Vorrichtung zur Überwachung des Fadens einer Textilmaschine
Es ist bekannt, dass der Faden einer Textilmaschine, z. B. einer Spulmaschine, daraufhin überwacht werden muss, ob sich in dem Faden Dickstellen befinden, ob beim Knotvorgang Doppel- oder Mehrfachfäden aufgetreten sind oder dergleichen. Zu diesem Zweck ist bereits eine Messvorrichtung vorgeschlagen worden, welche einem Grundwert überlagerte elektrische Impulse erzeugt, die zur Auslösung einer die Weiterverarbeitung des Fadens verhindernden Vorrichtung dienen. Dieser Grundwert, dem die elektrischen Impulse überlagert sind, kann beispielsweise eine elektrische Spannung, Stromstärke, Frequenz oder dergleichen sein. Der Grundwert selbst kann jede Grösse aufweisen. Er kann also z. B.,gleich Null sein, so dass praktisch von der Messvorrichtung lediglich Impulse erzeugt werden.
Er kann aber auch ein von Null abweichender Wert sein, so dass beispielsweise beim normalen Fadenlauf ein konstanter Wert von der Messvorrichtung erzeugt wird und diesem konstanten, sog. Grundwert beim Auftreten von Dickstellen, Mehrfachfäden oder dergleichen die zur Auslösung der die Weiterverarbeitung des Fadens verhindernden Vorrichtung dienenden grösseren oder kleineren Messimpulse überlagert werden.
Bei den bisher bekannten Vorrichtungen erfolgt die Überwachung des Fadens in der Weise, dass Unter schied des Fladellqluersciitts, des adendurclunessers oder des Fadenvolumens, welche durch eine Dickstelle oder durch Mehrfachfäden hervorgerufen werden, mit Hilfe einer Messvorrichtung erfasst werden, der der Fa, denänderung entsprechende Messwert über ein Differrentialglied verstärkt und beispielsweise der Fadentrennvorrichtung zugeführt wird. Bei diesen bekannten als Fadenreiniger ausgebildeten Messvorrichtungen macht sich mit der Erhöhung der Anforderungen in steigendem Masse eine mangelnde Selektivität bemerkbar.
Diese mangelnde Selektivität besteht darin, dass die Trennungslinie, oberhalb derer man alle Dickstellen ausscheidet, sehr breit gestreut ist. Es kommt also vor, dass Dickstellen oberhalb der vorgesehenen Trennungslinien nicht ausgeschieden werden, andererseits aber Dickstellen unterhalb der Trennungslinie noch herausgeschnitten werden. Der Grund hierfür liegt darin, dass durch die Differenzierung bei den bekannten Vorrichtungen die Messung zeitabhängig wird, da der der Fadentrennvorrichtung zugeführte Impuls abhängig ist von der Fadenänderung pro Zeiteinheit, also von der Form der Dickstelle.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass eine einwandfreie Überwachung des Fadens mit Hilfe der Differenzierung nicht möglich ist, sondern dass lediglich eine Differenzmessung eindeutige Ergebnisse liefern kann. Anhand der Fig. 1 sei dies näher erläutert. Dabei sind mit a, b, c, d, e verschiedene Formen einer Dickstelle in einem Faden schematisch dargestellt. Unterhalb der schematischen Dickstellendarstellung sind die diesen Dickstellen zugehörigen Querschnitte aufgetragen. Dabei sind die Dickstellen und die Querschnitte so gewählt worden, dass sämtliche Dickstellen die gleiche Querschnittsgrösse aufweisen. In der dritten Zeile sind die bei einer Differenzierung gewonnenen Spannungskurven dargestellt.
Da die Spannungskurven des Differenziervorganges abhängig sind von der Steilheit der Flanken, ist deutlich zu erkennen, dass man zwar in den Fällen a, b und c sehr starke Ausgangsspannungen erhält, in den Fällen der Dickstellen d und le jedoch erlhleblich kleinere Ausgangsspannungen. Da nun aber bekanntlich nicht sämtliche Dickstellen ausgeschieden werden sollen, sondern nur Dickstellen, die einen vorgegebenen Durchmesser bzw. Querschnitt überschreiten, kann nicht jede Abweichung von der Nullinie der dritten Zeile zur Auslösung des Fadentrenners herangezogen werden, sondern nur Abweichungen der Ausgangsspannung in solcher Grösse, die im allgemeinen einen maximal zulässigen Dickstellenquerschnitt nicht überschreiten.
Legt man nun die Grenze der Ansprechempfindlichkeit beispielsweise in die Höhe der strichpunktierten Linien f und g, so erkennt man, dass die Dickstellen a, b und c von dem Reiniger ausgeschieden werden, die Dickstellen d und e jedoch nicht, obwohl die Dickstellen d und e aufgrund ihres Querschnittes ebensogut ausgeschieden werden müssten. Wird dagegen gemäss dem Grundge danken vorliegender Erfindung statt der bekannten Dif ferenzierung eine echte Differenzmessung durchgeführt, so können sämtliche Abweichungen im Fadenquerschnitt, die beispielsweise oberhalb der Linie h liegen, einwandfrei erfasst werden. Es ist deutlich zu erkennen, dass mit Hilfe der Differenzmessung sämtliche Dickstellen a bis e ausgeschieden werden können, unabhängig von ihrer Form.
Die Erfindung bezieht sich auf eine derartige, oben beschriebene Vorrichtung zur Überwachung des Fadens einer Textilmaschine mit einer Messvorrichtung, die beim Auftreten von Dickstellen, Mehrfachfäden oder dergleichen einem Grundwert überlagerte elektrische Impulse erzeugt, welche zur Auslösung einer in Weiterverarbeitung des Fadens verhindernden Vorrichtung dienen, wobei die elektrischen Impulse einem Gleichspannungsverstärker zugeführt sind, dessen Ausgangsspannung bei Änderung der Eingangsgrundspannung auf konstante Grösse geregelt wird.
Diese die Weiterverarbeitung des Fadens verhindernde Vorrichtung kann beispielsweise so ausgebildet sein, dass der Spulvorgang einer Spulmaschine blokkiert, der Knoter an der Durchführung der Knotarbeit gehindert, der Faden getnemt, z. B. zerschnitten oder zerrissen, oder festgehalten wird. Die erfindungsgemässe Vorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, dass jede auf einer Änderung der Eingangsgrundspannung beruhende Schwankung der Ausgangsspannung über ein spannungsdifferenzbildendes Bauelement einem elektrischen Speicherglied zugeführt ist, dessen Spannung der Eingangsgrundspannung entgegengeschaltet ist.
Anstelle der bekannten Wechselstromverstärker mit ihren differenzierenden R-C-Gliedern wird ein Gleichstromverstärker benutzt, welcher eine echte Differenzbildung des Fadenquerschnittes, des Fadendurchmessers oder des Fadenvolumens bildet. Dabei ist diese Differenzbildung sowohl form- als auch zeitunabhängig, d. h. also, dass mit der Vorrichtung nach vorliegender Erfindung Messungen an Fäden unterschiedlicher Geschwindigkeit durchgeführt werden können. Bei den differenzierenden Messvorrichtungen besteht u. a. infolge der zeitabhängigen Messung der Querschnittsänderung die Schwierigkeit, eindeutig Messergebnisse auch dann zu erreichen, wenn die Fadengeschwindigkeit nur sehr gering ist. So ist es beispielsweise kaum möglich, eindeutige Messergebnisse während des Anlaufvorganges einer Spulstelle zu erreichen.
Mit der Vorrichtung nach vorliegender Erfindung können nicht nur während des allmählichen Anlaufes der Spulstelle einwan, dfreie Mess ergebnisse erzielt werden, sondern auch bereits Messungen am ruhenden Faden durchgeführt werden.
Ein Gleichstromverstärker, wie er gemäss der Erfindung zur Differenzbildung verwendet werden soll, hat jedoch im allgemeinen den Nachteil, dass nicht nur die dem Eingangsgrundwert überlagerten elektrischen Impulse gleichmässig verstärkt werden, sondern auch Schwankungen des Eingangsgrundwertes. Derartige Schwankungen des Eingangsgrundwertes können bei spielsweise bei elektrischen Sp'ann'ungsschwancungen oder bei Temperaturäderun4gen auftreten.
Besteht t die die elektrischen Lrnpulse erzeugeude Messvorrichtung aus einer lichtempfindlichen Zelle, so können auch unterschiedliche BeleuchtuXngs'stärken, die beispielsweise aus unterschiedlichen Helligkeiten der die lichtempfindlichen Zellen beaufschlagenden Lichtquellen, herrühren, den Einagangsgrundwent des Verstärkers verändern.
Werden die elektrischen Impulse von einer kaplazitiven Messvor richtung, beispielsweise einem Kondensator, erzeugt, so können bereits geriagfügige Änderungen des Feuchtig- keitsgehaltes des Fadens oder der den Faden umgeben den Luft Änderungen des Eingangsgrundwertes des Verstärkers hervorrufen.
Um alle diese Einflüsse auszuschalten, sollen die elektrischen Impulse gemäss der Erfindung einem
Gleichstromverstärker zugeführt sein, dessen Ausgangs wert bei Anderungen des Eingangsgrundwertes konstant ist. Um diese Konstanz des Ausgangswertes des Verstärkers bei Änderung des Eingangsgrundwertes zu errei chen, wird gemäss der Erfindung jede auf Änderung der
Eingangsgrundspannung beruhende Schwankung der Ausgangsspannung über ein spannungsdifferenzbildendes Bauelement einem elektrischen Speicherglied zugeführt, dessen Spannung der Eingangsgrundspannung entgegengeschaltet ist.
Anhand des in Fig. 2 dargestellten Regelverstärkers sei die Erfindung beispielsweise erläutert. Dabei sei angenommen, dass es sich um einen Verstärker handelt, welcher zur Steuerung eines eine nicht dargestellte Fadentrennvorrichtung auslösenden Relais 100 in Abhängigkeit von einer an den Eingangsklemmen K, L angeschlossenen Fotozelle 101 handelt. Der Verstärker besteht im dargestellten Ausführungsbeispiel aus den Verstärkerstufen mit den Transistoren 102, 103, 104,
105 sowie der Regelstufe mit dem Transistor 106.
Der Transistor 102 ist in Emitterschaltung betrieben und weist somit einen hohen Eingangswiderstand auf.
Die nachfolgenden Transistoren 103 bis 105 sind galvanisch gekoppelt. Sämtliche Transistoren 102 bis 106 liegen zwischen den Polen A und B einer nicht eingezeichneten Gleichspannungsquelle, deren Pluspol B geerdet ist. In dem von dem Transistor 105 gesteuerten Stromkreis liegt weiterhin das Relais 100 sowie eine Diode 109, welche eine Schwellwertdiode darstellt und in bekannter Weise dem Transistorverstärker 105 ein besonderes Schaltverhalten gibt. Gleiche Schwellwertdioden 107 und 108 sind in den Stromkreisen der Transistoren 103 und 104 angeordnet, wobei die Schwellwertdiode 108 für den Transistor 104 zugleich noch zusätzlich für den Transistor 105 ausgenutzt wird. Ausserdem sind die Ströme der Transistoren 103 bis 105 über einen veränderbaren Widerstand 110 geführt, welcher sehr niederohmig ist.
Mit ihm kann infolge der entstehenden Gegenkopplung die Verstärkung bzw. die Empfindlichkeit des Verstärkers geregelt werden. In den Kollektorzweigen der Transistoren 102 bis 104 erkennt man weiterhin die Widerstände 111 bis 113. Schliesslich ist ähnlich dem in den Emitterzweigen der Transistoren 103 bis 105 angeordneten Widerstand 110 auch in dem Emitterzweig des Transistors 102 ein Widerstand 114 und im Emitterzweig des Transistors 106 ein veränder barer Widerstand 115 angeordnet.
Wird die Fotozelle 101 durch eine Dickstelle, einen Doppelfaden oder dergleichen abgeschattet, so öffnet auf später noch ausführlicher zu beschreibende Weise der Transistor 102, so dass ein Stromfluss von der An schl, usskLemJne A über den Widlerstand 111, Iden Transistor 102, den Widerstand 114 zur Anschlussklemme B zustande kommt. Durch diesen Stromfluss steigt an dem Punkt E das negative Potential auf ein durch die Grösse der Widerstände 111 und 114 bestimmtes Potential an, so dass der Transistor 103 auf Durchlass geschaltet wird. Damit entsteht ein Stromfluss von der Klemme A über den Widerstand 112, Transistor 103, Schwellwert diode 107 und Widerstand 110 zur Klemme B.
Der An schlusspunkt F zwischen den Transistoren 103 und 104, welcher bei gesperrtem Transistor 103 annähernd das negative Potential der Anschlussklemme A aufwies, wird bei durchlässigem Transistor 103 nunmehr ein Potential annehmen, welches nahezu demjenigen der
Anschlussklemme B entspricht. Dadurch wird der Tran sistor 104 gesperrt. Der bei durchlässigem Transistor
104 fliessende Strom von der Anschlussklemme A über den Widerstand 113, Punkt G, Transistor 104, Schwell wertdiode 108 und Widerstand 110 zur Anschluss klemme B wird also unterbrochen. Damit steigt das negative Potential am Punkt G erheblich an, so dass der
Transistor 105 durchlässig wird und der Strom über das
Relais 110 fliessen kann. Insoweit handelt es sich um eine an sich bekannte Verstärkerschaltung.
Wesentlich ist nun, dass die im Normalfall an dem
Punkt D beim Transistor 105 auftretende Spannung, welche dem Ausgangswert des Verstärkers entspricht, auch dann konstant ist, wenn sich der an den Klemmen K, L anliegende, den Arbeits- bzw. Nullpunkt des Ver stärkers bestimmende Eingangsgrundwert verändert.
Wohl bemerkt, soll die Spannung am Punkt D nur bei Änderungen des Eingangsgrundwertes konstant sein, nicht jedoch, wenn die durch Dickstellen, Doppelfäden oder dergleichen hervorgerufen, dem Eingangsgrund- wert überlagerten Impulse den Eingangsklemmen K, L zugeführt werden.
Wie bereits erwähnt, können derartige Änderungen des Eingangsgrundwertes auf Temperatur- oder sonsti gen Einflüssen auf den Verstärker ebenso beruhen wie auf allmählichen EIeLligkeitsänderungen der das Fotoelement 101 be, au±slchlagenlden Uchtquelle bzw. Ver, dune kelung des Fotoelementes 101 durch allmählichen
Staubniederschlag. Alle diese Änderungen des Ein gangsgrundwertes unterscheiden sich von den durch
Dickstellen, Knoten oder dergleichen hervorgerufenen, dem Eingangslgnurldwet überlager, ten Impulsen dadurch, dass die Änderungen des Eingangsgrundwertes verhältnismässig langsam vor sich gehen.
Die Konstanz des Ausgangswertes des Verstärkers am Punkt D wird bei diesen langsamen Änderungen des Eingangsgrundwertes zwischen den Klemmen K und L erreicht durch eine Regelstrecke, die am Punkt D zwischen dem Relais 100 und dem Transistor 105 beginnt. Diese Regelstrecke hat die Aufgabe, eine dem Ausgangswert, also der Spannung des Punktes D proportionale Spannung der dem Eingangsgrundwert, also der an der Eingangsklemme L anliegenden Spannung, entgegenzuschalten. Dabei ist es besonders vorteilhaft, wenn nicht eine der gesamten
Spannung des Punktes D proportionale Spannung dem Eingangsgrundwert entgegen gesch altet wird, sondern lediglich ein oberhalb einer einstellbaren Grösse liegen der Anteil der Spannung des Punktes D. Zur Bestimmung dieser einstellbaren Grösse ist in der Regelstrecke eine Zenerdiode 116 angeordnet.
Weiterhin ist es vorteilhaft, wenn die oberhalb der durch die Zenerdiode
116 bestimmten Grenzspannung liegende Spannung des Punktes D der Eingangsgrundspannung über ein elektrisches Speicherglied, beispielsweise einen Kondensator
118, zugeführt ist. Um hierbei eine hinreichend grosse Zeitkonstante zu erhalten, ohne dass der Kondensator
118 zu grosse Abmessungen aufweisen muss, kann die Regelspannung der Eingangsspannung über eine Ver stärkerstufe mit dem Transistor 106 und dem Widerstand 115 zugeführt werden.
Um die Wirkungsweise der Regelstrecke zu veranschaulichen, sei lediglich als eine von vielen Möglichkeiten angenommen, dass beispielsweise zwischen den Klemmen A und B eine Spannung von 20 Volt anliegen möge, wobei die Klemme B auf Null-Potential liegt und die Klemme A ein Potential von minus 20 Volt aufweist.
Bedingt durch Leckströme und dergleichen, fliesst dann durch das Relais 100 noch ein geringfügiger Strom, so dass an dem Punkt D eine Spannung von minus 18 Volt anliegen möge. Diese Spannung von minus 18 Volt wird durch die erwähnte, an sich bekannte Zenerdiode 116 um einen konstanten Wert von beispielsweise etwa 15 Volt herabgesetzt, so dass an dem Punkt H im Normalfall die restliche Spannung von etwa minus 3 Volt übrigbleiben möge. Diese verbleibende Spannung lädt über den Widerstand 117 den Kondensator 118 auf. Gleichzeitig fliesst ein Steuerstrom über den Transistor 106 und den Widerstand 115. Wie der Transistor 102 ist auch der Transistor 106 in Emitterschaltung betrieben, so dass er ebenfalls einen hohen Eingangswiderstand aufweist.
Ausserdem ist diese Stufe als Impedanzwand ler anzusehen, da der Arbeitswiderstand 115 an der Emitterleitung des Transistors 106 wieder niederohmig ist.
Je nach der Höhe der Spannung des Punktes H Iässt der Transistor 106 mehr oder weniger Strom von der Klemme A über den Kollektor und Emitter des Transistors 106 sowie den Widerstand 115 zur Klemme B durch. Dieser Strom ruft an dem Widerstand 115 einen Spannungsabfall hervor, von dem eine Teilspannung abgegriffen und der Spannung des Fotoelementes 101 im Punkt K entgegengeschaltet werden kann. Wie im folgenden erläutert wird, stellt sich die am Widerstand 115 abgegriffene negative Spannung immer automatisch so ein, dass am Punkt D die angenommene Spannung von minus 18 Volt erhalten bleibt.
Sinkt z. B. die Spannung des Fotoelementes 101 infolge Verstaubung langsam ab, so erhält die Basis des Transistors 102 eine grössere negative Vorspannung, und der Transistor Iässt einen höheren Strom über die Widerstände 111 und 114 fliessen. Damit wird auch der Durchlasstrom des Transistors 103 vergrössert, welcher seinerseits wiederum den Durchlasstrom des Transistors 104 verkleinert, so dass der Durchlasstrom des Transistors 105 vergrössert wird. Dies bewirkt aber ein allmähliches Absinken der Spannung am Punkt D. Eine langsame Abschattung des Widerstandes 101 bewirkt also eine allmähliche Absenkung der Spannung am Punkt D.
Da die Zenerdiode 116 stets eine konstante Spannungsverminderung zur Folge hat, wird beispielsweise bei einem Absinken der Spannung am Punkt D von minus 18 Volt auf minus 17 Volt auch die Spannung im Punkt H von minus 3 auf minus 2 Volt absinken. Diese verminderte Spannung des Punktes H ruft einen verminderten Steuerstrom über den Emitter des Transistors 106 hervor, so dass auch der Spannungsabfall am Widerstand 115 kleiner wird. Die mit dem kleineren Spannungsabfall am Widerstand 115 verbundene niedrigere Spannung im Punkt K steht nunmehr der niedrigeren Gegenspannung des leicht abgedunkelten Fotoelementes 101 entgegen, wobei die Regelstrecke so ausgelegt ist, dass die Spannung im Punkt K um den gleichen Betrag herabgesetzt worden ist, wie die Spannung des Fotoelementes 101 durch die leichte Abschattung vermindert worden ist.
Damit wird der Transistor 102 wieder in der gleichen Weise ausgesteuert wie vor der geringfügigen Abschattung des Widerstandes 101, so dass auch die übrigen Transistoren 103, 104 und 105 wieder die ursprünglichen Durchlassbedingungen erhalten und der Punkt D wieder auf den ursprünglichen Wert von minus 18 Volt eingeregelt wird.
Die vorbeschriebene, sehr wirksame Regelstrecke mit der Zenerdiode 116 wird durch den Kondensator
118 verzögert. Die Verzögerungszeit kann mit der Grösse dieses Kondensators bestimmt und auf den jeweiligen Anwendungsfall angepasst werden. Weiterhin erkennt man aus dem Ausführungsbeispiel der Fig. 2, dass die Betriebsspannung der ersten Verstärkerstufe mit dem Transistor 102 durch eine weitere Zenerdiode
119 stabilisiert wird. Unabhängig davon, wie stark der Transistor 102 auf Durchlass geschaltet ist, d. h. unabhängig davon, wie gross der Stromfluss durch den Widerstand 111 ist, wird an dem Punkt M stets eine vorbestimmte Maximalspannung, in diesem Fall beispielsweise minus 10 Volt, aufrechterhalten. Würde diese Spannung, beispielsweise bei stärkerer Sperrung des Transistors 102, höher ansteigen, so würde die überschiessende Spannung über die Zenerdiode 119 abgeleitet.
Schliesslich erkennt man bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 noch zwei Kondensatoren 120 und 121, welche Ho chfrequenzschwingungen im Verstärker verhindern. Ein Widerstand 122 dient zur Bestimmung des Arbeitspunktes der Schwellwertdioden 108 und 109.
Weiterhin kann die Regelleitung im Punkt R durch einen Schalter 130 aufgetrennt werden, so dass die Verbindung von dem Widerstand 117 zu dem Kondensator 118 und dem Transistor 106 ebenso wie die Verbindung von dem Kondensator 118 zu dem Transistor 119 gelöst wird. Wenn der Schalter 130 geöffnet ist, kann weder der Kondensator 118 geladen werden, noch kann er sich über den Transistor 106 entladen. Ausserdem kann der Transistor 106 keinen Regelimpuls von dem Punkt D erhalten. Die Funktion des Schalters 130 ist wichtig, um bei einer Fadenunterbrechung sofort den ursprünglichen Regelzustand des Gleichstromverstärkers zu erhalten.
Im Ausführungsbeispiel ist angenommen worden, dass die Messvorrichtung, welche beim Auftreten von Dickstellen, Mehrfachfäden oder dergleichen einem Grundwert überlagerte elektrische Impulse erzeugt, aus einer Fotozelle 101 besteht. Grundsätzlich ist es möglich, in der Vorrichtung nach der Erfindung auch eine andere Messvorrichtung, beispielsweise eine kapazitive Messvorrichtung, zu verwenden. Die Anordnung einer oder gegebenenfalls auch mehrerer lichtempfindlicher Zellen als Messvorrichtung hat gegenüber der Anordnung kapazitiver Messvorrichtungen jedoch erhebliche Vorteile. Wie bereits erwähnt, geht bei der kapazitiven Messung der Feuchtigkeitsgehalt des Fadens und der umgebenden Luft mit in die Messung ein. Die Dielektri zitätskonstante von Wasser ist 80 und die von Textilfäden etwa 2 bis 6.
Selbst bei geringen Feuchtigkeitsschwankungen wird also die kapazitive Messung stark vom Wasseranteil beeinflusst. Aus diesem Grunde sind optische Messungen vorteilhafter. Die nachteiligen Einflüsse der optischen Messungen, wie beispielsweise Verstaubung und Helligkeitsschwankungen durch unstabile Stromversorgung, können zwar den Eingangsgrundwert, also den Arbeits- bzw. Nullpunkt des Verstärkers, verschieben, jedoch werden diese Verschiebungen durch die vorerwähnte Regelstrecke kompensiert.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn als lichtempfindliche Zelle eine Siliziumdiode verwendet ist. Seit vielen Jahren ist es bekannt, dass der Kurzschlusstrom einer Siliziumdiode linear mit der Beleuchtung steigt und fällt.
Die Leerlaufspannung einer Siliziumdiode dagegen ver hält sich nicht linear, sondern logarithmisch. Dieses logarithmische Verhalten der Leerlaufspannung kann in vorteilhafter Weise für die Vorrichtung nach vorliegen der Erfindung ausgenutzt werden.
Fig. 3 zeigt den Verlauf der Leerladspiann, ung UL in Abhängigkeit von verschiedenen Beleuchtungsstärken
Lux. Man erkennt, dass beispielsweise eine Abschattung von 20 o/o unabhängig von der absoluten Beleuchtungs stärke stets eine gleiche Spannungsänderung UL zur
Folge hat, wobei lediglich die Spannungsgrundwerte in
Abhängigkeit von der Beleuchtungsstärke Lux verschie den sind. Da, wie bereits oben ausführlich dargelegt, diese unterschiedlichen Spannungsgrundwerte mit der
Regelautomatik ausgeglichen werden können, haben diese unterschiedlichen Grundwerte in bezug auf den
Regelvorgang keine Bedeutung. Wesentlich ist jedoch, dass zur Aussteuerung des in Fig. 2 dargestellten Ver stärkers die Leerlaufspannung der Siliziumdiode dient.
Dies wird dadurch erreicht, dass die erste Verstärker stufe mit dem Transistor 102 in Emitterschaltung betrie ben wird und demzufolge einen hohen Eingangswider stand aufweist. Dadurch wird das Siliziumfotoelement
101 fast nicht belastet, so dass praktisch auch die Leerlaufspannung dieses Siliziumfotoelementes 101 wirksam werden kann.
Unabhängig davon, ob der Gleichstromregelverstär ker, wie er beispielsweise in Fig. 2 dargestellt ist, fote elektrisch oder lelektronisch (kapazitiv) gesteuert wird, kann es vorteilhaft sein, statt der einen Messvorrich tung, also des einen Fotoelementes 101 in Fig. 2, zwei Messvorrichtungen zu verwenden, um beispielsweise die Fadendimensionen an zwei Stellen gleichzeitig miteinander vergleichen zu können. In Fig. 4 ist beispielsweise eine Anordnung von zwei Siliziumfotoelementen 101 a und 101b dargestellt, welche anstelle des Fotoelementes
101 in Fig. 2 zur Aussteuerung des dargestellten Gleich sitromregeiverstärkers dienen sollen.
Diese beiden Fotoelemente 101 a und lOl, b der Fig. 4 sind in einer Brükkenschaltung angeordnet, welche an den Punkten K und L des Verstärkers nach Fig. 2 angeschlossen werden kann.
Solange beide Fotoelemente gleichmässig beaufschlagt sind, d. h. solange beispielsweise der Querschnitt des das Fotoelement lOln abschattenden Fadenteiles gleich demjenigen ist, welcher das Fotoelement 101b abschaltet, entsteht an dem Brückenwiderstand
125 kein Spannungsabfall. Erst wenn eines der beiden Fotoelemente 10la oder l01b mehr oder weniger stark abgeschattet ist, fliesst entsprechend der eingezeichneten Polarität ein Strom durch den Brückenwiderstand 125, dessen Spannungsabfall den Klemmen K und L des Verstärkers zugeführt wird.
Mit dem verstellbaren Widerstand 126 kann der Nullpunkt der Brückenschaltung eingestellt werden. Ein weiterer verstellbarer Widerstand 127 dient dazu, die im allgemeinen geringfügig voneinander abweichenden Spannungskennlinien gemäss Fig. 3 der Fotoelemente aneinander anzugleichen, so dass bei gleicher Abschattung in beiden Fotoelementen der gleiche Spannungsabfall entsteht.
Eine derartige, in Fig. 4 dargestellte Anordnung ist besonders vorteilhaft zur Ermittlung von Mehrfachfäden. Die von den beiden Fotodioden 101 a und 101 b vor und hinter einem I Knoten gleichzeitig ermittelten Mess- werte werden in der Brückenschaltung miteinander verglichen und ergeben bei einem Doppelfaden eine Abweichung, welche beispielsweise die Fadentrennvorrich tung über den Verstärker gemäss Fig. 2 betätigen kann.
Wird der Eingang des in Fig. 2 dargestellten Verstärkers beispielsweise in der Art nach Fig. 4 gesteuert, so ergibt sich in Abwandlung des bei Fig. 2 geschilderten Regelvorganges, dass dem Eingangsgrundwert an den Klemmen K und L des Verstärkers nicht nur Impulse gleicher Polarität überlagert werden, sondern Impulse unterschiedlicher Polarität. Nun ist aber aus den zur Veranschaulichung des Regelvorganges bei Fig. 2 genannten Zahlenwerten zu entnehmen, dass im normalen Regelfall, also ohne Zuführung von Störimpulsen an den Klemmen L und K, die an dem Relais bzw. dem Fadentrenner 100 anliegende Spannung lediglich 2 Volt beträgt, da das Relais zwischen der Spannung der Klemme A in Höhe von Minus 20 Volt und der ausgeregelten Spannung des Punktes D in Höhe von Minus 18 Volt liegt.
Würde ein Impuls statt einer Verminderung der negativen Spannung eine Vergrösserung der negativen Spannung von minus 18 Volt auf minus 19 oder minus 20 Volt zur Folge haben, so könnte das Relais nicht ansprechen.
In Fig. 5 ist deshalb ein Ausführungsbeispiel für den Verstärkerausgang dargestellt, welches zeigt, wie auch positive und negative dem Verstärkereingang an den Klemmen K und L zugeführte Messimpulse ein Ansprechen des Relais oder Fadentrenners 100 erreichen können. Zu dem Zweck dient zur Steuerung der die Weiterverarbeitung des Fadens verhindernden Vorrichtung ein Elektromagnet 100a, welcher entweder unmittelbar im Fadentrenner angeordnet sein kann oder die Wicklung eines Relais darstellt, welches den Steuerstromkreis des Fadentrenners betätigt.
Dieser Elektromagnet 100a weist zwei entgegengesetzt wirkende Wicklungen 100b und 100c auf. Die Wicklung 100c liegt unmittelbar an den Klemmen A und B, jedoch unter Zwischenschaltung eines veränderbaren Widerstandes 128, so dass diese Wicklung 100c an eine an sich konstante, jedoch mittels des Widerstandes 128 einstellbare Spannung angeschlossen ist. Die andere, entgegengesetzt wirkende Wicklung des Elektromagneten 100a ist mit der Endstufe 105 des in Fig. 2 dargestellten Verstärkers in einer Spannungsteilerschaltung angeordnet. Dabei erkennt man wiederum den Punkt D, von dem aus die Regelstrecke über die Zenerdiode 116 zur Verstärkerstufe 106 geführt ist.
Der Transistor 105 ist in diesem Fall derart ausgesteuert, dass die zwischen den Punkten C und D im Normalfall anstehende Spannung - bei den in Fig. 2 gewählten Zahlenwerten bei spielsweise minus 10 Volt - gleich derjenigen Spannung ist, welche zwischen den Punkten C und N an der zweiten zweiten Wicklung 100c anliegt. Die beiden von den Wicklungen 100;b und lOOc erzeugten, entgegenigesetzt gerichteten Magnetfelder heben sich kungen auf den Fadentrenner bzw. das Relais 100 der Fig. 2 ausüben. Dieser Startschalter ist auch in Fig. 2 mit 130 bezeichnet und trennt die Regelleitung im Punkt R in der beschriebenen Weise auf.
Da der Kondensator
118 seine Spannung über eine sehr lange Zeitspanne speichern kann, wird bei Betätigung des Startschalters
130, d. h. beim Schliessen der Verbindung am Knotenpunkt R, sofort die am Kondensator 118 anliegende Spannung über den Transistor 106 und den Widerstand 115 den vor der Unterbrechung vorhandenen Regelzustand wiederherstellen.
Anstelle des Relais oder des Fadentrenners 100 zwischen den Punkten C und D des Regelverstärkers nach Fig. 2 ist beim Ausführungsbeispiel nach Fig. 6 ein Widerstand 131 geschaltet. In Abhängigkeit von der Spannung des Punktes D wird in Ruhestellung über einen an sich allgemein bekannten monostabilen Multivibrator 138 der Transistor 132 eingeschaltet, so dass sich der Kondensator 133 über die Diode 134 aufladen kann. Sobald der Spannungsimpuls des Knotens kommt, wird dieser Spannungsimpuls in dem Resonanzglied mit den Kondensatoren 135 und 136 und dem Resonanzimpulstransformator 137 stark überhöht, anschliessend gleichgerichtet und dem monostabilen Multivibrator 138 zugeführt. Hierdurch werden beide Transistoren 132 und 139 so lange gesperrt, wie der Knotenimpuls anhält.
Beim Verschwinden des Knotenimpulses kippt der monostabile Multivibrator 138 um und schaltet den Transistor 139 ein, so dass sich nunmehr der Kondensator 140 über die Diode 141 auf den Wert der Fadenstrecke hinter dem Knoten auflädt.
Beim Umkippen des Multivibrators 138 wird auch ein Verzögerungsrelais 142 über den Widerstand 143 und den Konden ; sator 144 anigelassen. Die Verzögerungszeit entspricht der Zeit, die für die Messung der zweiten Fadenstrecke erforderlich ist. Sobald das Verzögerungsrelais 142 umschaltet, werden schlagartig die beiden Kondensatoren 133 und 140 mittels des Schalters 145 auf den Widerstand 146 geschaltet. Sind die Ladespannungen der Kondensatoren 133 und 140 gleich, Id. h. ist kein Doppeltaden vorhanden, so gleichen sich diese beiden Spannungen aus, und am Widerstand 146 entsteht kein Spannungsabfall.
Ist jedoch einer der beiden Kondensatoren 133 und 140 stärker aufgeladen, da sich entweder vor oder hinter dem Knoten ein Doppelfaden befand, so entsteht auch an dem Widerstand 146 ein Spannungsabfall, welcher einem beliebigen, an sich bekannten Schaltverstärker 147 zugeführt wird.
Der Schaltverstärker kann seine Energie über die Anschlussklemmen P und Q erhalten, welche an eine Spannungsquelle angeschlossen sind. Die Endstufe des Schaltverstärkers 147 kann wieder in der Form aufgebaut sein, wie es in Fig. 5 dargestellt ist, so dass er sowohl auf positive als auch auf negative Impulse anspricht. Wie bereits erwähnt, wird die Polarität dabei von demjenigen Kondensator 133 bzw. 140 bestimmt, der am höchsten aufgeladen ist.
Nachdem der Schaltverstärker 147 über sein Relais 100a den Fadentrenner betätigt hat, kippt der Multivibrator 138 wieder in seine stabile Ausgangsstellung zurück. Bis dahin haben sich die Kondensatoren 133 und 140 über den Widerstand 146 entladen. Die Anordnung nach Fig. 6 ist damit wieder bereit für eine neue Messung. Die beiden Dioden 134 und 141 können beispielsweise Siliziumdioden mit einem sehr hohen Sperrwiderstand sein und haben die Aufgabe zu verhindern, dass sich die Kondensatoren 133 und 140 vorzeitig entladen.
Vorstehend ist bereits geschildert worden, wie zur
Ermittlung von Mehrfachfäden die vor und hinter einem
Knoten gleichzeitig oder nacheinander ermittelten Mess werte in einer Brückenschaltung miteinander vergleich bar sind. Es hat sich nun herausgestellt, dass die Faden dimensionen auch ohne Dickstellen oder Knoten erheblichen Schwankungen unterliegen können. Damit diese
Schwankungen des Normalfadens bei einer Vergleichsmessung keine Störungen Ides Gleichgewichtes hervorru fen können, ist es vorteilhaft, wenn die Messstrecke der Messvorrichtung eine vorgegebene Mindestlänge nicht unterschreitet, um einen Mittelwert des zu messenden Fadens zu ermitteln. Bei einer kapazitiven Messung der Fadendimension ist es z. B. möglich, die Kondensatoren entsprechend lang auszubilden.
Eine andere Möglichkeit der Verlängerung der Messstrecke besteht darin, dass der Faden während der Messung eine entsprechende Länge durch die Messglieder, also die Kondensatoren oider die Fotoelemente, hindurchgezogen wird. Wird bei spielsiweise zur Ermittlung von Doppelfäden eine Mess anordnung gemäss derjenigen nach Fig. 4 verwendet, so können die beiden Fotoelemente 101a und 101b räumlich um die gewünschte Länge der Messstrecke vonein wander entfernt werden.
Da jedoch, die oben erwähnten Schwankungen in den Fadendimensionen unterschiedlich sein können, d. h. in manchen Fällen bereits in sehr kurzen Abständen, in anderen Fällen erst in grösseren Abständen auftreten, kann es besonders vorteilhaft sein, wenn die Länge der Messstrecke veränderbar ist. Zwar ermöglichte bereits eine Ausführungsform gemäss derjenigen nach Fig. 6 die Bildung des Mittelwertes eines Fadenquerschnitts, eines Fadendurchmessers oder eines Fadenvolumens mittels des beschriebenen Speichersystems, welches die Mittelwerte des einfachen und des doppelten Fadens nacheinander ermittelte, weil die Messwerte in den Kondensatoren 133 und 140 gespeichert wurden. Bei einer gleichzeitigen Mittelwertmessung am einfachen und doppelten Faden wird jedoch das Speichersystem überflüssig, so dass sich ein einfacherer Aufbau ergibt.
Die elektrische Schaltung kann dann gemäss Fig. 2 lediglich in Verbindung mit den Fig. 4 und 5 erfolgen.
Anhand des in den Fig. 7 und 8 dargestellten Ausführungsbeispieles sei dieser Teil der Vorrichtung näher erläutert. Dabei erkennt man in Fig. 7 den Knoten 150 einer Spulmaschine, in welchem während des Knotvorganges mit dem Knoten X an den Oberfaden ein Doppelfaden angeknüpft worden ist. Weiterhin erkennt man die beiden Messstellen 151 und 152, welche beispielsweise von den beiden Fotodioden 101 a und 101b der Fig. 4 gebildet sein können. Es ist natürlich auch möglich, an jeder Messstelle statt einer Fotodiode jeweils deren zwei anzuordnen, wie es bereits bei den beiden Fotodiode 101c und 101d nach Fig. 6 erläutert worden ist, wobei diese beiden Fotodioden von zwei gekreuzten Lichtstrahlen beeinflusst werden, in deren Kreuzungspunkt sich der zu überwachende Faden befindet.
Man erkennt, das sich die Messstelle oberhalb des Knoters 150 im Fadenlauf befindet, wie es beispielsweise in dem Patent Nr. 421 778 beschrieben ist. Damit die beiden Messfühler 151 und 152 entsprechend den obigen Ausführungen in einem hinreichend grossen Abstand von beispielsweise 10 bis 15 cm angeordnet werden können, müsste oberhalb des Knoters 150 ein entsprechend grosser Raum vorhanden sein. Im allgemeinen reicht aber der zur Verfügung stehende Platz oberhalb des Knoters nicht für derartig lange Messstrecken aus. Um trotzdem die lange Fadenführung zu erreichen, wird vorgeschlagen, den Faden aus dem verhältnismässig kurzen zur Verfügung stehenden freien Raum oberhalb des Knoters in einer Schleife seitwärts herauszuführen, wie es in Fig. 7 sehr deutlich zu erkennen ist.
Durch die Schleifenführung, die insgesamt einen Umschlingungswinkel von 3600 ergibt, würde bei den üblichen Fadenführungsmitteln die Fadenspannung so hoch ansteigen, dass der Faden reisst. Es ist deshalb erforderlich, die Fadenführungsmittel so auszubilden, dass durch sie nur eine praktisch vernachlässigbare Spannungssteigerung des Fadens hervorgerufen wird. Dies kann beispielsweise in der Art erfolgen, dass die zur Fadenumlenkung dienenden Rollen 153, 154 und 155 mit Kugellagern versehen sind, so dass der Reibwert von 0,3 bis 0,5 auf 0,001 bis 0,003 herabgesetzt werden kann. Derartige kleine, staubgeschützte Kugellager sind handelsüblich erhältlich.
Die Fadenspannung kann also trotz der Umlenkung in tragbaren Grenzen gehalten werden, zumal die Umlenkung nicht während des ganzen Fadenlaufes zu erfolgen braucht, sondern nur kurzzeitig nach der Knotung, beispielsweise für eine Zeitdauer von etwa 1 bis 2 Sekunden. Zwar ist es bei einer kurzzeitigen Umlenkung des Fadens erforderlich, dass die drei Rollen 153 bis 155 beschleunigt werden, jedoch kann die durch das Beschleunigen auftretende Fadenspannungserhöhung in tragbaren Grenzen gehalten werden, wenn die Rollen mit den winzigen, staubdichten Kugellagern nicht erheblich schwerer als beispielsweise 5 Gramm sind und die Aussendurchmesser nicht viel grösser als 7 mm sind.
Wie bereits erwähnt, kann es besonders vorteilhaft sein, wenn die Länge der Messstrecke veränderbar ist.
Die Länge der Messstrecke ergibt sich vom Einlauf des Knotens in die Messstelle 151 bis zum Einlauf des Knotens in die Messstelle 152. Da die Umlenkrolle 154 aus der Stellung 154' heraus verschwenkt werden kann, ist es möglich, durch entsprechend weites oder kürzeres Verschwenken die Länge der Messstrecke zu verändern.
In Fig. 8 sind einzelne Phasen dargestellt, in denen der Faden in den beiden Messstellen 151 und 152 verglichen wird. Der Fall a möge den in Fig. 7 dargestellten Fall betreffen, in welchem zwar der Knoten X soeben geschürzt, der Oberfaden jedoch erst in die Messstrecke eingelegt worden ist. Es liegt also in beiden Messstellen 151 und 152 nur ein Faden, so dass kein Vergleich durchgeführt wird.
Im Fall b ist der Knoten X soeben an der Messstelle 151 angekommen. Die Strecke, die der Knoten X nunmehr durchläuft, bis er die Stellung entsprechend des Falles c erreicht hat, stellt nun die Länge der Messstrecke 1 dar. In der Zeit, in welcher der Knoten X die Messstrecke 1 durchläuft, wird von der Messstelle 151 ein Doppelfaden registriert, während von der Messstelle 152 nur ein Einfachfaden registriert wird. Der Unterschied der beiden Registrierungen wird in der oben beschriebenen Weise zum Vergleich und zur Fadentrennung ausgenutzt. In dem Fall d ist angenommen, dass mit dem Knoten ein doppelter Oberfaden gebildet worden ist. In diesem Fall liegen also zunächst zwei Fäden in beiden Messstellen 151 und 152. Auch hier herrscht also zunächst Gleichgewicht.
Erst wenn der Knoten X die Messstelle 151 passiert hat, wird lediglich von der Messstelle 152 ein Doppelfaden registriert, während die Messstelle 151 einen Einfachfaden registriert. Die Messstrecke 1 erstreckt sich in diesem Fall also von dem Ausgang der Messstelle 151 bis zum Ausgang der Messstelle 152, wie es in der Figur dargestellt worden ist.
Die in den Fig. 7 und 8 dargestellte Vorrichtung, bei der die Messstrecke der Messvorrichtung eine vorgegebene Mindestlänge nicht unterschreitet, um einen Mittelwert des zu messenden Fadens zu ermitteln, und bei der gegebenenfalls auch noch die Länge der Messstrecke veränderbar sein kann, ist zwar besonders vorteilhaft, wenn die Schaltimpulse der Messstellen 151 und 152 über einen Gleichstromregelverstärker gemäss Fig. 2 in Verbindung mit den Ergänzungen der Fig. 4 und 5 die Steuerung beispielsweise der Fadentrennvorrichtung einleiten. Grundsätzlich erforderlich ist die Verwendung eines Schaltverstärkers gemäss Fig. 2 jedoch nicht. Es ist möglich, auch andere Brückenverstärker, die für statische Messungen geeignet sind, zu verwenden.
Der besondere Vorteil der Vorrichtung nach den Fig. 7 und 8 besteht darin, dass der Faden in den beiden Messstellen 151 und 152 gleichzeitig verglichen wird, so dass es sich hierbei um eine vergleichende, relative Messung handelt und die absoluten Fadenquerschnitte nicht kritisch sind.
Es ist daher auch nicht unbedingt erforderlich, die Einstellung bei Änderung der Fadenstärke sehr sorgfältig vorzunehmen.
Device for monitoring the thread of a textile machine
It is known that the thread of a textile machine, e.g. B. a winding machine, it must be monitored whether there are thick places in the thread, whether double or multiple threads have occurred during the knotting process or the like. For this purpose, a measuring device has already been proposed which generates electrical pulses superimposed on a basic value, which are used to trigger a device that prevents further processing of the thread. This basic value, on which the electrical pulses are superimposed, can be, for example, an electrical voltage, current intensity, frequency or the like. The basic value itself can be of any size. So he can z. B. be equal to zero, so that practically only pulses are generated by the measuring device.
However, it can also be a value other than zero, so that, for example, a constant value is generated by the measuring device during normal thread travel and this constant, so-called basic value, when thick spots, multiple threads or the like occur, trigger the device preventing further processing of the thread serving larger or smaller measuring pulses are superimposed.
In the previously known devices, the thread is monitored in such a way that the difference in the fladellqluersciitts, the adendurclunessers or the thread volume, which are caused by a thick place or multiple threads, are recorded with the aid of a measuring device, the measured value corresponding to the change is reinforced by a differential member and fed to the thread cutting device, for example. In the case of these known measuring devices designed as thread cleaners, a lack of selectivity becomes increasingly noticeable as the requirements increase.
This lack of selectivity consists in the fact that the dividing line, above which all thick places are eliminated, is very broad. So it happens that thick places above the intended dividing lines are not separated out, but on the other hand thick places below the dividing line are still cut out. The reason for this is that, due to the differentiation in the known devices, the measurement becomes time-dependent, since the pulse fed to the thread cutting device is dependent on the thread change per unit of time, i.e. on the shape of the thick point.
The invention is based on the knowledge that proper monitoring of the thread with the aid of differentiation is not possible, but that only a differential measurement can provide unambiguous results. This will be explained in more detail with reference to FIG. 1. Different shapes of a thick point in a thread are shown schematically with a, b, c, d, e. The cross-sections associated with these thick places are plotted below the schematic representation of thick places. The thick places and the cross-sections have been chosen so that all thick places have the same cross-sectional size. The third line shows the voltage curves obtained during a differentiation.
Since the voltage curves of the differentiation process depend on the steepness of the flanks, it can be clearly seen that, although very strong output voltages are obtained in cases a, b and c, in cases of thick points d and le, however, lower output voltages can be experienced. Since, as is well known, not all thick spots should be eliminated, but only thick spots that exceed a specified diameter or cross-section, not every deviation from the zero line of the third line can be used to trigger the thread separator, but only deviations in the output voltage of such magnitude which generally do not exceed a maximum permissible thick area cross-section.
If you now set the limit of the sensitivity, for example at the level of the dash-dotted lines f and g, you can see that the thick areas a, b and c are eliminated by the cleaner, the thick areas d and e not, although the thick areas d and e would have to be eliminated just as well because of their cross-section. If, on the other hand, according to the basic concept of the present invention, a real difference measurement is carried out instead of the known differentiation, then all deviations in the thread cross-section, for example above the line h, can be properly recorded. It can be clearly seen that with the aid of the differential measurement, all thick spots a to e can be eliminated, regardless of their shape.
The invention relates to such a device, described above, for monitoring the thread of a textile machine with a measuring device which, when thick places, multiple threads or the like occurs, generates electrical pulses superimposed on a basic value, which are used to trigger a device preventing further processing of the thread the electrical pulses are fed to a DC voltage amplifier, the output voltage of which is regulated to a constant level when the basic input voltage changes.
This device preventing further processing of the thread can for example be designed so that the winding process of a winding machine is blocked, the knotter is prevented from performing the knotting work, the thread is tnemt, e.g. B. cut or torn, or held. The device according to the invention is characterized in that every fluctuation in the output voltage based on a change in the basic input voltage is fed via a voltage difference forming component to an electrical storage element, the voltage of which is connected to the basic input voltage.
Instead of the known AC amplifiers with their differentiating R-C elements, a DC amplifier is used, which forms a real difference in the thread cross-section, the thread diameter or the thread volume. This difference formation is independent of both form and time, i. H. that is, with the device according to the present invention, measurements can be carried out on threads of different speeds. With the differentiating measuring devices there is u. a. As a result of the time-dependent measurement of the change in cross-section, the difficulty in achieving unambiguous measurement results even when the thread speed is only very low. For example, it is hardly possible to achieve clear measurement results during the start-up process of a winding unit.
With the device according to the present invention it is not only possible to achieve immovable measurement results during the gradual start-up of the winding unit, but measurements can also be carried out on the stationary thread.
However, a direct current amplifier as it is to be used according to the invention to form the difference generally has the disadvantage that not only the electrical pulses superimposed on the basic input value are amplified uniformly, but also fluctuations in the basic input value. Such fluctuations in the basic input value can occur, for example, in the event of electrical voltage fluctuations or changes in temperature.
If the measuring device generating the electrical impulses consists of a light-sensitive cell, different illuminance intensities, for example resulting from different brightnesses of the light sources acting on the light-sensitive cells, can change the input input value of the amplifier.
If the electrical pulses are generated by a capacitive measuring device, for example a capacitor, even slight changes in the moisture content of the thread or the air surrounding the thread can cause changes in the basic input value of the amplifier.
In order to eliminate all these influences, the electrical impulses according to the invention should be a
DC amplifier be supplied whose output value is constant when the input base value changes. In order to achieve this constancy of the output value of the amplifier when the basic input value changes, according to the invention, each of the
Fluctuation of the output voltage based on the input base voltage is fed to an electrical storage element via a voltage difference-forming component, the voltage of which is connected in the opposite direction to the input base voltage.
The invention will be explained, for example, using the control amplifier shown in FIG. It is assumed that it is an amplifier which is used to control a relay 100 that triggers a thread cutting device (not shown) as a function of a photocell 101 connected to the input terminals K, L. In the illustrated embodiment, the amplifier consists of the amplifier stages with transistors 102, 103, 104,
105 and the control stage with transistor 106.
The transistor 102 is operated in an emitter circuit and thus has a high input resistance.
The following transistors 103 to 105 are galvanically coupled. All the transistors 102 to 106 are located between the poles A and B of a direct voltage source (not shown), the positive pole B of which is grounded. The circuit controlled by the transistor 105 also contains the relay 100 and a diode 109, which represents a threshold value diode and gives the transistor amplifier 105 a special switching behavior in a known manner. The same threshold value diodes 107 and 108 are arranged in the circuits of the transistors 103 and 104, the threshold value diode 108 for the transistor 104 being also used for the transistor 105 at the same time. In addition, the currents of the transistors 103 to 105 are passed through a variable resistor 110, which has a very low resistance.
With it, the gain or the sensitivity of the amplifier can be regulated as a result of the negative feedback. In the collector branches of the transistors 102 to 104 one can also see the resistors 111 to 113. Finally, similar to the resistor 110 arranged in the emitter branches of the transistors 103 to 105, there is also a resistor 114 in the emitter branch of the transistor 102 and a variable one in the emitter branch of the transistor 106 Resistance 115 arranged.
If the photocell 101 is shaded by a thick spot, a double thread or the like, the transistor 102 opens in a manner to be described in more detail later, so that a current flows from the connection terminal A via the resistor 111, the transistor 102, the resistor 114 to terminal B comes about. As a result of this current flow, the negative potential rises at point E to a potential determined by the size of the resistors 111 and 114, so that the transistor 103 is switched on. This creates a current flow from terminal A via resistor 112, transistor 103, threshold value diode 107 and resistor 110 to terminal B.
The connection point F between the transistors 103 and 104, which had approximately the negative potential of the connection terminal A when the transistor 103 was blocked, will now assume a potential when the transistor 103 is permeable, which is almost that of the
Terminal B corresponds. As a result, the Tran sistor 104 is blocked. The one with a permeable transistor
104 current flowing from the connection terminal A via the resistor 113, point G, transistor 104, threshold value diode 108 and resistor 110 to the connection terminal B is therefore interrupted. This increases the negative potential at point G considerably, so that the
Transistor 105 becomes conductive and the current through the
Relay 110 can flow. To this extent, it is an amplifier circuit known per se.
It is now essential that the normal case on the
Point D at transistor 105 occurring voltage, which corresponds to the output value of the amplifier, is also constant when the input base value applied to terminals K, L, determining the working or zero point of the amplifier, changes.
It should be noted that the voltage at point D should only be constant in the event of changes in the basic input value, but not when the pulses superimposed on the basic input value due to thick places, double threads or the like are fed to the input terminals K, L.
As already mentioned, such changes in the basic input value can be based on temperature or other influences on the amplifier as well as on gradual changes in the evenness of the light source affecting the photo element 101 or darkening of the photo element 101 by gradual changes
Dust deposit. All of these changes in the basic input value differ from those through
Thick spots, knots or the like, which are generated and superimposed on the input curve, are caused by the fact that the changes in the basic input value are relatively slow.
The constancy of the output value of the amplifier at point D is achieved with these slow changes in the basic input value between terminals K and L by a controlled system that begins at point D between relay 100 and transistor 105. This controlled system has the task of switching a voltage proportional to the output value, i.e. the voltage at point D, in opposition to the basic input value, i.e. the voltage applied to input terminal L. It is particularly advantageous if not one of the whole
Voltage of point D proportional voltage is switched opposite to the basic input value, but only the portion of the voltage of point D is above an adjustable variable. To determine this adjustable variable, a Zener diode 116 is arranged in the controlled system.
Furthermore, it is advantageous if the above the through the Zener diode
116 certain limit voltage lying voltage of the point D of the basic input voltage via an electrical storage element, for example a capacitor
118, is supplied. In order to obtain a sufficiently large time constant without the capacitor
118 must have too large dimensions, the control voltage of the input voltage can be supplied via an amplifier stage with transistor 106 and resistor 115.
To illustrate how the controlled system works, assume as one of many possibilities that, for example, a voltage of 20 volts may be present between terminals A and B, with terminal B at zero potential and terminal A at a potential of minus 20 volts.
Due to leakage currents and the like, a slight current then still flows through the relay 100, so that a voltage of minus 18 volts may be present at point D. This voltage of minus 18 volts is reduced by the mentioned, known Zener diode 116 by a constant value of, for example, about 15 volts, so that the remaining voltage of about minus 3 volts may remain at point H in the normal case. This remaining voltage charges the capacitor 118 via the resistor 117. At the same time, a control current flows via the transistor 106 and the resistor 115. Like the transistor 102, the transistor 106 is also operated in an emitter circuit, so that it also has a high input resistance.
In addition, this stage is to be regarded as an Impedanzwand ler, since the working resistor 115 on the emitter line of the transistor 106 is again low.
Depending on the level of the voltage at point H, transistor 106 lets more or less current from terminal A through the collector and emitter of transistor 106 and resistor 115 to terminal B. This current causes a voltage drop across resistor 115, from which a partial voltage can be tapped and the voltage of photo element 101 at point K can be counteracted. As will be explained in the following, the negative voltage tapped at resistor 115 is always automatically adjusted so that the assumed voltage of minus 18 volts is maintained at point D.
Z. If, for example, the voltage of the photo element 101 slowly decreases due to dust accumulation, the base of the transistor 102 receives a larger negative bias voltage, and the transistor allows a higher current to flow through the resistors 111 and 114. The forward current of transistor 103 is thus also increased, which in turn reduces the forward current of transistor 104 so that the forward current of transistor 105 is increased. However, this causes a gradual decrease in the voltage at point D. A slow shadowing of the resistor 101 thus causes a gradual decrease in the voltage at point D.
Since the Zener diode 116 always results in a constant voltage reduction, for example if the voltage at point D drops from minus 18 volts to minus 17 volts, the voltage at point H will also drop from minus 3 to minus 2 volts. This reduced voltage at point H causes a reduced control current via the emitter of transistor 106, so that the voltage drop across resistor 115 is also smaller. The lower voltage at point K associated with the smaller voltage drop across resistor 115 now opposes the lower counter voltage of the slightly darkened photo element 101, the controlled system being designed so that the voltage at point K has been reduced by the same amount as the voltage of the photo element 101 has been reduced by the slight shadowing.
The transistor 102 is thus again controlled in the same way as before the slight shadowing of the resistor 101, so that the remaining transistors 103, 104 and 105 also have the original conduction conditions and the point D is adjusted to the original value of minus 18 volts becomes.
The above-described, very effective controlled system with the Zener diode 116 is created by the capacitor
118 delayed. The delay time can be determined with the size of this capacitor and adapted to the respective application. It can also be seen from the exemplary embodiment in FIG. 2 that the operating voltage of the first amplifier stage with transistor 102 is provided by a further Zener diode
119 is stabilized. Regardless of how strongly transistor 102 is turned on, i. H. regardless of how large the current flow through the resistor 111 is, a predetermined maximum voltage is always maintained at the point M, in this case, for example, minus 10 volts. If this voltage were to rise higher, for example with a stronger blocking of the transistor 102, then the excess voltage would be diverted via the Zener diode 119.
Finally, in the embodiment according to FIG. 4, two capacitors 120 and 121 can be seen which prevent high frequency oscillations in the amplifier. A resistor 122 is used to determine the operating point of the threshold value diodes 108 and 109.
Furthermore, the control line can be disconnected at point R by a switch 130, so that the connection from resistor 117 to capacitor 118 and transistor 106 as well as the connection from capacitor 118 to transistor 119 is released. When the switch 130 is open, the capacitor 118 can neither be charged nor can it discharge via the transistor 106. In addition, the transistor 106 cannot receive a control pulse from the point D. The function of switch 130 is important in order to immediately maintain the original control state of the direct current amplifier in the event of a thread interruption.
In the exemplary embodiment it has been assumed that the measuring device, which generates electrical pulses superimposed on a basic value when thick places, multiple threads or the like occur, consists of a photocell 101. In principle, it is also possible to use another measuring device, for example a capacitive measuring device, in the device according to the invention. However, the arrangement of one or, if necessary, several light-sensitive cells as a measuring device has considerable advantages over the arrangement of capacitive measuring devices. As already mentioned, with the capacitive measurement the moisture content of the thread and the surrounding air are included in the measurement. The dielectric constant of water is 80 and that of textile threads about 2 to 6.
Even with small fluctuations in humidity, the capacitive measurement is strongly influenced by the water content. For this reason optical measurements are more advantageous. The disadvantageous influences of the optical measurements, such as dust accumulation and fluctuations in brightness due to an unstable power supply, can shift the basic input value, i.e. the working or zero point of the amplifier, but these shifts are compensated for by the aforementioned controlled system.
It is particularly advantageous if a silicon diode is used as the light-sensitive cell. It has been known for many years that the short-circuit current of a silicon diode increases and decreases linearly with lighting.
The open circuit voltage of a silicon diode, on the other hand, is not linear, but logarithmic. This logarithmic behavior of the open circuit voltage can be used in an advantageous manner for the device according to the present invention.
3 shows the profile of the empty charge voltage UL as a function of different illuminance levels
Lux. It can be seen that, for example, a shading of 20 o / o always results in the same voltage change UL regardless of the absolute illuminance
With only the basic voltage values in
Depending on the illuminance lux are different. Since, as already explained in detail above, these different basic voltage values with the
Automatic control can be compensated, these have different basic values with respect to the
Control process is irrelevant. It is essential, however, that the open circuit voltage of the silicon diode is used to control the amplifier shown in FIG. 2.
This is achieved in that the first amplifier stage is operated with the transistor 102 in the emitter circuit and consequently has a high input resistance. This becomes the silicon photo element
101 almost not loaded, so that practically the open circuit voltage of this silicon photo element 101 can also become effective.
Regardless of whether the DC control amplifier, as shown for example in FIG. 2, is controlled electrically or electronically (capacitively), it can be advantageous to use two instead of one measuring device, i.e. one photo element 101 in FIG To use measuring devices, for example, to be able to compare the thread dimensions at two points at the same time. In Fig. 4, for example, an arrangement of two silicon photo elements 101 a and 101 b is shown, which instead of the photo element
101 in Fig. 2 are intended to serve for the control of the illustrated direct current regulator.
These two photo elements 101 a and 101, b of FIG. 4 are arranged in a bridge circuit which can be connected to points K and L of the amplifier according to FIG.
As long as both photo elements are evenly exposed, d. H. as long as, for example, the cross section of the thread part shading the photo element 101 is the same as that which switches off the photo element 101b, there is a resistance at the bridge
125 no voltage drop. Only when one of the two photo elements 10la or 10b is more or less heavily shaded does a current flow through the bridge resistor 125 according to the polarity shown, the voltage drop of which is fed to the terminals K and L of the amplifier.
The zero point of the bridge circuit can be set with the adjustable resistor 126. A further adjustable resistor 127 serves to adjust the generally slightly different voltage characteristics according to FIG. 3 of the photo elements so that the same voltage drop occurs in both photo elements with the same shadowing.
Such an arrangement, shown in FIG. 4, is particularly advantageous for determining multiple threads. The measured values simultaneously determined by the two photodiodes 101 a and 101 b before and after an I node are compared with one another in the bridge circuit and, in the case of a double thread, result in a deviation which, for example, the thread separating device can operate via the amplifier according to FIG.
If the input of the amplifier shown in FIG. 2 is controlled, for example, in the manner according to FIG. 4, a modification of the control process described in FIG. 2 results in the input base value at terminals K and L of the amplifier not only being superimposed by pulses of the same polarity but impulses of different polarity. However, from the numerical values mentioned in Fig. 2 to illustrate the control process, in the normal rule, i.e. without the supply of interference pulses to terminals L and K, the voltage applied to the relay or thread cutter 100 is only 2 volts , because the relay is between the voltage of terminal A at minus 20 volts and the regulated voltage at point D at minus 18 volts.
If, instead of reducing the negative voltage, an impulse resulted in an increase in the negative voltage from minus 18 volts to minus 19 or minus 20 volts, the relay would not respond.
In FIG. 5, therefore, an exemplary embodiment for the amplifier output is shown, which shows how positive and negative measurement pulses fed to the amplifier input at terminals K and L can also cause the relay or thread cutter 100 to respond. For this purpose, an electromagnet 100a is used to control the device preventing further processing of the thread, which can either be arranged directly in the thread separator or represents the winding of a relay which actuates the control circuit of the thread separator.
This electromagnet 100a has two oppositely acting windings 100b and 100c. The winding 100c is connected directly to the terminals A and B, but with the interposition of a variable resistor 128, so that this winding 100c is connected to a voltage that is constant in itself but which can be adjusted by means of the resistor 128. The other, oppositely acting winding of the electromagnet 100a is arranged with the output stage 105 of the amplifier shown in FIG. 2 in a voltage divider circuit. Here, again, point D can be seen, from which the controlled system is led to the amplifier stage 106 via the Zener diode 116.
In this case, the transistor 105 is controlled in such a way that the voltage that is normally present between points C and D - for the numerical values selected in FIG. 2, for example minus 10 volts - is equal to the voltage that is present between points C and N. the second second winding 100c is applied. The two oppositely directed magnetic fields generated by the windings 100; b and 100c raise each other and exert effects on the thread separator or the relay 100 of FIG. This start switch is also designated 130 in FIG. 2 and disconnects the control line at point R in the manner described.
Because the capacitor
118 can store its voltage over a very long period of time, when the start switch is pressed
130, d. H. when the connection at node R is closed, the voltage applied to capacitor 118 via transistor 106 and resistor 115 immediately restore the control state that existed before the interruption.
Instead of the relay or the thread cutter 100 between points C and D of the control amplifier according to FIG. 2, a resistor 131 is connected in the embodiment according to FIG. Depending on the voltage at point D, transistor 132 is switched on in the rest position via a monostable multivibrator 138, which is generally known per se, so that capacitor 133 can be charged via diode 134. As soon as the voltage pulse of the node comes, this voltage pulse in the resonance element with the capacitors 135 and 136 and the resonance pulse transformer 137 is greatly increased, then rectified and fed to the monostable multivibrator 138. As a result, both transistors 132 and 139 are blocked as long as the node pulse lasts.
When the knot pulse disappears, the monostable multivibrator 138 tips over and switches on the transistor 139, so that the capacitor 140 is now charged via the diode 141 to the value of the thread path behind the knot.
When the multivibrator 138 is overturned, a delay relay 142 is also activated via the resistor 143 and the condensers; Sator 144 left on. The delay time corresponds to the time required to measure the second thread path. As soon as the delay relay 142 switches over, the two capacitors 133 and 140 are suddenly switched to the resistor 146 by means of the switch 145. If the charging voltages of capacitors 133 and 140 are the same, Id. H. if there is no double thread, then these two voltages are balanced and there is no voltage drop across resistor 146.
If, however, one of the two capacitors 133 and 140 is more heavily charged, since there was a double thread either in front of or behind the node, a voltage drop also occurs at resistor 146, which is fed to any switching amplifier 147 known per se.
The switching amplifier can receive its energy via the connection terminals P and Q, which are connected to a voltage source. The output stage of the switching amplifier 147 can again be constructed in the form shown in FIG. 5, so that it responds to both positive and negative pulses. As already mentioned, the polarity is determined by the capacitor 133 or 140 that is most highly charged.
After the switching amplifier 147 has actuated the thread separator via its relay 100a, the multivibrator 138 tilts back into its stable starting position. By then, the capacitors 133 and 140 have discharged through the resistor 146. The arrangement according to FIG. 6 is thus ready again for a new measurement. The two diodes 134 and 141 can, for example, be silicon diodes with a very high blocking resistance and have the task of preventing the capacitors 133 and 140 from discharging prematurely.
Above has already been described how to
Determination of multiple threads in front of and behind one
Nodes simultaneously or successively determined measured values in a bridge circuit can be compared with one another. It has now been found that the thread dimensions can be subject to considerable fluctuations even without thick places or knots. So that these
Fluctuations in the normal thread during a comparison measurement cannot cause disturbances in the equilibrium, it is advantageous if the measuring section of the measuring device does not fall below a predetermined minimum length in order to determine an average value of the thread to be measured. With a capacitive measurement of the thread dimension, it is z. B. possible to train the capacitors accordingly long.
Another possibility of lengthening the measuring section is that the thread is pulled through the measuring elements, i.e. the capacitors or the photo elements, a corresponding length during the measurement. If, for example, a measuring arrangement according to that according to FIG. 4 is used to determine double threads, the two photo elements 101a and 101b can be spatially removed from one another by the desired length of the measuring path.
However, since the above-mentioned variations in the thread dimensions can be different, i. H. in some cases occur at very short intervals, in other cases only at larger intervals, it can be particularly advantageous if the length of the measuring section can be changed. An embodiment according to that according to FIG. 6 already enabled the formation of the mean value of a thread cross section, a thread diameter or a thread volume by means of the memory system described, which determined the mean values of the single and the double thread one after the other because the measured values are stored in the capacitors 133 and 140 were. With a simultaneous mean value measurement on the single and double thread, however, the storage system becomes superfluous, so that a simpler structure results.
The electrical circuit can then take place according to FIG. 2 only in connection with FIGS. 4 and 5.
This part of the device will be explained in more detail on the basis of the exemplary embodiment shown in FIGS. 7 and 8. 7 shows the knot 150 of a winding machine, in which a double thread has been tied to the upper thread with the knot X during the knotting process. Furthermore, the two measuring points 151 and 152 can be seen, which can be formed, for example, by the two photodiodes 101 a and 101 b of FIG. 4. It is of course also possible to arrange two photodiodes instead of one photodiode at each measuring point, as has already been explained for the two photodiodes 101c and 101d according to FIG. 6, whereby these two photodiodes are influenced by two crossed light beams at whose intersection point the thread to be monitored is located.
It can be seen that the measuring point is located above the knotter 150 in the course of the thread, as is described, for example, in patent no. 421 778. So that the two measuring sensors 151 and 152 can be arranged at a sufficiently large distance of, for example, 10 to 15 cm, in accordance with the above statements, a correspondingly large space would have to be present above the knotter 150. In general, however, the space available above the knotter is not sufficient for such long measuring distances. In order to still achieve the long thread guide, it is proposed that the thread be led out sideways in a loop from the relatively short free space available above the knotter, as can be seen very clearly in FIG.
Due to the loop guidance, which results in a total wrap angle of 3600, the thread tension would rise so high with the usual thread guide means that the thread breaks. It is therefore necessary to design the thread guiding means in such a way that they only cause a practically negligible increase in the tension of the thread. This can be done, for example, in such a way that the rollers 153, 154 and 155 used for thread deflection are provided with ball bearings so that the coefficient of friction can be reduced from 0.3 to 0.5 to 0.001 to 0.003. Such small, dust-protected ball bearings are commercially available.
The thread tension can thus be kept within acceptable limits despite the deflection, especially since the deflection does not have to take place during the entire thread run, but only briefly after the knotting, for example for a period of about 1 to 2 seconds. In the event of a brief deflection of the thread it is necessary that the three rollers 153 to 155 are accelerated, but the increase in thread tension caused by the acceleration can be kept within acceptable limits if the rollers with the tiny, dust-proof ball bearings are not significantly heavier than, for example, 5 Grams and the outside diameter is not much larger than 7 mm.
As already mentioned, it can be particularly advantageous if the length of the measuring section can be changed.
The length of the measuring section results from the entry of the node into the measuring point 151 to the entry of the node into the measuring point 152. Since the deflecting roller 154 can be pivoted out of the position 154 ', it is possible to adjust the length by correspondingly wider or shorter pivoting to change the measuring section.
8 shows individual phases in which the thread is compared in the two measuring points 151 and 152. Case a may relate to the case shown in FIG. 7, in which the knot X has just been cut, but the upper thread has only been inserted into the measuring section. There is therefore only one thread in both measuring points 151 and 152, so that no comparison is carried out.
In case b, node X has just arrived at measuring point 151. The distance that the node X now traverses until it has reached the position corresponding to case c now represents the length of the measuring section 1. During the time in which the node X traversing the measuring section 1, the measuring point 151 is a Double thread registered, while only a single thread is registered by the measuring point 152. The difference between the two registrations is used in the manner described above for comparison and thread separation. In case d, it is assumed that a double upper thread has been formed with the knot. In this case, there are initially two threads in both measuring points 151 and 152. Here, too, there is initially equilibrium.
Only when the node X has passed the measuring point 151 is a double thread only registered by the measuring point 152, while the measuring point 151 registers a single thread. In this case, the measuring section 1 extends from the output of the measuring point 151 to the output of the measuring point 152, as has been shown in the figure.
The device shown in FIGS. 7 and 8, in which the measuring section of the measuring device does not fall below a predetermined minimum length in order to determine an average value of the thread to be measured, and in which the length of the measuring section can optionally also be changed, is special advantageous if the switching pulses of the measuring points 151 and 152 initiate the control of the thread cutting device, for example, via a DC control amplifier according to FIG. 2 in conjunction with the additions to FIGS. 4 and 5. In principle, however, the use of a switching amplifier according to FIG. 2 is not necessary. It is also possible to use other bridge amplifiers that are suitable for static measurements.
The particular advantage of the device according to FIGS. 7 and 8 is that the thread is compared in the two measuring points 151 and 152 at the same time, so that this is a comparative, relative measurement and the absolute thread cross-sections are not critical.
It is therefore not absolutely necessary to make the setting very carefully when changing the thread size.