CN110994684B - 弱电网下lcl型并网变换器的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及光伏并网技术及稳定性研究，具体为弱电网下LCL型并网变换器的控制方法。解决现有LCL型并网变换器的稳定性区间有限，弱电网易对变换器的稳定运行造成不利影响的问题。传统方法中，利用HPF环节作为有源阻尼策略为***增加阻尼，抑制谐振，但稳定区间较局限，其稳定区间为fres∈（f_s/6，f_s/3），其中fres为LCL结构的谐振频率，fs为控制***的采样频率。当电网呈弱感性时，fres将会减小，有越过临界点的可能，进而造成失稳。本发明在有源阻尼回路中，设计了单位延时反馈环节，有利于增强***的稳定性，采用本发明方法后，***的稳定区间为（f_s/4，f_s/2），大大拓宽了***的稳定区间，增强了***的鲁棒性。

Description

弱电网下LCL型并网变换器的控制方法

技术领域

本发明涉及新能源，如光伏并网技术及稳定性研究，具体为弱电网下LCL型并网变换器的控制方法。

背景技术

能源危机和环境污染是新能源发展的主要驱动力。随着新能源渗透率的提高，高比例电力电子化配电***成为电网发展的主要态势，作为新能源与配电网之间的接口，电力电子并网变换器一直是研究热点。电力电子变换器中广泛采用脉宽调(PWM)技术以便实施各种控制策略，然而，该调制方式会产生远高于基波频率的开关频率次谐波，恶化并网电能质量。为了实现对开关谐波更高衰减度并节省成本，一般采用高频衰减程度为-60dB/dec的LCL型(或其变型)的高阶低通滤波器来弥补L型滤波器性能的不足。然而，由于LCL拓扑的特殊结构，控制***传递函数缺少阻尼项，在某一特定频率下产生谐振，降低***的稳定性，需要采取一些必要的阻尼措施来解决该问题。含一阶HPF有源阻尼策略因其可节省额外传感器而被广泛采用，然而，LCL的谐振频率必须落在区间(fs/6，fs/3)处，fs为控制***的采样频率，稳定性区间有限。实际上，电力***中变压器的漏感、线路阻抗都会使公共并网点(Point of Common Coupling，简称PCC点)呈弱感性，即弱电网。电网参数的不确定性会导致谐振频率偏移甚至越过临界频率，造成***失稳。针对上述现状，有必要研究一种简单有效的方法以减少弱电网情况对变换器稳定运行的不利影响，同时拓宽有效阻尼区，增强***的鲁棒性。

发明内容

本发明解决现有LCL型并网变换器的稳定性区间有限，弱电网易对变换器的稳定运行造成不利影响的问题，提供一种弱电网下LCL型并网变换器的控制方法，该控制方法通过拓宽有效阻尼区，增强了***的鲁棒性。

本发明是采用如下技术方案实现的：弱电网下LCL型并网变换器的控制方法，是由如下步骤实现的：

1)采集变换器直流侧电压V_DC(即C₁两端的实际值)，将V_DC和直流电压外环的指令值V_ref做差，经PI控制器生成电流内环中的d轴指令电流i_dref ^*；采集PCC点电压V_pcc的相位信息sin_cos(或者θ)；给定q轴指令电流i_qref ^*；将d轴指令电流i_dref ^*、V_pcc的相位信息和q轴指令电流i_qref ^*三者经过坐标变换dq/αβ得到αβ坐标系下的电流指令值i_αβ ^*；

2)采集变换器侧电流i₁进行abc/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下的实际电流值i_αβ，和步骤1)得到的电流指令值i_αβ ^*做差，即Δi_αβ＝i_αβ－i_αβ ^*；

3)Δi_αβ分别经过比例谐振控制器G_PR+HC、有源阻尼支路，并将两者的输出信号叠加，得到αβ坐标系下的电压调制信号：

式中，u_mαβ代表αβ坐标系下的电压调制波，符号m表征调制波(Modulation wave)，s为拉普拉斯算子，s＝jw，其中，j为虚数单元，w为角频率(此w为自变量，变化范围为整个频域，表征***的频域特性)，有源阻尼支路由单位延时反馈和HPF(高通滤波器，high powerfilter)环节构成，两环节的表达式如上式所示，其中λ为单位延时反馈系数，λ＝1,2。由后面内容可知，λ的取值不宜过大或过小，若过大或过小，有效阻尼区(稳定区间)都会变小，甚至小于传统方法的有效阻尼区(稳定区间)。k_H为HPF的增益系数，取0.1，w_H为HPF的截止角频率，w_H＝2πf_H，f_H为截止频率，这里取f_H＝0.75f_res，f_res为LCL的谐振频率，其表达式为：

其中，L₁为变换器侧电感，L₂为网侧电感，C为滤波电容，此外，比例谐振控制器G_PR+HC的表达式为：

式中，k_P为比例系数，表征控制器整体的增益，这里取0.5，k_R为基波谐振控制器的系数，表征基波谐振项的增益，这里取200，w₀为基波角频率，为2πf₀，f₀为基波频率，f₀＝50Hz，k_i为谐波谐振控制器的系数，k_i为10，w_i为谐波角频率，为2πfi，i为谐波的次数，fi为(2n+1)f₀，n＝2、3、4；

4)将αβ坐标系下的电压调制信号u_mαβ，经过abc/αβ坐标反变换，得到abc坐标系下的调制信号，再经过延时模块(任何控制***都包含延时环节，一般为1.5个采样周期，表示为e^1.5sTs，其中s为拉普拉斯算子，Ts为控制***的采样周期)，最终得到脉冲触发信号。

传统方法中，利用HPF环节作为有源阻尼策略为***增加阻尼，抑制谐振，但稳定区间较局限，其稳定区间为fres∈(f_s/6，f_s/3)，也称有效阻尼区，其中fres为LCL结构的谐振频率，fs为控制***的采样频率。当电网呈弱感性(即弱电网)时，fres将会减小，有越过临界点的可能，进而造成失稳。本发明方法在有源阻尼回路中，设计了单位延时反馈环节，有利于增强***的稳定性，通过分析知采用本发明方法后，***的稳定区间为(f_s/4，f_s/2)，大大拓宽了***的稳定区间，增强了***的鲁棒性。

下面证明本发明方法相较传统方法的优越性和可行性：

图1为本发明所述控制方法的示意图，其中L₁为变换器侧电感，L₂为网侧电感，C为滤波电容，C₁为直流侧稳压电容，Z_g电网阻抗，V_grid为电网电压；i₁为变换器侧电流，i₂为网侧电流，V_pcc为PCC点电压，V_ref为直流电压外环的指令值，V_DC为直流侧电压，即C₁两端的实际值，i_qref ^*为电流内环无功分量的指令值，kpwm为变换器的增益系数。

将图1表示成图2所示的控制框图的形式，HPF(High Power Filter)为高通滤波器，有源阻尼策略为一阶HPF策略；其中，G_d为***延时，***的数字延时由采样延时、控制延时及PWM延时构成；采样延时由电流霍尔传感器产生，一般地，该传感器采样精度极高，造成的延时可忽略不计；控制延时是***数字延迟的主要来源，一般为一个采样周期延时即T_s；PWM延时由载波信号更新时刻产生，一般为半个采样周期，即0.5T_s，故总体采样时间一般为1.5T_s；

根据自控理论知识，将有源阻尼策略回路通过恒等变换可得主电路中的Z_eq，即阻抗模型，以无源性角度可更直观性的分析有源阻尼；

其中延时表达式为：

其中T_s为采样周期，s为复频域因子；

针对传统策略的有效阻尼区较局限，本发明提出单位延时反馈，如图2，可得采用本发明后的等效阻抗模型，如(2)-(4)，其中w_H为HPF的截止频率，k_H为HPF的增益系数，k_pwm为变换器增益系数：

将s＝jw代入(2)中得：

其中式(4)是对(3)的进一步解释。

当R_eq为正时，***阻尼增加，有利于控制***的稳定，通过求解上述方程，可得采用本发明的R_eq的正区间。

传统方法中，R_eq的正区间为(f_s/6，f_s/3)，如图3所示。

本发明所述方法中，当反馈系数λ＝1时，R_eq的正区间为(f_s/4，f_s/2)，如图4，其中f_s为采样频率，是采样周期T_s的倒数。

当λ＝2时，由于g_R和g_X的区间的临界值存在不确定性，需要讨论初相位θ的取值；当λ＝2时，θ<π/4和θ>π/4情况分别如图5和图6所示，R_eq的正区间均为(0，f_s/4)。

需要说明的是，当选择不同的λ值时，上述结果也会不同。当λ单调变化时，g₀(w)和g_R(w)的周期趋势相反，故λ的值不应选择太大或太小以防止R_eq的值正负频繁变化。本发明方法研究了λ＝1和λ＝2，当取其他值时，R_eq的负值出现在f_s/4以内，因此未讨论λ的其他值。当然，λ可取其他任何正整数，但取其他值后，有效阻尼区(稳定区间)会小于传统方法的有效阻尼区(稳定区间)，故在此未过多讨论。

图7和图8分别为本发明方法及传统方法的实验对比验证，图7为采用传统方法时，并网变换器的并网三相电流及并网点A相电压，i₂为并网电流，i_2a为并网A相电流，V_pcc为并网点电压，V_pcca为并网点A相电压，图8为采用本文发明方法的对应电流、电压波形。由图7、图8可知，当采用本发明方法后，并网电流得到明显改善，电流波形更趋于正弦化，验证了本发明的有效性和可行性。

通过设计单位延时反馈系数，通过上述分析，取λ＝1，有效阻尼区(稳定区间)达到最大，为(f_s/4，f_s/2)，可得到最优阻尼区间，所得区间较传统策略有所拓宽，在电网呈弱感性或主电路参数不确定时，谐振频率有可能大范围的变化，本发明的有效阻尼区更广，为(f_s/4，f_s/2)，增强了***的稳定性和鲁棒性。

附图说明

图1为LCL型并网变换器及其控制方法示意图；

图2为LCL型并网变换器的控制框图；

图3为传统方法下有效阻尼区示意图，λ＝1时；

图4为本发明所述方法下有效阻尼区示意图，λ＝1时；

图5为本发明所述方法下有效阻尼区示意图，λ＝2，θ<π/4时；

图6为本发明所述方法下有效阻尼区示意图，λ＝2，θ>π/4时；

图7为传统方法下的并网电流及电压波形；

图8为本发明所述方法下的并网电流及电压波形。

具体实施方式

弱电网下LCL型并网变换器的控制方法，是由如下步骤实现的：

1)采集变换器直流侧电压V_DC(即C₁两端的实际值)，将V_DC和直流电压外环的指令值V_ref做差，经PI控制器生成电流内环中的d轴指令电流i_dref ^*；采集PCC点电压V_pcc的相位信息sin_cos(或者θ)；给定q轴指令电流i_qref ^*；将d轴指令电流i_dref ^*、V_pcc的相位信息和q轴指令电流i_qref ^*三者经过坐标变换dq/αβ得到αβ坐标系下的电流指令值i_αβ ^*；

2)采集变换器侧电流i₁进行abc/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下的实际电流值i_αβ，和步骤1)得到的电流指令值i_αβ ^*做差，即Δi_αβ＝i_αβ－i_αβ ^*；

3)Δi_αβ分别经过比例谐振控制器G_PR+HC、有源阻尼支路，并将两者的输出信号叠加，得到αβ坐标系下的电压调制信号：

式中，u_mαβ代表αβ坐标系下的电压调制波，符号m表征调制波(Modulation wave)，s为拉普拉斯算子，s＝jw，其中，j为虚数单元，w为角频率(此w为自变量，变化范围为整个频域，表征***的频域特性)，λ为单位延时反馈系数，λ＝1,2，k_H为HPF的增益系数，取0.1，w_H为HPF的截止角频率，w_H＝2πf_H，f_H为截止频率，这里取f_H＝0.75f_res，f_res为LCL的谐振频率，其表达式为：

其中，L₁为变换器侧电感，L₂为网侧电感，C为滤波电容，此外，比例谐振控制器G_PR+HC的表达式为：

式中，k_P为比例系数，表征控制器整体的增益，这里取0.5，k_R为基波谐振控制器的系数，表征基波谐振项的增益，这里取200，w₀为基波角频率，为2πf₀，f₀为基波频率，f₀＝50Hz，k_i为谐波谐振控制器的系数，k_i为10，w_i为谐波角频率，为2πfi，i为谐波的次数，fi为(2n+1)f₀，n＝2、3、4；

4)将αβ坐标系下的电压调制信号u_mαβ，经过abc/αβ坐标反变换，得到abc坐标系下的调制信号，再经过延时模块(任何控制***都包含延时环节，一般为1.5个采样周期，表示为e^1.5sTs，其中s为拉普拉斯算子，Ts为控制***的采样周期)，最终得到脉冲触发信号。

Claims (2)

1.一种弱电网下LCL型并网变换器的控制方法，其特征在于，是由如下步骤实现的：

1)采集变换器直流侧电压V_DC，将V_DC和直流电压外环的指令值V_ref做差，经PI控制器生成电流内环中的d轴指令电流i_dref*；采集PCC点电压V_pcc的相位信息sin_cos；给定q轴指令电流i_qref*；将d轴指令电流i_dref*、V_pcc的相位信息和q轴指令电流i_qref*三者经过坐标变换dq/αβ得到αβ坐标系下的电流指令值i_αβ*；

2)采集变换器侧电流i₁进行abc/αβ坐标变换，得到αβ坐标系下的实际电流值i_αβ，和步骤1)得到的电流指令值i_αβ*做差，即Δi_αβ＝i_αβ－i_αβ*；

3)Δi_αβ分别经过比例谐振控制器G_PR+HC、有源阻尼支路，并将两者的输出信号叠加，得到αβ坐标系下的电压调制信号：

式中，Ts为控制***的采样周期，u_mαβ代表αβ坐标系下的电压调制波，符号m表征调制波，s为拉普拉斯算子，s＝jw，其中，j为虚数单元，w为角频率，λ为单位延时反馈系数，λ＝1,2，k_H为HPF的增益系数，取0.1，w_H为HPF的截止角频率，w_H＝2πf_H，f_H为截止频率，这里取f_H＝0.75f_res，f_res为LCL的谐振频率，其表达式为：

其中，L₁为变换器侧电感，L₂为网侧电感，C为滤波电容，此外，比例谐振控制器G_PR+HC的表达式为：

式中，k_P为比例系数，表征控制器整体的增益，这里取0.5，k_R为基波谐振控制器的系数，表征基波谐振项的增益，这里取200，w₀为基波角频率，为2πf₀，f₀为基波频率，f₀＝50Hz，k_i为谐波谐振控制器的系数，k_i为10，w_i为谐波角频率，为2πf_i，i为谐波的次数，f_i为(2n+1)f₀，n＝2、3、4；

4)将αβ坐标系下的电压调制信号u_mαβ，经过abc/αβ坐标反变换，得到abc坐标系下的调制信号，再经过延时模块最终得到脉冲触发信号。

2.根据权利要求1所述的弱电网下LCL型并网变换器的控制方法，其特征在于，步骤4)中的延时模块为1.5个采样周期，表示为e^1.5sTs，其中s为拉普拉斯算子，Ts为控制***的采样周期。

Images