每个工频周期内对开关周期进行计数：

(2)将所得的新的三相调制波与三角波进行交截，获得能够抑制多电平逆变器直流母线中点电压的低频振荡、实现中点电压平衡的脉宽调制控制信号；

步骤4、驱动电路将步骤3中所得脉宽调制控制信号分配给多电平逆变器每相桥臂各个开关管，控制多电平逆变器的工作状态，同时抑制低频振荡、调节中点电压平衡。

2.根据权利要求1所述的具有低频振荡抑制功能的中点电压平衡控制方法，其特征在于，所述低调制比情况即调制比m满足下式：

0 < m \leq \frac{\sqrt{3}}{3} .