CN102290820B - 回馈变流侧电流的lcl滤波可控整流主动阻尼控制方法 - Google Patents

Abstract

一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流主动阻尼控制方法，属于电力电子的有源整流方法。该方法的直流电压控制单元完成直流电压的控制，并产生电流控制单元的d轴有功电流，q轴电流给定控制整流器无功分量；软锁相单元锁定电网电压相位，并实现电网电压和变流侧采样电流的同步旋转变换；电流给定与采样实际值送入电流控制单元，其输出量与采用经过一阶高通滤波器回馈的变流侧电流累加，产生电压空间矢量单元的给定量；最后电压空间矢量单元产生6路PWM信号，完成对整流器的控制。本发明在不需要增加电容支路的电流或电压检测的前提下，解决了LCL滤波的电压型可控整流器的稳定性问题，实现了整流器对直流电压和网侧电流的控制。

Description

回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流主动阻尼控制方法

技术领域

本发明涉及一种电力电子的有源整流方法，特别是一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法。

背景技术

三相并网变流器具有输出电流谐波含量低，功率因数可调及能量双向流动的优点，其体积小及重量轻，有源电力滤波、高压直流输电、电力传动以及太阳能、风能等可再生能源的并网发电等领域广泛应用。

但是变流器所产生开关频率或开关频率整数倍的谐波频率较低，该谐波进入电网后，会对谐波干扰敏感的电网负载产生一定影响，严重时甚至发生设备损毁。为获得低谐波失真(THD)的入网电流，并网逆变器的输出滤波器一般包括L和LCL两种类型。单电感L滤波器结构简单，但是其高频谐波衰减特性不够理想，需要较大的电感量或较高的开关频率才能对其有效衰减。也有采用LC滤波的方式的，但LC滤波器通常工作在独立模式的逆变器中。当逆变器工作于并网模式时，滤波电容电压被电网嵌位，不起滤波作用。因此，在并网模式下，LC滤波器的滤波效果等同于单电感L滤波器。

但由于LCL滤波自身的不稳定，必须采取一定的谐振抑制措施。目前工业上应用较多的是被动阻尼法，如在电容支路串并电阻。此方法可以直接应用较成熟的纯电感滤波的变流器控制方法，控制简单，但是加入的电阻会增加额外损耗，特别在大功率场合还需增加冷却设备。现在的研究集中在通过修正控制算法替代电阻的主动阻尼法。其常见的有超前网络法、虚拟电阻法、基于遗传算法的主动阻尼法。超前网络法通过反馈电容电压经过超前网络环节抑制***共振，虚拟电阻法通过反馈电容电压或电流经过积分、微分或比例环节抑制***共振，两种方法都需要在电容支路增加传感器，基于遗传算法的主动阻尼法不需要增加传感器但是算法复杂，在线控制实现困难。也有文献研究电容支路无传感器的主动阻尼控制策略，通过已知的变流器侧电压、电流，重构电容支路电压或电流，然后反馈其电压或电流。此方法引入了微分环节，容易放大高频噪声，导致重构结果不准确。

发明内容

本发明的目的是要提供一种：能在无电容支路电压或电流传感器条件下，通过回馈变流侧电流，实现基于LCL滤波的可控整流器稳定控制的主动阻尼控制方法。

本发明的目的是这样实现的：该主动阻尼控制方法共有六个步骤，包括：1、电网电压矢量角的获取；2、电流检测及坐标变换；3、直流电压的控制；4、交流电流的控制；5、主动阻尼的控制；6、电压空间矢量发生；具体步骤如下：

步骤一、采样两相电网电压，变换到两相静止坐标系，并进一步得到同步旋转坐标系下电网电压两个直流分量，通过一个软件锁相环(7)，得到电网电压矢量角(θ)；

步骤二、采样两相整流侧电流，按照步骤一中获得的电网电压矢量角(θ)，得到同步旋转坐标系下整流侧电流的两个直流分量；

步骤三、采样直流电压分量与给定直流电压比较，通过PI调节器得到有功电流给定；

步骤四、将步骤二中得到的同步旋转坐标系下整流侧电流分量，与有功和无功电流给定比较，通过PI调节器和电流前馈解耦分量，获得电流控制单元(11)输出量；

步骤五、将步骤二中得到的同步旋转坐标系下整流侧电流分量，分别通过一阶高通滤波器，经放大系数K得到主动阻尼单元(12)输出量；

步骤六、将电流控制单元(11)输出量与主动阻尼单元(12)输出量分别相加，经过同步旋转反变换，送入电压空间矢量单元(13)，发出6路PWM信号，实现对整流器控制。

所述的电网电压矢量角的获取过程为：

步骤1.1采样两相电网电压，变换到两相静止坐标系下得到u_α、u_β；

步骤1.2将u_α、u_β，和电网电压矢量角(θ)，送入两相旋转坐标，得到同步旋转坐标系下电压分量u_d、u_q；

步骤1.3将给定量

与电压分量u_q相减，通过PI调节器，再加入角速度314rad/s，通过一个积分器，得到电网电压矢量角(θ)；

所述的电流检测及坐标变换：

步骤2.1采样两相整流侧电流(i_α、i_β)；

步骤2.2按照步骤一中获得的电网电压矢量角(θ)，得到同步旋转坐标系下整流侧电流的两个直流分量(i_d、i_q)；

所述的直流电压的控制过程：

步骤3.1采样直流母线电压(U_dc)；

步骤3.2将采样直流母线电压(U_dc)与给定量

相减，通过PI调节器，得到有功电流给定

所述的变流侧电流的控制过程：

步骤4.1将同步旋转坐标系下dq轴电流给定分别与步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量(i_d、i_q)相减，送入PI调节器；

步骤4.2步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量(i_d、i_q)乘以前馈系数(LCL滤波器总电感量-L+L_g)，与PI调节器输出相加，得到电流控制单元输出；

所述的主动阻尼的控制过程：

步骤5.1选取合适的主动阻尼单元(12)高通滤波器时间常数τ与放大系数K；

步骤5.2将步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量(i_d，i_q)，通过一阶高通滤波器，乘以放大系数K，得到主动阻尼单元(12)输出量；

所述的电压空间矢量发生过程：

步骤6.1电流控制单元(11)输出量与主动阻尼单元(12)输出量分别相加，得到整流器侧电压参考量

并通过同步旋转反变换得到两相静止坐标系下的电压参考值

步骤6.2空间矢量发生单元(13)接收基于两相静止坐标系下的电压参考值

产生6路PWM信号，送入整流器。

有益效果，由于采用了上述方案，该方法有：软锁相单元，直流电压控制单元，电流控制单元，主动阻尼控制单元和电压空间矢量单元；直流电压控制单元完成直流电压的控制，并产生电流控制单元的d轴有功电流，q轴电流给定控制整流器无功分量；软锁相单元锁定电网电压相位，并实现电网电压和变流侧采样电流的同步旋转变换；电流给定与采样实际值送入电流控制单元，其输出量与采用经过一阶高通滤波器回馈的变流侧电流累加，产生电压空间矢量单元的给定量；最后电压空间矢量单元产生6路PWM信号，完成对整流器的控制。本发明在不需要增加电容支路的电流或电压检测的前提下，解决了LCL滤波的电压型可控整流器的稳定性问题。实现了整流器对直流电压和网侧电流的控制，近似单位功率因素，及能量的双向流动。

优点：

1、电网电流谐波含量少，所用电感量小，成本低；

2、功率因素可控，可实现近似单位功率因素；

3、可向电网回馈能量，实现能量双向流动。

4、省去阻尼电阻，减少***损耗；

5、省去电容支路传感器，降低成本，有利于滤波器集成。

附图说明

图1是基于新型主动阻尼的LCL滤波PWM整流器控制框图。

图2是LCL滤波的PWM整流器新型主动阻尼控制。

图3是新型主动阻尼控制的广义根轨迹图。

图4是G(S)与G₁(S)的伯德图。

图5是无延时无阻尼时变流侧电流反馈电流环离散根轨迹图。

图6是有延时无阻尼时变流侧电流反馈电流环离散根轨迹图。

图7是有延时并加入新型主动阻尼时电流环离散根轨迹图。

图8是稳态时实验波形图。

图9是负载从空载到重载，从重载到空载突变时的实验波形图。

图10为母线电压从150V阶跃到200V实验波形图。

图中，1、电网电源；2、LCL滤波器；3、三桥臂整流电路；4、直流侧滤波电容C；5、直流负载；6、电网电压检测；7、软锁相环单元；8、整流侧电流的检测；9、直流母线电压的检测；10、直流电压控制单元；11、电流控制单元；12、主动阻尼控制单元；13、电压空间矢量发生单元。

具体实施方式：

实施例1：所述的方法共有六个步骤，包括：1、电网电压矢量角的获取；2、电流检测及坐标变换；3、直流电压的控制；4、交流电流的控制；5、主动阻尼的控制；6、电压空间矢量发生；具体步骤如下：

步骤一、采样两相电网电压，变换到两相静止坐标系，并进一步得到同步旋转坐标系下电网电压两个直流分量，通过一个软件锁相环(7)，得到电网电压矢量角(θ)；

步骤二、采样两相整流侧电流，按照步骤一中获得的电网电压矢量角(θ)，得到同步旋转坐标系下整流侧电流的两个直流分量；

步骤三、采样直流电压分量与给定直流电压比较，通过PI调节器得到有功电流给定；

步骤四、将步骤二中得到的同步旋转坐标系下整流侧电流分量，与有功和无功电流给定比较，通过PI调节器和电流前馈解耦分量，获得电流控制单元(11)输出量；

步骤五、将步骤二中得到的同步旋转坐标系下整流侧电流分量，分别通过一阶高通滤波器，经放大系数K得到主动阻尼单元(12)输出量；

步骤六、将电流控制单元(11)输出量与主动阻尼单元(12)输出量分别相加，经过同步旋转反变换，送入电压空间矢量单元(13)，发出6路PWM信号，实现对整流器控制。

所述的电网电压矢量角的获取过程为：

步骤1.1采样两相电网电压，变换到两相静止坐标系下得到u_α、u_β；

步骤1.2将u_α、u_β，和电网电压矢量角(θ)，送入两相旋转坐标，得到同步旋转坐标系下电压分量u_d、u_q；

步骤1.3将给定量

与电压分量u_q相减，通过PI调节器，再加入角速度314rad/s，通过一个积分器，得到电网电压矢量角(θ)；

所述的电流检测及坐标变换：

步骤2.1采样两相整流侧电流(i_α、i_β)；

步骤2.2按照步骤一中获得的电网电压矢量角(θ)，得到同步旋转坐标系下整流侧电流的两个直流分量(i_d、i_q)；

所述的直流电压的控制过程：

步骤3.1采样直流母线电压(U_dc)；

步骤3.2将采样直流母线电压(U_dc)与给定量

相减，通过PI调节器，得到有功电流给定

所述的变流侧电流的控制过程：

步骤4.1将同步旋转坐标系下dq轴电流给定

分别与步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量(i_d、i_q)相减，送入PI调节器；

步骤4.2步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量(i_d、i_q)乘以前馈系数(LCL滤波器总电感量-L+L_g)，与PI调节器输出相加，得到电流控制单元输出；

所述的主动阻尼的控制过程：

步骤5.1选取合适的主动阻尼单元(12)高通滤波器时间常数τ与放大系数K；

步骤5.2将步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量(i_d，i_q)，通过一阶高通滤波器，乘以放大系数K，得到主动阻尼单元(12)输出量；

所述的电压空间矢量发生过程：

步骤6.1电流控制单元(11)输出量与主动阻尼单元(12)输出量分别相加，得到整流器侧电压参考量并通过同步旋转反变换得到两相静止坐标系下的电压参考值

步骤6.2空间矢量发生单元(13)接收基于两相静止坐标系下的电压参考值

产生6路PWM信号，送入整流器。

带有LCL滤波器的可控整流的结构包括电网电源1、LCL滤波器2、三桥臂整流电路3、直流侧滤波电容C4、直流负载5、电网电压检测6、软锁相环单元7、整流侧电流的检测8、直流母线电压的检测9、直流电压控制单元10、电流控制单元11、主动阻尼控制单元12和电压空间矢量发生单元13。电网电源分别于LCL滤波器的三相输入端相连，LCL滤波器的输出端分别与三桥臂整流电路中每一桥臂中点相连，直流侧滤波电容C与负载并联，并分别连接于三桥臂整流电路的两个输出端。

在图1中，LCL滤波的可控整流器拓扑结构。根据拓扑结构的对称性，忽略电感内阻，给出单相支路的电压电流方程组

$e\left(t\right)=L_g\frac{{\mathrm{di}}_1\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+u_c\left(t\right)---\left(1\right)$

$u_c\left(t\right)=L\frac{{\mathrm{di}}_2\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+u\left(t\right)---\left(2\right)$

i₁(t)＝i₂(t)+i_c(t)                                (3)

$C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{dcd}}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}=i_{\mathrm{dc}}\left(t\right)-\frac{u_{\mathrm{dc}}\left(t\right)}{R}---\left(4\right)$

式中e(t)，i₁(t)分别为电网电压和电流；

u_c(t)，i_c(t)分别为电容电压和电流；

u(t)，i₂(t)分别为变流侧电流电压电流；

L_g，L，C_f分别为LCL滤波器的电网侧电感、变流侧电感和电容；

u_dc(t)，i_dc(t)分别为直流母线电压和电流；

C，R_dc分别为母线滤波电容和负载；

LCL滤波器中电容支路阻抗为

$Z_c=\frac{1}{\mathrm{j\ωC}}---\left(5\right)$

由于电容量较低，一般为微法级，在工频50Hz时，滤波电容阻抗相对于电感阻抗很大，导致流过电容支路的工频电流可以忽略不计。这时单相支路的电压电流方程组可以等效为

$e\left(t\right)=(L_g+L)\frac{{\mathrm{di}}_1\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+u\left(t\right)---\left(6\right)$

转化到两相同步旋转坐标系下，那么LCL滤波的可控整流器等效数学模型为

$e_d=(L_g+L)\frac{{\mathrm{di}}_d}{\mathrm{dt}}-\mathrm{\ω}(L_g+L)i_q+u_d---\left(7\right)$

$e_q=(L_g+L)\frac{{\mathrm{di}}_q}{\mathrm{dt}}+\mathrm{\ω}(L_g+L)i_d+u_q---\left(8\right)$

dq轴电流的耦合项可通过前馈补偿的方式解耦，同样也可通过前馈电网电压消除电网电压扰动，d轴电流控制整流器有功分量，q轴电流控制整流器无功分量。LCL滤波器有一个固有的谐振频率点，如式(9)所示，变流侧电压与电网侧电流的传递函数。

$G\left(s\right)=\frac{I_1\left(s\right)}{U\left(s\right)}=\frac{1}{s^3{\mathrm{LL}}_g{C}_f+s(L+L_g)}---\left(9\right)$

式(9)的传递函数存在虚轴上的共轭极点，如果不消除，***将发生振荡。为了实现***稳定，本文引入变流侧电流的一阶高通滤波环节作为主动阻尼控制单元(12)。如图2所示，虚线部分为引入的回馈控制部分，K为增益系数，τ为时间常数；实线部分为LCL滤波器实际结构模型。改进后的传递函数如式(10)所示，式(11)为其广义开环传递函数。

G₁(s)＝(τs+1)/[LL_gC_fτs⁴+(L+Kτ)L_gC_fs³

                                                    (10)

+(L+L_g)τs²+(L+L_g+Kτ)s]

G₂(s)＝K(L_gC_fτs²+τ)/[LL_gC_fτs³+LL_gC_fs²

                                                    (11)

+τ(L+L_g)s+(L+L_g)]

在图3中，给出式(11)不同时间常数τ下以k为增益开环根轨迹，叉点为极点，圈点为零点。可以看出所有极点都位于左半平面，***稳定。随着τ的减少，位于实轴的极点逐渐远离虚轴，可以忽略其作用，但两个共轭极点逐渐靠近虚轴，不利于***稳定。一阶高通滤波环节截至频率可以取在谐振频率点之前。图4给出变流侧电压与电网侧电流传递函数在加入主动阻尼控制前后的伯德图，两条对数幅频特性曲线在高频处基本重合，并以-60dB/dec的速度迅速衰减，而在谐振频率处，引入主动阻尼控制后谐振尖峰被有效抑制。而在低频处，两条对数幅频特性曲线斜率都为-20dB/dec，但引入主动阻尼控制后的幅值增益略小于未引入主动阻尼控制的幅值增益，主要是主动阻尼控制在低频处相当于加入等效电感量Kτ，过大的等效电感的引入会导致电流环响应变慢，所以Kτ不易过大。

在图5中，以变流侧电流反馈控制的电流环，在***无延时时，即使无阻尼控制时***也是稳定的。由于PI调节器与PR电流调节器分别在两相旋转坐标系和两相静止坐标系下的作用是等效的，为消除交叉耦合项的影响，本文在两相静止坐标系下分析电流环节，图5-7中右半平面的两对近似偶极子为PR电流调节器的零极点，其采样及开关频率为5KHz。但***在采样及PWM发波等环节都不可避免的存在一定的延时，如果加入采样滤波环节，延时将更大。如图6所示，如果存在一个开关周期的延时，其左半平面根轨迹位于单位圆外，***不稳定。而图7中加入了新型主动阻尼环节后，左半平面***极点向单位圆内移动，***因此具有了一定的稳定裕度。

在图1中，为控制方法在实验样机上通过验证。实验参数如下：***额定功率1KW，线电压有效值40V，开关频率5KHz，LCL滤波器为整流器侧电感L＝1.41mH，电容C_f＝4.75μF(△型)，电网侧电感L_g＝0.62mH。一阶高通滤波器参数为：K＝5，τ＝10^-4。实验中数字控制器为DSP TMS320F2812，电流及电压检测采用霍尔传感器，并采用16位快速转换芯片AD7656。图8为稳态时实验波形，直流母线电压为200V，比较变流侧及网侧电流，可以看出网侧电流中的高次谐波得到有效的滤除。图9为负载从空载到重载，从重载到空载突变时的实验波形，此时直流母线电压为150V，母线电压在突变时刻有一定波动，但很快稳定。在图10中，母线电压从150V阶跃到200V实验波形，此时电流及母线电压响应迅速。实验结果表明，基于变流侧电流一阶高通滤波反馈的主动阻尼控制方法可靠有效，具有一定实用价值。

Claims (7)

1.一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法，其特征在于：该主动阻尼控制方法共有六个步骤，包括：1、电网电压矢量角的获取；2、电流检测及坐标变换；3、直流电压的控制；4、交流电流的控制；5、主动阻尼的控制；6、电压空间矢量发生；具体步骤如下：

步骤一、采样两相电网电压，变换到两相静止坐标系，并进一步得到同步旋转坐标系下电网电压两个直流分量，通过一个软件锁相环(7)，得到电网电压矢量角θ；

步骤二、采样两相整流侧电流，按照步骤一中获得的电网电压矢量角θ，得到同步旋转坐标系下整流侧电流的两个直流分量；

步骤三、采样直流电压分量与给定直流电压比较，通过PI调节器得到有功电流给定；

步骤四、将步骤二中得到的同步旋转坐标系下整流侧电流分量，与有功和无功电流给定比较，通过PI调节器和电流前馈解耦分量，获得电流控制单元(11)输出量；

步骤五、将步骤二中得到的同步旋转坐标系下整流侧电流分量，分别通过一阶高通滤波器，经放大系数K得到主动阻尼单元(12)输出量；

步骤六、将电流控制单元(11)输出量与主动阻尼单元(12)输出量分别相加，经过同步旋转反变换，送入电压空间矢量单元(13)，发出6路PWM信号，实现对整流器控制。

2.根据权利要求1所述的一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法，其特征在于：所述的电网电压矢量角的获取过程为：

步骤1.1采样两相电网电压，变换到两相静止坐标系下得到u_α、u_β；

步骤1.2将u_α、u_β，和电网电压矢量角θ，送入两相旋转坐标，得到同步旋转坐标系下电压分量u_d、u_q；

步骤1.3将给定量

与电压分量u_q相减，通过PI调节器，再加入角速度314rad/s，通过一个积分器，得到电网电压矢量角θ。

3.根据权利要求1所述的一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法，其特征在于：所述的电流检测及坐标变换：

步骤2.1采样两相整流侧电流i_α、i_β；

步骤2.2按照步骤一中获得的电网电压矢量角θ，得到同步旋转坐标系下整流侧电流的两个直流分量i_d、i_q。

4.根据权利要求1所述的一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法，其特征在于：所述的直流电压的控制过程：

步骤3.1采样直流母线电压U_dc；

步骤3.2将采样直流母线电压U_dc与给定量

相减，通过PI调节器，得到有功电流给定

5.根据权利要求1所述的一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法，其特征在于：所述的交流电流的控制过程：

步骤4.1将同步旋转坐标系下dq轴电流给定

分别与步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量i_d、i_q相减，送入PI调节器；

步骤4.2步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量i_d、i_q乘以LCL滤波器总电感量L+L_g，与PI调节器输出相加，得到电流控制单元输出。

6.根据权利要求1所述的一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法，其特征在于：所述的主动阻尼的控制过程：

步骤5.1选取主动阻尼单元(12)高通滤波器时间常数τ与放大系数K，使主动阻尼单元(12)在保证可控整流器稳定的同时，不影响电流环性能；

步骤5.2将步骤二中得到的整流侧电流的两个直流分量i_d，i_q，通过一阶高通滤波器，乘以放大系数K，得到主动阻尼单元(12)输出量。

7.根据权利要求1所述的一种回馈变流侧电流的LCL滤波可控整流器主动阻尼控制方法，其特征在于：所述的电压空间矢量发生过程：

步骤6.1电流控制单元(11)输出量与主动阻尼单元(12)输出量分别相加，得到整流器侧电压参考量

并通过同步旋转反变换得到两相静止坐标系下的电压参考值

步骤6.2空间矢量发生单元(13)接收基于两相静止坐标系下的电压参考值

产生6路PWM信号，送入整流器。

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