WO2016152203A1 - モータ制御装置、圧縮装置、および空調機 - Google Patents

モータ制御装置、圧縮装置、および空調機 Download PDF

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acceleration
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phase
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康彦 和田
健太 湯淺
啓介 植村
和徳 畠山
貴彦 小林
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a technique for switching a PWM pulse mode, in particular, in a motor control device including a power converter that drives a synchronous machine.
  • the output torque of a traveling motor is generally controlled by an inverter.
  • the voltage switched by the inverter is applied to the motor in accordance with the PWM control based on the voltage comparison between the voltage command and the carrier wave (carrier).
  • PWM control it is desirable to increase the carrier frequency in order to bring the voltage waveform for driving the motor close to the voltage command, but switching loss increases as the carrier frequency is increased. For this reason, there is a so-called synchronous PWM control method in which the relationship between the drive frequency and the carrier frequency is always kept constant as a technique for bringing the output voltage waveform close to the voltage command without increasing the carrier frequency as much as possible.
  • Patent Document 1 based on the instantaneous value of the frequency command, both the fundamental wave phase and the carrier wave phase are calculated simultaneously, and the drive frequency and the carrier frequency are changed regardless of the timing at which the frequency command value changes. A configuration is shown in which the relationship is always maintained N times.
  • Patent Document 2 in PWM control that selectively applies synchronous PWM control and asynchronous PWM control, a carrier wave (carrier) is used to solve the problem of realizing smooth AC motor control by appropriately setting both selection conditions.
  • phase difference between the actual phase of the phase voltage command and the target phase when the wave) is maximum is calculated, and when the absolute value of the phase difference is smaller than the threshold value, synchronous PWM control is selected, and the phase difference ⁇ P ( When the absolute value of the difference value is larger than the threshold value, control is performed such that asynchronous PWM control is selected.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems.
  • the response performance is not necessarily required for the target speed (target rotational speed) such as an air conditioner, that is, the target speed (
  • target rotational speed) such as an air conditioner
  • the control performance is lost when switching from asynchronous PWM control to synchronous PWM control or from synchronous PWM control to different synchronous PWM control.
  • the purpose is to suppress the decrease.
  • the present invention relates to a power converter that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage by PWM control and outputs it to a motor, and a power converter that converts a carrier wave and a three-phase AC voltage command value for the PWM control of the power converter.
  • a motor control device comprising a carrier synchronization processor for outputting to a PWM controller, a frequency command value for a three-phase AC voltage is output to the carrier synchronization processor, and the carrier synchronization processor determines based on the frequency command value
  • An acceleration / deceleration adjustment processor for determining the rate of change of the frequency command value is provided based on the carrier mode of the carrier wave which is the mode.
  • the synchronous state is established when switching from asynchronous PWM control to synchronous PWM control or from synchronous PWM control to different synchronous PWM control. Is prevented from deviating from the above, and the deterioration of the control performance is suppressed.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the motor control device 10 includes a known power converter (for example, an inverter) 2, a speed calculator 4, a carrier mode generator 5, a carrier synchronization processor 6, and an acceleration / deceleration adjustment processor 7. It has.
  • the power converter 2 applies PWM (pulse width modulation, Pulse) to the motor 1 based on a comparison between the DC voltage Vdc of the DC bus section 3 and the carrier wave carrier and the three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, and Vw *.
  • PWM pulse width modulation
  • the speed calculator 4 performs biaxial voltage commands Vd * and Vq * and a control delay correction to be applied to the motor 1 based on a three-phase AC frequency command value finv * from an acceleration / deceleration adjustment processor 7 described later.
  • the applied reference voltage phase ⁇ v is calculated.
  • the carrier mode generator 5 generates a carrier mode command value ptn * based on the frequency command value finv *.
  • the carrier synchronization processor 6 generates the carrier wave carrier and the three-phase AC voltage command values Vu *, Vv *, Vw * based on the voltage commands Vd *, Vq *, the frequency command value finv *, and the carrier mode command value ptn *. Generate.
  • the acceleration / deceleration adjustment processor 7 determines the rate of change of the frequency command value finv * based on the carrier mode ptn calculated from the carrier synchronization processor 6.
  • FIG. 2 is a diagram showing a hardware configuration example of a motor system including the motor control device according to the present invention.
  • the motor system includes a motor control device 10 and a motor 1.
  • the motor control device 10 includes, as hardware, a processor 100, a storage device 101, and a power converter 2 that converts a DC voltage into a three-phase AC voltage by PWM control.
  • the storage device 101 includes, for example, a volatile storage device such as a random access memory and a nonvolatile auxiliary storage device such as a flash memory. Alternatively, an auxiliary storage device such as a hard disk may be provided instead of the nonvolatile auxiliary storage device.
  • the storage device 101 includes an auxiliary storage device and a volatile storage device
  • a program is input to the processor 100 from the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the processor 100 may output data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 101, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device. Input / output of data and the like between the hardware components in FIG. 2 will be described later.
  • the speed calculator 4, the carrier mode generator 5, the carrier synchronization processor 6, and the acceleration / deceleration adjustment processor 7 in FIG. 1 are the processor 100 that executes the program stored in the storage device 101, or the processor 100 and the storage device 101. This is realized by a processing circuit such as a system LSI having a function realized by.
  • a plurality of processors 100 and a plurality of storage devices 101 may execute the function in cooperation, or a plurality of processing circuits may execute the function in cooperation.
  • the above functions may be executed in cooperation with a combination of a plurality of processors 100 and a plurality of storage devices 101 and a plurality of processing circuits.
  • the acceleration / deceleration adjustment processor 7 may be provided in a higher-order controller including a processor and a storage device, and the other may be provided in a lower-order controller including another processor and a storage device.
  • the carrier mode indicates a PWM control mode of the motor control device.
  • the carrier mode includes an asynchronous PWM control mode in which the frequency of the carrier wave is set regardless of the frequency of the three-phase AC voltage (hereinafter referred to as the asynchronous mode), and the carrier wave frequency is an integer multiple of the frequency of the three-phase AC voltage.
  • the synchronization mode may include a plurality of synchronization modes such as a synchronization 9-pulse mode, a synchronization 6-pulse mode, and a synchronization 3-pulse mode, or may include only one synchronization mode.
  • the carrier mode generator 5 generates a carrier mode command value ptn * for the carrier synchronization processor 6 to determine the carrier mode of the carrier wave, corresponding to the frequency for driving the motor, that is, the frequency command value finv *.
  • the carrier mode command value ptn * is a command for the carrier synchronization processor 6 to switch the carrier mode of the carrier wave from the asynchronous mode to the synchronous mode, from the synchronous mode to the asynchronous mode, or from a certain synchronous mode to a different synchronous mode.
  • the carrier mode generator 5 is preset with switching frequencies finv * 1, finv * 2, and finv * 3 at which the carrier synchronization processor 6 executes a carrier mode switching operation.
  • the switching frequency for switching from the asynchronous mode to the synchronous 9-pulse mode of the synchronous mode is finv * 1.
  • These switching frequencies finv * 1, finv * 2, and finv * 3 are set in advance so that the switching loss of the power converter 2 becomes low.
  • the carrier mode generator 5 generates the carrier mode command value ptn * for the carrier synchronization processor 6 to determine the carrier mode of the carrier wave as follows. If the frequency command value finv * is 0 [Hz] or more and less than finv * 1 [Hz], 0 [-] indicating the asynchronous mode is generated as the carrier mode command value ptn *. If finv * 1 [Hz] or more and less than finv * 2 [Hz], 9 [-] indicating the synchronous 9-pulse mode of the synchronous mode is generated as the carrier mode command value ptn *.
  • finv * 2 [Hz] or more and less than finv * 3 [Hz] 6 [ ⁇ ] indicating the synchronous 6-pulse mode of the synchronous mode is generated as the carrier mode command value ptn *.
  • finv * 3 [Hz] or higher 3 [-] indicating the synchronous three-pulse mode of the synchronous mode is generated as the carrier mode command value ptn *. Accordingly, the carrier mode command value ptn * is 0 [-] in the asynchronous mode, and any one of 3 [-], 6 [-], and 9 [-] in the synchronous mode.
  • FIG. 4 is a block diagram showing details of the internal processing of the carrier synchronization processor 6 in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the voltage phase command ⁇ v2 * and the carrier wave in the synchronous mode.
  • the carrier wave in the synchronous mode needs to be synchronized with the voltage command. Therefore, FIG. 5 shows a carrier wave having a pulse number of N ⁇ 3 periods (N is a natural number of 1 or more) in one period of the voltage command Vu *, Vv *, or Vw * (in FIG. 5).
  • the carrier wave in the synchronous 9-pulse mode is a triangular wave having nine peaks in one period (360 [deg]) of the voltage command.
  • the carrier wave in the synchronous 6-pulse mode is a triangular wave having 6 peaks in one cycle
  • the carrier wave in the synchronous 3-pulse mode is 3 waves in 3 peaks.
  • the carrier synchronization processor 6 includes a voltage phase calculator 61, a carrier mode switching permission determiner 62, a carrier synchronization correction amount calculator 63, and a carrier wave generator 64.
  • the voltage phase calculator 61 is a voltage phase that changes from 0 [deg] to 360 [deg] in one cycle with respect to the voltage commands Vu *, Vw *, and Vw *, where the rising zero cross point of the sine wave is 0 [deg]. ⁇ v2 is calculated.
  • the carrier mode switching permission determiner 62 generates a carrier mode ptn based on the carrier mode command value ptn * generated by the carrier mode generator 5 and the voltage phase ⁇ v2 calculated by the voltage phase calculator 61.
  • the carrier synchronization correction amount calculator 63 calculates a carrier period correction amount ⁇ tc based on the carrier mode ptn and the voltage phase ⁇ v2.
  • the carrier wave generator 64 uses a timer counter having a complementary PWM function or a compare match output function of the microcomputer as the processor 100, for example. Generate a wave carrier.
  • the voltage phase calculator 61 calculates the voltage calculated by the speed calculator 4 so that the voltage commands Vd * and Vq * calculated by the speed calculator 4 have the relationship between the voltage phase and the carrier wave as shown in FIG.
  • the voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are calculated by performing three-phase coordinate conversion using the voltage phase ⁇ v2 obtained by performing phase adjustment on the phase ⁇ v.
  • the voltage phase ⁇ v2 is a phase advanced by 90 [deg] with respect to the voltage phase ⁇ v.
  • the carrier cycle is controlled as follows using the voltage phase ⁇ v2.
  • the carrier cycle is controlled so that the carrier wave is in the middle of switching from the peak to the valley when the voltage phase ⁇ v2 is 0 [deg].
  • the carrier period is controlled so that the carrier wave has a peak.
  • the carrier cycle is controlled so that the carrier wave is in the middle of switching from the valley to the peak. The control of the carrier cycle will be described later.
  • FIG. 6 is a block diagram showing details of the configuration of the carrier mode switching permission determination unit 62 of FIG.
  • the carrier mode switching permission determination unit 62 includes a phase switching condition 621 and an asynchronous / synchronous switching condition determination 622.
  • the phase switching condition 621 generates a phase switching permission signal ptn_theta necessary for realizing a synchronous switching operation from the synchronous mode to a different synchronous mode based on the voltage phase ⁇ v2.
  • Asynchronous / synchronous switching condition determination 622 generates carrier mode ptn based on carrier mode command value ptn * and phase switching permission signal ptn_theta.
  • the switching of the carrier wave in the synchronous mode is any one of 90, 210, and 330 [deg] that are phases in which valleys of the carrier waves are aligned in the voltage phase command ⁇ v2 * corresponding to the voltage command Vu *. If it is carried out at the timing at which the phase becomes, carrier waves can be switched smoothly. Therefore, the phase switching permission signal ptn_theta outputs 1 [ ⁇ ] when the voltage phase ⁇ v2 is any one of 90, 210, and 330 [deg]. On the other hand, when the voltage phase ⁇ v2 is other than 90, 210, and 330 [deg], 0 [ ⁇ ] is output.
  • FIG. 7 shows the timing at which the carrier mode command value ptn * and the phase switching permission signal ptn_theta are generated to generate the carrier mode ptn.
  • the asynchronous / synchronous switching condition determination 622 uses a switching frequency (see FIG. 3) set in advance by the frequency command value finv * when switching from the asynchronous mode to the synchronous mode or from the synchronous mode to the asynchronous mode.
  • the carrier mode ptn switching operation is executed.
  • the phase switching permission signal ptn_theta from the phase switching condition is 1 [-
  • the carrier mode ptn switching process is executed at the timing of [].
  • FIG. 8 is a flowchart regarding generation of the carrier period correction amount ⁇ tc in the carrier synchronization correction amount calculator 63 of FIG.
  • step ST631 the voltage phase command ⁇ v2 * is generated for each synchronization pulse based on the relationship between the voltage command Vu * and the synchronization carrier wave shown in FIG. 5 in the synchronization mode.
  • the phase difference value ⁇ P is calculated using the following equation (1).
  • ⁇ P ⁇ v2 * ⁇ v2 (1)
  • the carrier period correction amount ⁇ tc is calculated using the following equation.
  • ⁇ tc ⁇ P ⁇ GAIN (2)
  • ⁇ tc is a carrier period correction amount
  • GAIN is a carrier period gain.
  • the carrier cycle gain GAIN may be set to a fixed value or a variable value as long as the phase difference value ⁇ P converges in the entire operation region. For example, when the carrier cycle gain is set to a variable value, the carrier cycle gain GAIN may be set to be adjusted according to the frequency command value finv *.
  • FIG. 9 is a flowchart regarding generation of a synchronous carrier wave carrier in the carrier wave generator 64 of FIG.
  • the carrier cycle tc is calculated using the following equation (3).
  • tc (1 / (ptn ⁇ finv *)) + ⁇ tc (ptn ⁇ 1) ...
  • tc is a carrier cycle
  • ptn is a carrier mode
  • finv * is a frequency command value.
  • the carrier mode ptn is 0 [-]
  • the carrier period tc is not determined by the equation (3) but is set to a fixed value set in advance. For example, when it is desired to operate asynchronously at 4 [kHz], 250 [ ⁇ sec], which is the inverse of 4 [kHz], is set as the carrier period tc.
  • a carrier wave carrier is generated by a timer counter having a complementary PWM function or a compare match output function of a microcomputer as the processor 100, for example.
  • the carrier synchronization processor 6 has a function of generating an asynchronous carrier wave having a constant period independent of the period of the voltage command Vu *, Vv *, or Vw *, or a carrier wave in the synchronous mode shown in FIG. Any carrier wave is output based on the carrier mode command value ptn *.
  • FIG. 10 is a flowchart relating to the setting of the frequency command value finv *.
  • the frequency command value finv * is generated with the frequency acceleration / deceleration input from the outside or stored in the inside, that is, the rate of change of the frequency being constant (this generation process is referred to as “constant acceleration / deceleration”). This is referred to as “processing”), and the rotational speed of the motor 1 is changed.
  • step ST72 it is determined whether or not the carrier mode ptn has been switched. When the carrier mode ptn is not switched (No in step ST72), the frequency command value finv * set in step ST71 is output. If it is determined Yes in step ST72, the process proceeds to step ST73.
  • step ST73 the absolute value of the acceleration / deceleration of the frequency command value finv * generated in the constant acceleration / deceleration process of step ST71 is reduced, that is, the rate of change of the frequency command value finv * is determined from the rate of change before the carrier mode ptn is switched. Execute the process to reduce. For example, when the carrier mode ptn is switched while the motor 1 is outputting the frequency command value finv * that accelerates (increases) at an acceleration with a change rate of 10 [rps / sec] in step ST71, the acceleration, that is, the frequency command value. A process of reducing the rate of change of finv * to 3 [rps / sec], for example, is executed.
  • the acceleration / deceleration adjustment processor 7 determines the rate of change of the frequency command value finv * based on the carrier mode ptn output by the carrier synchronization processor 6 and sets the frequency so as to be the determined rate of change.
  • the command value finv * is output.
  • FIG. 11 is a time waveform when switching from the asynchronous mode to the synchronous mode.
  • the first stage from the top is the frequency command value finv *
  • the second stage is the phase difference value ⁇ P
  • the third stage is the carrier mode ptn.
  • the solid line of the time waveform in FIG. 11 is an operation when the acceleration / deceleration adjustment processing unit 7 is provided and the acceleration / deceleration adjustment processing is performed, and the broken line does not include the acceleration / deceleration adjustment processing unit 7 and performs the acceleration / deceleration adjustment processing. It shows the operation when there is not.
  • phase difference value ⁇ P2 generated according to the acceleration is further added to the phase difference value ⁇ P1, and the time T1 [ sec], the phase difference value ⁇ P becomes maximum, and the phase difference value ⁇ P converges to 0 [deg] as time elapses.
  • the operation of the motor control apparatus according to the first embodiment of the present invention provided with the acceleration / deceleration adjustment processor 7 will be described (solid line in FIG. 11).
  • the carrier mode ptn is switched from 0 [-] indicating asynchronous PWM to 9 [-] indicating synchronous PWM synchronous 9-pulse mode
  • the frequency command value finv immediately before the carrier mode ptn is switched based on the processing of step ST73.
  • phase difference value ⁇ P converges to 0 over time. Therefore, when the acceleration / deceleration adjustment processor 7 is provided, the generation of the phase difference value ⁇ P2 corresponding to the acceleration can be suppressed as compared with the case where the acceleration / deceleration adjustment processor 7 is not provided. Therefore, when there is an acceleration / deceleration adjustment process, the phase difference value ⁇ P can be reduced by the suppression amount PD as compared with the case where there is no acceleration / deceleration adjustment process.
  • the phase difference value ⁇ P can be reduced, and thus the deterioration in control performance caused by the phase difference value ⁇ P becoming larger and out of synchronization is suppressed. There is an effect that can be done. Even when the motor 1 is decelerating, when the carrier mode ptn is switched, the acceleration is decreased by the acceleration / deceleration adjustment processor 7, that is, the absolute value of the change rate of the frequency command value finv * is switched to the carrier mode. By performing the process of reducing the absolute value of the previous rate of change, there is an effect that it is possible to suppress a decrease in the control performance that occurs due to being out of synchronization.
  • the acceleration / deceleration is changed when switching from the asynchronous mode to the synchronous mode or from the synchronous mode to the different synchronous mode based on the carrier mode ptn. In order to adjust, the effect which can suppress the fall of control performance is produced.
  • FIG. FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the motor control device 10 according to the second embodiment of the present invention.
  • the motor control device 10 according to the second embodiment is obtained from the current sensor 8 in that the current sensor 8 that acquires the motor current of the motor 1 is installed as compared with the motor control device 10 according to the first embodiment.
  • Two of the motor currents Iu, Iv, and Iw are transmitted to the speed calculator 4 and the phase difference value ⁇ P calculated from the carrier synchronization processor 6 is transmitted to the acceleration / deceleration adjustment processor 7. The point is the difference.
  • the feedback control for calculating the voltage commands Vd * and Vq * is performed by the value obtained by applying a high-pass filter to the frequency and the frequency command value finv * from the acceleration / deceleration adjustment processor 7.
  • the carrier synchronization processor 6 of the second embodiment is different from the carrier synchronization processor 6 of the first embodiment in the output signal of the carrier synchronization correction amount calculator 63.
  • the carrier synchronization correction amount calculator 63 outputs the phase difference value ⁇ P to the acceleration / deceleration adjustment processor 7.
  • the method of calculating the phase difference value ⁇ P is the same as that in the first embodiment.
  • FIG. 14 is a flowchart regarding the setting of the frequency command value finv *.
  • the condition of step ST74 is newly added to the flowchart of the acceleration / deceleration adjustment processor 7 of the second embodiment.
  • Other processes and conditions from step ST71 to step ST73 are the same as those in the first embodiment.
  • step ST74 if the phase difference value ⁇ P is greater than or equal to the preset high frequency threshold value X [deg] (Yes), the process proceeds to step ST73, and constant if it is less than the preset low frequency threshold value Y [deg] (No). Acceleration / deceleration processing step ST71 is executed, and the frequency command value finv * setting routine is terminated.
  • FIG. 15 is a time chart showing the time change of the frequency command value finv * in the first stage, the phase difference value ⁇ P in the second stage, and the carrier mode ptn in the third stage.
  • step ST71 From time 0 [sec], until the frequency command value finv * reaches the switching frequency finv * 1 of the synchronous 9-pulse mode, a constant acceleration operation is performed based on the constant acceleration / deceleration processing of step ST71, and then the frequency command value finv When * crosses the switching frequency finv * 1, the carrier mode ptn is switched from 0 [-] indicating the asynchronous mode to 9 [-] indicating the synchronous 9-pulse mode, and switched to the synchronous 9-pulse mode of the synchronous mode. At this time, a phase difference value ⁇ P is generated, and the acceleration / deceleration adjustment process of step ST73 is performed at a timing (step ST74 Yes in FIG.
  • phase difference value ⁇ P exceeds a preset high frequency threshold value X [deg].
  • the acceleration of the frequency command value finv * that is, the rate of change of the frequency command value finv * is set to 0 [rps / sec].
  • the high-frequency threshold value X [deg] is set to a value that does not disturb the current of the motor 1 because the phase difference value ⁇ P becomes too large. Thereafter, the value of the phase difference value ⁇ P gradually decreases according to the processing of the carrier synchronization processor 6. Then, the constant acceleration / deceleration processing in step ST71 is executed at a timing (No in step ST74 in FIG. 14) when the phase difference value ⁇ P crosses Y [deg] which is a preset low frequency threshold.
  • the rate of change of the frequency command value finv * 1 increases from the acceleration / deceleration adjustment process in step ST73.
  • the frequency command value finv * 1 increases at a constant acceleration, similar to the acceleration in the asynchronous mode of FIG.
  • the phase difference value ⁇ P increases momentarily according to the acceleration, but gradually decreases based on the processing of the carrier synchronization processor 6.
  • the low-frequency threshold Y [deg] is preferably 0 [deg] from the viewpoint of suppressing the increase in the phase difference value ⁇ P.
  • the low-frequency threshold Y [deg] is weak against load fluctuations, and thus is set to 0 [deg]. It is better to set it to a smaller value.
  • the frequency command value finv * is accelerated to the switching frequency finv * 2 by the constant acceleration / deceleration processing of step ST71.
  • the carrier mode ptn is switched from 9 [-] indicating the synchronous 9-pulse mode to 6 [-] indicating the synchronous 6-pulse mode
  • the synchronous mode is switched to the synchronous 6-pulse mode, and the phase difference value ⁇ P is generated. To do.
  • step ST73 At a timing when the phase difference value ⁇ P exceeds a preset high frequency threshold value X [deg], the process proceeds to an acceleration / deceleration adjustment process in step ST73, and the acceleration of the frequency command value finv * is set to 0 [rps / sec].
  • the constant acceleration / deceleration process of step ST71 is executed at a timing when the phase difference value ⁇ P crosses the preset low frequency threshold Y [deg]. Then, the rate of change of the frequency command value finv * 1 increases from the acceleration / deceleration adjustment process of ST73, and the frequency command value finv * 1 is accelerated to a constant level.
  • the acceleration (rate of change in the frequency command value) is set to 0 [rps / sec] by the acceleration / deceleration adjustment processing.
  • the acceleration need not always be set to 0 [rps / sec]. If the acceleration is set to a value lower than the acceleration before the carrier mode is switched, it is possible to suppress a decrease in control performance.
  • the acceleration / deceleration adjustment processing is performed so that the absolute value of the change rate of the frequency command value is reduced when the carrier mode ptn is switched, thereby suppressing the deterioration of the control performance. it can.
  • the acceleration / deceleration adjustment processor 7 adjusts and determines the acceleration / deceleration, that is, the rate of change of the frequency command value finv * based on the phase difference value ⁇ P, so that a sudden load fluctuation occurs at the time of switching. Even if it does, there is an effect that it is possible to prevent the synchronization state from being lost.
  • the absolute value of the rate of change of the frequency command value finv * is determined in the acceleration / deceleration adjustment processing step ST73.
  • the change rate of the frequency command value finv * is set to 0 [rps / sec] in the acceleration / deceleration adjustment processing step ST73, so that the switching operation and the acceleration / deceleration operation do not overlap. Therefore, there is an effect that it is possible to suppress a decrease in control performance.
  • the absolute value of the change rate of the frequency command value finv * is decreased in the acceleration / deceleration adjustment processing step ST73, the absolute value of the change rate is increased again based on the phase difference value ⁇ P, so that the phase difference value is increased. Since ⁇ P can be prevented from becoming too large, there is an effect of accelerating to the final speed without deviating from the synchronized state.
  • the asynchronous mode is switched to the synchronous mode, or the synchronous mode is switched to the different synchronous mode. At this time, even when a load fluctuation occurs, an effect of suppressing a decrease in control performance is obtained.
  • FIG. FIG. 16 is a flowchart showing the operation of the acceleration / deceleration adjustment processor 7 of the motor control device according to the third embodiment of the present invention.
  • the flowchart of the acceleration / deceleration adjustment processor 7 of the third embodiment shown in FIG. 16 newly includes the processing and conditions of step ST75 and step ST76. Has been added.
  • the other processes from step ST71 to step ST73 are the same as in the first embodiment.
  • Step ST75 starts time counting when the carrier mode ptn is switched.
  • step ST76 if the time count value counted in step ST75 is equal to or greater than the preset value Tmax (Yes), the constant acceleration / deceleration processing step ST71 is executed, and the time count value is less than the preset value Tmax (No). Then, the acceleration / deceleration adjustment processing step ST73 is executed.
  • FIG. 17 is a time waveform when switching from the asynchronous mode to the synchronous mode.
  • the first stage is the frequency command value finv *
  • the second stage is the phase difference value ⁇ P
  • the third stage is the motor load torque Tm
  • the fourth stage is Carrier mode ptn.
  • the solid line of the time waveform in FIG. 17 shows the operation when there is a load torque fluctuation
  • the broken line shows the operation when there is no load torque fluctuation.
  • acceleration is performed at a constant acceleration based on the constant acceleration / deceleration processing in step ST71 until the frequency command value finv * reaches the switching frequency finv * 1 of the synchronous 9-pulse mode from time 0 [sec].
  • the carrier mode ptn is switched from 0 “ ⁇ ” indicating the asynchronous mode to 9 “ ⁇ ” indicating the synchronous 9-pulse mode.
  • time counting is started in step ST75.
  • the process proceeds to the acceleration / deceleration adjustment process in step ST73, and the rate of change of the frequency command value finv * is set to 0 [rps / sec].
  • phase difference value ⁇ P gradually decreases based on the carrier synchronization processor 6.
  • the phase difference value ⁇ P is 0 because the phase difference value ⁇ P3 corresponding to the load torque variation is generated as compared with the case where there is no load torque variation.
  • the timing of convergence to [deg] is delayed.
  • acceleration is performed based on the constant acceleration / deceleration processing step ST71.
  • step ST73 shows an example in which the rate of change in the frequency command value is set to 0 [rps / sec] by the acceleration / deceleration adjustment processing, it is not always necessary to set it to 0 [rps / sec]. If the value is set to a value lower than the rate of change that was set before switching, control performance degradation can be suppressed. Even when the motor 1 is decelerating, the acceleration / deceleration adjustment process of step ST73 is executed when the carrier mode ptn is switched, and the absolute value of the acceleration / deceleration change rate, that is, the change rate of the frequency command value finv * is calculated. By setting so as to decrease the absolute value, it is possible to suppress a decrease in control performance.
  • the acceleration / deceleration adjustment processor 7 adjusts and determines the acceleration / deceleration, that is, the rate of change of the frequency command value finv *. Even when sudden load fluctuations occur and the synchronous state does not converge, there is an effect that the entire operation region can be operated.
  • FIG. FIG. 18 is a block diagram showing the configuration of the motor control device 10 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the motor control device 10 according to the fourth embodiment shown in FIG. 18 is one of the signals of the motor currents Iu, Iv, Iw acquired from the current sensor 8 of the motor 1. The difference is that two of these are transmitted to the acceleration / deceleration adjustment processor 7. Needless to say, if there is information on any two of the motor currents Iu, Iv, and Iw, the other one of the motor currents Iu, Iv, and Iw can be calculated.
  • FIG. 19 is a flowchart relating to the setting of the frequency command value finv * in the acceleration / deceleration adjustment processor 7.
  • the flowchart of the acceleration / deceleration adjustment processor 7 of the fourth embodiment is newly added with the processes and conditions of step ST77 and step ST78.
  • Other processes and conditions from step ST71 to step ST73 are the same as those in the first embodiment.
  • the effective current value Irms is calculated using the motor current acquired from the current sensor 8 in step ST77.
  • a current distortion rate I THD is calculated from the effective current value Irms according to the following equation (4).
  • n is a natural number of 2 or more.
  • Irms (1) is the effective current value of the fundamental wave component
  • Irms (2) is the effective current value of the second harmonic
  • Irms (i) is the effective current value of the i harmonic. That is, by setting n to an appropriate value according to the strain that is predicted to occur, the degree of distortion of the effective current with respect to the fundamental wave can be calculated from Equation (4).
  • step ST78 Z current distortion factor I THD obtained by the calculation is high-frequency preset threshold [-] If more (Yes), the processing continues to step ST73, while the by calculation Z calculated current distortion factor I THD is a low-frequency preset threshold [-] it is less than (No), to perform certain deceleration processing step ST71.
  • the relationship between the phase difference value ⁇ P and the current distortion rate ITHD is as shown in FIG. FIG. 20 represents the relationship when the horizontal axis represents the phase difference value ⁇ P and the vertical axis represents the current distortion rate ITHD .
  • the phase difference value ⁇ P is 0 [deg]
  • the current distortion rate I THD is also 0 [ ⁇ ].
  • the phase difference value ⁇ P increases from the synchronized state, that is, when the phase difference value ⁇ P increases, the current distortion rate also increases.
  • FIG. 21 is a time chart when switching from the asynchronous mode to the synchronous mode.
  • the first stage is the frequency command value finv *
  • the second stage is the current distortion rate I THD
  • the third stage is the carrier mode ptn.
  • acceleration is performed at a constant acceleration based on the constant acceleration / deceleration processing in step ST71 until the frequency command value finv * reaches the switching frequency finv * 1 of the synchronous 9-pulse mode from time 0 [sec].
  • the frequency command value finv * crosses the switching frequency finv * 1
  • the carrier mode ptn is switched from 0 “ ⁇ ” indicating the asynchronous mode to 9 [ ⁇ ] indicating the synchronous 9-pulse mode.
  • the current distortion rate I THD rises, and the current distortion rate I THD is based on the acceleration / deceleration adjustment process of step ST71 at a timing (step ST78 Yes) that exceeds the preset high frequency threshold Z [-].
  • the change rate of the frequency command value finv * is set to 0 [rps / sec].
  • the high-frequency threshold value Z [ ⁇ ] is set to a value that does not disturb the current of the motor 1 because the current distortion rate ITHD becomes too large. Thereafter, the value of the current distortion rate ITHD gradually decreases according to the carrier synchronization processor 6. Thereafter, at a timing when the current distortion rate I THD crosses Q [ ⁇ ] which is a preset low frequency threshold (No in step ST78), acceleration is performed at a constant acceleration according to the constant acceleration / deceleration process of step ST71. At this time, the current distortion rate ITHD increases momentarily according to the acceleration, but gradually decreases according to the carrier synchronization processor 6.
  • the low-frequency threshold Q [ ⁇ ] is preferably 0 [ ⁇ ] from the viewpoint of suppressing an increase in the phase difference value ⁇ P.
  • the low frequency threshold Q [ ⁇ ] is weak against load fluctuations. It is better to set a small value close to].
  • FIG. 21 shows an example in which the acceleration (rate of change) is set to 0 [rps / sec] by the acceleration / deceleration adjustment processing, but it is not always necessary to set it to 0 [rps / sec]. If the acceleration is set to a value lower than the acceleration before switching, it is possible to suppress a decrease in control performance.
  • step ST73 the acceleration / deceleration adjustment process in step ST73 is executed, and the absolute value of the change rate of the frequency command value is set to be reduced. A decrease in control performance can be suppressed.
  • the current distortion rate is calculated by the acceleration / deceleration adjustment processor 7, and the acceleration / deceleration is adjusted based on the current distortion rate. Therefore, the acceleration / deceleration can be corrected from the current state, and the synchronization state can be changed. By maintaining, there is an effect of suppressing the harmonic current. In the acceleration / deceleration operation, the harmonic current can be suppressed without deviating from the synchronized state in the entire operation region.
  • the harmonic current is determined. Can be suppressed, and an effect of suppressing a decrease in control performance is exhibited.
  • FIG. FIG. 22 is a block diagram showing a schematic configuration of the compression apparatus 20 according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the compression device 20 includes a compressor 80 including the motor 1 and a motor control device 10 that outputs a three-phase AC voltage to the motor 1.
  • the motor control device 10 is any of the motor control devices described in the first to fourth embodiments.
  • a compressor 80 shown in FIG. 22 is a twin rotary compressor including a compression unit 83a and a compression unit 83b.
  • the compression unit 83a and the compression unit 83b are provided with a piston, a vane, an on-off valve, and the like that move as the shaft 84 fixed to the motor 1 rotates.
  • the motor rotates to compress a medium such as a refrigerant. To do.
  • the compression ratio and flow rate of the compression unit change. For example, as the motor speed increases, the flow rate also increases. Therefore, in the fifth embodiment, when the flow rate changes due to the fluid compression ratio, the absolute value of the frequency command value finv * is reduced by the acceleration / deceleration adjustment processor 7 when the carrier mode is switched. It becomes possible to reduce the flow rate of the compression unit according to the number of rotations.
  • the compression device As described above, according to the compression device according to the fifth embodiment, it is possible to switch from asynchronous to synchronous or synchronous to different synchronous according to the motor mode during acceleration / deceleration of the motor. Even when a change occurs, the phase difference value ⁇ P can be lowered as compared with the case where the present invention is not implemented. As described above, by using the motor control device 10 according to the first to fourth embodiments as the motor control device of the compression device, there is an effect that a decrease in control performance can be suppressed.
  • twin rotary compressor has been described as an example of the compressor, but the compressor is not limited to the twin rotary compressor, and may be a single rotary compressor, and the number of the compression units may be one or more. Further, the compressor may be a compressor other than the rotary compressor as long as it is driven by a motor, for example, a scroll compressor or a screw compressor.
  • FIG. FIG. 23 is a block diagram showing a schematic configuration of an air conditioner 200 according to Embodiment 6 of the present invention.
  • the air conditioner 200 includes the heat exchanger 40, the heat exchanger 50, the air conditioner controller 30, and the compression device 20 described in the fifth embodiment as main components.
  • the motor control device 10 provided in the compressor 20 controls the motor 1 of the compressor 80 according to a command from the air conditioner controller 30.
  • a refrigerant that is, a heat-exchangeable medium is compressed as a medium, and the refrigerant passes through the heat exchanger 40 and the heat exchanger 50 to exchange heat with the outside, for example, air.
  • the heat exchanger 40 is an outdoor unit heat exchanger that is installed outside, for example, to exchange heat between outdoor air and refrigerant, and the heat exchanger 50 is installed indoors, for example, to exchange heat between indoor air and refrigerant. It is a heat exchanger for indoor units.
  • the air conditioner needs to change the heat exchange capacity depending on, for example, outdoor and indoor temperatures, and it is necessary to control the rotation speed of the compressor motor based on a command from the air conditioner controller 30. For this reason, the motor control device 10 performs control to accelerate and decelerate the motor based on a command from the air conditioner controller 30.
  • the motor control device 10 when accelerating / decelerating the motor, there is a case of switching from asynchronous to synchronous or synchronous to different synchronous depending on the carrier mode. When the carrier mode is switched, the phase difference value ⁇ P can be lowered as compared with the case where the present invention is not implemented.
  • the motor control device 10 according to the first to fourth embodiments as the motor control device of the compression device, there is an effect that a decrease in control performance can be suppressed.
  • the configurations shown in the above first to sixth embodiments are examples of the configuration of the present invention, and can be combined with other known techniques, and can be combined within the scope of the present invention. Needless to say, the configuration may be modified by omitting the unit.

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Abstract

　直流電圧をＰＷＭ制御により三相交流電圧に変換してモータに出力する電力変換器と、電力変換器がＰＷＭ制御を行うためのキャリア波と三相交流電圧指令値を電力変換器に出力するキャリア同期処理器とを備えたモータ制御装置において、三相交流電圧の周波数指令値をキャリア同期処理器に出力するとともに、キャリア同期処理器が周波数指令値に基づいて決定する、ＰＷＭ制御のモードであるキャリア波のキャリアモードに基づいて、周波数指令値の変化率を決定する加減速度調整処理器を備えるようにした。

Description

モータ制御装置、圧縮装置、および空調機
　本発明は同期機を駆動する電力変換器を備えたモータ制御装置における、特にＰＷＭパルスモードの切替の技術に関する。
　従来より、車両を走行させるためなどのモータをインバータを用いて制御するシステムが採用されている。たとえば、電気自動車やハイブリッド自動車、燃料電池自動車等の電動車両では、インバータによって走行用のモータの出力トルクが制御されることが一般的である。代表的には、電圧指令と搬送波（キャリア）との電圧比較に基づくＰＷＭ制御に従って、インバータによりスイッチングされた電圧がモータに印加される。ＰＷＭ制御において、モータを駆動する電圧波形を電圧指令に近づけるためにはキャリア周波数を上げることが望ましいが、キャリア周波数を上げるとスイッチング損失が増加する。このため、できるだけキャリア周波数を上げずに、出力される電圧波形を電圧指令に近づける技術として駆動周波数とキャリア周波数の関係を常に一定に維持する、いわゆる同期ＰＷＭ制御方式がある。
　特許文献１では、周波数指令の瞬時の値に基づいて、基本波の位相とキャリア波の位相の両方を同時に演算し、周波数指令値がどのようなタイミングで変化しても、駆動周波数とキャリア周波数の関係を常にＮ倍に維持する構成が示されている。特許文献２では、同期ＰＷＭ制御および非同期ＰＷＭ制御を選択的に適用するＰＷＭ制御において、両者の選択条件を適切に設定することによって、円滑な交流電動機制御を実現する課題に対して、搬送波（キャリア波）が極大となる時の相電圧指令の実位相と目標位相との位相差を算出し、位相差の絶対値がしきい値よりも小さい場合に同期ＰＷＭ制御を選択し、位相差ΔＰ（差分値）の絶対値がしきい値よりも大きい場合非同期ＰＷＭ制御を選択するような制御している。
特開２０１４－２７７６４号公報 特開２０１１－７２１０３号公報
　しかしながら、特許文献２の制御を実施した場合、モータの回転速度変動が発生した場合に非同期ＰＷＭ制御と同期ＰＷＭ制御との切替が断続的に発生することを考慮していないため、制御性能が低下する課題がある。この課題が解決できれば、電動車両のモータ制御以外にも、モータの回転速度を広い範囲で加減速させる種々の用途に同期ＰＷＭ制御方式が採用されることが期待できる。
　この発明は、上記の問題点を解決するためになされたものであり、例えば、空調機などのように目標速度（目標回転数）に対して応答性能が必ずしも必要ない場合、つまり、目標速度（目標回転数）に対して加減速度が一定な動作を実施する場合に、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御、もしくは、同期ＰＷＭ制御から異なる同期ＰＷＭ制御への切替時に同期状態から外れてしまい、制御性能が低下するのを抑制することを目的としている。
　本発明は、直流電圧をＰＷＭ制御により三相交流電圧に変換してモータに出力する電力変換器と、電力変換器がＰＷＭ制御を行うためのキャリア波と三相交流電圧指令値を電力変換器に出力するキャリア同期処理器とを備えたモータ制御装置において、三相交流電圧の周波数指令値をキャリア同期処理器に出力するとともに、キャリア同期処理器が周波数指令値に基づいて決定する、ＰＷＭ制御のモードであるキャリア波のキャリアモードに基づいて、周波数指令値の変化率を決定する加減速度調整処理器を備えるようにした。
　この発明によれば、キャリアモードに基づいて、周波数指令値の変化率を決定するようにしたので、非同期ＰＷＭ制御から同期ＰＷＭ制御、もしくは、同期ＰＷＭ制御から異なる同期ＰＷＭ制御への切替時に同期状態から外れてしまうことを抑制し、制御性能の低下を抑制する。
本発明の実施の形態１によるモータ制御装置を含むモータシステムの構成を示すブロック図である。 本発明によるモータ制御装置のハードウエア構成の一例を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のキャリアモード生成器のキャリアモード指令値ｐｔｎ＊の生成方法を説明する線図である。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のキャリア同期処理器の構成を示すブロック図である。 電圧位相θｖ２＊と同期モードのキャリア波との関係を示す線図である。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のキャリアモード切替許可判定器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のキャリアモード切替許可判定器の動作を説明する表を示す図である。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のキャリア同期補正量演算器の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置のキャリア波生成器の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を示す線図である。 本発明の実施の形態２によるモータ制御装置を含むモータシステムの構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２によるモータ制御装置のキャリア同期処理器の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態２によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態４によるモータ制御装置を含むモータシステムの構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の動作を説明するための位相差分値ΔＰと電流ひずみ率ＩＴＨＤとの関係を示す図である。 本発明の実施の形態４によるモータ制御装置の加減速度調整処理器の動作を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態５による圧縮装置の概略構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態６による空調機の概略構成を示すブロック図である。
実施の形態１．
　以下、この発明によるモータ制御装置の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。図１は、この発明の実施の形態１によるモータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１によるモータ制御装置１０は、公知の電力変換器（例えばインバータ）２と、速度演算器４と、キャリアモード生成器５と、キャリア同期処理器６と、加減速度調整処理器７とを備えている。電力変換器２は、直流母線部３の直流電圧Ｖｄｃとキャリア波ｃａｒｒｉｅｒと三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊との比較に基づいて、モータ１へＰＷＭ（パルス幅変調、Pulse　Width　Modulation）制御による三相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを印加する。速度演算器４は、後述する加減速度調整処理器７からの三相交流の周波数指令値ｆｉｎｖ＊に基づいてモータ１に印加するための二軸の電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と制御遅延補正を施した基準電圧位相θｖとを演算する。キャリアモード生成器５は、周波数指令値ｆｉｎｖ＊に基づいて、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊を生成する。キャリア同期処理器６は、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と周波数指令値ｆｉｎｖ＊とキャリアモード指令値ｐｔｎ＊に基づいてキャリア波ｃａｒｒｉｅｒと三相交流電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊とを生成する。加減速度調整処理器７は、キャリア同期処理器６から算出したキャリアモードｐｔｎに基づいて周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を決定する。
　図２は、この発明によるモータ制御装置を備えるモータシステムのハードウエア構成例を示す図である。図２において、モータシステムは、モータ制御装置１０と、モータ１とを備える。モータ制御装置１０は、ハードウエアとして、プロセッサ１００と、記憶装置１０１と、直流電圧をＰＷＭ制御により三相交流電圧に変換する電力変換器２とを備える。記憶装置１０１は、例えばランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。あるいは、不揮発性の補助記憶装置の代わりにハードディスク等の補助記憶装置を具備してもよい。記憶装置１０１が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ１００に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。また、プロセッサ１００は、演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に前記データを保存してもよい。図２におけるハードウエアの構成要素間におけるデータ等の入出力については、後述する。
　図１の速度演算器４、キャリアモード生成器５、キャリア同期処理器６および加減速度調整処理器７は、記憶装置１０１に記憶されたプログラムを実行するプロセッサ１００、またはプロセッサ１００と記憶装置１０１とで実現される機能を有するシステムＬＳＩ等の処理回路により実現される。また、複数のプロセッサ１００および複数の記憶装置１０１が連携して上記機能を実行してもよいし、複数の処理回路が連携して上記機能を実行してもよい。また、複数のプロセッサ１００および複数の記憶装置１０１と、複数の処理回路との組み合わせにより連携して上記機能を実行してもよい。例えば、加減速度調整処理器７がプロセッサと記憶装置とを備えた上位のコントローラに備えられ、その他が別のプロセッサと記憶装置を備えた下位のコントローラに備えられる構成でも良い。
　次に、実施の形態１におけるキャリアモード生成器５のキャリアモード指令値ｐｔｎ＊の生成方法について、図３を用いて説明する。キャリアモードとは、モータ制御装置のＰＷＭ制御のモードを示す。キャリアモードには、キャリア波の周波数が三相交流電圧の周波数とは関係なく設定される非同期ＰＷＭ制御モード（以降、非同期モードと称する）、キャリア波の周波数が三相交流電圧の周波数の整数倍となるように設定される同期ＰＷＭ制御モード（以降、同期モードと称する）がある。さらに、同期モードには、例えば同期９パルスモード、同期６パルスモード、同期３パルスモード、といった複数の同期モードがある場合もあるし、一つの同期モードだけの場合もある。キャリアモード生成器５は、モータを駆動する周波数、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊に対応して、キャリア同期処理器６がキャリア波のキャリアモードを決定するためのキャリアモード指令値ｐｔｎ＊を生成する。キャリアモード指令値ｐｔｎ＊は、キャリア同期処理器６がキャリア波のキャリアモードを非同期モードから同期モード、同期モードから非同期モード、もしくは、ある同期モードから異なる同期モードへの切替動作を行うための指令信号である。。キャリアモード生成器５には、キャリア同期処理器６がキャリアモードの切替動作を実行する切替周波数ｆｉｎｖ＊１、ｆｉｎｖ＊２、ｆｉｎｖ＊３が予め設定されている。例えば、非同期モードから同期モードの同期９パルスモードに切り替る切替周波数は、ｆｉｎｖ＊１である。これら切替周波数ｆｉｎｖ＊１、ｆｉｎｖ＊２、ｆｉｎｖ＊３は電力変換器２のスイッチング損失が低くなるように予め設定する。
　キャリアモード生成器５は次のようにして、キャリア同期処理器６がキャリア波のキャリアモードを決定するためのキャリアモード指令値ｐｔｎ＊を生成する。周波数指令値ｆｉｎｖ＊が０［Ｈｚ］以上ｆｉｎｖ＊１［Ｈｚ］未満なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として非同期モードを示す０［―］を生成する。ｆｉｎｖ＊１［Ｈｚ］以上ｆｉｎｖ＊２［Ｈｚ］未満なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として同期モードの同期９パルスモードを示す９［―］を生成する。ｆｉｎｖ＊２［Ｈｚ］以上ｆｉｎｖ＊３［Ｈｚ］未満なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として同期モードの同期６パルスモードを示す６［―］を生成する。ｆｉｎｖ＊３［Ｈｚ］以上なら、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊として同期モードの同期３パルスモードを示す３［―］を生成する。従って、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊は非同期モードだと０［―］となり、同期モードだと３［―］、６［―］、９［―］のいずれかの値となる。
　次に、実施の形態１によるモータ制御装置のキャリア同期処理器６の構成について図４と図５とを用いて説明する。図４は、実施の形態１におけるキャリア同期処理器６の内部処理の詳細を示したブロック図である。また、図５は、電圧位相指令θｖ２＊と同期モードのキャリア波との関係を示す線図である。同期モードのキャリア波は、電圧指令と同期させる必要がある。このため、図５では、電圧指令Ｖｕ＊またはＶｖ＊またはＶｗ＊の１周期にＮ×３周期（Ｎは１以上の自然数）のパルス数を有するキャリア波を示している（なお、図５では代表として電圧指令Ｖｕ＊についてのみ示している。）。すなわち、同期９パルスモードのキャリア波は、電圧指令の１周期（３６０［ｄｅｇ］）の間に山を９回有する三角波である。同様に、同期６パルスモードのキャリア波は１周期に山を６回、同期３パルスモードのキャリア波は山を３回それぞれ有する三角波である。図４において、キャリア同期処理器６は、電圧位相演算器６１と、キャリアモード切替許可判定器６２と、キャリア同期補正量演算器６３と、キャリア波生成器６４とを備えている。電圧位相演算器６１は、電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｗ＊、Ｖｗ＊に対して、正弦波の立ち上がり零クロス点を０［ｄｅｇ］として、１周期０［ｄｅｇ］から３６０［ｄｅｇ］となる電圧位相θｖ２を演算する。キャリアモード切替許可判定器６２は、キャリアモード生成器５で生成したキャリアモード指令値ｐｔｎ＊と電圧位相演算器６１により演算した電圧位相θｖ２とに基づいて、キャリアモードｐｔｎを生成する。キャリア同期補正量演算器６３は、キャリアモードｐｔｎと電圧位相θｖ２とに基づいて、キャリア周期の補正量Δｔｃを演算する。キャリア波生成器６４は、キャリアモードｐｔｎと周波数指令値ｆｉｎｖ＊とキャリア周期補正量Δｔｃとに基づいて、例えばプロセッサ１００としてのマイクロコンピュータの相補ＰＷＭ機能、またはコンペアマッチ出力機能を備えるタイマカウンタによりキャリア波ｃａｒｒｉｅｒを生成する。
　キャリア同期処理器６の各構成の機能について図５から図９を用いて説明する。電圧位相演算器６１は、速度演算器４で演算した電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が、図５のような電圧位相とキャリア波との関係になるように、速度演算器４で演算された電圧位相θｖに対して位相調整を施した電圧位相θｖ２を用いて三相座標変換して電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を演算する。例えば、電圧位相θｖ２は、電圧位相θｖに対して９０［ｄｅｇ］分位相を進めた位相とする。そして、電圧位相θｖ２を用いて以下のようにキャリア周期を制御する。キャリアモードが同期９パルスモードの場合、電圧位相θｖ２が０［ｄｅｇ］の時に、キャリア波が山から谷へと切り替る中間となるようにキャリア周期を制御する。また、同期６パルスモードの場合、電圧位相θｖ２が０［ｄｅｇ］の時に、キャリア波が山となるようにキャリア周期を制御する。また、同期３パルスモードの場合、電圧位相θｖ２が０［ｄｅｇ］の時に、キャリア波が谷から山へと切り替る中間となるようにキャリア周期を制御する。キャリア周期の制御に関しては後述する。
　次に、キャリアモード切替許可判定器６２の処理について図６を用いて説明する。図６は、図４のキャリアモード切替許可判定器６２の構成の詳細を示したブロック図である。キャリアモード切替許可判定器６２は、位相切替条件６２１と、非同期／同期切替条件判別６２２とで構成される。位相切替条件６２１は、電圧位相θｖ２に基づいて同期モードから異なる同期モードへの同期切替動作を実現するために必要な位相切替許可信号ｐｔｎ＿ｔｈｅｔａを生成する。非同期／同期切替条件判別６２２は、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊と位相切替許可信号ｐｔｎ＿ｔｈｅｔａとに基づいてキャリアモードｐｔｎを生成する。
　図５を参照しながら位相切替条件６２１の処理内容の説明をする。同期モードのキャリア波の切り替えは、図５に示すように、電圧指令Ｖｕ＊に対応した電圧位相指令θｖ２＊において各キャリア波の谷が揃う位相である９０、２１０、３３０［ｄｅｇ］のいずれかの位相となるタイミングで実施すると、キャリア波の切替をスムーズに行うことできる。従って、位相切替許可信号ｐｔｎ＿ｔｈｅｔａは、電圧位相θｖ２が９０、２１０、３３０［ｄｅｇ］のいずれかの位相になると、１［―］を出力する。一方、電圧位相θｖ２が９０、２１０、３３０［ｄｅｇ］以外の場合は、０［―］を出力する。次に、図７を用いて非同期／同期切替条件判別６２２の処理内容の説明をする。図７は、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊と位相切替許可信号ｐｔｎ＿ｔｈｅｔａとがどのタイミングになったらキャリアモードｐｔｎを生成するかを示している。非同期／同期切替条件判別６２２は図７に示すように、非同期モードから同期モード、もしくは、同期モードから非同期モードへの切替時には、周波数指令値ｆｉｎｖ＊が予め設定した切替周波数（図３参照）をまたいだらキャリアモードｐｔｎの切替動作を実行する。一方で、同期モードから異なる同期モードへの切替時は、周波数指令値ｆｉｎｖ＊が予め設定した切替周波数（図３参照）をまたいだ後、位相切替条件からの位相切替許可信号ｐｔｎ＿ｔｈｅｔａが１［―］になったタイミングに、キャリアモードｐｔｎの切替処理を実行する。
　次に、図８は図４のキャリア同期補正量演算器６３における、キャリア周期補正量Δｔｃの生成に関するフローチャートである。まず、ステップＳＴ６３１では、同期モード時に図５に示している電圧指令Ｖｕ＊と同期キャリア波との関係に基いて同期パルスごとに電圧位相指令θｖ２＊を生成する。安定して制御を行うためには、電圧位相演算器６１で求めた電圧位相θｖ２が電圧位相指令θｖ２＊とできるだけ一致するように制御する必要がある。そこでステップＳＴ６３２では、例えば、以下の式（１）を用いて位相差分値ΔＰを算出する。
　　　ΔＰ＝θｖ２＊―θｖ２・・・（１）
　そして、ステップＳＴ６３３では、例えば、以下の式を用いてキャリア周期補正量Δｔｃを算出する。
　　　Δｔｃ＝ΔＰ×ＧＡＩＮ・・・（２）
式（２）において、Δｔｃはキャリア周期補正量、ＧＡＩＮはキャリア周期ゲインである。キャリア周期ゲインＧＡＩＮは、全運転領域中に位相差分値ΔＰが収束する範囲であれば、固定値を設定してもよいし、可変値を設定してもよい。例えば、キャリア周期ゲインを可変値に設定する場合は、周波数指令値ｆｉｎｖ＊に応じてキャリア周期ゲインＧＡＩＮを調整するように設定してもよい。
　図９は図４のキャリア波生成器６４における、同期キャリア波ｃａｒｒｉｅｒの生成に関するフローチャートである。まず、ステップＳＴ６４１では、例えば、以下の式（３）を用いてキャリア周期ｔｃを算出する。
　　　ｔｃ＝（１／（ｐｔｎ×ｆｉｎｖ＊））＋Δｔｃ　（ｐｔｎ≧１）
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・（３）
式（３）において、ｔｃはキャリア周期、ｐｔｎはキャリアモード、ｆｉｎｖ＊は周波数指令値である。
　非同期モード時はキャリアモードｐｔｎが０［―］の場合であり、キャリア周期ｔｃは、式（３）で求めるのではなく、予め設定した固定値が設定される。例えば、非同期４［ｋＨｚ］で動作させたい場合は、キャリア周期ｔｃとして４［ｋＨｚ］の逆数の２５０［μｓｅｃ］が設定される。そして、ステップＳＴ６４２では、キャリア周波数演算６４１で算出したキャリア周期ｔｃに基づいて、例えばプロセッサ１００としてのマイクロコンピュータの相補ＰＷＭ機能、またはコンペアマッチ出力機能を備えるタイマカウンタによりキャリア波ｃａｒｒｉｅｒを生成する。
　以上の構成から、キャリア同期処理器６は、電圧指令Ｖｕ＊またはＶｖ＊またはＶｗ＊の周期によらない一定周期の非同期キャリア波、または図５に示す同期モードのキャリア波を生成する機能を持ち、キャリアモード指令値ｐｔｎ＊に基づいて何れかのキャリア波を出力する。
　次に、実施の形態１によるモータ制御装置の特徴部分である加減速度調整処理器７について図１０を用いて説明する。図１０は、周波数指令値ｆｉｎｖ＊の設定に関するフローチャートである。まず、ステップＳＴ７１では、外部から入力される、あるいは内部に保存している周波数の加減速度、すなわち周波数の変化率を一定にして周波数指令値ｆｉｎｖ＊を生成し（この生成処理を「一定加減速度処理」と称する）、モータ１の回転数を変化させる。例えば、静止しているモータを到達回転数まで回転数を加速するとき、「一定加減速度処理」では、モータの回転数が急変するのを防止するために予め設定した変化率で、直線的に周波数を変化させる。そのため、周波数指令値ｆｉｎｖ＊は到達回転数まで一定の加速度を維持して加速する。モータが減速する場合も、加速同様に一定の減速度を維持して減速する。ステップＳＴ７２では、キャリアモードｐｔｎが切替動作を行ったがどうかを判定する。キャリアモードｐｔｎが切り替わらない場合（ステップＳＴ７２　Ｎｏ）、ステップＳＴ７１で設定した周波数指令値ｆｉｎｖ＊を出力する。ステップＳＴ７２でＹｅｓと判定されたら、ステップＳＴ７３に処理を進める。ステップＳＴ７３では、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理で生成した周波数指令値ｆｉｎｖ＊の加減速度の絶対値を低下、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を、キャリアモードｐｔｎが切替わる前の変化率から低下させる処理を実行する。例えば、モータ１がステップＳＴ７１にて変化率１０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］の加速度で加速（増加）する周波数指令値ｆｉｎｖ＊を出力している時に、キャリアモードｐｔｎが切り替わると、加速度、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を例えば３［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に低下させる処理を実行する。以上のように、加減速度調整処理器７は、キャリア同期処理器６が出力するキャリアモードｐｔｎに基づいて、周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を決定して、決定した変化率となるように周波数指令値ｆｉｎｖ＊を出力する。
　図１１を用いて実施の形態１による加減速度調整処理器７の動作を具体的に説明する。図１１は、非同期モードから同期モードに切替る時の時間波形で、上から一段目が周波数指令値ｆｉｎｖ＊、二段目が位相差分値ΔＰ、三段目がキャリアモードｐｔｎ、である。また、図１１の時間波形の実線は、加減速度調整処理器７を備え、加減速度調整処理を行った場合の動作で、破線は加減速度調整処理器７を備えず、加減速度調整処理を行わない場合の動作を示している。
　まず、時間０［ｓｅｃ］から周波数指令値ｆｉｎｖ＊が同期ＰＷＭの同期９パルスモードの切替周波数ｆｉｎｖ＊１に到達するまで、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理に基づいて、同じ加速動作をする。その後、キャリアモードｐｔｎが非同期モードを示す０［―］から同期９パルスモードを示す９［―］に切り替り、キャリアモード切替に伴った位相差分値ΔＰ１が発生する。ここで、加減速度調整処理器７を備えない場合の動作を説明すると（図１１の破線）、上記位相差分値ΔＰ１に、さらに加速度に応じて発生する位相差分値ΔＰ２が加算されて時間Ｔ１［ｓｅｃ］で位相差分値ΔＰが最大となり、時間経過とともに位相差分値ΔＰが０［ｄｅｇ］に収束していく。次に、加減速度調整処理器７を備えた本発明の実施の形態１によるモータ制御装置の動作について説明する（図１１の実線）。キャリアモードｐｔｎが非同期ＰＷＭを示す０［―］から同期ＰＷＭの同期９パルスモードを示す９［―］に切り替わると、ステップＳＴ７３の処理に基づいて、キャリアモードｐｔｎが切り替る直前の周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率より低下する処理がはたらき、位相差分値ΔＰの増加を、加減速度調整処理器７を備えない場合よりも抑制できる。その後、時間経過とともに位相差分値ΔＰが０に収束していく。従って、加減速度調整処理器７を備えた場合は、加減速度調整処理器７を備えない場合と比較して、加速度に応じた位相差分値ΔＰ２の発生を抑制できる。そのため、加減速度調整処理が有る場合は、加減速度調整処理が無い場合と比較して抑制量ＰＤだけ位相差分値ΔＰを低減できる。このように、本発明の実施の形態１によるモータ制御装置によれば、位相差分値ΔＰを低減できるため、位相差分値ΔＰが大きくなって同期状態から外れることで発生する制御性能の低下を抑制できる効果を奏する。なお、モータ１が減速している時もキャリアモードｐｔｎが切り替った時に加減速度調整処理器７により減速度を低下、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率の絶対値を、キャリアモードが切替わる前の変化率の絶対値から低下させる処理を行うことにより、同期状態から外れることで発生する制御性能の低下を抑制できる効果を奏する。
　以上説明したように、実施の形態１に係るモータ制御装置によれば、キャリアモードｐｔｎに基づいて、非同期モードから同期モード、もしくは、同期モードから異なる同期モードへと切替えたときに、加減速度を調整するため、制御性能の低下を抑制できる効果を奏する。
実施の形態２．
　図１２は本発明の実施の形態２によるモータ制御装置１０の構成を示すブロック図である。実施の形態２のモータ制御装置１０は、実施の形態１のモータ制御装置１０と比較して、モータ１のモータ電流を取得する電流センサ８が設置されている点と、その電流センサ８から取得したモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかの信号の内２つを速度演算器４に伝送する点と、キャリア同期処理器６から演算した位相差分値ΔＰを加減速度調整処理器７に伝送する点が相違点である。図１２の速度演算器４は、電流センサ８から取得したモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗいずれか２つの電流から座標変換してｄｑ軸電流を演算し、そのｑ軸電流に対してノイズ除去のためにハイパスフィルタを施した値と、加減速度調整処理器７からの周波数指令値ｆｉｎｖ＊とで、電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を算出するフィードバック制御をしている。
　さらに、実施の形態２に係るモータ制御装置１０のキャリア同期処理器６の構成について図１３を用いて説明する。実施の形態２のキャリア同期処理器６は、実施の形態１のキャリア同期処理器６と比較して、キャリア同期補正量演算器６３の出力信号が異なる。具体的には、キャリア同期補正量演算器６３は、位相差分値ΔＰを加減速度調整処理器７に出力している。なお、位相差分値ΔＰの算出方法は、実施の形態１と同様である。
　次に、実施の形態２に係るモータ制御装置の特徴部分である加減速度調整処理器７の動作について図１４を用いて説明する。図１４は、周波数指令値ｆｉｎｖ＊の設定に関するフローチャートである。実施の形態１の加減速度調整処理器７のフローチャートと比較して、実施の形態２の加減速度調整処理器７のフローチャートは、新たにステップＳＴ７４の条件が追加されている。その他のステップＳＴ７１からステップＳＴ７３までの処理・条件は実施の形態１と同様である。ステップＳＴ７４は、位相差分値ΔＰが予め設定した高域閾値Ｘ［ｄｅｇ］以上だと（Ｙｅｓ）ステップＳＴ７３に処理を移行し、予め設定した低域閾値Ｙ［ｄｅｇ］未満（Ｎｏ）だと一定加減速度処理ステップＳＴ７１を実行し周波数指令値ｆｉｎｖ＊設定ルーチンを終了する。
　図１５を用いて実施の形態２による加減速度調整処理器７の動作を具体的に説明する。図１５は、一段目が周波数指令値ｆｉｎｖ＊、二段目が位相差分値ΔＰ、三段目がキャリアモードｐｔｎ、の時間変化を示すタイムチャートである。時間０［ｓｅｃ］から周波数指令値ｆｉｎｖ＊が同期９パルスモードの切替周波数ｆｉｎｖ＊１に到達するまで、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理に基づいて一定の加速動作をする、その後、周波数指令値ｆｉｎｖ＊が切替周波数ｆｉｎｖ＊１をまたいだら、キャリアモードｐｔｎが非同期モードを示す０［―］から同期９パルスモードを示す９［―］に切り替わり、同期モードの同期９パルスモードに切り替る。この時、位相差分値ΔＰが発生し、この位相差分値ΔＰが予め設定した高域閾値であるＸ［ｄｅｇ］を超えるタイミング（図１４のステップＳＴ７４　Ｙｅｓ）で、ステップＳＴ７３の加減速度調整処理に移り、周波数指令値ｆｉｎｖ＊の加速度、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定する。なお、高域閾値Ｘ［ｄｅｇ］は、位相差分値ΔＰが大きくなりすぎて、モータ１の電流が乱れない程度の値が設定される。その後、位相差分値ΔＰの値は、キャリア同期処理器６の処理に従って、徐々に低下していく。そして、位相差分値ΔＰが予め設定した低域閾値であるＹ［ｄｅｇ］をまたぐタイミング（図１４のステップＳＴ７４　Ｎｏ）で、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理が実行される。周波数指令値ｆｉｎｖ＊１の変化率はステップＳＴ７３の加減速度調整処理より増加する。例えば、周波数指令値ｆｉｎｖ＊１は図１５の非同期モードの時の加速度と同じように、一定の加速度で増加する。この時、位相差分値ΔＰは加速度に応じて一瞬上昇するが、キャリア同期処理器６の処理に基づき徐々に低下する。なお、低域閾値Ｙ［ｄｅｇ］は、位相差分値ΔＰの増加を抑制させる観点からは０［ｄｅｇ］が好ましいが、０［ｄｅｇ］に設定すると負荷変動に弱くなるため、０［ｄｅｇ］に近い小さい値に設定するのが良い。
　さらに加速し、同期モードのパルスモードが同期９パルスモードから同期６パルスモードに切り替る場合においても、周波数指令値ｆｉｎｖ＊が切替周波数ｆｉｎｖ＊２までステップＳＴ７１の一定加減速度処理により加速してゆく。そして、キャリアモードｐｔｎが同期９パルスモードを示す９［―］から同期６パルスモードを示す６［―］へと切り替ったら、同期モードの同期６パルスモードに切り替り、位相差分値ΔＰが発生する。この位相差分値ΔＰが予め設定した高域閾値Ｘ［ｄｅｇ］を超えるタイミングで、ステップＳＴ７３の加減速度調整処理に移り、周波数指令値ｆｉｎｖ＊の加速度を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定する。位相差分値ΔＰが予め設定した低域閾値Ｙ［ｄｅｇ］をまたぐタイミングで、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理が実行される。そして、周波数指令値ｆｉｎｖ＊１の変化率はＳＴ７３の加減速度調整処理より増加していき、周波数指令値ｆｉｎｖ＊１が一定に加速する。図１５では、加減速度調整処理により加速度（周波数指令値の変化率）を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定している例を示したが、必ずしも０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定しなくてもよく、キャリアモードが切替わる前の加速度より低い値に設定すれば、制御性能の低下を抑制できる。また、モータ１が減速している時もキャリアモードｐｔｎが切り替った時に加減速度調整処理により、周波数指令値の変化率の絶対値を低下するように設定することで、制御性能の低下を抑制できる。なお、図１５では、非同期モードから同期９パルスモードと同期９パルスモードから同期６パルスモードでの切り替えについて説明しているが、例えば、同期６パルスモードから同期３パルスモードに切り替る時も上記同様の動作となることは言うまでもない。
　以上のように、加減速度調整処理器７において、位相差分値ΔＰに基づいて、加減速度、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を調整して決定することで、切替時に急な負荷変動が発生した場合でも、同期状態か外れることを防止できる効果がある。
　また、キャリアモードｐｔｎが切り替った直後で、かつ、位相差分値ΔＰが高域閾値Ｘ［ｄｅｇ］を超えたら、加減速度調整処理ステップＳＴ７３にて周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率の絶対値を低下させることで、切替時に制御性能の低下に伴うモータ電流の乱れを防止することができる。
　また、キャリアモードｐｔｎが切り替った後、加減速度調整処理ステップＳＴ７３にて周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］にすることで、切替動作と加減速動作が重なることが無くなるので、制御性能が低下するのを抑制できる効果がある。
　また、加減速度調整処理ステップＳＴ７３にて周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率の絶対値を低下した後に、再び、位相差分値ΔＰに基づいて、変化率の絶対値を上昇させることで、位相差分値ΔＰが大きくなりすぎるのを抑制できるため、同期状態から外れることなく最終到達速度まで加速できる効果がある。
　以上説明したように、実施の形態２に係るモータ制御装置によれば、位相差分値ΔＰに基づいて加減速度を調整するので、非同期モードから同期モード、もしくは、同期モードから異なる同期モードへと切替える際、負荷変動が発生した場合でも、制御性能の低下を抑制できる効果を奏する。
実施の形態３．
　図１６は、本発明の実施の形態３によるモータ制御装置の加減速度調整処理器７の動作を示すフローチャートである。実施の形態１の加減速度調整処理器７のフローチャートと比較して、図１６に示す実施の形態３の加減速度調整処理器７のフローチャートは、新たにステップＳＴ７５とステップＳＴ７６との処理・条件とが追加されている。その他のステップＳＴ７１からステップＳＴ７３までの処理は実施の形態１と同様である。ステップＳＴ７５は、キャリアモードｐｔｎが切り替わったら、時間カウントを開始する。次いで、ステップＳＴ７６はステップＳＴ７５でカウントしている時間カウント値が予め設定した値Ｔｍａｘ以上（Ｙｅｓ）なら、一定加減速度処理ステップＳＴ７１を実行し、時間カウント値が予め設定した値Ｔｍａｘ未満（Ｎｏ）なら、加減速度調整処理ステップＳＴ７３を実行する。
　図１７を用いて実施の形態３による加減速度調整処理器７の動作を具体的に説明する。図１７は、非同期モードから同期モードに切り替る時の時間波形で、一段目が周波数指令値ｆｉｎｖ＊、二段目が位相差分値ΔＰ、三段目がモータの負荷トルクＴｍ、四段目がキャリアモードｐｔｎ、である。また、図１７の時間波形の実線は、負荷トルク変動がある場合の動作で、破線は負荷トルク変動がない場合の動作を示している。
　図１７の例では、まず、時間０［ｓｅｃ］から周波数指令値ｆｉｎｖ＊が同期９パルスモードの切替周波数ｆｉｎｖ＊１に到達するまで、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理に基づいて一定の加速度で加速する。そして、周波数指令値ｆｉｎｖ＊が切替周波数ｆｉｎｖ＊１をまたいだら、キャリアモードｐｔｎが非同期モードを示す０「―」から同期９パルスモードを示す９「―」へ切り替わる。この時、ステップＳＴ７５により時間カウントを開始する。そして、ステップＳＴ７３の加減速度調整処理に移り、周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定する。その後、負荷トルク変動がない場合（図１７の破線）、位相差分値ΔＰの値は、キャリア同期処理器６に基づいて、徐々に低下していく。一方で、負荷トルク変動がある場合（図１７の実線）は、負荷トルク変動がない場合と比較して、負荷トルク変動に応じた位相差分値ΔＰ３が発生するために、位相差分値ΔＰが０［ｄｅｇ］に収束するタイミングが遅れる。その後、時間カウント値が予め設定した値Ｔｍａｘを超えると一定加減速度処理ステップＳＴ７１に基づいて加速する。図１７では、加減速度調整処理により周波数指令値の変化率を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定している例を示したが、必ずしも０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定しなくてもよく、キャリアモードが切替わる前に設定されていた変化率より低い値に設定すれば、制御性能の低下を抑制できる。また、モータ１が減速している時もキャリアモードｐｔｎが切り替った時にステップＳＴ７３の加減速度調整処理を実行して、加減速度の変化率の絶対値、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率の絶対値を低下するように設定することで、制御性能の低下を抑制できる。
　以上説明したように、本発明の実施の形態３に係るモータ制御装置によれば、加減速度調整処理器７にて加減速度、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を調整して決定している時に、急な負荷変動が発生して同期状態に収束しない場合でも、全運転領域動作できる効果を奏する。
実施の形態４．
　図１８は本発明の実施の形態４によるモータ制御装置１０の構成を示すブロック図である。実施の形態２によるモータ制御装置１０と比較して、図１８に示す実施の形態４によるモータ制御装置１０は、モータ１の電流センサ８から取得したモータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれかの信号の内２つを加減速度調整処理器７に伝送する点が相違点である。なお、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのいずれか２つの情報があれば、モータ電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの他の１つを演算できることは言うまでもない。
　次に、実施の形態４によるモータ制御装置の特徴部分である加減速度調整処理器７について図１９を用いて説明する。図１９は、加減速度調整処理器７における周波数指令値ｆｉｎｖ＊の設定に関するフローチャートである。実施の形態１の加減速度調整処理器７のフローチャートと比較して、実施の形態４の加減速度調整処理器７のフローチャートは、新たにステップＳＴ７７とステップＳＴ７８の処理・条件が追加されている。その他のステップＳＴ７１からステップＳＴ７３までの処理・条件は実施の形態１と同様である。電流ひずみ率計算処理ステップＳＴ７７は、ステップＳＴ７２の条件でＹｅｓと判定されたら、ステップＳＴ７７において電流センサ８から取得したモータ電流を用いて、実効電流値Ｉｒｍｓを算出する。その実効電流値Ｉｒｍｓから以下の式（４）に従って、電流ひずみ率ＩＴＨＤを演算する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
上式において、ｎは２以上の自然数である。例えば、Ｉｒｍｓ（１）は基本波成分の実効電流値、Ｉｒｍｓ（２）は２倍高調波の実効電流値であり、Ｉｒｍｓ（ｉ）はｉ倍高調波の実効電流値である。つまり、発生が予測されるひずみによってｎを適切な値に設定することにより、式（４）から実効電流における、基本波に対するひずみ度合いが計算できる。
　次に、ステップＳＴ７８では、演算によって求めた電流ひずみ率ＩＴＨＤが予め設定した高域閾値であるＺ［―］以上（Ｙｅｓ）であれば、ステップＳＴ７３へと処理が移り、一方で、演算によって求めた電流ひずみ率ＩＴＨＤが予め設定した低域閾値であるＺ［―］未満（Ｎｏ）であれば、一定加減速度処理ステップＳＴ７１を実行する。ここで、位相差分値ΔＰと電流ひずみ率ＩＴＨＤとの関係は、図２０に示すようである。図２０は、横軸を位相差分値ΔＰ、縦軸を電流ひずみ率ＩＴＨＤとしたときの関係を表している。位相差分値ΔＰが０［ｄｅｇ］の時は、電流ひずみ率ＩＴＨＤも０［―］である。そして、同期状態から外れていくと、つまり位相差分値ΔＰの値が上昇していくと、電流ひずみ率も上昇していく、単調増加の関係にある。
　図２１を用いて実施の形態４による加減速度調整処理器７の動作を具体的に説明する。図２１は、非同期モードから同期モードに切り替る時のタイムチャートで、一段目が周波数指令値ｆｉｎｖ＊、二段目が電流ひずみ率ＩＴＨＤ、三段目がキャリアモードｐｔｎ、である。
　まず、図２１は時間０［ｓｅｃ］から周波数指令値ｆｉｎｖ＊が同期９パルスモードの切替周波数ｆｉｎｖ＊１に到達するまで、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理に基づいて一定の加速度で加速する。そして、周波数指令値ｆｉｎｖ＊が切替周波数ｆｉｎｖ＊１をまたいだら、キャリアモードｐｔｎが非同期モードを示す０「―」から同期９パルスモードを示す９［―］へ切り替わる。この時、電流ひずみ率ＩＴＨＤが上昇し、この電流ひずみ率ＩＴＨＤが予め設定した高域閾値であるＺ［―］を超えるタイミング（ステップＳＴ７８　Ｙｅｓ）でステップＳＴ７１の加減速度調整処理に基づいて、周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］にする。なお、高域閾値Ｚ［－］は、電流ひずみ率ＩＴＨＤが大きくなりすぎて、モータ１の電流が乱れない程度の値が設定される。その後、電流ひずみ率ＩＴＨＤの値は、キャリア同期処理器６に従って、徐々に低下していく。その後、電流ひずみ率ＩＴＨＤが予め設定した低域閾値であるＱ［－］をまたぐタイミング（ステップＳＴ７８　Ｎｏ）で、ステップＳＴ７１の一定加減速度処理に従って一定の加速度で加速する。この時、電流ひずみ率ＩＴＨＤは加速度に応じて一瞬上昇するが、キャリア同期処理器６に従って徐々に低下する。なお、低域閾値Ｑ［－］は、位相差分値ΔＰの増加を抑制させる観点から０［－］にするのが好ましいが、０［－］に設定すると負荷変動に弱くなるため、０［－］に近い小さい値に設定するのが良い。図２１では、加減速度調整処理により加速度（変化率）を０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定している例を示したが、必ずしも０［ｒｐｓ／ｓｅｃ］に設定しなくてもよく、キャリアモードが切替わる前の加速度より低い値に設定すれば、制御性能の低下を抑制できる。また、モータ１が減速している時もキャリアモードｐｔｎが切り替った時にステップＳＴ７３の加減速度調整処理を実行して、周波数指令値の変化率の絶対値を低下するように設定することで、制御性能の低下を抑制できる。
　以上のように、加減速度調整処理器７にて電流ひずみ率を演算し、電流ひずみ率に基づいて、加減速度を調整するようにしたので、電流の状態から加減速度を補正でき、同期状態を保つことで高調波電流を抑制する効果がある。また、加減速動作では、全運転領域において同期状態から外れることなく高調波電流を抑制できる。
　以上説明したように、実施の形態４に係るモータ制御装置によれば、電流ひずみ率ＩＴＨＤに基づいて、加減速度、すなわち周波数指令値ｆｉｎｖ＊の変化率を調整して決定するので、高調波電流を抑制でき、制御性能の低下を抑制できる効果を奏する。
実施の形態５．
　図２２は、本発明の実施の形態５による圧縮装置２０の概略構成を示すブロック図である。圧縮装置２０は、モータ１を備えた圧縮機８０と、このモータ１に三相交流電圧を出力するモータ制御装置１０を備えている。モータ制御装置１０は、実施の形態１～４で説明したいずれかのモータ制御装置である。図２２に示す圧縮機８０は、圧縮部８３ａと圧縮部８３ｂとを備えたツインロータリ圧縮機である。圧縮部８３ａおよび圧縮部８３ｂには、モータ１に固定されたシャフト８４の回転に伴って動くピストンや、ベーン、開閉弁などが設けられており、モータが回転することにより冷媒などの媒質を圧縮する。モータの回転数に応じて、圧縮部の圧縮率および流量が変化する。例えば、モータの回転数が増加すれば、流量も増加する。従って、実施の形態５では、流体の圧縮率により流量に変化が生じた場合に、キャリアモードが切り替わると加減速度調整処理器７にて周波数指令値ｆｉｎｖ＊の絶対値を低下するので、モータの回転数に応じて圧縮部の流量を低下させることが可能となる。
　このように、実施の形態５に係る圧縮装置によれば、モータの加減速時キャリアモードに応じて、非同期から同期、もしくは同期から異なる同期へ切替えることが可能であるので、流体の圧縮率に変化が生じた場合でも、位相差分値ΔＰを本発明が実施されない場合よりも低下させることが可能である。このように、圧縮装置のモータ制御装置として実施の形態１～４のモータ制御装置１０を用いることにより、制御性能の低下を抑制できる効果を奏する。
　ここでは、圧縮機としてツインロータリ圧縮機を一例として説明したが、ツインロータリ圧縮機に限らず、シングルロータリ圧縮機でもよく、圧縮部の個数は１個以上あればよい。また、圧縮機は、モータで駆動される圧縮機であれば、ロータリ圧縮機以外の圧縮機でもよく、例えば、スクロール圧縮機や、スクリュー圧縮機でもよいのは言うまでもない。
実施の形態６．
　図２３は、本発明の実施の形態６による空調機２００の概略構成を示すブロック図である。空調機２００は、主な構成要素として、熱交換器４０、熱交換器５０、空調機コントローラ３０、および実施の形態５で説明した圧縮装置２０を備えている。圧縮装置２０に備えられたモータ制御装置１０は、空調機コントローラ３０の指令により圧縮機８０のモータ１を制御する。圧縮機８０では例えば媒質として冷媒、すなわち熱交換可能な媒質が圧縮されて、この冷媒が熱交換器４０および熱交換器５０を通過することにより外部の、例えば空気と熱交換する。熱交換器４０は、例えば室外に設置され室外の空気と冷媒とを熱交換する室外機の熱交換器であり、熱交換器５０は、例えば室内に設置され室内の空気と冷媒とを熱交換する室内機の熱交換器である。
　空調機は、例えば室外および室内の温度により、熱交換の能力を変化させる必要があり、空調機コントローラ３０の指令に基づいて圧縮機のモータの回転数を制御する必要がある。このため、モータ制御装置１０は空調機コントローラ３０の指令に基づいてモータを加減速させる制御を行う。実施の形態１～４で説明したように、モータを加減速させる際、キャリアモードに応じて、非同期から同期、もしくは同期から異なる同期へ切替える場合がある。キャリアモードの切り替え時には、位相差分値ΔＰを本発明が実施されない場合よりも低下させることが可能である。このように、圧縮装置のモータ制御装置として実施の形態１～４のモータ制御装置１０を用いることにより、制御性能の低下を抑制できる効果を奏する。
　なお、以上の実施の形態１～６に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
１　モータ、２　電力変換器、３　直流電源、４　速度演算器、５　キャリアモード生成器、６　キャリア同期処理器、７　加減速度調整処理器、１０　モータ制御装置、２０圧縮装置、８０　圧縮機、２００　空調機

Claims (12)

  1. 　直流電圧をＰＷＭ制御により三相交流電圧に変換してモータに出力する電力変換器と、
    前記電力変換器が前記ＰＷＭ制御を行うためのキャリア波と三相交流電圧指令値を前記電力変換器に出力するキャリア同期処理器とを備えたモータ制御装置において、
    前記三相交流電圧の周波数指令値を前記キャリア同期処理器に出力するとともに、前記キャリア同期処理器が前記周波数指令値に基づいて決定する、前記ＰＷＭ制御のモードである前記キャリア波のキャリアモードに基づいて、前記周波数指令値の変化率を決定する加減速度調整処理器を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記周波数指令値に基づいて、前記キャリア同期処理器が前記キャリア波のキャリアモードを決定するためのキャリアモード指令値を出力するキャリアモード生成器と、
    前記周波数指令値に基づいて前記三相交流電圧の基準電圧位相および二軸電圧指令を演算して出力する速度演算器を備え、
    前記キャリア同期処理器は、前記周波数指令値と、前記キャリアモード指令値と、前記速度演算器により演算された前記三相交流電圧の基準電圧位相および前記二軸電圧指令とに基づいて前記電力変換器に出力するキャリア波のキャリアモードを決定して、この決定したキャリアモードに基づいた前記キャリア波と前記三相交流電圧指令値を前記電力変換器に出力するとともに、前記キャリア同期処理器が決定した前記キャリアモードを前記加減速度調整処理器に出力することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 　前記キャリアモードは、前記キャリア波の周波数が前記三相交流電圧の周波数とは関係なく設定される非同期モードと、前記キャリア波の周波数が前記三相交流電圧の周波数の整数倍となるように設定される同期モードとを有し、前記同期モードは一または複数の同期モードを含み、
    前記加減速度調整処理器は、前記キャリア同期処理器から入力された前記キャリアモードが、前記非同期モードから前記同期モードに切替わったとき、または前記同期モードが複数の同期モードを含むときはある同期モードから異なる同期モードに切替わったとき、前記周波数指令値の変化率の絶対値を前記キャリアモードが切替わる前の変化率の絶対値よりも低下させることを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。
  4. 　前記加減速度調整処理器は、前記周波数指令値の変化率の絶対値を前記キャリアモードが切替わる前の変化率の絶対値よりも低下させて、当該変化率を０とすることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 　前記キャリア同期処理器は、前記三相交流電圧指令値と前記キャリア波との関係に基づいて生成した電圧位相指令と、前記基準電圧位相に基づいて求めた電圧位相との差である位相差分値を求め、この位相差分値を用いてキャリア周期を補正するキャリア周期補正量を求めて、このキャリア周期補正量を用いて前記キャリア波を補正するとともに、前記位相差分値を前記加減速度調整処理器に出力し、前記加減速度調整処理器は、前記キャリアモードが切替わった後、前記キャリア同期処理器から入力された前記位相差分値に基づいて、前記周波数指令値の変化率の絶対値を低下させることを特徴とする請求項３または４に記載のモータ制御装置。
  6. 　前記加減速度調整処理器は、前記位相差分値が予め設定された高域閾値を超えた場合に、前記周波数指令値の変化率の絶対値を前記キャリアモードが切替わる前の変化率の絶対値よりも低下させることを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
  7. 　前記加減速度調整処理器は、前記周波数指令値の変化率の絶対値を低下させた後、前記位相差分値が予め設定された低域閾値以下となったときに、前記周波数指令値の変化率の絶対値を増加させることを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
  8. 　前記キャリアモードが切替わった時から時間カウントを開始し、時間カウント値が予め設定した値を超えたときに、前記周波数指令値の変化率の絶対値を増加させることを特徴とする請求項３または４に記載のモータ制御装置。
  9. 　前記加減速度調整処理器は、前記電力変換器の出力電流の電流ひずみ率を求め、前記キャリアモードが切替わった後、前記電流ひずみ率が予め設定された高域閾値を超えた場合に、前記周波数指令値の変化率の絶対値を前記キャリアモードが切替わる前の変化率の絶対値よりも低下させることを特徴とする請求項３または４に記載のモータ制御装置。
  10. 　前記加減速度調整処理器は、前記周波数指令値の変化率の絶対値を低下させた後、前記電流ひずみ率が予め設定された低域閾値以下となったときに、前記周波数指令値の変化率の絶対値を増加させることを特徴とする請求項９に記載のモータ制御装置。
  11. 　モータを備えこのモータの回転により媒質を圧縮する圧縮機と、前記モータに三相交流電圧を出力する、請求項１から１０のいずれか１項に記載のモータ制御装置とを備えたことを特徴とする圧縮装置。
  12. 　請求項１１に記載の圧縮装置を備えたことを特徴とする空調機。
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