WO2022102063A1 - 無線通信システム、無線通信方法、および受信装置 - Google Patents

無線通信システム、無線通信方法、および受信装置 Download PDF

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stream
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wireless communication
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隼人 福園
圭太 栗山
正文 吉岡
利文 宮城
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日本電信電話株式会社
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference

Definitions

  • the present invention improves the accuracy of the estimation result of the communication path response in the SC (Single Carrier) -MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) type wireless communication system that performs FIR (Finite Impulse Response) type transmission beam formation processing.
  • SC Single Carrier
  • MIMO Multiple-Input Multiple-Output
  • FIR Finite Impulse Response
  • a transmission beam forming process for removing inter-stream interference and a waveform equalization process for removing intersymbol interference are performed in the frequency domain or time. It is done in the area.
  • Non-Patent Document 1 a multi-user MIMO-SC-FDE (Frequency Domain Equalization) communication system that performs FIR type transmission beam forming processing is disclosed (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • MIMO-SC-FDE Frequency Domain Equalization
  • Non-Patent Document 2 a FIR type transmission beam forming method that can be used in a non-square MIMO channel matrix system in which the number of transmitting antennas and the number of receiving antennas are different is being studied (see, for example, Non-Patent Document 2).
  • Hayato Fukuzono Keita Kuriyama, Masafumi Yoshioka, Tsutomu Tateda, "Adaptive CP Length Technology in Multi-User MIMO-SC-FDE System Using FIR Transmission Beam Formation", September 2019 IEICE Society Tournament B-5-62.
  • Hayato Fukuzono Keita Kuriyama, Masafumi Yoshioka, Takafumi Hayashi, "Spatial Diversity Technology Based on FIR Transmission Beam Formation in Multi-User MIMO-SC System”
  • the inverse matrix of the communication path matrix H (z) is represented by a translocation adjugate matrix (adj [H (z)]) and a determinant (det [H (z)]), and on the transmitter side, adj.
  • the transmission beam formation process is performed by the transmission weight using [H (z)], and the communication path matrix is diagonalized.
  • the equalization processing is performed by the receiving weight using det [H (z)].
  • the equalization process is performed by dividing the received signal in the frequency domain by the det [H (z)] converted into the frequency domain.
  • the present invention is a wireless communication system in which a transmitting device and a receiving device perform wireless communication by the SC-MIMO method, wherein the transmitting device is a predetermined known signal for the receiving device to estimate a communication path response.
  • a training signal generation unit that generates a transmission beam and a transmission beam forming unit that forms a transmission beam for eliminating interstream interference by a transmission weight calculated based on a channel response estimated by the receiver.
  • the receiving device is a channel estimation unit that receives the known signal and estimates the channel response, and a compositing unit that synthesizes a plurality of channel responses for each stream estimated by the known signal from which inter-stream interference is removed. It is characterized by including an equalization unit that performs an equalization process for removing intersymbol interference for each stream by a reception weight calculated based on the communication path response synthesized by the synthesis unit.
  • the present invention is a wireless communication method for performing wireless communication by the SC-MIMO method between a transmitting device and a receiving device, wherein the transmitting device is predetermined for the receiving device to estimate a communication path response.
  • a training signal generation process for generating a known signal and a transmission beam formation process for forming a transmission beam for eliminating interstream interference by a transmission weight calculated based on a channel response estimated by the receiver are performed.
  • the receiving device synthesizes a channel estimation process for receiving the known signal and estimating the channel response, and a plurality of channel responses for each stream estimated by the known signal from which inter-stream interference has been removed. It is characterized in that a synthesis process and an equalization process for removing intersymbol interference for each stream are performed by a reception weight calculated based on the communication path response synthesized by the synthesis process.
  • a predetermined known signal for estimating a channel response transmitted from the transmitting device is received.
  • a channel estimation unit that estimates the channel response, and a compositing unit that synthesizes a plurality of channel responses for each stream estimated by a known signal from which inter-stream interference transmitted by forming a beam from the transmission device is removed. It is characterized by including an equalization unit that performs an equalization process for removing intersymbol interference for each stream by a reception weight calculated based on a communication path response synthesized by the synthesis unit.
  • the wireless communication system, the wireless communication method, and the receiving device synthesize the estimation results of the channel response for each stream in the SC-MIMO system that performs the FIR type transmission beam forming process, and the synthesized channel response. It is possible to improve the accuracy of the estimation result of the channel response by performing the equalization processing of the received signal of each stream based on the estimation result of.
  • FIG. 1 shows an example of a wireless communication system 100 according to the present embodiment.
  • the wireless communication system 100 includes a transmitter 101 having N antennas (N is a positive integer) from the antenna ATt (0) to the antenna ATt (N-1), and an antenna from the antenna Att (0). It has a receiving device 102 having N antennas up to Att (N-1), and communication by the SC-MIMO method is performed between the transmitting device 101 and the receiving device 102.
  • the antenna ATt When a common explanation is given from the antenna ATt (0) to the antenna ATt (N-1), the (number) at the end of the code is omitted and referred to as the antenna ATt. Further, when a plurality of the same blocks are arranged in parallel with respect to the antenna Att and other blocks described later, they are described in the same manner as the antenna ATt.
  • the transmitting device 101 has N antennas ATt (0) to antennas ATt (N-1) and a transmitting beam forming unit 204.
  • components other than the transmitting beam forming unit 204 such as a block for generating a training signal for estimating a channel response on the receiving device 102 side, are omitted. The components will be described in detail later.
  • the transmission beam forming unit 204 inputs signals for each stream corresponding to the N antennas ATt, and performs FIR type transmission beam forming processing in the time domain, for example.
  • the signal of each stream from which the interstream interference is removed by the transmission beam forming process is transmitted from each of the N antennas ATt.
  • the transmission beam forming unit 204 inputs N signals from the streams s 1, t to the streams s N, t , and performs a transmission beam forming process by the transmission weight W (z). Then, the signals of the N streams processed to form the transmission beam are transmitted from the N antennas ATt, respectively.
  • the transmission weight W (z) will be described later. Further, a process of adding a CP (Cyclic Prefix) is appropriately performed to the signal of each stream input by the transmission beam forming unit 204.
  • the receiving device 102 has N antennas Atl (0) to antenna Att (N-1) and an equalizing unit 305.
  • components other than the equalizing unit 305 such as a block that estimates the channel response based on the training signal transmitted from the transmitting device 101, are omitted, and their configurations are omitted. The elements will be described in detail later.
  • the equalization unit 305 receives the signal transmitted from the transmission device 101 by N antennas Att, and performs equalization processing for removing intersymbol interference from the signal of each stream received by each antenna Att. .. Specifically, the equalization unit 305 inputs N signals from y 1, t to y N, t received by the N antennas Atl, respectively, and removes intersymbol interference from each signal. In addition, equalization processing is performed by the reception weight. The reception weight will be described later. Further, the CP added on the transmission device 101 side when the equalization process is performed by the FDE is removed from the signal input to the equalization unit 305.
  • the antennas are directly connected to each other. There are multipaths with various delay times as well as waves.
  • the communication path response between the antenna ATt (0) to the antenna ATt (N-1) of the transmitting device 101 and the antenna ATt (0) to the antenna Att (N-1) of the receiving device 102 is a channel matrix. It is represented by H (z).
  • FIG. 2 shows an example of a delay profile.
  • the delay profile of FIG. 2 includes the antenna ATt (n) of the transmitting device 101 (n is an integer from 0 to N-1) and the antenna Att (m) of the receiving device 102 (m is an integer from 0 to N-1).
  • the horizontal axis represents the delay time l
  • the vertical axis represents the gain (dB) of the delayed wave.
  • ATt (n) indicates any of the N antennas ATt of the transmitting device 101
  • Att (m) indicates any of the N antennas Att of the receiving device 102.
  • L (L: a positive integer) is the CIR length of the one having the delay wave with the maximum delay in the channel response (CIR (channel impulse response)).
  • CIR channel impulse response
  • the communication path response (H m, n (z)) between the antenna ATt (n) of the transmitting device 101 and the antenna Att (m) of the receiving device 102 is expressed by the equation (1).
  • z of z- l is a delay operator which performs time shift.
  • the communication path response in the MIMO communication path between the transmitting device 101 having the N antennas ATt and the receiving device 102 having the N antennas Att is of the equation (1). It is represented by a channel matrix H (z) having N ⁇ N channel responses between each antenna as elements.
  • H (z) the inverse matrix of H (z) is expressed by the equation (3) when the transposed adjugate matrix is expressed as adj [H (z)] and the determinant is expressed as det [H (z)].
  • H (z) represents det [H (z)].
  • adj adjugate matrix
  • adj adjugate matrix
  • the communication path matrix H (z) is diagonalized, and each diagonal element is diagonalized. It is known to be equal to det [H (z)] (see, for example, Non-Patent Document 1).
  • the communication path matrix when the transmission beam formation process is performed with adj [H (z)] as the transmission weight W (z) is equivalently represented by the equation (4).
  • I is an identity matrix.
  • the channel matrix H (z) is diagonalized and the non-diagonal representing the inter-stream interference component is represented.
  • the component becomes 0 and the inter-stream interference is eliminated.
  • the intersymbol interference of the received signal of each stream can be removed by performing the equalization processing using det [H (z)] on the data signal from which the interstream interference has been removed. It was done.
  • det [H (z)] det [H (z)]
  • the accuracy of the estimation result of the channel response is improved by paying attention to the fact that the channel matrix is diagonalized by the above-mentioned transmission beam forming process and the same reception weight is used in a plurality of streams. do.
  • the wireless communication system 100 estimates the communication path matrices H (z) of the plurality of streams after removing the interference between the streams, and synthesizes the estimated communication path matrices H (z). , Improve the accuracy of channel response estimation results. Then, the accuracy of the equalization process is improved by calculating the reception weight from the combined channel response ⁇ H (z).
  • transmission signals are s 1, t to s N, t
  • noise is w 1
  • a channel matrix is H (z)
  • a transmission beam is formed.
  • the wait of is W (z)
  • the received signals y 1, t to y N, t of each stream are expressed by the equation (5).
  • the channel matrix after removing the interference between streams is represented by the equation (6) as the channel matrix H W (z) of each stream.
  • the equation (6) corresponds to the above equation (4).
  • H W (z) is the same for all streams. That is, it can be considered that the received signals y 1, t to y N, t after removing the interference between the streams are virtually independent SISO transmission in each stream as shown in the equation (7).
  • the communication path matrix of each stream at this time is the same H W (z).
  • the communication path matrices H 0 , 0 (z), H 1, 1 of each stream are set as known signals (training signals) in which s 1, t to s N, t are predetermined. 1 (z), H 2 , 2 (z), ..., H N-1, N-1 (z) are estimated, respectively. Then, the combined channel response ⁇ H W (z) obtained by synthesizing the channel matrices of the estimated N streams is calculated. Then, the combined channel response ⁇ H W (z) is used as the H W (z) of the equations (6) and (7).
  • H0,0 (z) indicates the channel response between the antenna ATt (0) and the antenna Att (0).
  • the channel matrix H 1 , 1 (z) is between the antenna ATt (1) and the antenna Att (1), and H 2 , 2 (z) is between the antenna ATt (2) and the antenna Att (2).
  • H N-1, N-1 (z) indicate the respective communication path responses between the antenna ATt (N-1) and the antenna Att (N-1).
  • the average value obtained by averaging the estimation results of the channel responses of the plurality of streams is referred to as the composite channel response ⁇ H W (z). can do.
  • the estimated channel matrix ⁇ H 1, W (z) is the channel matrix H 1, 1 (z)
  • the estimated channel matrix ⁇ H 2, W (z) is the channel matrix H 2 , 2.
  • the estimated channel matrix ⁇ H N-1, W (z) are estimated values corresponding to the channel matrices H N-1, N-1 (z), respectively.
  • the wireless communication system 100 uses the highly accurate synthetic channel response ⁇ H W (z), the accuracy of the equalization process is improved.
  • the reception wait is 1 / ⁇ H W (z) using the combined channel response ⁇ H W (z).
  • the average value obtained by simply averaging the estimation results of the channel responses of a plurality of streams is defined as the composite channel response ⁇ H W (z), but the composite value is obtained by a well-known statistical process. May be good.
  • weighting may be performed according to the state of each stream, or processing such as excluding the maximum value or the minimum value of N estimated values may be performed.
  • the channel matrix of square MIMO in which the number of antennas of the transmitting device 101 and the number of antennas of the receiving device 102 are the same has been described, but the number of antennas of the transmitting device 101 and the number of antennas of the receiving device 102 have been described.
  • a non-square MIMO communication path matrix as described in Non-Patent Document 2, the product Y (z) (H (z) H (z) of the communication path matrix H (z) and its complex conjugate transpose.
  • the transposed adjugate matrix adj [Y (z)] (which is approximately equal to H )
  • transmission weights can be generated to form the transmission beam.
  • H (z) can be diagonalized, so that the same processing as in the previous embodiment can be performed thereafter.
  • the receiving device 102 estimates the channel response of each stream after forming the transmission beam using the training signal transmitted from the transmitting device 101, and synthesizes the channel response of the estimated plurality of streams.
  • the equalization process can be performed using the synthetic channel response ⁇ H W (z).
  • FIG. 3 shows a configuration example of the transmission device 101 according to the present embodiment.
  • the transmission device 101 includes an information bit generation unit 201, a data signal modulation unit 202, a training signal generation unit 203, a transmission beam forming unit 204, a transmission unit 205, a reception unit 206, a transmission weight calculation unit 207, and an antenna ATt ( It has an antenna ATt (N-1) from 0).
  • a CP addition unit may be provided between the data signal modulation unit 202 and the transmission beam forming unit 204.
  • the information bit generation unit 201 generates data information bits of N streams to be transmitted to the receiving device 102.
  • the data information bit is, for example, a bit string corresponding to a data signal input from the outside (not shown), a data signal generated internally, or the like.
  • the information bit generation unit 201 may have an error correction coding function, an interleaving function, or the like that generate an error correction code at a predetermined coding rate.
  • the data signal modulation unit 202 has data signal modulation units 202 (0) to data signal modulation units 202 (N-1) corresponding to the antennas ATt (0) to the antennas ATt (N-1), respectively.
  • Each data signal modulation unit 202 outputs a data signal obtained by modulating the bit string of each stream output by the information bit generation unit 201 by a predetermined modulation method (for example, quadrature amplitude modulation (QAM)).
  • a predetermined modulation method for example, quadrature amplitude modulation (QAM)
  • the training signal generation unit 203 generates a known signal (training signal) for estimating the communication path response between the transmission device 101 and the reception device 102 (training signal generation processing).
  • the training signal is a predetermined signal obtained by modulating predetermined information such as a preamble for signal detection (for example, a specific pattern such as an alternating pattern of "01") by a modulation method such as PSK (Phase Shift Keying) that is less susceptible to interference.
  • PSK Phase Shift Keying
  • the transmission beam forming unit 204 uses the transmission weight adj [H (z)] calculated by the transmission weight calculation unit 207 described later, and N ⁇ N with respect to the signal output by the N data signal modulation units 202. A transmission beam forming process for removing inter-stream interference in MIMO transmission is performed.
  • the transmission beam forming unit 204 may have a function of normalizing the transmission power.
  • the transmitting unit 205 has a transmitting unit 205 (0) to a transmitting unit 205 (N-1) corresponding to the antenna ATt (0) to the antenna ATt (N-1), respectively.
  • Each transmission unit 205 is composed of a pulse shaping unit (Pulse Shaping: performing necessary band limitation by a roll-off filter or the like), a DAC (Digital to Analog Conversion), an RF unit (Radio Frequency), and the like, and is composed of a transmission beam forming unit.
  • the processing for converting the signal for each stream output by 204 into a high frequency signal and transmitting it from the antenna ATt is performed.
  • the receiving unit 206 has a receiving unit 206 (0) to a receiving unit 206 (N-1) corresponding to the antenna ATt (0) to the antenna ATt (N-1), respectively.
  • Each receiving unit 206 is composed of an RF unit, an ADC (Analog to Digital Conversion), a pulse forming unit, and the like, and receives high frequencies received by the respective antennas of the antenna ATt (0) to the antenna ATt (N-1). Frequency converts the signal to a low frequency baseband signal.
  • the receiving unit 206 receives the signal including the information of the channel matrix H (z) from the receiving device 102 and outputs it to the transmission weight calculation unit 207.
  • the receiving unit 206 may have the function of the demodulation unit that demodulates the information of the channel matrix from the baseband signal, or the transmission weight calculation unit 207 may have the function. Further, the signal including the information of the channel matrix H (z) may be received from the receiving unit 206 (0) by any receiving unit 206 of the receiving unit 206 (N-1), or may be received by a plurality of receiving units. It may be received in parallel or distributed at 206.
  • the transmission weight calculation unit 207 calculates adj [H (z)] described in the equation (3) as the transmission weight W (z) based on the channel matrix H (z) estimated on the receiving device 102 side. Weight calculation process). The calculated transmission weight is output to the transmission beam forming unit 204.
  • the transmitting device 101 transmits a training signal for estimating the channel response, and the estimation result of the channel response between the receiving devices 102 and each antenna of N ⁇ N is obtained by the channel matrix H (z). ). Then, the transmission device 101 performs transmission beam formation processing using adj [H (z)] calculated based on the communication path matrix H (z) as a transmission weight, and removes inter-stream interference.
  • the transmission weight calculation unit 207 is provided in the transmission device 101, but the reception device 102 may calculate the transmission weight and transmit it to the transmission device 101.
  • the receiving unit 206 receives the information of adj [H (z)] from the receiving device 102 and outputs it to the transmission beam forming unit 204.
  • FIG. 4 shows a configuration example of the receiving device 102 according to the present embodiment.
  • the receiving device 102 includes a receiving unit 301, a communication path estimation unit 302a, a transmitting unit 303, an estimation result synthesis unit 304, an equalization unit 305, a data signal demodulation unit 306, an information bit detection unit 307, and an antenna Atl (0). ) To have an antenna Att (N-1).
  • the receiving unit 301 has a receiving unit 301 (0) to a receiving unit 301 (N-1) corresponding to the antenna Att (0) to the antenna Att (N-1), respectively.
  • each receiving unit 301 is composed of an RF unit, an ADC unit, a pulse forming unit, and the like, and frequency-converts a high-frequency signal received by the antenna Atl into a baseband signal.
  • the channel estimation unit 302a has an estimation unit 302 (0) to an estimation unit 302 (N-1) corresponding to the antenna Att (0) to the antenna Atl (N-1), respectively.
  • Each estimation unit 302 estimates the channel response based on the training signal transmitted from the transmission device 101 (channel estimation process).
  • the estimation unit 302 is used for first estimation processing for calculating the transmission weight used in the transmission beam forming unit 204 of the transmission device 101 and for calculating the reception weight used in the equalization unit 305 of the reception device 102.
  • the second estimation process is performed.
  • the channel response between all N ⁇ N antennas is estimated, and the channel matrix H (z) having the channel response of N ⁇ N as an element (the above equation (2)). Is obtained.
  • N channel responses for each stream ⁇ H k, W (z) (k is an integer from 1 to N) are estimated. The details of the processing of the channel estimation unit 302a will be described later.
  • the transmission unit 303 has transmission units 303 (0) to transmission units 303 (N-1) corresponding to antenna Att (0) to antenna Att (N-1), respectively.
  • each transmission unit 303 is composed of a pulse forming unit, a DAC unit, an RF unit, and the like, and information on the communication path matrix H (z) output from the communication path estimation unit 302a. Etc. are converted into high frequency signals and transmitted from the antenna Atl.
  • the transmission unit 303 may have the function of the modulation unit that modulates the information of the channel matrix H (z) into the baseband signal, or the channel estimation unit 302a may have the function.
  • the estimation result synthesis unit 304 estimates the channel response ( ⁇ H 1, W (z) to ⁇ H N, W (z)) for each of the N streams estimated by the estimation unit 302 in the second estimation process. Is synthesized, and a highly accurate synthetic channel response ⁇ H W (z) is calculated. Then, 1 / ⁇ H W (z) is calculated as a reception weight based on the combined channel response ⁇ H W (z), and is output to the equalization unit 305 (weight calculation process). The weight calculation process may be performed by the equalization unit 305. Further, the combined channel response ⁇ H W (z) is calculated as an average value obtained by averaging the estimation results of the channel responses of N streams, for example, as described in the equation (8).
  • the equalization unit 305 receives 1 / ⁇ WH (z) as the reception weight of each stream based on the synthetic channel response ⁇ H W (z) output from the estimation result synthesis unit 304, and receives it in the reception unit 301. Performs equalization processing to eliminate intersymbol interference of data signals for each stream. As shown in the above equation (6), since the communication path matrix is diagonalized by the transmission beam forming process of the transmission device 101 and the diagonal elements are the same, the reception unit 301 (0) to the reception unit 301 ( The same combined channel response ⁇ H W (z) is used for each stream of N).
  • the equalization process is performed by FDE
  • the data signal converted into the frequency domain by DFT discrete Fourier transform
  • Equalization processing is performed.
  • the data signal in the frequency domain after equalization is converted into a data signal in the time domain by IDFT (inverse discrete Fourier transform) and output to the data signal demodulator 306.
  • the data signal demodulation unit 306 demodulates the data signal output by the equalization unit 305 into information bits and outputs a bit string.
  • the data signal demodulation unit 306 may be provided with an error correction / decoding function and a deinterleave function, depending on the function of the transmission device 101.
  • the information bit detection unit 307 outputs the received data obtained by converting the bit string output by the data signal demodulation unit 306 into digital data.
  • the error correction / decoding function and the deinterleave function may be performed on the information bit detection unit 307 side.
  • the receiving device 102 estimates the channel response for performing the transmission beam forming process by the first estimation process, and for each stream for performing the equalization process by the second estimation process. Estimate the channel response and synthesize the estimation results. As a result, the accuracy of the estimation result of the channel response can be improved, and the equalization process with high accuracy can be performed.
  • the channel estimation unit 302a includes N estimation units 302, and is a first estimation process for estimating the communication path response between the N antenna ATt and the N antenna Att. The second estimation process is performed.
  • the N ⁇ N channel response between all N ⁇ N antennas is estimated, and the channel matrix H (z) having the estimated N ⁇ N channel response as an element is obtained. Be done. For example, when the training signal is transmitted from the antenna ATt (0) of the transmitting device 101 and received by the antenna Att (N-1) from the antenna Att (0) of the receiving device 102, the respective communication path responses H0,0 ( z), H 0 , 1 (z), ..., H 0, N-1 (z) are estimated.
  • the training signal is transmitted from the antenna ATt (1) of the transmitting device 101 and received by the antenna Att (N-1) from the antenna Att (0) of the receiving device 102
  • the respective communication path responses H 1, 0 (Z), H 1,1 (z), ..., H 1, N-1 (z) are estimated.
  • the communication path between all the antennas of N ⁇ N The response is estimated, and a channel matrix H (z) having an N ⁇ N channel response as an element is obtained.
  • the antenna ATt other than the antenna ATt (0) does not transmit the signal.
  • the antenna ATt other than the antenna ATt (1) does not transmit the signal. The same applies to other antennas ATt.
  • the second estimation process is a process for calculating the reception weight used by the equalization unit 305 of the reception device 102, and the transmission beam is formed based on the transmission weight obtained in the first estimation process. It is done in the state. That is, the channel response ( ⁇ H 1, W (z) to ⁇ H N, W (z)) for each of N streams is estimated in a state where the inter-stream interference is removed. For example, the training signal transmitted from the antenna ATt (0) of the transmitting device 101 is received by the antenna Att (0) of the receiving device 102, and the communication of the stream between the antenna ATt (0) and the antenna Att (0) is performed. The road response H 0,0 (z) is estimated.
  • the training signal transmitted from the antenna ATt (1) of the transmitting device 101 is received by the antenna Att (1) of the receiving device 102, and the stream between the antenna ATt (1) and the antenna Att (1) is received.
  • the channel response H 1,1 (z) is estimated.
  • Communication path response H 0 , 0 (z), H 1 , 1 (z), H 2, 2 (z), ..., H N-2, N-2 (z), H N-1, N -1 (z)
  • the estimated channel response of each stream is ⁇ H 1, W (z), ⁇ H 2, W (z), ⁇ H 3, W (z), ... , ⁇ H N-1, W (z), ⁇ H N, W (z). Since the interstream interference is removed in the second estimation process, the training signals are simultaneously transmitted from the antenna ATt (0) of the transmitting device 101 to the N antennas ATt of the antenna ATt (N-1). Then, the communication path response of each stream may be estimated.
  • the channel estimation unit 302a first performs the first estimation process to acquire the channel matrix H (z) for calculating the transmission weight used by the transmission beam forming unit 204 of the transmission device 101.
  • a second estimation process is performed to estimate the channel response for each stream for calculating the reception weight used by the equalization unit 305 of the receiving device 102.
  • the wireless communication system 100 can remove the inter-stream interference by the transmission beam forming unit 204 and the intersymbol interference by the equalization unit 305.
  • the estimation result of the channel response in which the reception weight used in the equalization unit 305 is estimated for each stream of a plurality of streams is synthesized, the accuracy of the channel response estimation result can be improved.
  • FIG. 5 shows the processing flow of the wireless communication system 100 according to the present embodiment. The process shown in FIG. 5 is performed by each block of the transmitting device 101 and the receiving device 102 described with reference to FIGS. 3 and 4.
  • step S101 the estimation unit 302 of the receiving device 102 receives the training signal transmitted from the transmitting device 101 and estimates the channel matrix H (z) between all the antennas (first estimation process).
  • the estimated channel matrix H (z) is transmitted to the transmission device 101.
  • step S102 the transmission weight calculation unit 207 of the transmission device 101 calculates the transposed adjugate matrix adj [H (z)], and sets adj [H (z)] as the transmission weight of the transmission beam forming unit 204. As a result, the transmission device 101 can transmit a signal from which inter-stream interference has been removed.
  • step S103 the estimation unit 302 of the reception device 102 receives the training signal transmitted from the transmission device 101 and estimates the channel response ⁇ H k, W (z) for each stream (second estimation process). ).
  • the estimated channel response ⁇ H k, W (z) for each stream is output to the estimation result synthesis unit 304.
  • step S104 the estimation result synthesis unit 304 of the receiving device 102 synthesizes the communication path responses ⁇ H k, W (z) for each of the N streams output from the estimation unit 302, and the combined communication path response ⁇ H W. (Z) is calculated.
  • the combined channel response ⁇ H W (z) is calculated as an average value obtained by averaging the estimation results of the channel responses of N streams, for example, as described in the equation (8).
  • 1 / ⁇ H W (z) is set as the reception weight of the equalization unit 305 based on the combined channel response ⁇ H W (z).
  • the equalization unit 305 performs the equalization process for removing the intersymbol interference of each stream with 1 / ⁇ H W (z) as the reception weight.
  • step S105 the transmitting device 101 and the receiving device 102 start the communication of the data signal by MIMO transmission in a state where the interstream interference and the intersymbol interference are removed.
  • the wireless communication system 100 synthesizes the estimation results of the channel response for each stream in the SC-MIMO system that performs the FIR type transmission beam forming process, and the synthesized channel response.
  • the accuracy of the estimation result of the channel response can be improved.
  • FIG. 6 shows a configuration example of the receiving device 802 of the comparative example.
  • the receiving device 802 includes a receiving unit 301, a communication path estimation unit 902a, a transmitting unit 303, a receiving weight calculation unit 904, an equalization unit 905, a data signal demodulation unit 306, an information bit detection unit 307, and an antenna Atl (0).
  • an antenna Att N-1
  • the blocks having the same reference numerals as those in FIG. 4 operate in the same manner as in FIG.
  • the transmitting device of the comparative example shall be configured in the same manner as the transmitting device 101 of FIG.
  • the channel estimation unit 902a has an estimation unit 902 (0) to an estimation unit 902 (N-1) corresponding to the antenna Att (0) to the antenna Atl (N-1), respectively.
  • Each estimation unit 902 estimates the channel response based on the training signal transmitted from the transmission device 101, and acquires the channel matrix H (z). This process corresponds to the first estimation process in the above-described embodiment described with reference to FIG. However, the channel estimation unit 902a does not perform the second estimation process performed by the channel estimation unit 302a in FIG. 4.
  • the channel matrix H (z) acquired by the channel estimation unit 902a is transmitted to the transmission device 101 and output to the reception weight calculation unit 904.
  • the channel matrix H (z) transmitted to the transmission device 101 transmits adj [H (z)] calculated by the transmission weight calculation unit 207 of the transmission device 101 as a transmission weight, as in the embodiment of FIG. It is output to the beam forming unit 204.
  • the reception weight calculation unit 904 uses the det [H (z)] shown in the equation (3) and the equation (4) as the reception weight based on the communication path matrix H (z) input from the communication path estimation unit 902a. Calculate and output 1 / det [H (z)] to the equalization unit 905.
  • the equalization unit 905 receives 1 / det [H (z)] as a reception weight based on the determinant det [H (z)] output from the reception weight calculation unit 904, and is received by the reception unit 301. Performs equalization processing to eliminate intersymbol interference of stream data signals.
  • the equalization process is performed by the FDE, the equalization process is performed by dividing the data signal converted into the frequency domain by the DFT by the det [H (z)] converted into the frequency domain. Then, the data signal in the frequency domain after equalization is converted into a data signal in the time domain by IDFT and output to the data signal demodulation unit 306.
  • the data signal demodulation unit 306 and the information bit detection unit 307 operate in the same manner as in the embodiment of FIG.
  • FIG. 7 shows the processing flow of the wireless communication system of the comparative example. The process shown in FIG. 7 is performed by each block of the transmitting device 101 and the receiving device 802 described with reference to FIGS. 3 and 6.
  • step S901 similarly to step S101 of FIG. 5, the estimation unit 902 of the receiving device 802 receives the training signal transmitted from the transmitting device 101 and estimates the channel matrix H (z) between all the antennas. do.
  • the estimated channel matrix H (z) is transmitted to the transmission device 101.
  • step S902 similarly to step S102 of FIG. 5, the transmission weight calculation unit 207 of the transmission device 101 calculates the transposed adjugate matrix adj [H (z)] and forms the adj [H (z)] as a transmission beam. Set to the transmission weight of unit 204.
  • step S903 the reception weight calculation unit 904 of the reception device 102 calculates the det [H (z)] based on the channel matrix H (z) used for the calculation of the adj [H (z)], and 1 / set [H (z)] to the reception weight of the equalization unit 305.
  • step S904 the transmitting device 101 and the receiving device 802 start the communication of the data signal by MIMO transmission.
  • the receiving device 802 of the comparative example has the transmission weight adj [H (z)] and the reception weight det [H () based on the communication path matrix H (z) acquired by the channel estimation unit 902a. z)] and is calculated.
  • the receiving device 102 has a transmission wait adj [H (z) based on the channel matrix H (z) acquired by the first estimation process. )] Is calculated and the transmission beam formation process is performed, the channel response for each stream is estimated after the inter-stream interference is removed by the second estimation process, and the estimation results of the channel responses of multiple streams are combined.
  • the reception weight is calculated using the combined channel response.
  • the wireless communication system, the wireless communication method, and the receiving device synthesize the estimation results of the channel response for each stream in the SC-MIMO system that performs the FIR type transmission beam forming process.
  • the accuracy of the estimated result of the channel response can be improved.

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Abstract

送信装置は、受信装置が通信路応答を推定するための既知信号を生成するトレーニング信号生成部と、通信路応答に基づいて算出された送信ウェイトによりストリーム間干渉を除去するための送信ビームを形成する送信ビーム形成部とを備え、受信装置は、既知信号を受信して通信路応答を推定する通信路推定部と、ストリーム間干渉が除去された既知信号により推定されたストリームごとの複数の通信路応答を合成する合成部と、合成部により合成された通信路応答に基づいて算出された受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化部とを備える。これにより、通信路応答の推定結果の精度を向上することができる。

Description

無線通信システム、無線通信方法、および受信装置
　本発明は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）型送信ビーム形成処理を行うＳＣ（Single Carrier）－ＭＩＭＯ（Multiple-Input Multiple-Output）方式の無線通信システムにおいて、通信路応答の推定結果の精度を向上する技術に関する。
　周波数選択性フェージングがある通信環境下で広帯域のＳＣ－ＭＩＭＯ伝送を行う場合、複数のアンテナの空間的な広がりにより生じるストリーム間干渉の除去と、通信路特性の時間的な広がりにより生じる符号間干渉の除去とを行う必要がある。
　一般的なＭＩＭＯ伝送では、送信装置および受信装置の少なくとも一方において、ストリーム間干渉を除去するための送信ビーム形成処理と、符号間干渉を除去するための波形等化処理とが、周波数領域または時間領域で行われている。
　例えば、ＦＩＲ型送信ビーム形成処理を行うマルチユーザＭＩＭＯ－ＳＣ－ＦＤＥ（Frequency Domain Equalization）系の通信システムが開示されている（例えば、非特許文献１参照）。
　また、送信アンテナの数と受信アンテナの数とが異なる非正方のＭＩＭＯ通信路行列の系にも使用できるＦＩＲ型送信ビーム形成方法が検討されている（例えば、非特許文献２参照）。
福園隼人，栗山圭太，吉岡正文，立田努，"FIR送信ビーム形成を用いたマルチユーザMIMO-SC-FDE系における適応CP長技術"，2019年9月 IEICE ソサイエティ大会 B-5-62. 福園隼人，栗山圭太，吉岡正文，林崇文，"マルチユーザMIMO-SC系におけるFIR送信ビーム形成に基づく空間ダイバーシティ技術"，2020年3月 IEICE 総合大会 B-5-163.
　従来技術では、通信路行列Ｈ（ｚ）の逆行列を転置余因子行列（ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］）と行列式（ｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］）とで表し、送信装置側において、ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を用いた送信ウェイトにより送信ビーム形成処理が行われ、通信路行列が対角化される。そして、受信装置側において、ｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を用いた受信ウェイトにより等化処理が行われる。例えばＦＤＥの場合、周波数領域の受信信号を周波数領域に変換したｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］で除算することにより等化処理が行われる。ここで、等化処理の精度を向上するためには、通信路応答の推定結果の精度をできるだけ高くする必要がある。
　本発明は、通信路応答の推定結果の精度を向上することができる無線通信システム、無線通信方法、および受信装置を提供することを目的とする。
　本発明は、送信装置と受信装置との間でＳＣ－ＭＩＭＯ方式による無線通信を行う無線通信システムにおいて、前記送信装置は、前記受信装置が通信路応答を推定するための予め定められた既知信号を生成するトレーニング信号生成部と、前記受信装置により推定された通信路応答に基づいて算出された送信ウェイトによりストリーム間干渉を除去するための送信ビームを形成する送信ビーム形成部とを備え、前記受信装置は、前記既知信号を受信して通信路応答を推定する通信路推定部と、ストリーム間干渉が除去された前記既知信号により推定されたストリームごとの複数の通信路応答を合成する合成部と、前記合成部により合成された通信路応答に基づいて算出された受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化処理を行う等化部とを備えることを特徴とする。
　また、本発明は、送信装置と受信装置との間でＳＣ－ＭＩＭＯ方式による無線通信を行う無線通信方法において、前記送信装置は、前記受信装置が通信路応答を推定するための予め定められた既知信号を生成するトレーニング信号生成処理と、前記受信装置により推定された通信路応答に基づいて算出された送信ウェイトによりストリーム間干渉を除去するための送信ビームを形成する送信ビーム形成処理とを行い、前記受信装置は、前記既知信号を受信して通信路応答を推定する通信路推定処理と、ストリーム間干渉が除去された前記既知信号により推定されたストリームごとの複数の通信路応答を合成する合成処理と、前記合成処理により合成された通信路応答に基づいて算出された受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化処理とを行うことを特徴とする。
　また、本発明は、送信装置との間でＳＣ－ＭＩＭＯ方式による無線通信を行う受信装置において、前記送信装置から送信される通信路応答を推定するための予め定められた既知信号を受信して通信路応答を推定する通信路推定部と、前記送信装置からビーム形成して送信されるストリーム間干渉が除去された既知信号により推定されたストリームごとの複数の通信路応答を合成する合成部と、前記合成部により合成された通信路応答に基づいて算出された受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化処理を行う等化部とを備えることを特徴とする。
　本発明に係る無線通信システム、無線通信方法、および受信装置は、ＦＩＲ型送信ビーム形成処理を行うＳＣ－ＭＩＭＯ方式において、各ストリームに対する通信路応答の推定結果を合成し、合成された通信路応答の推定結果に基づいて各ストリームの受信信号の等化処理を行うことより、通信路応答の推定結果の精度を向上させることができる。
本実施形態に係る無線通信システムの一例を示す図である。 遅延プロファイルの一例を示す図である。 本実施形態に係る送信装置の構成例を示す図である。 本実施形態に係る受信装置の構成例を示す図である。 本実施形態に係る無線通信システムの処理の流れを示す図である。 比較例の受信装置の構成例を示す図である。 比較例の無線通信システムの処理の流れを示す図である。
　以下、図面を参照して本発明に係る無線通信システム、無線通信方法、および受信装置の実施形態について説明する。
　図１は、本実施形態に係る無線通信システム１００の一例を示す。図１において、無線通信システム１００は、アンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）までのＮ個（Ｎは正の整数）のアンテナを有する送信装置１０１と、アンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）までのＮ個のアンテナを有する受信装置１０２とを有し、送信装置１０１と受信装置１０２との間でＳＣ－ＭＩＭＯ方式による通信が行われる。
　なお、アンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）に共通の説明を行う場合は符号末尾の（番号）を省略してアンテナＡＴｔと表記する。また、アンテナＡＴｒおよび後述の他のブロックについても、複数の同じブロックが並列に配置される場合は、アンテナＡＴｔと同様に表記する。
　図１において、送信装置１０１は、Ｎ個のアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）と、送信ビーム形成部２０４とを有する。なお、図１に示す送信装置１０１において、例えば受信装置１０２側で通信路応答を推定するためのトレーニング信号を生成するブロックなど、送信ビーム形成部２０４以外の構成要素は省略されており、それらの構成要素については後で詳しく説明する。
　送信ビーム形成部２０４は、Ｎ個のアンテナＡＴｔに対応するストリームごとの信号を入力し、例えば時間領域でＦＩＲ型の送信ビーム形成処理を行う。送信ビーム形成処理によりストリーム間干渉の除去された各ストリームの信号は、Ｎ個のアンテナＡＴｔからそれぞれ送信される。具体的には、送信ビーム形成部２０４は、ストリームｓ１，ｔからストリームｓＮ，ｔまでのＮ個の信号を入力し、送信ウェイトＷ（ｚ）により送信ビーム形成処理を行う。そして、送信ビーム形成処理されたＮ個のストリームの信号は、Ｎ個のアンテナＡＴｔからそれぞれ送信される。なお、送信ウェイトＷ（ｚ）については後述する。また、送信ビーム形成部２０４が入力する各ストリームの信号には、適宜、ＣＰ（Cyclic Prefix）を付加する処理が行われる。
　受信装置１０２は、Ｎ個のアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）と、等化部３０５とを有する。なお、図１に示す受信装置１０２において、例えば送信装置１０１から送信されるトレーニング信号に基づいて通信路応答を推定するブロックなど、等化部３０５以外の構成要素は省略されており、それらの構成要素については後で詳しく説明する。
　等化部３０５は、送信装置１０１から送信される信号をＮ個のアンテナＡＴｒで受信し、各アンテナＡＴｒで受信されたそれぞれのストリームの信号から符号間干渉を除去するための等化処理を行う。具体的には、等化部３０５は、Ｎ個のアンテナＡＴｒでそれぞれ受信されるｙ１，ｔからｙＮ，ｔまでのＮ個の信号を入力し、各信号から符号間干渉を除去するために、受信ウェイトにより等化処理を行う。なお、受信ウェイトについては後述する。また、ＦＤＥによる等化処理を行う場合に送信装置１０１側で付加されたＣＰは、等化部３０５に入力される信号から除去される。
　ここで、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）と、受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）との間の通信路ではアンテナ間の直接波だけではなく様々な遅延時間を有するマルチパスが存在する。なお、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）と、受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）との間の通信路応答は、通信路行列Ｈ（ｚ）で表される。
　図２は、遅延プロファイルの一例を示す。図２の遅延プロファイルは、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（ｎ）（ｎは０からＮ－１の整数）と、受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（ｍ）（ｍは０からＮ－１の整数）との間の遅延プロファイルである。図２において、横軸は遅延時間ｌ、縦軸は遅延波の利得（ｄＢ）をそれぞれ示す。なお、ＡＴｔ（ｎ）は送信装置１０１のＮ個のアンテナＡＴｔのいずれかを示し、ＡＴｒ（ｍ）は受信装置１０２のＮ個のアンテナＡＴｒのいずれかを示す。また、Ｌ（Ｌ：正の整数）は、通信路応答（ＣＩＲ（channel impulse response））内で最大遅延の遅延波をもつもののＣＩＲ長である。なお、図１の（ａ）に示す遅延時間の０，１・・・Ｌ－１は、後述する遅延作用素の次数に相当する。
　図２において、｜ｈｍ，ｎ，０｜は次数０の遅延時間の利得（ｄＢ）を示す。同様に、｜ｈｍ，ｎ，1｜は次数１の遅延時間の利得、｜ｈｍ，ｎ，Ｌ－１｜は次数（Ｌ－１）の遅延時間の利得をそれぞれ示す。
　ここで、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（ｎ）と受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（ｍ）との間の通信路応答（Ｈｍ，ｎ（ｚ））は、式（１）で表される。なお、式（１）において、ｚ－ｌのｚは時間シフトを行う遅延作用素である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　そして、Ｎ個のアンテナＡＴｔを有する送信装置１０１とＮ個のアンテナＡＴｒを有する受信装置１０２との間のＭＩＭＯ通信路における通信路応答は、式（２）に示すように、式（１）の各アンテナ間のＮ×Ｎ個の通信路応答を要素とする通信路行列Ｈ（ｚ）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　ここで、Ｈ（ｚ）の逆行列は、転置余因子行列をａｄｊ［Ｈ（ｚ）］、行列式をｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］として表現すると、式（３）で表される。ここで、式（３）および以降の数式において、｜Ｈ（ｚ）｜はｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　なお、ａｄｊ（adjugate matrix）は、エルミート転置を表す転置余因子行列（adjoint matrix）とは異なる。
　このように、転置余因子行列ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ビーム形成処理の送信ウェイトＷ（ｚ）に用いることで、通信路行列Ｈ（ｚ）が対角化され、各対角要素はｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］と等しくなることが知られている（例えば、非特許文献１参照）。 
　そして、ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ウェイトＷ（ｚ）として送信ビーム形成処理を行った場合の通信路行列は、等価的に式（４）で表される。ここで、Ｉは単位行列である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　このように、ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ウェイトＷ（ｚ）として送信ビーム形成処理を行なうことにより、通信路行列Ｈ（ｚ）が対角化され、ストリーム間干渉成分を表す非対角成分が０になり、ストリーム間干渉が除去される。
　ここで、従来技術では、ストリーム間干渉が除去されたデータ信号に対して、ｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を用いて等化処理を行うことにより、各ストリームの受信信号の符号間干渉の除去が行われていた。しかし、等化処理の精度を向上するためには、通信路応答の推定結果の精度をできるだけ高くする必要がある。
　そこで、本実施形態では、上述の送信ビーム形成処理により通信路行列が対角化され、複数のストリームで同一の受信ウェイトが用いられることに着目して、通信路応答の推定結果の精度を向上する。
　本実施形態に係る無線通信システム１００は、ストリーム間干渉除去後の複数のストリームの通信路行列Ｈ（ｚ）をそれぞれ推定し、推定された複数の通信路行列Ｈ（ｚ）を合成することにより、通信路応答の推定結果の精度を向上する。そして、合成通信路応答＾Ｈ（ｚ）から受信ウェイトを計算することにより、等化処理の精度が向上する。
　（合成処理）
　次に、本実施形態に係る無線通信システム１００における通信路応答の推定結果の合成処理について説明する。
　図１において、時刻ｔにおけるＮ個のストリームについて、送信信号をｓ１，ｔからｓＮ，ｔ、雑音をｗ１，ｔからｗＮ，ｔ、通信路行列をＨ（ｚ）、送信ビーム形成のウェイトをＷ（ｚ）とすると、各ストリームの受信信号ｙ１，ｔからｙＮ，ｔは、式（５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　ここで、ストリーム間干渉除去後の通信路行列は、各ストリームの通信路行列ＨＷ（ｚ）として、式（６）で表される。なお、式（６）は、先述の式（４）に対応する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　式（６）において、ＨＷ（ｚ）は全てのストリームで同一となる。つまり、ストリーム間干渉除去後の受信信号ｙ１，ｔからｙＮ，ｔは、式（７）に示すように、仮想的に各ストリームで独立したＳＩＳＯ伝送を行っていると考えることができ、このときの各ストリームの通信路行列は、同一のＨＷ（ｚ）となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　本実施形態では、この点に着目し、ｓ１，ｔからｓＮ，ｔを予め決められた既知信号（トレーニング信号）として、各ストリームの通信路行列Ｈ０，０（ｚ）、Ｈ１，１（ｚ）、Ｈ２，２（ｚ）、・・・、ＨＮ－１，Ｎ－１（ｚ）をそれぞれ推定する。そして、推定されたＮ個のストリームの通信路行列を合成した合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）を計算する。そして、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）が式（６）および式（７）のＨＷ（ｚ）として用いられる。
　ここで、Ｈ０，０（ｚ）は、アンテナＡＴｔ（０）とアンテナＡＴｒ（０）との間の通信路応答を示す。同様に、通信路行列Ｈ１，１（ｚ）はアンテナＡＴｔ（１）とアンテナＡＴｒ（１）との間、Ｈ２，２（ｚ）はアンテナＡＴｔ（２）とアンテナＡＴｒ（２）との間、ＨＮ－１，Ｎ－１（ｚ）はアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）とアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）との間、のそれぞれの通信路応答を示す。
　このように、推定された複数の通信路行列を合成する処理を行うことにより、雑音や変動などが除去され、通信路応答の推定結果の精度が向上する。
　推定された複数の通信路応答の合成は、例えば、式（８）に示すように、複数のストリームの通信路応答の推定結果を平均した平均値を合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）とすることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（８）において、推定通信路行列＾Ｈ１，Ｗ（ｚ）は通信路行列Ｈ１，１（ｚ）、推定通信路行列＾Ｈ２，Ｗ（ｚ）は通信路行列Ｈ２，２（ｚ）、推定通信路行列＾ＨＮ－１，Ｗ（ｚ）は通信路行列ＨＮ－１，Ｎ－１（ｚ）、にそれぞれ対応する推定値である。
　そして、先述の式（７）は、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）を用いて、式（９）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、高精度な合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）を用いるので、等化処理の精度が向上する。なお、受信ウェイトは、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）を用いて１／＾ＨＷ（ｚ）となる。
　ここで、上述の説明では、複数のストリームの通信路応答の推定結果を単純に平均した平均値を合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）としたが、周知の統計処理により合成値を求めてもよい。あるいは、各ストリームの状態に応じて重み付けを行ってもよいし、Ｎ個の推定値の最大値や最小値を除外するなどの処理を行ってもよい。
　また、上述の説明では、送信装置１０１のアンテナの数と受信装置１０２のアンテナの数が同じ正方ＭＩＭＯの通信路行列について説明したが、送信装置１０１のアンテナの数と受信装置１０２のアンテナの数が異なる非正方ＭＩＭＯの通信路行列についても同様に適用できる。例えば非正方ＭＩＭＯの通信路行列の場合、非特許文献２に記載されているように、通信路行列Ｈ（ｚ）とその複素共役転置の積Ｙ（ｚ）（Ｈ（ｚ）Ｈ（ｚ）Ｈにほぼ等しい）の転置余因子行列ａｄｊ［Ｙ（ｚ）］を利用して、送信ウェイトを生成して、送信ビーム形成を行うことができる。これにより、Ｈ（ｚ）を対角化できるので、以降は、先の実施形態と同様に処理することができる。具体的には、受信装置１０２は、送信装置１０１から送信されるトレーニング信号を用いて送信ビーム形成後の各ストリームの通信路応答を推定し、推定された複数のストリームの通信路応答を合成した合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）を用いて等化処理を行うことができる。
　このようにして、非正方ＭＩＭＯ通信においても、通信路応答の推定結果の精度を向上することにより、精度の高い等化処理を行うことができる。
　（送信装置１０１の構成例）
　図３は、本実施形態に係る送信装置１０１の構成例を示す。
　図３において、送信装置１０１は、情報ビット生成部２０１、データ信号変調部２０２、トレーニング信号生成部２０３、送信ビーム形成部２０４、送信部２０５、受信部２０６、送信ウェイト算出部２０７およびアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）を有する。なお、受信側でＦＤＥによる等化処理を行う場合、データ信号変調部２０２と送信ビーム形成部２０４との間にＣＰ付加部を有してもよい。
　情報ビット生成部２０１は、受信装置１０２へ送信するＮ個のストリームのデータ情報ビットを生成する。データ情報ビットは、例えば外部(不図示)から入力するデータ信号や内部で生成するデータ信号などに対応するビット列である。なお、情報ビット生成部２０１は、所定の符号化率で誤り訂正符号を生成する誤り訂正符号化機能やインターリーブ機能などを有してもよい。
　データ信号変調部２０２は、Ｎ個のアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）にそれぞれ対応するデータ信号変調部２０２（０）からデータ信号変調部２０２（Ｎ－１）を有する。各々のデータ信号変調部２０２は、情報ビット生成部２０１が出力する各ストリームのビット列を所定の変調方式（例えば直交振幅変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）など）で変調したデータ信号をそれぞれ出力する。
　トレーニング信号生成部２０３は、送信装置１０１と受信装置１０２との間の通信路応答を推定するための既知信号（トレーニング信号）を生成する（トレーニング信号生成処理）。トレーニング信号は、信号検出用のプリアンブルなどの予め定められた情報（例えば”０１”の交互パターン等の特定パターン）をＰＳＫ（Phase Shift Keying）など干渉を受けにくい変調方式で変調した所定の信号であり、受信装置１０２が通信路応答を推定するために用いられる。なお、トレーニング信号の情報は、送信装置１０１と受信装置１０２との間で既知である。
　送信ビーム形成部２０４は、後述する送信ウェイト算出部２０７により算出された送信ウェイトａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を用いて、Ｎ個のデータ信号変調部２０２が出力する信号に対してＮ×ＮのＭＩＭＯ伝送におけるストリーム間干渉を除去するための送信ビーム形成処理を行う。なお、送信ビーム形成部２０４は、送信電力を正規化する機能を有してもよい。
　送信部２０５は、アンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）にそれぞれ対応する送信部２０５（０）から送信部２０５（Ｎ－１）を有する。各々の送信部２０５は、パルス成形部（Pulse Shaping：ロールオフフィルタなどにより必要な帯域制限を行う）、ＤＡＣ（Digital to Analog Conversion）およびＲＦ部（Radio Frequency）などにより構成され、送信ビーム形成部２０４が出力するストリームごとの信号を高周波信号に変換してアンテナＡＴｔから送出するための処理を行う。
　受信部２０６は、アンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）にそれぞれ対応する受信部２０６（０）から受信部２０６（Ｎ－１）を有する。各々の受信部２０６は、ＲＦ部、ＡＤＣ（Analog to Digital Conversion）およびパルス成形部などにより構成され、アンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）のそれぞれのアンテナにより受信された高周波の受信信号を低周波のベースバンド信号に周波数変換する。ここで、図３の例では、受信部２０６は、受信装置１０２から通信路行列Ｈ（ｚ）の情報を含む信号を受信し、送信ウェイト算出部２０７に出力する。なお、ベースバンド信号から通信路行列の情報を復調する復調部の機能は、受信部２０６が有してもよいし、送信ウェイト算出部２０７が有してもよい。また、通信路行列Ｈ（ｚ）の情報を含む信号は、受信部２０６（０）から受信部２０６（Ｎ－１）のいずれかの受信部２０６で受信してもよいし、複数の受信部２０６で並列または分散して受信してもよい。
　送信ウェイト算出部２０７は、受信装置１０２側で推定され通信路行列Ｈ（ｚ）に基づいて、式（３）で説明したａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ウェイトＷ（ｚ）として算出する（ウェイト算出処理）。なお、算出された送信ウェイトは、送信ビーム形成部２０４に出力される。
　このようにして、送信装置１０１は、通信路応答を推定するためのトレーニング信号を送信して、受信装置１０２からＮ×Ｎの各アンテナ間の通信路応答の推定結果を通信路行列Ｈ（ｚ）として受信する。そして、送信装置１０１は、通信路行列Ｈ（ｚ）に基づいて算出したａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ウェイトとして送信ビーム形成処理を行い、ストリーム間干渉を除去する。
　なお、図３の例では、送信ウェイト算出部２０７を送信装置１０１に設けたが、受信装置１０２が送信ウェイトを算出して送信装置１０１に送信するようにしてもよい。この場合、受信部２０６が受信装置１０２からａｄｊ［Ｈ（ｚ）］の情報を受信して送信ビーム形成部２０４に出力する。
　（受信装置１０２の構成例）
　図４は、本実施形態に係る受信装置１０２の構成例を示す。
　図４において、受信装置１０２は、受信部３０１、通信路推定部３０２ａ、送信部３０３、推定結果合成部３０４、等化部３０５、データ信号復調部３０６、情報ビット検出部３０７およびアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）を有する。
　受信部３０１は、アンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）にそれぞれ対応する受信部３０１（０）から受信部３０１（Ｎ－１）を有する。各々の受信部３０１は、送信装置１０１の受信部２０６と同様に、ＲＦ部、ＡＤＣ部およびパルス成形部などにより構成され、アンテナＡＴｒが受信する高周波信号をベースバンド信号に周波数変換する。
　通信路推定部３０２ａは、アンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）にそれぞれ対応する推定部３０２（０）から推定部３０２（Ｎ－１）を有する。各々の推定部３０２は、送信装置１０１から送信されるトレーニング信号に基づいて通信路応答を推定する（通信路推定処理）。ここで、推定部３０２は、送信装置１０１の送信ビーム形成部２０４で用いる送信ウェイトを算出するための第１の推定処理と、受信装置１０２の等化部３０５で用いる受信ウェイトを算出するための第２の推定処理とを行う。第１の推定処理では、Ｎ×Ｎの全てのアンテナ間の通信路応答を推定して、Ｎ×Ｎの通信路応答を要素とする通信路行列Ｈ（ｚ）（先述の式（２））が得られる。第２の推定処理では、ストリームごとのＮ個の通信路応答＾Ｈｋ，Ｗ（ｚ）（ｋは１からＮの整数）が推定される。なお、通信路推定部３０２ａの処理の詳細は後述する。
　送信部３０３は、アンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）にそれぞれ対応する送信部３０３（０）から送信部３０３（Ｎ－１）を有する。各々の送信部３０３は、送信装置１０１の送信部２０５と同様に、パルス成形部、ＤＡＣ部およびＲＦ部などにより構成され、通信路推定部３０２ａから出力される通信路行列Ｈ（ｚ）の情報などを高周波信号に変換してアンテナＡＴｒから送信する。なお、通信路行列Ｈ（ｚ）の情報をベースバンド信号に変調する変調部の機能は、送信部３０３が有してもよいし、通信路推定部３０２ａが有してもよい。
　推定結果合成部３０４は、推定部３０２が第２の推定処理で推定したＮ個のストリームごとの通信路応答（＾Ｈ１，Ｗ（ｚ）から＾ＨＮ，Ｗ（ｚ））の推定結果を合成し、高精度な合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）を計算する。そして、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）に基づいて１／＾ＨＷ（ｚ）を受信ウェイトとして算出し、等化部３０５に出力する（ウェイト算出処理）。なお、ウェイト算出処理は等化部３０５で行ってもよい。また、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）は、例えば式（８）で説明したように、Ｎ個のストリームの通信路応答の推定結果を平均した平均値として計算される。
　等化部３０５は、推定結果合成部３０４から出力される合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）に基づいて、１／＾ＨＷ（ｚ）を各ストリームの受信ウェイトとして、受信部３０１で受信されるストリームごとのデータ信号の符号間干渉を除去するための等化処理を行う。なお、先述の式（６）に示すように、送信装置１０１の送信ビーム形成処理により通信路行列は対角化され、かつ対角要素は同じなので、受信部３０１（０）から受信部３０１（Ｎ）の各ストリームに対して同じ合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）が用いられる。ここで、等化処理をＦＤＥで行う場合、ＤＦＴ（離散フーリエ変換）により周波数領域に変換されたデータ信号を周波数領域に変換された合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）で除算することにより、等化処理が行われる。なお、等化後の周波数領域のデータ信号は、ＩＤＦＴ（逆離散フーリエ変換）により時間領域のデータ信号に変換され、データ信号復調部３０６に出力される。
　データ信号復調部３０６は、等化部３０５が出力するデータ信号を情報ビットに復調し、ビット列を出力する。なお、データ信号復調部３０６は、送信装置１０１側の機能に応じて、誤り訂正復号機能やデインターリーブ機能を備えてもよい。
　情報ビット検出部３０７は、データ信号復調部３０６が出力するビット列をデジタルデータに変換した受信データを出力する。なお、誤り訂正復号機能やデインターリーブ機能を情報ビット検出部３０７側で行ってもよい。
　このようにして、受信装置１０２は、第１の推定処理により、送信ビーム形成処理を行うための通信路応答の推定を行い、第２の推定処理により、等化処理を行うためのストリームごとの通信路応答の推定を行い、推定結果を合成する。これにより、通信路応答の推定結果の精度を高めることができ、精度の高い等化処理を行うことができる。
　（通信路推定部３０２ａの処理）
　先述のように、通信路推定部３０２ａは、Ｎ個の推定部３０２を備え、Ｎ個のアンテナＡＴｔとＮ個のアンテナＡＴｒとの間の通信路応答を推定するための第１の推定処理と第２の推定処理とを行う。
　第１の推定処理では、Ｎ×Ｎの全てのアンテナ間のＮ×Ｎの通信路応答が推定され、推定されたＮ×Ｎの通信路応答を要素とする通信路行列Ｈ（ｚ）が得られる。例えば、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）からトレーニング信号が送信され、受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）で受信したときのそれぞれの通信路応答Ｈ０，０（ｚ）、Ｈ０，１（ｚ）、・・・、Ｈ０，Ｎ－１（ｚ）が推定される。同様に、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（１）からトレーニング信号が送信され、受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）で受信したときのそれぞれの通信路応答Ｈ１，０（ｚ）、Ｈ１，１（ｚ）、・・・、Ｈ１，Ｎ－１（ｚ）が推定される。このようにして、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）までのそれぞれのアンテナＡＴｔから順番にトレーニング信号を送信することにより、Ｎ×Ｎの全てのアンテナ間の通信路応答が推定され、Ｎ×Ｎの通信路応答を要素とする通信路行列Ｈ（ｚ）が得られる。なお、第１の推定処理において、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）からトレーニング信号の送信中は、アンテナＡＴｔ（０）以外のアンテナＡＴｔは信号を送信しない。同様に、アンテナＡＴｔ（１）からトレーニング信号の送信中は、アンテナＡＴｔ（１）以外のアンテナＡＴｔは信号を送信しない。他のアンテナＡＴｔについても同様である。
　次に、第２の推定処理は、受信装置１０２の等化部３０５で用いる受信ウェイトを算出するための処理であり、第１の推定処理で得られた送信ウェイトに基づいて送信ビーム形成された状態で行われる。つまり、ストリーム間干渉が除去された状態において、Ｎ個のストリームごとの通信路応答（＾Ｈ１，Ｗ（ｚ）から＾ＨＮ，Ｗ（ｚ））が推定される。例えば、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）から送信されるトレーニング信号を受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（０）で受信して、アンテナＡＴｔ（０）とアンテナＡＴｒ（０）との間のストリームの通信路応答Ｈ０，０（ｚ）が推定される。同様に、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（１）から送信されるトレーニング信号を受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（１）で受信して、アンテナＡＴｔ（１）とアンテナＡＴｒ（１）との間のストリームの通信路応答Ｈ１，１（ｚ）が推定される。このようにして、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）と同番号の受信装置１０２のアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）との間のストリームごとの通信路応答（Ｈ０，０（ｚ）、Ｈ１，１（ｚ）、Ｈ２，２（ｚ）、・・・、ＨＮ－２，Ｎ－２（ｚ）、ＨＮ－１，Ｎ－１（ｚ））が推定される。ここで、Ｎ個のＨ０，０（ｚ）、Ｈ１，１（ｚ）、Ｈ２，２（ｚ）、・・・、ＨＮ－２，Ｎ－２（ｚ）、ＨＮ－１，Ｎ－１（ｚ）に対応する各ストリームの推定された通信路応答を＾Ｈ１，Ｗ（ｚ）、＾Ｈ２，Ｗ（ｚ）、＾Ｈ３，Ｗ（ｚ）、・・・、＾ＨＮ－１，Ｗ（ｚ）、＾ＨＮ，Ｗ（ｚ）と記載する。なお、第２の推定処理では、ストリーム間干渉が除去されているので、送信装置１０１のアンテナＡＴｔ（０）からアンテナＡＴｔ（Ｎ－１）のＮ個のアンテナＡＴｔから一斉にトレーニング信号を送信して、各ストリームの通信路応答を推定してもよい。
　このようにして、通信路推定部３０２ａは、先ず第１の推定処理を行って、送信装置１０１の送信ビーム形成部２０４で用いる送信ウェイトを算出するための通信路行列Ｈ（ｚ）を取得し、次に第２の推定処理を行って、受信装置１０２の等化部３０５で用いる受信ウェイトを算出するためのストリームごとの通信路応答の推定を行う。これにより、本実施形態に係る無線通信システム１００は、送信ビーム形成部２０４によるストリーム間干渉の除去と、等化部３０５による符号間干渉の除去とを行うことができる。特に本実施形態では、等化部３０５で用いる受信ウェイトを複数のストリームのストリームごとに推定した通信路応答の推定結果を合成するので、通信路応答の推定結果の精度を高めることができる。
　図５は、本実施形態に係る無線通信システム１００の処理の流れを示す。図５に示す処理は、図３および図４で説明した送信装置１０１および受信装置１０２の各ブロックにより行われる。
　ステップＳ１０１において、受信装置１０２の推定部３０２は、送信装置１０１から送信されるトレーニング信号を受信して、全てのアンテナ間の通信路行列Ｈ（ｚ）を推定する（第１の推定処理）。なお、推定された通信路行列Ｈ（ｚ）は、送信装置１０１に送信される。
　ステップＳ１０２において、送信装置１０１の送信ウェイト算出部２０７は、転置余因子行列ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を計算し、ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ビーム形成部２０４の送信ウェイトに設定する。これにより、送信装置１０１は、ストリーム間干渉が除去された信号を送信することができる。
　ステップＳ１０３において、受信装置１０２の推定部３０２は、送信装置１０１から送信されるトレーニング信号を受信して、ストリームごとの通信路応答＾Ｈｋ，Ｗ（ｚ）を推定する（第２の推定処理）。なお、推定されたストリームごとの通信路応答＾Ｈｋ，Ｗ（ｚ）は、推定結果合成部３０４に出力される。
　ステップＳ１０４において、受信装置１０２の推定結果合成部３０４は、推定部３０２から出力されるＮ個のストリームごとの通信路応答＾Ｈｋ，Ｗ（ｚ）を合成し、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）を計算する。なお、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）は、例えば式（８）で説明したように、Ｎ個のストリームの通信路応答の推定結果を平均した平均値として計算される。そして、合成通信路応答＾ＨＷ（ｚ）に基づいて、１／＾ＨＷ（ｚ）が等化部３０５の受信ウェイトに設定される。そして、等化部３０５は、１／＾ＨＷ（ｚ）を受信ウェイトとして、各ストリームの符号間干渉を除去する等化処理を行う。
　ステップＳ１０５において、送信装置１０１と受信装置１０２は、ストリーム間干渉および符号間干渉が除去された状態で、ＭＩＭＯ伝送によるデータ信号の通信を開始する。
　このようにして、本実施形態に係る無線通信システム１００は、ＦＩＲ型送信ビーム形成処理を行うＳＣ－ＭＩＭＯ方式において、各ストリームに対する通信路応答の推定結果を合成し、合成された通信路応答の推定結果に基づいて各ストリームの受信信号の等化処理を行うことより、通信路応答の推定結果の精度を向上させることができる。
　（比較例）
　図６は、比較例の受信装置８０２の構成例を示す。図６において、受信装置８０２は、受信部３０１、通信路推定部９０２ａ、送信部３０３、受信ウェイト算出部９０４、等化部９０５、データ信号復調部３０６、情報ビット検出部３０７およびアンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）を有する。なお、図６において、図４と同符号のブロックは、図４と同様に動作する。また、比較例の送信装置は、図３の送信装置１０１と同様に構成されるものとする。
　通信路推定部９０２ａは、アンテナＡＴｒ（０）からアンテナＡＴｒ（Ｎ－１）にそれぞれ対応する推定部９０２（０）から推定部９０２（Ｎ－１）を有する。各々の推定部９０２は、送信装置１０１から送信されるトレーニング信号に基づいて通信路応答を推定し、通信路行列Ｈ（ｚ）を取得する。この処理は、図４で説明した先述の実施形態における第１の推定処理に相当する。但し、通信路推定部９０２ａは、図４の通信路推定部３０２ａが行う第２の推定処理を行わない。
　比較例では、通信路推定部９０２ａにより取得された通信路行列Ｈ（ｚ）は、送信装置１０１に送信されるとともに、受信ウェイト算出部９０４に出力される。送信装置１０１に送信された通信路行列Ｈ（ｚ）は、図３の実施形態と同様に、送信装置１０１の送信ウェイト算出部２０７により算出されたａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ウェイトとして送信ビーム形成部２０４に出力される。
　一方、受信ウェイト算出部９０４は、通信路推定部９０２ａから入力する通信路行列Ｈ（ｚ）に基づいて、式（３）および式（４）に示すｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を受信ウェイトとして算出し、１／ｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を等化部９０５に出力する。
　等化部９０５は、受信ウェイト算出部９０４から出力される行列式ｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］に基づいて、１／ｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を受信ウェイトとして、受信部３０１で受信される各ストリームのデータ信号の符号間干渉を除去するための等化処理を行う。なお、等化処理をＦＤＥで行う場合、ＤＦＴにより周波数領域に変換されたデータ信号を周波数領域に変換されたｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］で除算することにより、等化処理が行われる。そして、等化後の周波数領域のデータ信号は、ＩＤＦＴにより時間領域のデータ信号に変換され、データ信号復調部３０６に出力される。
　以降、データ信号復調部３０６および情報ビット検出部３０７は、図４の実施形態と同様に動作する。
　図７は、比較例の無線通信システムの処理の流れを示す。図７に示す処理は、図３および図６で説明した送信装置１０１および受信装置８０２の各ブロックにより行われる。
　ステップＳ９０１において、図５のステップＳ１０１と同様に、受信装置８０２の推定部９０２は、送信装置１０１から送信されるトレーニング信号を受信して、全てのアンテナ間の通信路行列Ｈ（ｚ）を推定する。なお、推定された通信路行列Ｈ（ｚ）は、送信装置１０１に送信される。
　ステップＳ９０２において、図５のステップＳ１０２と同様に、送信装置１０１の送信ウェイト算出部２０７は、転置余因子行列ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を計算し、ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を送信ビーム形成部２０４の送信ウェイトに設定する。
　ステップＳ９０３において、受信装置１０２の受信ウェイト算出部９０４は、ａｄｊ［Ｈ（ｚ）］の算出に用いた通信路行列Ｈ（ｚ）に基づいてｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を計算し、１／ｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］を等化部３０５の受信ウェイトに設定する。
　ステップＳ９０４において、送信装置１０１と受信装置８０２は、ＭＩＭＯ伝送によるデータ信号の通信を開始する。
　このように、比較例の受信装置８０２は、通信路推定部９０２ａにより取得された通信路行列Ｈ（ｚ）に基づいて、送信ウェイトのａｄｊ［Ｈ（ｚ）］と受信ウェイトのｄｅｔ［Ｈ（ｚ）］とを算出する。
　これに対して、図４および図５で説明した本実施形態に係る受信装置１０２は、第１の推定処理により取得した通信路行列Ｈ（ｚ）に基づいて、送信ウェイトのａｄｊ［Ｈ（ｚ）］を算出して送信ビーム形成処理を行い、第２の推定処理によりストリーム間干渉が除去された後のストリームごとの通信路応答を推定し、複数のストリームの通信路応答の推定結果を合成した合成通信路応答を用いて受信ウェイトを算出する。これにより、通信路応答の推定結果の精度を高めることができるので、比較例に比べて精度の高い等化処理を行うことができる。
　以上、説明したように、本発明に係る無線通信システム、無線通信方法、および受信装置は、ＦＩＲ型送信ビーム形成処理を行うＳＣ－ＭＩＭＯ方式において、各ストリームに対する通信路応答の推定結果を合成し、合成された通信路応答の推定結果に基づいて各ストリームの受信信号の等化処理を行うことにより、通信路応答の推定結果の精度を向上させることができる。
１００・・・無線通信システム；１０１・・・送信装置；１０２・・・受信装置；２０１・・・情報ビット生成部；２０２・・・データ信号変調部；２０３・・・トレーニング信号生成部；２０４・・・送信ビーム形成部；２０５・・・送信部；２０６・・・受信部；２０７・・・送信ウェイト算出部；３０１・・・受信部；３０２ａ，９０２ａ・・・通信路推定部；３０２，９０２・・・推定部；３０３・・・送信部；３０４・・・推定結果合成部；３０５，９０５・・・等化部；３０６・・・データ信号復調部；３０７・・・情報ビット検出部；９０４・・・受信ウェイト算出部；ＡＴｔ，ＡＴｒ・・・アンテナ

Claims (8)

  1. 　送信装置と受信装置との間でＳＣ－ＭＩＭＯ方式による無線通信を行う無線通信システムにおいて、
    　前記送信装置は、
    　前記受信装置が通信路応答を推定するための予め定められた既知信号を生成するトレーニング信号生成部と、
    　前記受信装置により推定された通信路応答に基づいて算出された送信ウェイトによりストリーム間干渉を除去するための送信ビームを形成する送信ビーム形成部と
    　を備え、
    　前記受信装置は、
    　前記既知信号を受信して通信路応答を推定する通信路推定部と、
    　ストリーム間干渉が除去された前記既知信号により推定されたストリームごとの複数の通信路応答を合成する合成部と、
    　前記合成部により合成された通信路応答に基づいて算出された受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化処理を行う等化部と
    　を備えることを特徴とする無線通信システム。
  2. 　請求項１に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記通信路推定部は、前記送信ウェイトを算出するための第１の推定処理を行った後、前記受信ウェイトを算出するための第２の推定処理を行う
    　ことを特徴とする無線通信システム。
  3. 　請求項２に記載の無線通信システムにおいて、
    　前記合成部は、前記第２の推定処理で推定されたストリームごとの通信路応答の平均値を計算し、
    　前記等化部は、前記合成部により計算された通信路応答の平均値に基づいて算出された前記受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化処理を行う
    　ことを特徴とする無線通信システム。
  4. 　送信装置と受信装置との間でＳＣ－ＭＩＭＯ方式による無線通信を行う無線通信方法において、
    　前記送信装置は、
    　前記受信装置が通信路応答を推定するための予め定められた既知信号を生成するトレーニング信号生成処理と、
    　前記受信装置により推定された通信路応答に基づいて算出された送信ウェイトによりストリーム間干渉を除去するための送信ビームを形成する送信ビーム形成処理と
    　を行い、
    　前記受信装置は、
    　前記既知信号を受信して通信路応答を推定する通信路推定処理と、
    　ストリーム間干渉が除去された前記既知信号により推定されたストリームごとの複数の通信路応答を合成する合成処理と、
    　前記合成処理により合成された通信路応答に基づいて算出された受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化処理と
    　を行うことを特徴とする無線通信方法。
  5. 　請求項４に記載の無線通信方法において、
    　前記通信路推定処理では、前記送信ウェイトを算出するための第１の推定処理を行った後、前記受信ウェイトを算出するための第２の推定処理を行う
    　ことを特徴とする無線通信方法。
  6. 　請求項５に記載の無線通信方法において、
    　前記合成処理では、前記第２の推定処理で推定されたストリームごとの通信路応答の平均値を計算し、
    　前記等化処理では、前記合成処理で計算された通信路応答の平均値に基づいて算出された前記受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する
    　ことを特徴とする無線通信方法。
  7. 　送信装置との間でＳＣ－ＭＩＭＯ方式による無線通信を行う受信装置において、
    　前記送信装置から送信される通信路応答を推定するための予め定められた既知信号を受信して通信路応答を推定する通信路推定部と、
    　前記送信装置からビーム形成して送信されるストリーム間干渉が除去された既知信号により推定されたストリームごとの複数の通信路応答を合成する合成部と、
    　前記合成部により合成された通信路応答に基づいて算出された受信ウェイトにより、ストリームごとに符号間干渉を除去する等化処理を行う等化部と
    　を備えることを特徴とする受信装置。
  8. 　請求項７に記載の受信装置において、
    　前記通信路推定部は、前記送信装置がビーム形成に用いる送信ウェイトを算出するための第１の推定処理を行った後、前記受信ウェイトを算出するための第２の推定処理を行う
    　ことを特徴とする受信装置。
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