CN101589562B - 接收装置以及移动通信*** - Google Patents

Abstract

本发明提供一种接收装置，所述接收装置通过多个接收天线接收单载波信号，并在频域中同时进行多路径均衡和对其他小区干扰的抑制。接收天线1-1～N接收单载波信号。DFT部3-1～N将接收信号变换为频域信号。信道估计部5使用导频接收信号估计希望的用户信号的信道增益。干扰相关矩阵估计部6根据导频接收信号和信道估计值估计干扰相关矩阵。权重计算部7被输入信道估计值和干扰相关矩阵来计算均衡权重。均衡部8在频域中进行希望的用户的多路径均衡和对其他小区干扰的抑制。IDFT部9将均衡信号变换为时域信号。

Description

接收装置以及移动通信***

技术领域

本发明涉及接收装置以及移动通信***，特别涉及通过多个接收天线接收单载波信号的接收装置以及移动通信***。

另外，作为本申请的基础申请的日本专利申请2007-010977号的内容通过该申请号的公开而被写入本申请中。

背景技术

在下一代移动通信的上行链路无线方式中，为了扩大通信区域需要在终端实现较高的发送功率效率，峰值功率和平均功率之比(PAPR：Peakto Average Power Ratio)低的单载波(SC：Single-Carrier)方式最有优势。另外，在下一代移动通信中，实现高速数据传输是重要的，当使用SC信号进行高速数据传输时，存在基于多路径的符号间干扰(多路径干扰)的问题。在简单地抑制该多路径干扰的方法中有线性均衡的方法，人们研究了通过频域的信号处理进行均衡处理并能够大幅削减运算处理量的频域均衡。另外，为了提高接收质量，下述方法是有效的：通过多个接收天线接收SC信号，对各个接收信号进行均衡并进行天线分集(diversity)合成。

在频域均衡中，一般使用导频信号估计频域的信道增益并计算均衡权重。图1示出使用频域均衡时的无线帧格式的一个示例。无线帧信号具有多个导频信号或者数据信号的块，在图1中，前头有导频信号块，之后多个数据信号块连续构成。在各块的前头，在离散傅立叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)处理时为了避开来自前块的干扰而附加循环前缀(CP：Cyclic Prefix)。通过将各块的最后部数据复制到最前部来生成CP。

图2表示现有的接收装置的结构。现有的接收装置是通过N根接收天线接收SC信号(N是2以上的整数)并通过频域的信号处理来进行多路径均衡和天线分集合成的接收装置，包括接收天线101-1～N、CP去除部102-1～N、DFT部103-1～N、接收滤波器104-1～N、信道估计部105、噪声功率估计部106、权重计算部107、均衡部108、离散傅立叶逆变换(IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform)部109。

接收天线101-1～N分别与CP去除部102-1～N连接。CP去除部102-1～N还分别与DFT部103-1～N连接。DFT部103-1～N还分别与接收滤波器104-1～N连接。接收滤波器104-1～N还与信道估计部105、噪声功率估计部106、以及均衡部108连接。信道估计部105还与噪声功率估计部106和权重计算部107连接。噪声功率估计部106还与权重计算部107连接。权重计算部107还与均衡部108连接。均衡部108还与IDFT部109连接。

接收天线101-1～N分别接收SC信号。CP去除部102-1～N输入各个天线的接收信号，并去除与CP相当的部分的信号。DFT部103-1～N接收由CP去除部102-1～N去除了CP的接收信号，进行N_DFT点(N_DFT是2以上的整数)离散傅立叶变换(DFT)，并输出变换到频域的接收信号。接收滤波器104-1～N在频域进行接收信号的频带限制并进行用户分离和噪声抑制。在接收滤波器104-1～N中通常使用升余弦滚降滤波器(raisedcosine roll-off filter，包括滚降率为0)。在图2的结构中，通过频域的信号处理进行接收信号的滤波，但是接收信号的滤波也可以在DFT部103-1～N之前通过时域的信号处理来进行。

信道估计部105通过在频域中导频接收信号和导频参考信号的相关处理来估计期望的用户信号的信道增益。图3是表示信道估计部105的结构例的框图。信道估计部105包括DFT部111、收发滤波器112、导频参考信号生成部113、相关计算部114、以及噪声抑制部115。

DFT部111与收发滤波器112连接。收发滤波器112还与导频参考信号生成部113连接。导频参考信号生成部113还与相关计算部114连接。相关计算部114还与噪声抑制部115连接。

DFT部111对希望的用户的导频码进行离散傅立叶变换并变换为频域的信号。收发滤波器112将导频码的频域信号通知给收发滤波器。在滾降率为0的情况不需要收发滤波器112。导频参考信号生成部113使用收发滤波器112的输出来生成在与导频接收信号的相关计算中使用的导频参考信号。在导频参考信号生成部113中使用完全取消导频接收信号的码特性的迫零法(ZF：Zero Forcing)、抑制相关计算中的噪声增强的最小均方误差法(MMSE：Minimum Mean Squared Error)、或剪裁法(clipping)。用下式表示使用ZF时的子载波k的导频参考信号X(k)(1≤k≤N_DFT)。

$X\left(k\right)=\frac{C^{*}\left(k\right)}{{\left|C\left(k\right)\right|}^2}\·\·\·\left(1\right)$

这里，C(k)表示收发滤波器112的输出的导频码特性、角标*表示复数共轭。DFT部111、收发滤波器112、导频参考信号生成部113的处理在与希望的用户进行通信之前只进行一次即可。另外，也可考虑以下方法：预先计算多个导频参考信号并存储在存储器中，根据用户来选择导频参考信号。相关计算部114通过频域的导频接收信号和导频参考信号的相关计算来估计信道增益。子载波k的信道估计值向量H(k)(1≤k≤N_DFT)通过下式来计算。

H(k)＝X(k)P(k)…(2)

这里，P(k)表示接收滤波器104-1～N的输出的导频接收信号向量。噪声抑制部115抑制相关计算部114的输出的信道估计值中的噪声并改善信道估计值的精度。在噪声抑制部115的具体的动作方法中包括使邻接的子载波平均移动的方法或通过一次IDFT将信道估计值变换到时域并在去除噪声路径后通过DFT返回到频域的方法等。

噪声功率估计部106在频域中根据导频接收信号和希望的用户信号的信道估计值来估计噪声功率。图4是噪声功率估计部106的结构图。噪声功率估计部106包括DFT部121、收发滤波器122、导频信号复制品(replica)生成部123、减法运算部124、噪声功率计算部125、以及子载波平均部126。

DFT部121与收发滤波器122连接。收发滤波器122还与导频信号复制品生成部123连接。导频信号复制品生成部123还与减法运算部124连接。减法运算部124还与噪声功率计算部125连接。噪声功率计算部125还与子载波平均部126连接。

DFT部121对希望的用户的导频码进行离散傅立叶变换并变换为频域的信号。收发滤波器122用于对导频码的频域的信号进行收发滤波。在滾降率为0的情况下不需要收发滤波器122。DFT部121、收发滤波器122的处理仅在与希望的用户进行通信之前进行一次即可。另外，也可考虑以下方法：预先计算多个滤波器输出信号并存储在存储器中，并根据用户来选择滤波器输出信号。导频信号复制品生成部123对收发滤波器122的输出和信道估计值进行乘法运算并生成导频信号复制品。减法运算部124从频域的导频接收信号中减去导频信号复制品。噪声功率计算部125计算减法运算部124的输出的功率。子载波平均部126遍布子载波对噪声功率进行平均。一般由于噪声谱是白色，因此将所有子载波数N_DFT的噪声功率的总和用与接收滤波器的噪声频带相当的子载波数N_NB(N_NB是2以上的整数)进行平均。使用导频接收信号向量P(k)、信道估计值向量H(k)、导频码特性C(k)、以及与接收滤波器的噪声频带相当的子载波数N_NB，通过下式计算噪声功率σ²。

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{N\×N_{\mathrm{NB}}}\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|P\left(k\right)-H\left(k\right)C\left(k\right)\left|\right|}^2\·\·\·\left(3\right)$

权重计算部107被供给希望的用户信号的信道估计值和噪声功率并计算均衡权重。在权重计算部107中一般使用MMSE。子载波m中的MMSE权重W(k)(1≤k≤N_DFT)使用信道估计值向量H(k)和噪声功率σ²来通过下式来计算。

W(k)＝H^H(k)[H(k)H^H(k)+σ²I]^-1…(4)

这里，角标H表示厄米(hermite)共轭，I表示单位矩阵。均衡部108接收通过权重计算部107计算的均衡权重以及通过接收滤波器104-1～N进行频带限制的接收信号，按照每个子载波来对各个进行相乘，由此在频域中进行接收信号的多路径均衡和天线分集合成。当将接收滤波器104-1～N的输出的数据接收信号向量设为D(k)(1≤k≤N_DFT)、将由权重计算部107计算的权重设为W(k)时，通过下面式子表示均衡部108的输出的均衡信号Y(k)(1≤k≤N_DFT)。

Y(k)＝W(k)D(k)…(5)

IDFT部109接收作为均衡部108的输出的频域的均衡信号，并进行N_IDFT点(N_IDFT是2以上的整数)的IDFT，变换为时域的信号，输出解调信号。

关于上述的频域均衡在下述文件中也有讨论。

D.D.Falconer，S.L.Ariyavisitakul，A.Benyamin-Seeyar，and B.Eidson，“Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband WirelessSystems”，IEEE Commun.Mag.，vil.40，no.4，pp.

如上所述，在现有的接收装置中，通过多个接收天线接收SC信号，并在频域进行多路径均衡和天线分集合成，由此能在仅存在希望的用户信号的孤立小区环境中实现优良的特性。但是，在如移动通信***的多小区环境中存在与邻接小区使用相同频率信道的用户，这些用户的信号产生干扰(其他小区干扰)。在现有的接收装置中这些干扰被视为噪声，虽然通过MMSE进行优化，但是不能抑制其他小区干扰。因此，当存在大的其他小区干扰时，接收特性恶化。

发明内容

本发明的目的在于提供一种接收装置，所述接收装置在移动通信***中通过多个接收天线接收SC信号并在频域中同时进行希望的用户信号的多路径均衡以及对其他小区干扰的抑制。

本发明的移动通信***包括多个移动台和基站。这里，基站能够通过SC(Single Carrier：单载波)方式与所述多个移动台同时进行通信。

另外，基站包括第一接收装置。这里，第一接收装置用于与所述多个移动台中希望的移动台进行SIMO(Single Input Multiple Output，单输入多输出)通信。

并且，第一接收装置包括：多个第一前级功能单元、第一信道估计单元、第一干扰相关矩阵估计单元、以及第一后级功能单元。这里，所述多个第一前级功能单元用于接收来自所述多个移动台的SC信号，并输出对来自所述多个移动台中每一个移动台的接收信号进行分离而得到的多个频域信号。第一信道估计单元用于针对多个频域信号的每一个来估计信道增益并将其输出。第一干扰相关矩阵估计单元用于基于多个频域信号和信道增益的估计值来估计干扰相关矩阵并将其输出。第一后级功能单元用于基于信道增益的估计值和干扰相关矩阵的估计值来输出解调信号。

本发明的移动通信方法，包括以下步骤：(a)基站使用第一接收方法与希望的用户移动台进行MIMO通信；以及(b)多个用户移动台使用单载波方式与基站同时进行通信。这里，第一接收方法还包括以下步骤：(a-1)N根(N是2以上的整数)接收天线接收单载波信；(a-2)DFT单元将接收信号变换为频域的信号；(a-3)信道估计单元使用导频接收信号估计所述希望的用户信号的信道增益；(a-4)干扰相关矩阵估计单元根据导频接收信号和信道增益的估计值估计干扰相关矩阵；(a-5)权重计算单元被输入信道增益的估计值和干扰相关矩阵的估计值来计算均衡权重；(a-6)均衡单元进行希望的用户信号的多路径均衡和干扰抑制并输出均衡信号；以及(a-7)IDFT单元将均衡信号变换为时域信号。

附图说明

图1是表示使用频域等时的无线帧格式的一个示例的图；

图2是表示现有的接收装置的框图；

图3是表示信道估计部5、105的结构例的框图；

图4是表示噪声功率估计部106的结构例的框图；

图5是表示本发明的接收装置的实施例的框图；

图6是表示干扰相关矩阵估计部6的结构例的框图；

图7是表示本发明的接收装置的框错误率特性的图；

图8是表示使用了本发明的接收装置的移动通信***的图；

图9是表示MIMO收发***的结构的框图；

图10是表示本发明接收装置的另一实施例的框图；

图11是说明本发明的接收装置的动作的框图；

图12是表示使用本发明接收装置的另一通信***的图。

具体实施方式

参考附图，在下面说明用于实施本发明的接收装置和移动通信***的的最佳方式。

(第一实施方式)

图5是表示本发明的接收装置的第一实施例的框图。第一实施例涉及一个发送天线多个接收天线(SIMO：Single Input Multiple Output，单输入多输出)通信的接收装置。本发明的接收装置是通过N根(N是2以上的整数)接收天线接收SC信号、并通过频域的信号处理进行多路径均衡和抑制其他小区干扰的接收装置。本发明的接收装置包括：接收天线1-1～N、CP去除部2-1～N、DFT部3-1～N、接收滤波器4-1～N、信道估计部5、干扰相关矩阵估计部6、权重计算部7、均衡部8、以及IDFT部9。

接收天线1-1～N分别与CP去除部2-1～N连接。CP去除部2-1～N还分别与DFT部3-1～N连接。DFT部3-1～N还分别与接收滤波器4-1～N连接。接收滤波器4-1～N还与信道估计部5、干扰相关矩阵估计部6、以及均衡部8进行连接。干扰相关矩阵估计部6还与权重计算部7连接。权重计算部7还与均衡部8连接。均衡部8还与IDFT部9连接。

本发明的接收装置为了在频域中同时进行多路径均衡和对其他小区干扰的抑制，将在均衡权重计算中使用的相关矩阵分离为根据希望的用户信号的信道估计值求出的相关矩阵和从接收信号减去希望的用户信号的复制品而求出的干扰相关矩阵来进行计算。

接收天线1-1～N分别接收SC信号。CP去除部2-1～N输入各个天线的接收信号并去除与CP相当的部分的信号。DFT部3-1～N接收由CP去除部2-1～N去除的接收信号，进行N_DFT点(N_DFT是2以上的整数)的离散傅立叶变换，并输出变换到频域后的接收信号。接收滤波器4-1～N在频域进行接收信号的频带限制，并进行用户分离和噪声抑制。作为接收滤波器4-1～N一般使用升余弦滚降滤波器(包括滾降率为0)，但是不需要局限于此。在图5的结构中，是通过频域的信号处理来进行接收信号的滤波处理的，但是也能够通过在DFT部3-1～N之前的时域的信号处理来进行。

信道估计部5通过在频域中导频接收信号和导频参考信号的相关处理而估计希望的用户信号的信道增益。信道估计部5包括DFT部111、收发滤波器112、导频参考信号生成部113、相关计算部114、以及噪声抑制部115。DFT部111对希望的用户的导频码进行离散傅立叶变换，并变换为频域的信号。收发滤波器112将导频码的频域的信号通知给收发滤波器。在滾降率为0的情况下不需要收发滤波器112。导频参考信号生成部113使用收发滤波器112的输出生成在与接收导频信号的相关计算中使用的导频参考信号。在导频参考信号生成部113中，优选使用完全取消导频接收信号的码特性的ZF法、抑制相关计算中的噪声增强的MMSE法、或截取法。通过(1)式计算使用ZF时的子载波k的导频参考信号X(k)(1≤k≤N_DFT)。DFT部111、收发滤波器112、导频参考信号生成部113的处理只要在与希望的用户进行通信之前进行一次即可。另外，也考虑有以下方法：预先计算多个导频参考信号并将其存储在存储器中，根据用户来选择导频参考信号。相关计算部114通过频域的导频接收信号和导频参考信号的相关计算来估计信道增益。通过(2)式计算子载波k的信道估计值向量H(k)(1≤k≤N_DFT)。噪声抑制部115抑制相关计算部114的输出的信道估计值中的噪声并改善信道估计值的精度。在噪声抑制部115中使用对邻接的子载波进行移动平均的方法、或者通过一次离散傅立叶逆变换将信道估计值变换到时域上并在去除噪声路径后通过离散傅立叶变换返回到频域的方法等。

图6是表示干扰相关矩阵估计部6的结构例的图。干扰相关矩阵估计部6根据在频域中导频接收信号和希望的用户信号的信道估计值来估计干扰相关矩阵。干扰相关矩阵估计部6包括DFT部11、收发滤波器12、导频信号复制品生成部13、减法运算部14、相关矩阵计算部15、以及子载波平均部16。

DFT部11与收发滤波器12连接。收发滤波器12还与导频信号复制品生成部13连接。导频信号复制品生成部13还与减法运算部14连接。减法运算部14还与相关矩阵计算部15连接。相关矩阵计算部15还与子载波平均部16连接。

DFT部11将希望的用户的导频码进行离散傅立叶变换，并变换为频域的信号。收发滤波器12将导频码的频域的信号通知给收发滤波器。在滾降率为0的情况下不需要收发滤波器12。DFT部11、收发滤波器12的处理只要在与希望的用户进行通信之前进行一次即可。另外，也考虑以下方法：预先计算出多个滤波器输出信号并将其存储在存储器中，根据用户来选择滤波器输出信号。导频信号复制品生成部13将收发滤波器12的输出和信道估计值进行乘法运算并生成导频信号复制品。减法运算部14从频域的导频接收信号中减去导频信号复制品。相关矩阵计算部15计算减法运算部14的输出的相关矩阵。子载波平均部16将相关矩阵的各个要素遍布子载波进行平均。为提高干扰相关矩阵的精度希望遍布多个子载波进行平均，但是由于干扰信号受到频率选择性衰落，因此当越过相干(coherent)频带而进行子载波平均时，干扰抑制效果减少。因此，干扰相关矩阵为了优化特性而以大致与相干频带相当的子载波数N_CB(N_CB是2以上的整数)进行平均。使用导频接收信号向量P(k)、信道估计值向量H(k)、导频码特性C(k)、与相干频带相当的子载波数N_CB通过下式计算干扰相关矩阵R_I(k)(1≤k≤N_DFT)。

$R_I\left(k\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{CB}}}\underset{i=k-(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\overset{k+(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}[P\left(i\right)-H\left(i\right)C\left(i\right)]{[P\left(i\right)-H\left(i\right)C\left(i\right)]}^H\·\·\·\left(6\right)$

权重计算部7提供希望的用户信号的信道估计值和干扰相关矩阵并计算均衡权重。使用信道估计值向量H(k)、相关矩阵R(k)、以及相关矩阵R_I(k)，通过下式计算子载波k中的MMSE权重W(k)(1≤k≤N_DFT)。

R(k)＝H(k)H^H(k)+R_I(k)       …(7a)

W(k)＝H^H(k)R^-1(k)           …(7b)

＝H^H(k)[H(k)H^H(k)+R_I(k)]^-1  …(7c)

均衡部8接收通过权重计算部7计算的均衡权重以及通过接收滤波器4-1～N进行带域限制的接收信号，并按照每个子载波来对各个进行相乘，由此在频域进行接收信号的均衡处理。通过式(5)计算均衡部8的输出的均衡信号Y(k)(1≤k≤N_DFT)。IDFT部9接收作为均衡部8的输出的频域的均衡信号，进行N_IDFT点(N_IDFT是2以上的整数)的离散傅立叶逆变换来变换为时域的信号，并输出解调信号。

在本实施例的接收装置中，在均衡权重计算中使用的相关矩阵被分离为根据希望的用户信号的信道估计值求出的相关矩阵以及从接收信号中减去希望的用户信号的复制品而求出的干扰相关矩阵来进行计算。由此，由于在频域中同时进行多路径均衡和对其他小区干扰的抑制而实现优良的接收特性。

图7是表示本发明的接收装置的块错误率特性的图。在存在其他小区干扰的情况下，通过使用本发明的接收装置能够降低所需比特能量与噪声干扰功率之比(Eb/(N0+I0))。但是，在没有其他小区干扰的情况下，本发明的接收装置与现有的接收装置相比特性会稍稍恶化。这是由于：与干扰相关矩阵估计相比，噪声功率估计将子载波平均数取得更大，精度好。因此在能够估计其他小区干扰的大小的情况下，可以使用以下方法：在均衡权重计算中根据其他小区干扰的大小来选择干扰相关矩阵R_I(k)和噪声功率矩阵σ²I。

图8是表示使用本实施例的接收装置的移动通信***的图。在移动通信***的上行链路中，移动台1与基站1连接，并通过SC方式进行一个发送天线多个接收天线(SIMO：Single Input Multiple Output，单输入多输出)通信。在基站1接收移动台1的信号时，与邻接小区的基站2连接并使用相同频率信道进行通信的移动台2的信号成为干扰。在基站1接收移动台1的信号时，通过使用本实施例的接收装置来同时进行移动台1的信号的多路径均衡和对移动台2的干扰的抑制。一般在MMSE中，当将基站的接收天线数设为N时，能够抑制(N-1)个其他小区的移动台的干扰。

(第二实施方式)

接着，对本发明的接收装置的第二实施方式进行说明。第二实施方式涉及多个发送天线多个接收天线(MIMO：Multiple Input Multiple Output，多输入多输出)通信的接收装置。

图9是表示MIMO收发***的概要的图。在将收发天线数设为M(M是2以上的整数)、将接收天线数设为N(N是2以上的整数)的情况下，MIMO收发***在发送侧具有发送装置201和发送天线202-1～202～M，在接收侧具有接收天线203-1～203-N和接收装置204。从多个发送天线202-1～202-M使用相同频率发送不同的数据信号，并使用多个接收天线203-1～203-N接收数据信号，由此能够不增加频带宽度而与发送天线数成比例地进行高速数据传输。在接收装置204中需要从由多个接收天线203-1～203-N接收的信号分离出从多个发送天线202-1～202-M发送的各个数据信号。作为MIMO信号分离方式，从电平大的发送天线信号依次去除MMSE均衡和天线干扰复制品的MMSE-SIC(Successive InterferenceCanceller，串行干扰消除)方式运算处理量少，用于优化特性是有效的。

图10是表示本发明的接收装置的第二实施方式的框图。本发明的接收装置是如下接收装置：通过N根(N是2以上的整数)接收天线接收从M根(M是2以上的整数)发送天线发送的SC-MIMO信号，通过频域的信号处理进行MIMO信号分离，并进行多路径均衡和对其他小区干扰的抑制，包括接收天线1-1～N、DFT部21、信道/干扰相关矩阵估计部22、天线信号均衡部23-1～M、天线干扰复制品再现部24-1～(M-1)、以及减法运算部25-1～(M-1)。

接收天线1-1～N与DFT部21连接。DFT部21还与信道/干扰相关矩阵估计部22、天线信号均衡部23-1、以及减法运算部25-1连接。信道/干扰相关矩阵估计部22还与信号均衡部23-1～M的各个连接。天线信号均衡部23-1～(M-1)还分别与天线干扰复制品再现部24-1～(M-1)连接。天线干扰复制品再现部24-1～(M-1)还分别与减法运算部25-1～(M-1)连接。减法运算部25-1～(M-2)还分别依次与减法运算部25-2～(m-1)连接。减法运算部25-1～(m-1)还与天线信号均衡部23-2～M连接。

本发明的接收装置基于MMSE-SIC方式，由于通过天线干扰去除的逐次处理而依次减少在天线干扰去除后残留的发送天线信号数M’，因此在N＞M’的情况下得到其他小区干扰抑制效果。在本发明中，将在均衡权重计算中使用的相关矩阵分离为根据在天线干扰去除后残留的所有的发送天线信号的信道估计值求出的相关矩阵以及从接收信号减去所有的发送天线信号的复制品而求出的干扰相关矩阵来进行计算。

接收天线1-1～N分别接收SC信号。DFT部21对接收天线1-1～N的接收信号进行接收，进行N_DFT点(N_DFT为2以上的整数)的离散傅立叶变换，并输出变换到频域后的接收信号。信道/相关矩阵估计部22使用按照每个发送天线而***的导频信号来估计发送天线和接收天线之间的信道增益，并从导频接收信号中减去所有的发送天线信号的复制品来估计干扰相关矩阵。天线信号均衡部23-1～M通过从电平大的发送天线信号开始依次根据在天线干扰去除后残留的所有发送天线信号的信道估计值和干扰相关矩阵计算出的权重来在频域中对接收信号进行均衡。天线干扰复制品再现部24-1～(M-1)生成发送天线信号的干扰复制品。减法运算部25-1～(M-1)从作为以前的发送天线信号的被进行了减法运算的输出的DFT部21的输出(仅去除最初的干扰)或者减法运算部25-1～(M-1)的输出减去天线干扰复制品。

参考图11对本实施例的详细动作进行说明。图11为了简单地进行说明而示出了设为M＝2的情况。本发明的接收装置包括接收天线1-1～N、CP去除部2-1～N、DFT部3-1～N、接收滤波器4-1～N、信道估计部31、干扰相关矩阵估计部32、权重计算部33、均衡部34、IDFT部35-1、35-2、比特似然度计算部36-1、36-2、解码器37-1、37-2、符号复制品生成部38、DFT部39、收发滤波器40、天线干扰复制品生成部41、减法运算部42。另外，为了方便，将权重计算部33、均衡部34、IDFT部35-1、35-2总称为天线信号均衡部23-1～M。同样地，将符号复制品生成部38、DFT部39、收发滤波器40、天线干扰复制品生成部41总称为天线干扰复制品再现部24-1～(M-1)。

接收天线1-1～N分别与CP去除部2-1～N连接。CP去除部2-1～N还分别与DFT部3-1～N连接。DFT部3-1～M还分别与接收滤波器4-1～N连接。接收滤波器4-1～N还分别与信道估计部31、干扰相关矩阵估计部32、以及减法运算部42连接。信道估计部31还与干扰相关矩阵估计部32和权重计算部33连接。干扰相关矩阵估计部32还与权重计算部33连接。权重计算部33还与均衡部34连接。均衡部34还与IDFT部35-1和35-2连接。IDFT部35-1和35-2还分别与比特似然度计算部36-1和36-2连接。比特似然度计算部36-1和36-2还分别与解码器37-1和37-2连接。解码器37-2还分别与符号复制品生成部38连接。符号复制品生成部38还与DFT部39连接。DFT部39还与收发滤波器40连接。收发滤波器40还与天线干扰复制品生成部41连接。天线干扰复制品生成部41还与减法运算部42连接。减法运算部42还与均衡部34连接。

接收天线1-1～N分别接收SC信号。CP去除部2-1～N输出各个天线的接收信号并去除与CP相当的部分的信号。DFT部3-1～N接收在CP去除部2-1～N去除了CP的接收信号，进行N_DFT1点(N_DFT1是2以上的整数)的离散傅立叶变换并输出变换到频域的接收信号。接收滤波器4-1～N在频域进行接收信号的频带限制并进行用户分离和噪声抑制。在接收滤波器4-1～N中一般使用升余弦滚降滤波器(包括滾降率为0)，但是并不需要限制于此。在图11的结构中，通过频域的信号处理进行接收信号的滤波，但是可以在DFT部3-1～N之前通过时域的信号处理进行。

信道估计部3 1使用按照每个发送天线而***的导频信号在频域通过导频接收信号和导频参考信号的相关处理来估计发送天线和接收天线之间的信道增益。信道估计部31的与各个发送天线信号对应的部分的结构与第一实施例的信道估计部5相同。

干扰相关矩阵估计部32在频域中根据导频接收信号和所有的发送天线信号的信道估计值来估计干扰相关矩阵。干扰相关矩阵估计部32的结构与第一实施例的干扰相关矩阵估计部6大致相同，但是在从导频接收信号中减去所有的发送天线信号的导频信号复制品的问题上不同。使用导频接收信号向量P(k)、发送天线m的信道估计值向量H_m(k)、发送天线m的导频码特性C_m(k)、与相干频带相当的子载波数N_CB、发送天线数M通过下式计算干扰相关矩阵R_I(k)(1≤k≤N_DFT)。

$R_I\left(k\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{CB}}}\underset{i=k-(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\overset{k+(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}[P\left(i\right)-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(i\right)C_m\left(i\right)]{[P\left(i\right)-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(i\right)C_m\left(i\right)]}^H\·\·\·\left(8\right)$

权重计算部33被提供在天线干扰去除后残留的所有的发送天线信号的信道估计值和干扰相关矩阵，并计算均衡权重。使用信道估计值向量H_m(k)、相关矩阵R(k)、干扰相关矩阵R_I(k)、以及发送天线信号数M’通过下式计算发送天线m的子载波k中的MMSE权重W_m(k)(1≤k≤N_DFT)。

$R\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)H_m^H\left(k\right)+R_I\left(k\right)\·\·\·\left(9a\right)$

$W_m\left(k\right)=H_m^H\left(k\right)R^{-1}\left(k\right)\·\·\·\left(9b\right)$

$=H_m^H\left(k\right){[\underset{m=1}{\overset{M^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)H_m^H\left(k\right)+R_I\left(k\right)]}^{-1}\·\·\·\left(9c\right)$

这里，在N＝M的情况下，并且在对MMSE-SIC方式的最初的发送天线信号进行解调时(M’＝M)，由于接收天线的自由度(干扰抑制能力)不够，因此不能期待其他小区干扰的抑制效果。因此，取代干扰相关矩阵R_I(k)而通过使用子载波平均效果大的噪声功率矩阵σ²I能够改善特性。在MMSE-SIC方式中，从电平大的发送天线信号开始依次进行解调处理。在上述的发送天线信号的排序中，例如使用均衡后信道增益的平均值大的。通过下式计算均衡后信道增益的平均值Ave(H_m)。

$\mathrm{Ave}\left(H_m\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{DFT}}}\underset{k=1}{\overset{N_{\mathrm{DFT}}}{\mathrm{\Σ}}}{W}_m\left(k\right)H_m\left(k\right)\·\·\·\left(10\right)$

在M＝2中，当排序的结果是发送天线2的电平为大的情况下，发送天线1的均衡权重W₁(k)在式(9)中设为M’＝2来进行计算。均衡部34被提供发送天线2的均衡权重W₂(k)和接收滤波器4-1～N的输出的数据接收信号向量D(k)，并按照每个子载波分别进行相乘，由此在频域中进行接收信号的多路径均衡和天线分集合成。通过下式计算均衡部34的输出的均衡信号Y₂(k)(1≤k≤N_DFT)。

Y₂(k)＝W₂(k)D(k)…(11)

IDFT部35-2接收频域的均衡信号进行N_IDFT点(N_IDFT是2以上的整数)的离散傅立叶逆变换，而变换为时域的信号并输出发送天线2的解调信号。

比特似然度计算部36-2按照每个被发送天线2的解调信号发送的比特来计算似然度。解码器37-2输入比特似然度并进行纠错解码。在纠错码中使用turbo码或卷积码。符号复制品生成部38根据发送天线2的解码信号生成符号复制品。在符号复制品生成部38中使用生成硬判决符号复制品的方法、生成硬判决符号复制品并与预定的复制品权重系数(1以下的常量)进行乘法运算的方法、生成软判决符号复制品的方法等。在这些中一般优选生成软判决符号复制品的方法的特性是良好的。另外，也有进行编码块的错误检测并仅在没有块错误的情况下生成硬判决符号复制品的方法。DFT部39被提供由符号复制品生成部38生成的符号复制品，进行N_DFT2(N_DFT2是2以上的整数)点的离散傅立叶变换，来将符号复制品变换为频域的信号。收发滤波器40将符号复制品的频域的信号通知给收发滤波器。在滾降率为0的情况下为不需要收发滤波器40。天线干扰复制品生成部41使用频域的符号复制品信号和信道估计值来生成天线干扰复制品。减法运算部42从在接收滤波器4-1～N中进行频带限制的接收信号减去发送天线2的天线干扰复制品。当将发送天线2的频域的符号复制品设为S₂(k)、将信道估计值设为H₂(k)时，通过下式计算减法运算部42的输出D’(k)(1≤k≤N_DFT)。

D′(k)＝D(k)-H₂(k)S₂(k)…(12)

接着，为了解调发送天线1的信号，权重计算部33计算发送天线1的均衡权重。发送天线1的均衡权重W₁(k)在式(9)中设为M’＝1来进行计算。均衡部34被提供发送天线1的均衡权重W₁(k)和减法运算部41的输出D’(k)，通过按照每个子载波对各个进行乘法运算来在频域进行接收信号的多路径均衡和其他小区干扰抑制。通过下式表示均衡部34的输出的均衡信号Y₁(k)  (1≤k≤N_DFT)。

Y₁(k)＝W₁(k)D′(k)…(13)

IDFT部35-1接收频域的均衡信号，进行N_IDFT点(N_IDFT是2以上的整数)的离散傅立叶逆变换而变换为时域的信号，并输出发送天线1的解调信号。比特似然度计算部36-1按照每个被发送天线1的解调信号发送的比特来计算似然度。解码器37-1输入比特似然度并进行纠错解码。

在本实施例的接收装置中，将在均衡权重计算中使用的相关矩阵分离为根据在天线干扰去除后残留的所有的发送天线信号的信道估计值求出的相关矩阵以及从接收信号中减去所有发送天线信号的复制品而求出的干扰相关矩阵来进行计算。由此，在频域中由于能够同时进行多路径均衡和其他小区干扰抑制因此能够实现优良的接收特性。另外，由于通过天线干扰去除的逐次处理M’依次减少，因此在N＞M’的情况下能够得到其他小区干扰抑制效果。

图12是表示使用本实施例的接收装置的移动通信***的图。在移动通信***的上行链路中，移动台1与基站1连接，并通过SC方式进行SIMO通信(图8)，但在传输路径或者接收质量良好的区域(即，基站周边的区域)中还进行MIMO通信，由此能够提高传输速率或者***吞吐量。这里，由于即使在小区端也进行MIMO通信是缩小覆盖并且对其他小区给与较大的干扰，因此不是优选的。移动台3和移动台4与基站1连接，并通过SC方式进行MIMO通信。将这样打包多个移动台的发送天线信号进行MIMO通信的方式称为多用户MIMO。当基站1接收移动台3或移动台4的信号时与邻接小区的基站2连接，使用相同频率信道进行通信的移动台2的信号成为干扰。在基站1接收移动台3和移动台4的信号时，当通过使用本实施例的接收装置来在去除移动台3的天线干扰复制品后进行移动台4的信号的接收后，在接收移动台4的信号时抑制移动台2的干扰。一般在MMSE中，当将基站的接收天线数设为N、将在天线干扰复制品去除后残留的发送天线信号数设为M’时，能够抑制(N-M’)个其他小区的移动台的干扰。另外，本实施例的接收装置在单用户MIMO、多用户MIMO的任一个中也能够使用。

在第一实施例和第二实施例中，通过DFT进行从时域信号向频域信号变换、通过IDFT进行从频域信号向时域信号的变换，但是也可以使用快速傅立叶变换(FFT：Fast Fourier Transform)、快速傅立叶逆变换(IFFT：Inverse Fast Fourier Transform)、或者其他的算法。

在本发明的接收装置中，将在均衡权重计算中使用的相关矩阵分离为根据希望的用户信号的信道估计值求出的相关矩阵以及从接收信号中减去希望的用户信号的复制品而求出的干扰相关矩阵并进行计算，由此，由于在频域中同时进行多路径均衡和其他小区干扰抑制因此能够实现优良的接收特性。

Claims (22)

1.一种移动通信***，包括：多个移动台以及能够通过单载波方式与所述多个移动台同时进行通信的基站；

所述基站包括第一接收装置，所述第一接收装置用于与所述多个移动台中希望的移动台进行单输入多输出通信；其中，

所述第一接收装置包括：

第一前级功能单元，用于接收来自所述多个移动台的单载波信号，并输出对来自所述多个移动台中每一个移动台的接收信号进行分离而得到的频域信号；

第一信道估计单元，用于针对所述频域信号的每一个来估计信道增益并将其输出；

第一干扰相关矩阵估计单元，用于基于所述频域信号和所述信道增益的估计值来估计干扰相关矩阵并将其输出；以及

第一后级功能单元，用于基于所述信道增益的估计值和所述估计出的干扰相关矩阵来输出解调信号。

2.如权利要求1所述的移动通信***，其中，

所述第一干扰相关矩阵估计单元包括：

离散傅立叶变换单元，用于将与希望的移动台对应的导频码变换为频域的信号；

收发滤波器，用于进行所述频域的信号的频带限制；

导频信号复制品生成单元，用于通过将所述收发滤波器的输出信号和所述信道增益的估计值进行乘法运算来生成导频信号复制品；

减法运算单元，用于从与所述接收信号对应的导频接收信号中减去所述导频信号复制品；

相关矩阵计算单元，用于计算来自所述减法运算单元的输出信号的第一相关矩阵；以及

子载波平均单元，用于将所述第一相关矩阵的各个要素遍布多个子载波来进行平均，

所述第一干扰相关矩阵估计单元在将子载波k中的所述导频接收信号、所述信道增益的估计值、所述导频码的特性、所述多个子载波的总数分别设为P(k)、H(k)、C(k)、N_CB时，其中，1≤k≤N_DFT，N_DFT是2以上的整数，N_CB是2以上的整数，以满足算式

$R_I\left(k\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{CB}}}\underset{i=k-(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\overset{k+(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}{[P\left(i\right)-H\left(i\right)C\left(i\right)][P\left(i\right)-H\left(i\right)C\left(i\right)]}^H$

的方式来生成所述子载波k的所述干扰相关矩阵R_I(k)。

3.如权利要求2所述的移动通信***，其中，

所述第一信道估计单元包括：

导频参考信号生成单元，用于基于与希望的移动台相对应的、频域的导频码特性来生成导频参考信号；

相关计算单元，用于通过所述频域的导频接收信号和所述导频参考信号的相关计算来估计来自所述希望的移动台的信号的信道增益；以及

噪声抑制单元，用于抑制所述信道增益的估计值的噪声。

4.如权利要求1至3中任一项所述的移动通信***，其中，

所述第一前级功能单元包括：

天线，用于接收来自所述多个移动台的单载波信号；

循环前缀去除单元，用于从所述接收的单载波信号去除循环前缀；

离散傅立叶变换单元，用于将去除了所述循环前缀的单载波信号变换为频域信号；以及

接收滤波器单元，用于按照每个移动台对所述变换后的频域信号进行分离。

5.如权利要求2或3所述的移动通信***，其中，

所述第一后级功能单元包括：

第一权重计算单元，基于所述信道增益估计值和所述估计出的干扰相关矩阵来计算出均衡权重；

均衡单元，用于基于所述频域信号和所述均衡权重来输出均衡信号；以及

离散傅立叶逆变换单元，用于将所述均衡信号变换为时域信号。

6.如权利要求5所述的移动通信***，其中，

所述第一权重计算单元基于干扰相关矩阵以及根据希望的用户信号的信道增益的估计值求出的相关矩阵来计算在所述均衡权重中使用的相关矩阵。

7.如权利要求6所述的移动通信***，其中，

所述第一权重计算单元在将子载波k中的所述希望的用户信号的信道增益的估计值、所述估计出的干扰相关矩阵分别设为H(k)、R_I(k)时，其中，1≤k≤N_DFT，N_DFT是2以上的整数，以满足算式

R(k)＝H(k)H^H(k)+R_I(k)

的方式生成在所述均衡权重中使用的子载波k的相关矩阵R(k)。

8.如权利要求6所述的移动通信***，其中，

第一接收装置还包括基于所述导频接收信号和所述信道增益的估计值来估计噪声功率的噪声估计单元；

所述第一权重计算单元在基于根据所述信道增益的估计值求出的相关矩阵以及所述生成的干扰相关矩阵或者所述噪声功率来计算在所述均衡权重计算中使用的相关矩阵时，根据干扰的大小来选择所述干扰相关矩阵或者所述噪声功率中的任一个。

9.如权利要求1所述的移动通信***，其中，

所述基站还包括用于与所述多个移动台中希望的移动台进行多输入多输出通信的第二接收装置；

所述第二接收装置包括：

第二前级功能单元，用于接收被多个发送天线发送的单载波-多输入多输出信号，并输出对来自所述多个发送天线中每一个发送天线的接收信号进行分离而得到的频域信号；

第二信道估计单元，针对所述频域信号的每一个来估计信道增益并将其输出；

第二干扰相关矩阵估计单元，基于所述频域信号和信道增益的估计值来估计干扰相关矩阵并将其输出；以及

第二后级功能单元，基于所述频域信号、所述信道增益的估计值、以及所述生成的干扰相关矩阵来输出解调信号。

10.如权利要求9所述的移动通信***，其中，

所述第二干扰相关矩阵估计单元包括：

离散傅立叶变换单元，用于将与所有的发送天线对应的导频码变换为频域的信号；

收发滤波器，用于进行所述频域的信号的频带限制；

导频信号复制品生成单元，用于通过将所述收发滤波器的输出信号和所述信道增益的估计值进行乘法运算来生成导频信号复制品；

减法运算单元，用于从与所述接收信号对应的导频接收信号中减去所述导频信号复制品；

相关矩阵计算单元，用于计算出来自所述减法运算单元的输出信号的第二相关矩阵；以及

子载波平均单元，用于将所述第二相关矩阵的各个要素遍布多个子载波进行平均，

所述第二干扰相关矩阵估计单元在将子载波k中的所述导频接收信号、发送天线m的信道增益的估计值、所述发送天线m的导频码的特性、所述多个子载波的总数、所述多个发送天线的总数分别设为P(k)、Hm(k)、Cm(k)、N_CB、M时，其中，1≤k≤N_DFT，N_DFT是2以上的整数，N_CB是2以上的整数，以满足算式

$R_I\left(k\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{CB}}}\underset{i=k-(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\overset{k+(N_{\mathrm{CB}}-1)/2}{\mathrm{\Σ}}}{[P\left(i\right)-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(i\right)C_m\left(i\right)][P\left(i\right)-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(i\right)C_m\left(i\right)]}^H$

的方式生成所述子载波k的干扰相关矩阵RI(k)。

11.如权利要求9所述的移动通信***，其中，

所述第二信道估计单元包括：

导频参考信号生成单元，用于基于与希望的发送天线对应的、频域的导频码特性来生成导频参考信号；

相关计算单元，用于通过所述频域的导频接收信号和所述导频参考信号的相关计算来估计来自所述希望的移动台的单载波-多输入多输出信号的信道增益；以及

噪声抑制单元，用于抑制所述信道增益的估计值的噪声。

12.如权利要求9至11中任一项所述的移动通信***，其中，

所述第二前级功能单元包括：

天线，用于接收从所述多个发送天线发送的单载波-多输入多输出信号；

循环前缀去除单元，用于从所述接收的单载波-多输入多输出信号去除循环前缀；

离散傅立叶变换单元，用于将去除了所述循环前缀的单载波-多输入多输出信号变换为频域信号；以及

接收滤波器，用于按照每个发送天线来分离所述变换后的频域信号。

13.如权利要求10或11所述的移动通信***，其中，

所述第二后级功能单元包括：

天线干扰复制品再现单元，用于基于所述解调信号来生成所述发送天线信号的天线干扰复制品；

减法运算单元，用于从多个频域信号中减去所述天线干扰复制品；

第二权重计算单元，用于基于所述信道增益的估计值和所述估计出的干扰相关矩阵来计算均衡权重；

均衡单元，用于基于所述减法运算的结果和所述均衡权重来输出均衡信号；以及

离散傅立叶逆变换单元，用于将所述均衡信号变换为时域信号。

14.如权利要求13所述的移动通信***，其中，

所述第二权重计算单元基于干扰相关矩阵以及根据在去除天线干扰后所残留的所有的发送天线信号的信道增益的估计值求出的相关矩阵来计算在所述均衡权重的计算中使用的相关矩阵。

15.如权利要求14所述的移动通信***，其中，

所述第二权重计算单元在将在子载波k中的所述天线干扰去除后残留的所有的发送天线信号的信道增益的估计值、所述干扰相关矩阵、发送天线信号数分别设为H(k)、R_I(k)、M’时，其中，1≤k≤N_DFT，N_DFT是2以上的整数，以满足算式

$R\left(k\right)=\underset{m=1}{\overset{M^{\′}}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m\left(k\right)H_m^H\left(k\right)+R_I\left(k\right)$

方式生成在所述均衡权重的计算中使用的子载波k的相关矩阵R(k)。

16.如权利要求14所述的移动通信***，其中，

所述第二接收装置还包括根据所述导频接收信号和所述信道增益的估计值来估计噪声功率的噪声估计单元，

所述第二权重计算单元在基于根据信道增益的估计值求出的相关矩阵、以及干扰相关矩阵或者噪声功率来计算在所述均衡权重的计算中使用的相关矩阵时，根据干扰的大小来选择所述干扰相关矩阵或者所述噪声功率中的任一个。

17.如权利要求14所述的移动通信***，其中，

所述第二接收装置还包括根据所述导频接收信号和所述信道增益的估计值估计噪声功率的噪声估计单元；

所述第二权重计算单元在基于根据信道增益的估计值求出的相关矩阵以及、干扰相关矩阵或者噪声功率来计算在所述均衡权重的计算中使用的相关矩阵时，根据在天线干扰去除后残留的所有发送天线信号的数目来选择所述干扰相关矩阵或者所述噪声功率中的任一个。

18.如权利要求9至11中任一项所述的移动通信***，其中，

所述第二接收装置在到达所述希望的移动台的传输路径和来自所述希望的移动台的接收质量良好的区域中与所述希望移动台进行多输入多输出通信。

19.一种接收装置，用于与多个移动台中希望的移动台进行单输入多输出通信，包括：

第一前级功能单元，用于接收来自所述多个移动台的单载波信号，并输出对来自所述多个移动台的每一个的接收信号进行分离的频域信号；

第一信道估计单元，用于对所述频域信号的每一个进行信道增益估计并输出；

第一干扰相关矩阵估计单元，用于基于所述频域信号和所述信道增益的估计值来估计干扰相关矩阵并输出；以及

第一后级功能单元，用于基于所述信道增益的估计值和所述估计出的干扰相关矩阵来输出解调信号。

20.一种接收装置，用于与多个移动台中希望的移动台进行多输入多输出通信，包括：

第二前级功能单元，用于接收被多个发送天线发送的单载波-多输入多输出信号，并输出对来自所述多个发送天线的每一个的接收信号进行分离的频域信号；

第二信道估计单元，对所述频域信号的每一个估计信道增益并输出；

第二干扰相关矩阵估计单元，基于所述频域信号和信道增益的估计值来估计干扰相关矩阵并输出；以及

第二后级功能单元，基于所述频域信号、所述信道增益的估计值、以及所述生成的干扰相关矩阵来输出解调信号。

21.一种移动通信方法，包括以下步骤：

(a)基站使用第一接收方法与希望的用户移动台进行单输入多输出通信，或者使用第二接收方法与希望的用户移动台进行多输入多输出通信；以及

(b)多个用户移动台使用单载波方式与所述基站同时进行通信；

所述第一接收方法还包括以下步骤：

通过多个接收天线接收单载波信号；

离散傅立叶变换单元将接收信号变换为频域的信号；

信道估计单元使用导频接收信号估计希望的用户信号的信道增益；

干扰相关矩阵估计单元根据所述导频接收信号和所述信道增益的估计值估计干扰相关矩阵；

权重计算单元被输入所述信道增益的估计值和所述干扰相关矩阵来计算均衡权重；

均衡单元进行所述希望的用户信号的多路径均衡和干扰抑制并输出均衡信号；以及

离散傅立叶逆变换单元将所述均衡信号变换为时域信号，

所述第二接收方法包括以下步骤：

多个接收天线接收从多个发送天线发送的单载波-多输入多输出信号；

离散傅立叶变换单元将接收信号变换为频域信号；

信道估计单元使用导频接收信号估计所有的发送天线信号的信道增益；

干扰相关矩阵估计单元根据导频信号和信道增益的估计值估计干扰相关矩阵；

权重计算单元被输入信道增益的估计值和干扰相关矩阵来计算均衡权重；

均衡单元进行电平大的发送天线信号的多路径均衡和干扰抑制；

离散傅立叶逆变换单元将均衡信号变换为时域信号；

天线干扰复制品再现单元生成发送天线信号的干扰复制品；以及

减法运算单元从离散傅立叶变换单元的输出减去天线干扰复制品。

22.如权利要求21所述的移动通信方法，其中，

所述第二接收方法在到所述希望的移动台的传输路径或者来自所述希望的移动台的接收质量良好的区域中与所述希望移动台进行多输入多输出通信。

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