WO2015137416A1 - 信号処理システム、タッチパネルシステム、及び、電子機器 - Google Patents

信号処理システム、タッチパネルシステム、及び、電子機器 Download PDF

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WO2015137416A1
WO2015137416A1 PCT/JP2015/057207 JP2015057207W WO2015137416A1 WO 2015137416 A1 WO2015137416 A1 WO 2015137416A1 JP 2015057207 W JP2015057207 W JP 2015057207W WO 2015137416 A1 WO2015137416 A1 WO 2015137416A1
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vector
driving
frame
phase
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誠一 濱
睦 ▲濱▼口
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シャープ株式会社
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    • G06F2203/041—Indexing scheme relating to G06F3/041 - G06F3/045
    • G06F2203/04111—Cross over in capacitive digitiser, i.e. details of structures for connecting electrodes of the sensing pattern where the connections cross each other, e.g. bridge structures comprising an insulating layer, or vias through substrate

Definitions

  • the present invention relates to a signal processing system for estimating a value of the linear element or an input of the linear element by performing signal processing based on addition and subtraction on a plurality of time series signals based on linear elements sampled in discrete time
  • the present invention relates to a touch panel system including a touch panel having a plurality of capacitors formed at intersections of a plurality of drive lines and a plurality of sense lines and a touch panel controller for controlling the touch panel, and an electronic device.
  • the inventors of the present invention control a touch panel having a plurality of capacitors formed at intersections of a plurality of drive lines and a plurality of sense lines, and store the electrostatic capacitance stored in the capacitors configured in a matrix.
  • a touch panel controller that estimates or detects capacity is proposed (Patent Document 1).
  • the touch panel controller drives a plurality of drive lines in parallel based on a code sequence, reads a linear sum signal based on charges accumulated in a capacitor by sampling in discrete time along a sense line, and reads the read linear sum signal
  • the capacitance of the capacitor is estimated or detected by an inner product operation with the code sequence.
  • An object of the present invention is to perform linear processing by performing signal processing based on addition and subtraction based on noise frequency, noise amount, and input / output transfer characteristics mixed in a plurality of time-series signals based on linear elements sampled in discrete time. It is to reduce noise mixed in the result of estimating an element value or input.
  • a signal processing system performs signal processing based on additive addition and subtraction on a plurality of time-series signals based on linear elements sampled in discrete time, thereby performing linear processing on the linear elements.
  • a signal processing system that estimates the input of the linear element, the first and second subsystems having different input / output transfer characteristics, and the noise frequency, noise amount mixed in the time series signal, and A switching circuit for switching the first and second subsystems to connect to the linear element so as to reduce noise mixed in the result of estimating the value or input of the linear element based on the input / output transfer characteristics.
  • the first subsystem executes first to (N + 1) th vector drives in this order, each including an even-numbered phase drive and an odd-numbered phase drive.
  • the second subsystem performs k-th vector driving to (k + j) -th vector driving (k and j are for each frame driving).
  • a touch panel system includes a touch panel having a plurality of capacitors formed at intersections of a plurality of drive lines and a plurality of sense lines, and the touch panel.
  • a touch panel system comprising: a touch panel controller that controls the capacitor, wherein the touch panel controller drives the capacitor along the drive line, and a plurality of linear sums based on the capacitor driven by the drive circuit.
  • An amplification circuit that reads and amplifies a signal along the sense line, an analog / digital conversion circuit that performs analog-to-digital conversion on an output of the amplification circuit, and the capacitor based on the output of the amplification circuit that has been converted from analog to digital
  • the capacitance of the charge accumulated in A decoding operation circuit for determining, first and second subsystems having different input / output transfer characteristics, and a switching circuit for switching the first and second subsystems to connect to the linear element, the first subsystem Performs frame-unit driving (N, M) for performing first to (M + 1) th frame driving in which first to (N + 1) th vector driving including even-numbered phase driving and odd-numbered phase driving is performed in this order.
  • the second subsystem is the k-th vector drive to the (k + j) -th vector drive of each frame drive (k and j are integers satisfying 1 ⁇ k ⁇ N and 1 ⁇ j ⁇ N ⁇ 1) Are sequentially executed in this order.
  • an electronic apparatus includes the touch panel system according to the present invention and a display device corresponding to the touch panel system.
  • signal processing based on addition / subtraction is performed based on noise frequency, noise amount, and input / output transfer characteristics mixed in a plurality of time-series signals based on linear elements sampled in discrete time. It is possible to reduce the noise mixed in the result of estimating the value or input of the linear element.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a signal processing system according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a graph which shows the frequency characteristic between the noise amount and sampling frequency of the time series signal processed by the said signal processing system, and the amplitude variation
  • 1 is a circuit diagram showing a configuration of a touch panel system according to Embodiment 1.
  • FIG. It is a circuit diagram for demonstrating the drive method of the said touchscreen system. It is a figure for demonstrating the numerical formula which shows the drive method of the said touchscreen system. It is a circuit diagram which shows the condition where noise is applied to the said touch panel system. It is a circuit diagram for demonstrating the parallel drive method of the said touch panel system.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of another touch panel system according to Embodiment 1.
  • FIG. (A) (b) (c) (d) is a figure for demonstrating the implementation unit which drives a capacitor by the said other touch panel system.
  • (A) (b) (c) is a figure for demonstrating the method of carrying out the inversion drive of the capacitor by the said other touch panel system. It is a wave form diagram of a drive signal etc. when driving by the 2nd vector next to driving by the 1st vector by the above-mentioned other touch panel system.
  • (A) is a waveform diagram of drive signals and the like when continuously driving by the 1st vector by the other touch panel system, and (b) when continuously driving by the phase 0 of the 1st vector. It is a waveform diagram of a drive signal and the like.
  • (A) is a waveform diagram of a drive signal or the like when the drive by the 1st vector is continuously performed by the other touch panel system, and (b) is a drive signal or the like when inverting the drive by the 1st vector at an even number of times.
  • FIG. (A) is a waveform diagram of drive signals and the like when continuously performing the drive by phase 0 of the 1st vector, and (b) is a drive signal and the like when inverting the drive by phase 0 of the 1st vector at the even number of times.
  • FIG. (A) is a waveform diagram of driving signals and the like when driving with the 1st vector to 3rd vector continuously by the other touch panel system, and (b) inverts driving with the 1st vector to 3rd vector in the even number of times. It is a wave form diagram of a drive signal etc. in the case of doing.
  • (A) (b) is a graph which shows the frequency characteristic of the quadruple sampling by the said other touch panel system.
  • FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration of an electronic device according to a third embodiment.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a signal processing system 10 according to the first embodiment.
  • the signal processing system 10 includes a drive circuit 4 that drives the linear element CX and a control circuit 14 that controls the drive circuit 4.
  • the control circuit 14 includes subsystems 5a and 5b having different input / output transmission characteristics, and a switching circuit 6 that connects any one of the subsystems 5a and 5b to the drive circuit 4.
  • the linear element CX is driven by the drive circuit 4 controlled by the subsystem 5a or 5b, and can convert a time-series signal having a value that can be observed continuously or discretely and changes from time to time into an analog interface 7a (for example, an amplifier). Circuit).
  • the analog interface 7 a amplifies this time series signal and outputs it to the AD conversion circuit 13.
  • the AD conversion circuit 13 AD-converts the time series signal supplied from the analog interface 7a, and supplies the linear element estimation unit 11 with a plurality of time series signals sampled in discrete time and changing every moment.
  • the linear element estimation unit 11 performs signal processing based on addition and subtraction on a plurality of time series signals based on the AD-converted linear element CX to estimate the value of the linear element CX or the input of the linear element CX.
  • the signal processing system 10 is provided with a noise amount estimation circuit 9 that estimates the amount of noise mixed in the time-series signal from the estimated value of the linear element CX by the linear element estimation unit 11 or the estimated value of the input of the linear element CX. Yes.
  • the switching circuit 6 performs noise-mixing in the result of estimating the value or input of the linear element CX by performing signal processing based on addition / subtraction based on the noise frequency mixed in the time-series signal, the noise amount, and the input / output transfer characteristics.
  • the subsystems 5a and 5b are switched and connected to the drive circuit 4 so as to reduce the above.
  • the control circuit 14 controls the analog interface circuit 7a.
  • the control circuit 14 controls signals corresponding to even phase driving and odd phase driving for switching the input state to the amplifier circuit.
  • the control circuit 14 controls the sampling frequency and the number of multiple samplings of the AD conversion circuit 13. Further, the control circuit 14 controls the operation of the linear element estimation unit 11.
  • the multiplex sampling number of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5a may be different from the multiplex sampling number of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5b.
  • the sampling frequency of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5a may be different from the sampling frequency of the time series signal from the linear element CX based on the subsystem 5b.
  • the sign of a plurality of time series signals based on the subsystems 5a and 5b can be reversed along the time series. Further, the sign of the plurality of time series signals based on the subsystems 5a and 5b can be constant along the time series.
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5a and 5b based on the estimation result of the noise amount estimation circuit 9.
  • the linear element CX can be, for example, a capacitor.
  • the linear element CX may be a thermometer equipped with a thermocouple.
  • the signal processing system 10 is established without the drive circuit 4. After a minute voltage (minute current) that can be observed using a thermocouple is amplified by the amplifier circuit, it is sampled by the AD conversion circuit 13, and the number of multiple samplings and the sampling frequency can be changed to reduce noise.
  • FIG. 2 is a graph showing the noise characteristics of the time series signal processed by the signal processing system 10 and the frequency characteristics between the sampling frequency and the amplitude change amount of the time series signal.
  • the horizontal axis indicates a normalization coefficient that is a ratio between the signal frequency and the sampling frequency.
  • the vertical axis represents the amplitude change amount of the signal.
  • Characteristic C1 indicates a frequency characteristic of double sampling that samples two signals and outputs a simple moving average.
  • a characteristic C2 indicates a frequency characteristic of quadruple sampling in which four signals are sampled and a simple moving average is output, and a characteristic C3 is an eight-fold sampling frequency in which eight signals are sampled and a simple moving average is output. The characteristics are shown.
  • a characteristic C4 indicates a frequency characteristic of 16-fold sampling in which 16 signals are sampled and a simple moving average is output.
  • the amplitude change amount is ⁇ dB when the normalization coefficient is 0.5. Therefore, noise can be eliminated by setting the sampling frequency to twice the noise frequency. Also, noise can be reduced even if the sampling frequency is changed so that the normalized frequency approaches 0.5.
  • the amplitude variation is ⁇ dB when the normalization coefficient is 0.5 and 0.25. Therefore, noise can be eliminated by setting the sampling frequency to 2 or 4 times the noise frequency. Even if the sampling frequency is changed so that the normalized frequency approaches 0.5 or 0.25, noise can be reduced.
  • the amplitude change amount is ⁇ dB when the normalization coefficients are 0.5, 0.375, 0.25, and 0.125, as shown in the characteristic C3. Therefore, noise can be eliminated if the sampling frequency is set to 2 times, 2.67 times, 4 times, or 8 times the noise frequency. Even if the sampling frequency is changed so that the normalized frequency approaches 0.5, 0.375, 0.25, or 0.125, noise can be reduced.
  • noise can be eliminated or reduced by setting or changing the sampling frequency with respect to the noise frequency.
  • the amplitude change amount is ⁇ 3 dB in the double sampling, but the amplitude change amount is ⁇ dB in the quadruple sampling, the 8-fold sampling, and the 16-fold sampling. Therefore, noise can be eliminated by changing the multiplicity of multiplex sampling from double to quadruple, eight, or sixteen. Thus, noise can be eliminated or reduced by changing the multiplicity of multiple sampling.
  • the sampling frequencies of the plurality of subsystems shown in FIG. 1 are set to be different or the multiplicity of the multiplex sampling is set to be different, and the amplitude change amount shown in FIG. 2 is based on the noise frequency.
  • the switching circuit 6 can eliminate or reduce noise.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of touch panel system 1 according to the first embodiment.
  • the touch panel system 1 includes a touch panel 2 and a touch panel controller 3.
  • the touch panel 2 includes capacitors C11 to C44 formed at the intersections of the drive lines DL1 to DL4 and the sense lines SL1 to SL4, respectively.
  • the touch panel controller 3 includes a drive circuit 4 that drives the capacitors C11 to C44 along the drive lines DL1 to DL4.
  • the touch panel controller 3 is provided with an amplifier circuit 7 connected to each of the sense lines SL1 to SL4.
  • Each amplifier circuit 7 reads and amplifies a plurality of linear sum signals based on the electrostatic capacitances stored in the capacitors C11 to C44 driven by the drive circuit 4 along the sense lines SL1 to SL4.
  • the amplifier circuit 7 includes an amplifier 18, an integration capacitor Cint connected to the amplifier 18 in parallel, and a reset switch.
  • the touch panel controller 3 estimates the capacitances accumulated in the capacitors C11 to C44 based on the AD conversion circuit 13 that performs analog / digital conversion on the output of the amplification circuit 7 and the output of the amplification circuit 7 that has been converted from analog to digital. And a decoding operation circuit 8 that performs the decoding operation.
  • the touch panel controller 3 has a control circuit 14 that controls the drive circuit 4. Based on the subsystems 5a and 5b having different input / output transfer characteristics, the noise frequency mixed in the linear sum signal, the noise amount, and the input / output transfer characteristics, the control circuit 14 performs capacitors C11 to C44 by the decoding operation circuit 8. And a switching circuit 6 for switching the subsystems 5a and 5b to connect to the driving circuit 4 so as to reduce noise mixed in the result of estimating the electrostatic capacity of the driving circuit 4.
  • the control circuit 14 controls the sampling frequency and the number of multiple samplings of the AD conversion circuit 13. Further, the control circuit 14 controls the operation of the decoding arithmetic circuit 8.
  • a noise amount estimation circuit 9 is provided for estimating the amount of noise mixed in the linear sum signal from the estimated value of capacitance by signal processing based on addition and subtraction of the linear sum signal.
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5a and 5b based on the estimation result of the noise amount estimation circuit 9.
  • FIG. 4 is a circuit diagram for explaining a driving method of the touch panel system 1
  • FIG. 5 is a diagram for explaining mathematical formulas showing the driving method of the touch panel system 1.
  • the drive circuit 4 drives the drive lines DL1 to DL4 based on the 4 ⁇ 4 code sequence shown in Equation 3 of FIG. If the element of the code matrix is “1”, the drive circuit 4 applies the voltage Vdrive, and if the element is “0”, it applies zero volts.
  • the amplifying circuit 7 receives and amplifies the measured values Y1, Y2, Y3, and Y4 of the linear sum along the capacitance sense line based on the charges accumulated in the capacitor driven by the driving circuit 4.
  • the drive circuit 4 applies the voltage Vdrive to the drive line DL1, and applies zero volts to the remaining drive lines DL2 to DL4. Then, for example, measurements Y1 from the sense line SL3 corresponding to the capacitor C31 to the capacitance C 31 of formula 1 is accumulated in Figure 5 are output from the amplifier circuit 7.
  • the voltage Vdrive is applied to the drive line DL2, and zero volts is applied to the remaining drive lines DL1, DL3, and DL4. Then, the measured value Y2 from the sense line SL3 corresponding to the capacitor C32 to the capacitance C 32 is accumulated of the formula 2 in FIG. 5 is output from the amplifier circuit 7.
  • the voltage Vdrive is applied to the drive line DL3, and zero volts is applied to the remaining drive lines.
  • the voltage Vdrive is applied to the drive line DL4, and zero volts is applied to the remaining drive lines.
  • the measured values Y1, Y2, Y3, and Y4 themselves are associated with the capacitance values C1, C2, C3, and C4, respectively.
  • the measurement values Y1 to Y4 are described with the coefficient ( ⁇ Vdrive / Cint) omitted for the sake of simplicity.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a situation where noise is applied to the touch panel system 1.
  • the sense line SL3 will be described as an example.
  • noise is applied to the linear sum signal read along the sense line SL3 via the parasitic capacitance Cp coupled to the sense line SL3.
  • the linear sum signal is as follows.
  • FIG. 7 is a circuit diagram for explaining a parallel driving method of the touch panel system 1
  • FIG. 8 is a diagram for explaining mathematical formulas showing the parallel driving method of the touch panel system 1.
  • the drive circuit 4 drives the drive lines DL1 to DL4 based on the 4 ⁇ 4 orthogonal code sequence shown in Equation 5 of FIG.
  • the element of the orthogonal code sequence is either “1” or “ ⁇ 1”. If the element is “1”, the drive unit 54 applies the voltage Vdrive, and if the element is “ ⁇ 1”, it applies ⁇ Vdrive.
  • the voltage Vdrive may be a power supply voltage, but may be a voltage other than the power supply voltage.
  • the capacitances C1 to C4 are estimated as shown in Equation 7 by taking the inner product of the measured values Y1, Y2, Y3, Y4 and the orthogonal code sequence. Can do.
  • the above operation may be performed multiple times and the averaged linear sum signal data may be treated as a true value.
  • subsystems 5a and 5b see FIG. 3 having different input / output transfer characteristics can be realized.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining mathematical formulas showing a method of driving the touch panel system 1 in parallel using M-sequence codes.
  • Capacitance of the capacitor can also be estimated by driving the capacitor in parallel with the M-sequence code.
  • the capacitances C1 to C7 can be estimated by taking the inner product of the measured values Y1 to Y7.
  • the “M sequence” is a kind of binary pseudorandom number sequence, and is composed of only binary values of 1 and ⁇ 1 (or 1 and 0).
  • the length of one period of the M sequence is 2 n ⁇ 1.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of another touch panel system 1a according to the first embodiment.
  • the same components as those described above with reference to FIG. 3 are denoted by the same reference numerals. Therefore, detailed description of these components is omitted.
  • the touch panel system 1a has a touch panel controller 3a.
  • the touch panel controller 3 a has a switching circuit 12.
  • the switching circuit 12 changes the input state of each amplifier circuit (sense amplifier) 7 between the even phase state (phase 0) in which the 2nth sense line and the (2n + 1) th sense line are input, and the (2n + 1) th state. Switching between the odd-numbered phase state (phase 1) in which the sense line and the (2n + 2) th sense line are input.
  • n is an integer from 0 to 31.
  • the control circuit 14 controls the amplifier circuit 7. For example, the control circuit 14 controls a signal to be supplied to the switching circuit 12 corresponding to even phase driving and odd phase driving for switching the input state to the amplifier circuit 7.
  • the control circuit 14 controls the sampling frequency and the number of multiple samplings of the AD conversion circuit 13. Further, the control circuit 14 controls the operation of the decoding arithmetic circuit 8.
  • FIGS. 11A, 11B, 11C, and 11D are diagrams for explaining an implementation unit in which a capacitor is driven by another touch panel system 1a.
  • FIG. 11A is a diagram for explaining frame unit driving for driving a capacitor in frame units.
  • the touch panel system 1a repeats (M + 1) frame drive Frame0 to FrameM in this order.
  • Each frame drive Frame 0 to Frame M includes (N + 1) vector drives Vector 0 to Vector N, respectively.
  • Each of the vector drives Vector0 to VectorN includes an even-numbered phase drive Phase0 and an odd-numbered phase drive Phase1.
  • phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 included in each of the frame drive Frame 0 to Frame M shown in FIG. 11A (indicated by “Phase 0” by hatching in FIG. 11A is shaded).
  • FIG. 11B is a diagram for explaining phase continuous driving in which a capacitor is continuously driven in the same phase.
  • the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame0 the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1
  • the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 the phase drive Phase0 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2
  • the drive is continuously performed only by the phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 included in each frame drive Frame 0 to Frame M.
  • phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame0 the phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1
  • phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 the phase drive Phase1 included in the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2
  • the drive is continuously performed only by the phase drive Phase 1 of the vector drive Vector 0 included in each frame drive Frame 0 to Frame M.
  • phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame0 phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame1
  • phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame2 phase drive Phase0 included in the vector drive Vector1 of the frame drive Frame2
  • Frame drive FrameM In the order of the phase driving Phase 0 included in the vector driving Vector 1, the driving is continuously performed only by the phase driving Phase 0 of the vector driving Vector 1 included in each of the frame driving Frame 0 to Frame M. Thereafter, similarly, the driving is performed up to the vector driving VectorN.
  • FIG. 11C is a diagram for explaining the same vector continuous drive in which the capacitor is continuously driven by the same vector.
  • the vector drive Vector0 of the frame drive Frame0 the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1
  • the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 the vector drive Vector0 included in each frame drive Frame0 to FrameM in the order of the vector drive Vector0 of the frame drive FrameM. Drives continuously with only Vector0.
  • the vector drive Vector1 of the frame drive Frame0, the vector drive Vector1 of the frame drive Frame1, the vector drive Vector1 of the frame drive Frame2,..., The vector drive Vector1 of the frame drive FrameM are included in the vector drive Vector0 included in each frame drive Frame0 to FrameM. It drives continuously only by Vector1.
  • the vector included in each frame drive Frame 0 to Frame M in the order of the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 0 the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 1
  • the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 2 the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame 2
  • the vector drive Vector 2 of the frame drive Frame M It drives continuously only by drive Vector2.
  • the driving is performed up to the vector driving VectorN.
  • FIG. 11 (d) is a diagram for explaining a multi-vector continuous drive in which a capacitor is continuously driven by a plurality of vectors, and L + 1 continuous vectors are driven as one unit.
  • L is an integer satisfying 1 ⁇ L ⁇ (N ⁇ 1).
  • each frame drive in the order of vector drive Vector0 to L of frame drive Frame0, vector drive Vector0 to L of frame drive Frame1, vector drive Vector0 to L of frame drive Frame2, and vector drive Vector0 to L of frame drive FrameM. Only the vector drives Vector0 to L included in Frame0 to FrameM are continuously driven.
  • each frame drive Frame 0 in the order of the vector drive Vector2 Vector + Vector 3 + 2 of the frame drive Frame 0, the vector drive Vector 2L + 2 to 3L + 2 of the frame drive Frame 1, the vector drive Vector 2L + 2 to 3L + 2 of the frame drive Frame 2, the vector drive Vector 3 of the frame drive Frame M Drive continuously with only vector drive Vector2L + 2 to 3L + 2 included in FrameM.
  • the operation is continued until the vector drive VectorN included in the frame drive FrameM is driven.
  • 12 (a), 12 (b), and 12 (c) are diagrams for explaining a method of inversion driving of a capacitor by the touch panel system 1a.
  • FIG. 12A is an example of phase continuous inversion driving that inverts even-numbered driving in the phase continuous driving shown in FIG. 11B (the driving part to be inverted is shown in black on a white background). ).
  • the phase driving Phase 0 included in the vector driving Vector 0 of the frame driving Frame 0 is used.
  • inversion driving is performed by phase driving Phase 0 included in vector driving Vector 0 of frame driving Frame 1.
  • phase driving Phase 0 included in the vector driving Vector 0 of the frame driving Frame 2 is driven.
  • phase drive Phase 0 inversion included in the vector drive Vector 0 of the frame drive Frame 3 is driven.
  • Inversion in phase continuous inversion driving is performed in one phase driving unit.
  • the same data acquisition cycle for the averaging process is a period corresponding to one phase drive.
  • the polarity of the same data is inverted at even times.
  • FIG. 12B shows the same vector continuous inversion drive that inverts the even-numbered two phase drives in the same vector continuous drive shown in FIG. 11C. (It is shown in black on a white background).
  • the inversion drive is performed by the vector drive Vector0 of the frame drive Frame1.
  • the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2 is driven by the vector drive Vector0 of the frame drive Frame2.
  • the inversion drive is performed by the vector drive Vector0 of the frame drive Frame3.
  • Inversion in the same vector continuous inversion driving is performed in units of two phase driving.
  • the same data acquisition cycle for the averaging process is a period corresponding to two phase driving.
  • the polarities of the two even-numbered phase drivings are inverted.
  • FIG. 12 (c) shows a multi-vector continuous inversion drive that inverts the even-numbered multi-vector drive in the multi-vector continuous drive shown in FIG. 11 (d). In white). First, it is driven by the vector drive Vector0 to L of the frame drive Frame0. Then, inversion driving is performed by the vector driving Vector0 to L of the frame driving Frame1. Next, it is driven by the vector drive Vector0 to L of the frame drive Frame2. Thereafter, inversion driving is performed by the vector driving Vector0 to L of the frame driving Frame3.
  • Inversion in the multi-vector continuous inversion driving is performed in units of 2 ⁇ (L + 1) phase driving.
  • the same data acquisition cycle for the averaging process is a period corresponding to 2 ⁇ (L + 1) phase driving.
  • the multi-vector continuous inversion driving the polarity of the even-numbered (2 ⁇ (L + 1)) phase driving is inverted.
  • FIG. 13 is a waveform diagram of drive signals and the like when the touch panel system 1a performs the drive by the 2nd vector after the drive by the 1st vector. Waveform diagrams corresponding to the phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 and the vector drive Vector 1 in the frame unit drive shown in FIG. 11A are shown.
  • the signal Phase0 When the signal Phase0 is on, driving is performed by the even-numbered phase driving Phase0, and when the signal Phase0 is off, driving is performed by the odd-numbered phase driving Phase1.
  • the reset signal reset_cds is on, the amplifier circuit 7 is reset.
  • the drive signal Drive is turned on, the capacitors C11 to C44 are driven.
  • the clock signal clk_sh is on, the linear sum signal is read out along the sense line.
  • the linear sum signal based on the even-numbered phase drive Phase0 of the vector drive Vector0 is acquired at one frame interval (period T1).
  • FIG. 14A is a waveform diagram of a drive signal and the like when continuously driving by the 1st vector by the touch panel system 1a
  • FIG. 14B is a waveform when driving by the phase 0 of the 1st vector is continuously performed. It is a waveform diagram of a drive signal and the like.
  • the linear sum signal by the vector drive Vector0 is 2 as shown in FIG. 14 (a). Acquired at the phase interval (period T2).
  • the linearity by the phase drive Phase0 is shown in FIG. 14B.
  • the sum signal is acquired at one phase interval (period T3).
  • FIG. 15A is a waveform diagram of drive signals and the like when the drive by the 1st vector is continuously performed by the touch panel system 1a
  • FIG. 15B is a drive signal and the like when inverting the drive by the 1st vector at the even number of times.
  • the inversion of driving is performed by lowering the driving signal Drive from high to low. For this reason, it is not necessary to lower the drive signal Drive as shown in FIG. 15A when the reset signal rises. For this reason, the fall of the reset signal before inversion driving can be made at time t2 earlier by ⁇ T than the fall time t3 of the reset signal in FIG. 15A, and the reset time during which the reset signal reset_cds is on can be set. It can be shortened by ⁇ T. For this reason, the linear sum signal by the vector drive Vector0 was acquired at two-phase intervals (period T2 from time t1 to time t5) in FIG. 15A, but in FIG. 15B, (2 phases ⁇ T). ) (Interval T5 from time t1 to time t4).
  • FIG. 16A is a waveform diagram of driving signals and the like when driving in the first vector in phase 0 and FIG. 16B is a driving in the case where the driving in the first vector in phase 0 is reversed. It is a waveform diagram of a signal or the like.
  • the fall of the reset signal before inversion driving can be made at time t7 earlier by ⁇ T than the reset signal fall time t8 in FIG. 16A, and the reset signal reset_cds is The reset time that is on can be reduced by ⁇ T. Then, the next reset signal can be lowered at a time t11 that is earlier by ⁇ 2T than the reset signal fall time t12 in FIG.
  • the linear sum signal obtained by the phase drive Phase 0 of the vector drive Vector 0 is acquired in one phase interval (period T 3 from time t 6 to time t 10) in the example of FIG. 16A, but FIG. Then, it can be acquired at an interval of (1 phase ⁇ T) (period T7 from time t6 to time t9).
  • FIG. 17A is a waveform diagram of drive signals and the like when driving by the 1st vector to 3rd vector is continuously performed by the touch panel system 1a
  • FIG. 17B is a case in which the driving by the 1st vector is inverted at the even number of times. It is a waveform diagram of a drive signal and the like.
  • 18 (a) and 18 (b) are graphs showing the frequency characteristics of quadruple sampling by the touch panel system 1a.
  • the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the signal change amount.
  • the time for one phase is 2.5 ⁇ sec.
  • FIG. 18A shows frequency characteristics when phase driving is continuously performed (phase continuous driving in FIG. 11B) and vector driving is continuously performed when inversion driving is not performed (FIG. 18).
  • 11 (c) same vector continuous drive) and frequency characteristics when driving in units of three vectors is continuously performed (multiple vector continuous drive (L 2) in FIG. 11 (d)). It shows.
  • the vector drive is continuously performed (same vector continuous inversion drive in FIG. 12B) and when the drive in units of three vectors is continuously performed (FIG. 12C).
  • the frequency characteristics when continuously implemented are shown.
  • FIG. 20 is a graph showing frequency characteristics of another quadruple sampling by the touch panel system 1a. In each graph, the time for one phase is 2.5 ⁇ sec.
  • FIG. 20A shows frequency characteristics and three vectors when driving in units of one vector is continuously performed (the same vector continuous driving in FIG. 11C) when inversion driving is not performed.
  • FIG. 20A shows frequency characteristics and three vectors when driving in units of one vector is continuously performed (the same vector continuous driving in FIG. 11C) when inversion driving is not performed.
  • FIG. 20B shows frequency characteristics and three vectors when driving in units of one vector is continuously performed (in the same vector continuous driving in FIG. 11C) when inversion driving is performed.
  • FIG. 20B shows frequency characteristics and three vectors when driving in units of one vector is continuously performed (in the same vector continuous driving in FIG. 11C) when inversion driving is performed.
  • the operation speed does not drop when there is no dummy drive period or blank period in the drive in units of a plurality of vectors.
  • 21 (a) and 21 (b) are diagrams for comparing the driving methods of the touch panel system 1a.
  • the operation mode of the frame unit drive described in FIG. 11A is ((0) frame unit drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the average processing is one frame, and the linear sum time to be acquired is acquired.
  • the polarities of the series signals are all the same.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / Frame) ⁇ N.
  • the operation mode of the phase continuous drive described in FIG. 11B is ((1) phase continuous drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the averaging process is one phase, and the linear sum time series signal to be acquired is acquired. Are all the same polarity.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / phase) ⁇ N.
  • the operation mode of the same vector continuous drive described in FIG. 11C is ((2) vector continuous drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the averaging process is two phases, and the acquired linear sum time series All signals have the same polarity.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1/2 phase) ⁇ N.
  • the operation mode of the multi-vector continuous drive described with reference to FIG. 11D is ((3) M ⁇ ⁇ vector continuous drive), the acquisition time interval of the linear sum signal data for the average processing is 2 phases ⁇ M, and the acquired linear The polarities of the sum time series signals are all the same.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / (2 ⁇ M) phase) ⁇ N.
  • the operation mode of the phase continuous inversion driving for continuously inverting the even-numbered driving described in FIGS. 12A and 16B is the average processing ((4) phase continuous driving, even-numbered inversion).
  • the acquisition time interval of the linear sum signal data for (1) - ⁇ T), and the polarity of the acquired linear sum time series signal is inverted at an even number of times.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / (1 phase- ⁇ T)) ⁇ (N + 0.5).
  • the operation mode of the same vector continuous inversion driving in which the vector driving described in FIGS. 12B and 15B is continuously inverted and the even-numbered driving is inverted ((5) vector continuous driving, even-numbered inversion) is an average.
  • the acquisition time interval of the linear sum signal data for processing is (2 phases ⁇ T), and the polarity of the acquired linear sum time series signal is inverted at an even number of times.
  • the frequency with a poor attenuation characteristic is (1 / (2 phase- ⁇ T)) ⁇ (N + 0.5).
  • the operation mode of the multi-vector continuous inversion drive that continuously inverts the even-numbered drive of the vector drive described in FIGS. 12C and 17B is ((6) M vector continuous drive, even-numbered inversion).
  • the acquisition time interval of the linear sum signal data for the averaging process is the (2 ⁇ M) phase, and the polarity of the acquired linear sum time series signal is inverted at an even number of times.
  • the frequency with poor attenuation characteristics is (1 / (2 ⁇ M) phase) ⁇ (N + 0.5).
  • the noise amount estimation circuit 9 makes a determination by using the outputs of a plurality of linear element estimation units (signal processing based on addition and subtraction and the value of the linear element CX or a plurality of estimation results of the input of the linear element CX). .
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5a and 5b based on the estimation result of the noise amount estimation circuit 9. Originally, a plurality of estimated values should be the same value, and when they do not become the same value, the noise amount estimation circuit 9 estimates that the influence of the noise amount mixed in the estimation result has increased. To do.
  • the plurality of subsystems provided in the control circuit 14 can be configured in various types based on the above description in order to reduce external noise.
  • Subsystems with vector units and subsystems with multiple vector units as the averaging unit for averaging are provided, and these subsystems reduce external noise based on the frequency characteristics between the normalized frequency and amplitude change rate. It is good also as a structure to select as follows.
  • a sub-system having a function of inverting the sign of the drive signal may be provided when the execution unit of the addition average is a phase unit, a vector unit, or a plurality of vector units.
  • the execution unit of the addition average is a phase unit, a vector unit, or a plurality of vector units.
  • a subsystem for shortening the reset time of the reset signal for resetting the amplifier circuit may be provided.
  • FIG. 22 is a circuit diagram showing a configuration of the touch panel system according to the second embodiment.
  • the touch panel system according to Embodiment 2 includes a touch panel controller 3b.
  • the touch panel controller 3b is provided with an amplifier circuit 7a.
  • the amplifier circuit 7a has a differential amplifier 18a.
  • the differential amplifier 18a receives and amplifies the linear sum signal read along the adjacent sense lines.
  • the noise resistance of the touch panel controller can be further enhanced.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of a mobile phone 90 (electronic device) according to the third embodiment.
  • the cellular phone 90 includes a CPU 96, a RAM 97, a ROM 98, a camera 95, a microphone 94, a speaker 93, an operation key 91, a display unit 92 including a display panel 92b and a display control circuit 92a, and the touch panel system 1. It has. Each component is connected to each other by a data bus.
  • the CPU 96 controls the operation of the mobile phone 90.
  • the CPU 96 executes a program stored in the ROM 98, for example.
  • the operation key 91 receives an instruction input by the user of the mobile phone 90.
  • the RAM 97 volatilely stores data generated by executing a program by the CPU 96 or data input via the operation keys 91.
  • the ROM 98 stores data in a nonvolatile manner.
  • the ROM 98 is a ROM capable of writing and erasing, such as EPROM (Erasable Programmable Read-Only Memory) and flash memory.
  • EPROM Erasable Programmable Read-Only Memory
  • flash memory such as EPROM (Erasable Programmable Read-Only Memory) and flash memory.
  • the mobile phone 90 may be configured to include an interface (IF) for connecting to another electronic device by wire.
  • IF interface
  • the camera 95 shoots a subject in accordance with the operation of the operation key 91 by the user.
  • the image data of the photographed subject is stored in the RAM 97 or an external memory (for example, a memory card).
  • the microphone 94 receives user's voice input.
  • the mobile phone 90 digitizes the input voice (analog data). Then, the mobile phone 90 sends the digitized voice to a communication partner (for example, another mobile phone).
  • the speaker 93 outputs sound based on, for example, music data stored in the RAM 97.
  • the touch panel system 1 has a touch panel 2 and a touch panel controller 3.
  • the CPU 96 controls the operation of the touch panel system 1.
  • the CPU 96 executes a program stored in the ROM 98, for example.
  • the RAM 97 stores data generated by executing the program by the CPU 96 in a volatile manner.
  • the ROM 98 stores data in a nonvolatile manner.
  • the display panel 92b displays images stored in the ROM 98 and RAM 97 by the display control circuit 92a.
  • the display panel 92b is superimposed on the touch panel 2 or contains the touch panel 2 therein.
  • the signal processing system 10 performs signal processing based on addition and subtraction on a plurality of time-series signals based on the linear element CX sampled in discrete time to obtain the value of the linear element CX or the linear element
  • a switching circuit 6 for switching the subsystems 5a and 5b to connect to the linear element CX so as to reduce noise mixed in the result of estimating the value or input of the linear element CX, and each subsystem 5a has an even phase.
  • Vector drive Vector0 to VectorN including drive Phase 0 and odd-phase drive Phase 1 are executed in this order.
  • Frame drive for frame drive Frame 0 to Frame M is performed (N and M are integers), and the two subsystems 5b perform vector drive Vector (k) to Vector (k + j) (k and j for each frame drive Frame 0 to Frame M).
  • (1 ⁇ k ⁇ N, an integer satisfying 1 ⁇ j ⁇ N ⁇ 1) is executed in this order.
  • the multi-vector continuous drive and the frame unit drive are different in the sampling frequency of the time series signal and the number of multiplex samplings, so the normalization coefficient that is the ratio of the time series signal frequency to the sampling frequency and the time series
  • the normalization coefficient that is the ratio of the time series signal frequency to the sampling frequency and the time series
  • the signal processing system further includes a subsystem having an input / output transfer characteristic different from that of the subsystems 5a and 5b in the aspect 1, wherein the subsystem includes k-th vector drive ( (1 ⁇ k ⁇ N + 1), the same vector continuous drive and the even-numbered phase drive included in each frame drive k-th vector drive (1 ⁇ k ⁇ N + 1) are successively executed, and then the k-th vector drive The odd-numbered phase driving included in each of the steps may be performed continuously.
  • the time series signal frequency and the sampling frequency are different.
  • Select one of the same vector continuous drive, phase continuous drive, multiple vector continuous drive, and frame unit drive based on the frequency characteristics between the normalization coefficient, which is the ratio of By performing signal processing based on addition and subtraction based on noise frequency, noise amount, and input / output transfer characteristics mixed in a plurality of time series signals based on linear elements sampled in discrete time, the linear element It is possible to reduce noise mixed in the result of estimating a value or input.
  • the signal processing system further includes a third subsystem having input / output transfer characteristics different from those of the first and second subsystems in the aspect 1, wherein the third subsystem includes each frame.
  • the even-numbered phase driving included in the k-th vector driving (1 ⁇ k ⁇ N + 1) is continuously performed, and the sign of the plurality of time-series signals is inverted for each even-phase driving along the time-series.
  • the odd-numbered phase driving included in the k-th vector driving is continuously performed so that the sign of the plurality of time-series signals is inverted every odd-numbered phase driving along the time-series.
  • the phase continuous inversion drive to be executed and the k-th vector drive (1 ⁇ k ⁇ N + 1) of each frame drive are continuously performed, and the sign of the plurality of time-series signals is changed to each vector along the time series.
  • the same vector continuous inversion driving executed so as to invert every movement and the kth vector driving to the (k + j) th vector driving of each frame driving are executed in this order, and the signs of the plurality of time-series signals are Any one of the multi-vector continuous inversion driving executed so that the positive / negative is inverted every time the k-th vector driving to the (k + j) -th vector driving in time series may be performed.
  • the phase continuous inversion drive, the same vector continuous inversion drive, and the multiple vector continuous inversion drive have the sampling frequency of the time series signal and the number of multiplexed samplings for the multiple vector continuous drive and the frame unit drive. Because it is different, based on the frequency characteristics between the normalization coefficient that is the ratio of the time series signal frequency and the sampling frequency and the amplitude change amount of the time series signal, phase continuous inversion drive, same vector continuous inversion drive, and multiple By selecting one of the vector continuous inversion drives, it is possible to add / subtract based on the noise frequency, noise amount, and input / output transfer characteristics mixed in multiple time series signals based on linear elements sampled in discrete time. It is possible to reduce noise mixed in the result of estimating the value or input of the linear element by performing the signal processing based on it.
  • the switching circuit 6 may determine and change the multiple sampling number and the sampling frequency of the time-series signal from the linear element CX.
  • the subsystem can reduce noise based on the frequency characteristic between the normalization coefficient that is the ratio of the time-series signal frequency and the sampling frequency and the amplitude change amount of the time-series signal. Can be switched.
  • the signal processing system according to aspect 5 of the present invention is the signal processing system according to aspect 1, wherein the switching circuit 6 is configured such that the sign of the plurality of time-series signals is inverted along the time series or constant along the time series. You may choose whether to be.
  • the normalization coefficient that is the ratio between the time series signal frequency and the sampling frequency and the time series Noise can be reduced by selecting the driving mode based on the frequency characteristic between the amplitude change amount of the signal.
  • the noise amount is estimated from the estimated value of the linear element CX or the estimated value of the input of the linear element CX by signal processing based on addition / subtraction of the time series signal.
  • the switching circuit 6 switches the subsystems 5a and 5b based on the estimation result of the noise amount estimating circuit 9, and the sign of the plurality of time series signals is changed in time series. It is possible to select whether to invert along or to be constant along the time series, and to determine and change the multiple sampling number and sampling frequency of the time series signal from the linear element CX.
  • the signal processing system according to aspect 7 of the present invention is the signal processing system according to aspect 1, wherein a plurality of time series signals based on the linear element CX are subjected to analog-to-digital conversion, and the plurality of time series signals sampled in the discrete time are converted. You may further provide the analog-digital conversion circuit 13 to produce
  • the value of the linear element CX or the input of the linear element CX can be estimated by digital signal processing.
  • a touch panel system includes a touch panel 2 having a plurality of capacitors formed at intersections of a plurality of drive lines and a plurality of sense lines, and a touch panel controller 3a for controlling the touch panel 2.
  • the touch panel system 1a includes a drive circuit 4 that drives the capacitor along the drive line, and a plurality of linear sum signals based on the capacitor driven by the drive circuit 4 to the sense line.
  • Amplifying circuit 7 that reads out and amplifies the signal
  • analog / digital converting circuit 13 that converts the output of amplifier circuit 7 from analog to digital, and the output of amplifier circuit 7 that has been converted from analog to digital are stored in the capacitor.
  • the subsystem 5a includes an even phase drive Phase 0 and an odd phase, respectively.
  • Frame drive for frame drive Frame0 to FrameM for executing vector drive Vector0 to VectorN including drive Phase1 in this order is performed (N and M are integers), and the second subsystem performs each frame drive Frame0 to FrameM.
  • Vector drive Vector (k) to Vector (k + j) (k and j are integers satisfying 1 ⁇ k ⁇ N and 1 ⁇ j ⁇ N ⁇ 1) are executed in this order.
  • the amplifier circuit 7a may include a differential amplifier 18a that differentially amplifies a linear sum signal output along adjacent sense lines.
  • the noise resistance of the touch panel controller can be further increased.
  • An electronic device includes the touch panel system according to aspect 8 or 9 of the present invention and a display unit 92 corresponding to the touch panel system.
  • the present invention relates to a signal processing system for estimating a value of the linear element or an input of the linear element by performing signal processing based on addition and subtraction on a plurality of time series signals based on linear elements sampled in discrete time, It can be used for a touch panel system including a touch panel having a plurality of capacitors formed at intersections of a plurality of drive lines and a plurality of sense lines and a touch panel controller for controlling the touch panel, and an electronic device. .

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Abstract

　離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に混入するノイズを低減する。サブシステム（５ａ）は、第１～第（Ｎ＋１）ベクタ駆動を実行する第１～第（Ｍ＋１）フレーム駆動を行うフレーム単位駆動を実施し、サブシステム（５ｂ）は、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動を実行する複数ベクタ連続駆動を実施する。

Description

信号処理システム、タッチパネルシステム、及び、電子機器
　本発明は、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に、加減算に基づく信号処理を行って前記線形素子の値、もしくは、前記線形素子の入力を推定する信号処理システム、複数本のドライブラインと複数本のセンスラインとの交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルとタッチパネルを制御するタッチパネルコントローラとを備えたタッチパネルシステム、及び、電子機器に関する。
　本発明者らは、複数本のドライブラインと複数本のセンスラインとの交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルを制御して、マトリックス状に構成されたキャパシタに蓄積された静電容量を推定または検出するタッチパネルコントローラを提案している（特許文献１）。
　このタッチパネルコントローラは、複数のドライブラインを符号系列に基づいて並列駆動してキャパシタに蓄積された電荷に基づく線形和信号をセンスラインに沿って離散時間でサンプリングして読み出し、読み出した線形和信号と符号系列との内積演算によりキャパシタの静電容量を推定または検出する。
日本国特許公報「特許第5231605号（2013年3月29日登録）」
　しかしながら、上述のような従来技術は、離散時間でサンプリングした線形和信号にノイズが混入し、キャパシタの静電容量の推定または検出が不正確になり、タッチパネルコントローラを良好に動作させることが困難になるという問題がある。
　本発明の目的は、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、加減算に基づく信号処理を行って線形素子の値もしくは入力を推定する結果に混入するノイズを低減することにある。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る信号処理システムは、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に、 加減算に基づく信号処理を行って前記線形素子の値、もしくは、前記線形素子の入力を推定する信号処理システムであって、異なる入出力伝達特性を有する第１及び第２サブシステムと、前記時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、前記入出力伝達特性に基づいて、前記線形素子の値もしくは入力を推定した結果に混入するノイズを低減するように前記第１及び第２サブシステムを切り換えて前記線形素子に繋ぐ切換回路とを備え、前記第１サブシステムは、それぞれが偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動とを含む第１～第（Ｎ＋１）ベクタ駆動をこの順番で実行する第１～第（Ｍ＋１）フレーム駆動を行うフレーム単位駆動を実施し（Ｎ、Ｍは整数）、前記第２サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動（ｋ、ｊは、１≦ｋ≦Ｎ、１≦ｊ≦Ｎ－１を満足する整数）をこの順番で実行する複数ベクタ連続駆動を実施することを特徴とする。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るタッチパネルシステムは、複数本のドライブラインと複数本のセンスラインとの交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルと、前記タッチパネルを制御するタッチパネルコントローラとを備えたタッチパネルシステムであって、前記タッチパネルコントローラは、前記キャパシタを前記ドライブラインに沿って駆動する駆動回路と、前記駆動回路により駆動されたキャパシタに基づく複数個の線形和信号を前記センスラインに沿って読み出して増幅する増幅回路と、前記増幅回路の出力をアナログ・デジタル変換するアナログ・デジタル変換回路と、前記アナログ・デジタル変換された増幅回路の出力に基づいて前記キャパシタに蓄積された電荷の静電容量を推定する復号演算回路と、異なる入出力伝達特性を有する第１及び第２サブシステムと、前記第１及び第２サブシステムを切り換えて前記線形素子に繋ぐ切換回路とを備え、前記第１サブシステムは、それぞれが偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動とを含む第１～第（Ｎ＋１）ベクタ駆動をこの順番で実行する第１～第（Ｍ＋１）フレーム駆動を行うフレーム単位駆動を実施し（Ｎ、Ｍは整数）、前記第２サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動（ｋ、ｊは、１≦ｋ≦Ｎ、１≦ｊ≦Ｎ－１を満足する整数）をこの順番で実行する複数ベクタ連続駆動を実施することを特徴とする。
　上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る電子機器は、本発明に係るタッチパネルシステムと、前記タッチパネルシステムに対応する表示装置とを備えたことを特徴とする。
　本発明の一態様によれば、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、加減算に基づく信号処理を行って線形素子の値もしくは入力を推定する結果に混入するノイズを低減することができるという効果を奏する。
実施の形態１に係る信号処理システムの構成を示すブロック図である。 上記信号処理システムにより処理される時系列信号のノイズ量及びサンプリング周波数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性を示すグラフである。 実施の形態１に係るタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。 上記タッチパネルシステムの駆動方法を説明するための回路図である。 上記タッチパネルシステムの駆動方法を示す数式を説明するための図である。 上記タッチパネルシステムにノイズが印加される状況を示す回路図である。 上記タッチパネルシステムの並列駆動方法を説明するための回路図である。 上記タッチパネルシステムの並列駆動方法を示す数式を説明するための図である。 上記タッチパネルシステムをＭ系列符号により並列駆動する方法を示す数式を説明するための図である。 実施の形態１に係る他のタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。 （ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、上記他のタッチパネルシステムによりキャパシタを駆動する実施単位を説明するための図である。 （ａ）（ｂ）（ｃ）は、上記他のタッチパネルシステムによりキャパシタを反転駆動する方法を説明するための図である。 上記他のタッチパネルシステムにより１ｓｔベクタによる駆動の次に２ｎｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。 （ａ）は上記他のタッチパネルシステムにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。 （ａ）は上記他のタッチパネルシステムにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。 （ａ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。 （ａ）は上記他のタッチパネルシステムにより連続して１ｓｔベクタ～３ｒｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタ～３ｒｄベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。 （ａ）（ｂ）は上記他のタッチパネルシステムによる４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。 上記他のタッチパネルシステムによる他の４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。 （ａ）（ｂ）上記他のタッチパネルシステムによるさらに他の４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。 （ａ）（ｂ）は上記他のタッチパネルシステムの駆動方法を比較するための図である。 実施の形態２に係るタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。 実施の形態３に係る電子機器の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。
　〔実施形態１〕
　（信号処理システム１０の構成）
　図１は、実施の形態１に係る信号処理システム１０の構成を示すブロック図である。信号処理システム１０は、線形素子ＣＸを駆動する駆動回路４と、駆動回路４を制御する制御回路１４とを備えている。
　制御回路１４は、互いに異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂと、サブシステム５ａ・５ｂのいずれかを駆動回路４に接続する切換回路６とを有している。
　線形素子ＣＸは、サブシステム５ａまたは５ｂにより制御される駆動回路４により駆動されて、連続的または離散的に観測できて時々刻々と変化する値を有する時系列信号をアナログインターフェース７ａ（例えば、増幅回路）に供給する。アナログインターフェース７ａは、この時系列信号を増幅してＡＤ変換回路１３に出力する。ＡＤ変換回路１３は、アナログインターフェース７ａから供給された時系列信号をＡＤ変換し、離散時間でサンプリングされた時々刻々と変化する複数個の時系列信号を線形素子推定部１１に供給する。線形素子推定部１１は、ＡＤ変換された線形素子ＣＸに基づく複数個の時系列信号に、加減算に基づく信号処理を行って線形素子ＣＸの値、もしくは、線形素子ＣＸの入力を推定する。信号処理システム１０には、線形素子推定部１１による線形素子ＣＸの推定値もしくは線形素子ＣＸの入力の推定値から、時系列信号に混入するノイズ量を推定するノイズ量推定回路９が設けられている。
　切換回路６は、時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、加減算に基づく信号処理を行って線形素子ＣＸの値もしくは入力を推定する結果に混入するノイズを低減するようにサブシステム５ａ・５ｂを切り換えて駆動回路４に繋ぐ。
　制御回路１４は、アナログインターフェース回路７ａを制御する。例えば、増幅回路への入力状態を切り換える偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動に対応する信号を制御回路１４は制御する。また制御回路１４は、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数、多重サンプリング数を制御する。さらに制御回路１４は、線形素子推定部１１の動作を制御する。
　サブシステム５ａに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号の多重サンプリング数と、サブシステム５ｂに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号の多重サンプリング数とは異なり得る。そして、サブシステム５ａに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号のサンプリング周波数と、サブシステム５ｂに基づく線形素子ＣＸからの時系列信号のサンプリング周波数とは異なり得る。
　サブシステム５ａ・５ｂに基づく複数個の時系列信号の符号の正負は時系列に沿って反転し得る。また、サブシステム５ａ・５ｂに基づく複数個の時系列信号の符号の正負は時系列に沿って一定となり得る。
　切換回路６は、ノイズ量推定回路９の推定結果に基づいてサブシステム５ａ・５ｂを切り換える。
　線形素子ＣＸは、例えば、キャパシタであり得る。線形素子ＣＸは、熱電対を備えた温度計であってもよい。この場合は、駆動回路４が無くても、信号処理システム１０が成立する。熱電対を用いて観測できる微小電圧（微小電流）を増幅回路により増幅した後、ＡＤ変換回路１３によりサンプリングし、多重サンプリングのサンプリング数、サンプリング周波数を変えて、ノイズを低減できる構成が実現できる。
　（ノイズ量及びサンプリング周波数と振幅変化量との間の周波数特性）
　図２は、信号処理システム１０により処理される時系列信号のノイズ量及びサンプリング周波数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性を示すグラフである。横軸は、信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数を示している。縦軸は、信号の振幅変化量を示している。
　特性Ｃ１は、２個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する２重サンプリングの周波数特性を示している。特性Ｃ２は４個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する４重サンプリングの周波数特性を示しており、特性Ｃ３は８個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する８重サンプリングの周波数特性を示している。そして、特性Ｃ４は１６個の信号をサンプリングして単純移動平均を出力する１６重サンプリングの周波数特性を示している。
　この周波数特性のグラフから、２重サンプリングでは、特性Ｃ１に示すように、正規化係数が０．５のとき振幅変化量が－∞ｄＢになる。従って、サンプリング周波数をノイズ周波数の２倍に設定するとノイズをなくすことができる。また、正規化周波数が０．５に近づくようにサンプリング周波数を変更してもノイズを低減することができる。
　４重サンプリングでは、特性Ｃ２に示すように、正規化係数が０．５のとき、及び０．２５のとき振幅変化量が－∞ｄＢになる。従って、サンプリング周波数をノイズ周波数の２倍または４倍に設定するとノイズをなくすことができる。正規化周波数が０．５または０．２５に近づくようにサンプリング周波数を変更してもノイズを低減することができる。
　８重サンプリングでは、特性Ｃ３に示すように、正規化係数が０．５、０．３７５、０．２５、及び０．１２５のとき振幅変化量が－∞ｄＢになる。従って、サンプリング周波数をノイズ周波数の２倍、２．６７倍、４倍、または８倍に設定するとノイズをなくすことができる。正規化周波数が０．５、０．３７５、０．２５、または０．１２５に近づくようにサンプリング周波数を変更してもノイズを低減することができる。
　１６重サンプリングでも、特性Ｃ４に示すように、サンプリング周波数を設定、または変更することにより、ノイズを無くし、または低減することができる。
　このように、ノイズ周波数に対するサンプリング周波数を設定、または変更することにより、ノイズを無くし、または低減することができる。
　例えば、正規化周波数が０．２５のとき、２重サンプリングでは振幅変化量は－３ｄＢであるが、４重サンプリング、８重サンプリング、及び１６重サンプリングでは振幅変化量は－∞ｄＢである。従って、多重サンプリングの多重度を２重から４重、８重、及び１６重のいずれかに変更すると、ノイズを無くすことができる。このように、多重サンプリングの多重度を変更することによっても、ノイズを無くし、または低減することができる。
　従って、図１に示す複数のサブシステムのサンプリング周波数を異なるように設定し、または、多重サンプリングの多重度を異なるように設定しておき、ノイズの周波数に基づいて、図２に示す振幅変化量が低減するように多重度、サンプリング周波数が設定されたサブシステムに切換回路６で切り換えることにより、ノイズを無くし、または低減することができる。
　（タッチパネルシステム１の構成）
　図３は、実施の形態１に係るタッチパネルシステム１の構成を示す回路図である。タッチパネルシステム１は、タッチパネル２とタッチパネルコントローラ３とを備えている。タッチパネル２は、ドライブラインＤＬ１～ＤＬ４とセンスラインＳＬ１～ＳＬ４との交点にそれぞれ形成されたキャパシタＣ１１～Ｃ４４を有する。
　タッチパネルコントローラ３は、キャパシタＣ１１～Ｃ４４をドライブラインＤＬ１～ＤＬ４に沿って駆動する駆動回路４を有している。
　タッチパネルコントローラ３には、センスラインＳＬ１～ＳＬ４にそれぞれ接続された増幅回路７が設けられている。各増幅回路７は、駆動回路４により駆動されたキャパシタＣ１１～Ｃ４４にそれぞれ蓄積された静電容量に基づく複数個の線形和信号をセンスラインＳＬ１～ＳＬ４に沿って読み出して増幅する。増幅回路７は、増幅器１８と、増幅器１８に並列に接続された積分容量Ｃｉｎｔ及びリセットスイッチを有している。
　タッチパネルコントローラ３は、増幅回路７の出力をアナログ・デジタル変換するＡＤ変換回路１３と、アナログ・デジタル変換された増幅回路７の出力に基づいてキャパシタＣ１１～Ｃ４４にそれぞれ蓄積された静電容量を推定する復号演算回路８とを有している。
　タッチパネルコントローラ３は、駆動回路４を制御する制御回路１４を有している。制御回路１４は、異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂと、線形和信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、復号演算回路８によりキャパシタＣ１１～Ｃ４４の静電容量を推定した結果に混入するノイズを低減するようにサブシステム５ａ・５ｂを切り換えて駆動回路４に繋ぐ切換回路６とを有している。
　制御回路１４は、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数、多重サンプリング数を制御する。さらに制御回路１４は、復号演算回路８の動作を制御する。
　線形和信号の加減算に基づく信号処理による静電容量の推定値から、線形和信号に混入するノイズ量を推定するノイズ量推定回路９が設けられている。切換回路６は、ノイズ量推定回路９の推定結果に基づいてサブシステム５ａ・５ｂを切り換える。
　（タッチパネルシステム１の動作）
　図４はタッチパネルシステム１の駆動方法を説明するための回路図であり、図５はタッチパネルシステム１の駆動方法を示す数式を説明するための図である。
　駆動回路４は、図５の式３に示される４行４列の符号系列に基づいてドライブラインＤＬ１～ＤＬ４を駆動する。符号行列の要素が「１」であれば、駆動回路４は電圧Ｖdriveを印加し、要素が「０」であれば、ゼロボルトを印加する。
　増幅回路７は、駆動回路４により駆動されたキャパシタに蓄積された電荷に基づく静電容量のセンスラインに沿った線形和の測定値Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４を受け取って増幅する。
　例えば、上記４行４列の符号系列による４回の駆動のうちの最初の駆動では、駆動回路４はドライブラインＤＬ１に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインＤＬ２～ＤＬ４にゼロボルトを印加する。すると、例えば、図５の式１で示される静電容量Ｃ３１が蓄積されたキャパシタＣ３１に対応するセンスラインＳＬ３からの測定値Ｙ１が増幅回路７から出力される。
　そして、２回目の駆動では、ドライブラインＤＬ２に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインＤＬ１、ＤＬ３、ＤＬ４にゼロボルトを印加する。すると、図５の式２で示される静電容量Ｃ３２が蓄積されたキャパシタＣ３２に対応するセンスラインＳＬ３からの測定値Ｙ２が増幅回路７から出力される。
　次に、３回目の駆動では、ドライブラインＤＬ３に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインにゼロボルトを印加する。その後、４回目の駆動では、ドライブラインＤＬ４に電圧Ｖdriveを印加し、残りのドライブラインにゼロボルトを印加する。
　そうすると、図５の式３及び式４に示すように、測定値Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４そのものが、それぞれ静電容量値Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と関連付けられる。なお、図５の式３～式４においては、表記の簡単化のため、測定値Ｙ１～Ｙ４について、係数（－Ｖdrive／Ｃint）を省略して記載している。
　図６は、タッチパネルシステム１にノイズが印加される状況を示す回路図である。説明の簡潔化のためにセンスラインＳＬ３を例に挙げて説明すると、センスラインＳＬ３に結合された寄生容量Ｃｐを介して、センスラインＳＬ３に沿って読み出される線形和信号にノイズが印加されると、線形和信号が以下のようになる。
　（－Ｃ×Ｖｄｒｉｖｅ／Ｃｉｎｔ）＋（Ｃｐ×Ｖｎ／Ｃｉｎｔ）
　従って、
　Ｅｙ＝Ｃｐ×Ｖｎ／Ｃｉｎｔ
により表されるノイズが線形和信号に混入する。
　図７はタッチパネルシステム１の並列駆動方法を説明するための回路図であり、図８はタッチパネルシステム１の並列駆動方法を示す数式を説明するための図である。
　駆動回路４は、図８の式５に示される４行４列の直交符号系列に基づいてドライブラインＤＬ１～ＤＬ４を駆動する。直交符号系列の要素は、「１」と「－１」とのいずれかであり。要素が「１」であれば、駆動部５４は電圧Ｖdriveを印加し、要素が「－１」であれば、－Ｖdriveを印加する。ここで、電圧Ｖdriveは、電源電圧でもよいが、電源電圧以外の電圧であってもよい。
　そして、図８の式６に示すように、測定値Ｙ１、Ｙ２、Ｙ３、Ｙ４と直交符号系列との内積をとることにより、式７に示すように、静電容量Ｃ１～Ｃ４を推定することができる。
　タッチパネルシステムでは、比較的ノイズが大きいため、上記動作を複数回行い、平均化した線形和信号データを真の値として取り扱うことがある。この複数回行う動作のタイミングを変えることによって、異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂ（図３参照）を実現することができる。
　図９は、タッチパネルシステム１をＭ系列符号により並列駆動する方法を示す数式を説明するための図である。Ｍ系列符号によりキャパシタを並列駆動することによってもキャパシタの静電容量を推定することができる。式８～式１１に示すように、測定値Ｙ１～Ｙ７の内積をとることにより、静電容量Ｃ１～Ｃ７を推定することができる。「Ｍ系列」は、二進擬似乱数列の一種であり、１と－１（または１と０）の２値のみから構成される。Ｍ系列の１周期の長さは、２ｎ－１である。長さ＝２３－１＝７のＭ系列の例としては、「１、－１、－１、１、１、１、－１」が挙げられる。
　（タッチパネルシステム１ａの構成）
　図１０は、実施の形態１に係る他のタッチパネルシステム１ａの構成を示す回路図である。図３で前述した構成要素と同一の構成要素には同一の参照符号を付している。従って、これらの構成要素の詳細な説明は省略する。
　タッチパネルシステム１ａは、タッチパネルコントローラ３ａを有している。タッチパネルコントローラ３ａは、切換回路１２を有している。切換回路１２は、各増幅回路（センスアンプ）７の入力状態を、２ｎ番目のセンスラインと（２ｎ＋１）番目のセンスラインとが入力される偶数フェイズ状態（フェイズ０）と、（２ｎ＋１）番目のセンスラインと（２ｎ＋２）番目のセンスラインとが入力される奇数フェイズ状態（フェイズ１）との間で切り換える。ここでｎはゼロ以上３１以下の整数である。
　制御回路１４は、増幅回路７を制御する。例えば、増幅回路７への入力状態を切り換える偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動に対応する切換回路１２に与える信号を制御回路１４は制御する。また制御回路１４は、ＡＤ変換回路１３のサンプリング周波数、多重サンプリング数を制御する。さらに制御回路１４は、復号演算回路８の動作を制御する。
　（タッチパネルシステム１ａの駆動方法）
　図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、他のタッチパネルシステム１ａによりキャパシタを駆動する実施単位を説明するための図である。
　図１１（ａ）は、フレーム単位でキャパシタを駆動するフレーム単位駆動を説明するための図である。タッチパネルシステム１ａは、（Ｍ＋１）個のフレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭをこの順番に繰り返す。各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭは、それぞれ（Ｎ＋１）個のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～ＶｅｃｔｏｒＮを含む。各ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～ＶｅｃｔｏｒＮは、それぞれ偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０及び奇数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１を含む。
　図１１（ａ）に示す各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭが含むベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０の偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０（図１１（ａ）において、斜線で網掛けられて「Ｐｈａｓｅ０」と表記している）は、請求項に記載の「離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号」に相当する。
　図１１（ｂ）は、同じフェイズで連続してキャパシタを駆動するフェイズ連続駆動を説明するための図である。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０のみで連続して駆動する。
　そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１のみで連続して駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０のみで連続して駆動する。以下、同様にして、ベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮまで駆動する。
　図１１（ｃ）は、同じベクタで連続してキャパシタを駆動する同一ベクタ連続駆動を説明するための図である。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のみで連続して駆動する。
　そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１のみで連続して駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２のみで連続して駆動する。以下同様にして、ベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮまで駆動する。
　図１１（ｄ）は、複数のベクタで連続してキャパシタを駆動する複数ベクタ連続駆動を説明するための図であり、Ｌ＋１個の連続するベクタを一つの単位として駆動する。ここで、Ｌは、１≦Ｌ≦（Ｎ－１）を満足する整数である。
　まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ，フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌ…の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌのみを連続して駆動する。
　そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＬ＋１～２Ｌ＋１のみを連続して駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２、…、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ３Ｌ＋２の順番で、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ２Ｌ＋２～３Ｌ＋２のみで連続して駆動する。以下同様にして、フレーム駆動ＦｌａｍｅＭに含まれるベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮを駆動するまで続ける。
　なお、Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭ－１に含まれるベクタ駆動ＶｅｃｔｏｒＮが出現する駆動の時に、連番となるベクタの個数がＬ＋１個とならない場合、不足分だけダミーの駆動を行うか、不足分の期間に相当するブランク期間を設ける。
　また、Ｌ＝０とした時は、この複数ベクタ連続駆動は、図１１（ｃ）に示す同一ベクタ連続駆動と同じになり、Ｌ＝Ｎとした時は、図１１（ａ）に示すフレーム単位駆動と同じになる。
　図１２（ａ）（ｂ）（ｃ）は、タッチパネルシステム１ａによりキャパシタを反転駆動する方法を説明するための図である。
　図１２（ａ）は、図１１（ｂ）に示したフェイズ連続駆動において、偶数回目の駆動を反転するフェイズ連続反転駆動の例である（反転する駆動箇所は黒地に白抜きで表記している）。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０で駆動する。そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０で反転駆動する。
　次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０で駆動する。その後、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ３のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０反転駆動する。
　フェイズ連続反転駆動における反転は、１個のフェイズ駆動単位で行われることになる。そして、平均処理のための同一データの取得周期は１個のフェイズ駆動に対応する期間となる。この同一データの極性は偶数回目で反転する。
　図１２（ｂ）は、図１１（ｃ）に示した同一ベクタ連続駆動において、偶数回目の２個のフェイズ駆動を反転する同一ベクタ連続反転駆動を示している（反転する偶数回目の駆動箇所は黒地に白抜きで表記している）。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で駆動する。そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で反転駆動する。次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で駆動する。その後、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ３のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０で反転駆動する。
　同一ベクタ連続反転駆動における反転は、２個のフェイズ駆動単位で行われることになる。そして、平均処理のための同一データの取得周期は２個のフェイズ駆動に対応する期間となる。同一ベクタ連続反転駆動では、偶数回目の２個のフェイズ駆動の極性が反転する。
　図１２（ｃ）は、図１１（ｄ）に示した複数ベクタ連続駆動において、偶数回目の複数ベクタの駆動を反転する複数ベクタ連続反転駆動を示している（反転する偶数回目の駆動箇所は黒地に白抜きで表記している）。まず、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで駆動する。そして、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ１のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで反転駆動する。次に、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ２のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで駆動する。その後、フレーム駆動Ｆｌａｍｅ３のベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～Ｌで反転駆動する。
　複数ベクタ連続反転駆動における反転は、２×（Ｌ＋１）個のフェイズ駆動単位で行われることになる。そして、平均処理のための同一データの取得周期は２×（Ｌ＋１）個のフェイズ駆動に対応する期間となる。複数ベクタ連続反転駆動では、偶数回目の（２×（Ｌ＋１））個のフェイズ駆動の極性が反転する。
　図１３は、タッチパネルシステム１ａにより１ｓｔベクタによる駆動の次に２ｎｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。図１１（ａ）に示すフレーム単位駆動におけるベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０及びベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ１のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０に対応する波形図が示されている。信号Ｐｈａｓｅ０がオンのときは、偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０による駆動が行われ、信号Ｐｈａｓｅ０がオフのときは、奇数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１による駆動が行われる。リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓがオンのときは増幅回路７がリセットされる。駆動信号ＤｒｉｖｅがオンになるとキャパシタＣ１１～Ｃ４４が駆動される。クロック信号ｃｌｋ＿ｓｈがオンのときに線形和信号がセンスラインに沿って読み出される。ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０の偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０に基づく線形和信号は、１フレーム間隔（期間Ｔ１）で取得される。
　図１４（ａ）はタッチパネルシステム１ａにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図である。
　図１１（ｃ）に示すようにベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０（１ｓｔベクタ）を連続して実施する同一ベクタ連続駆動のときは、図１４（ａ）に示すように、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０による線形和信号は、２フェイズ間隔（期間Ｔ２）で取得される。
　図１１（ｂ）に示すようにベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０（１ｓｔベクタ）に含まれるフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０を連続して実施するフェイズ連続駆動のときは、図１４（ｂ）に示すように、フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０による線形和信号は、１フェイズ間隔（期間Ｔ３）で取得される。
　図１５（ａ）はタッチパネルシステム１ａにより連続して１ｓｔベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。
　図１５（ａ）に示すように、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓが立ち上がると駆動信号Ｄｒｉｖｅは立下り、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓが時刻ｔ３において立ち下がった後、駆動信号Ｄｒｉｖｅが立ち上がる。
　図１５（ｂ）に示すように、駆動の反転は、駆動信号Ｄｒｉｖｅをハイからローに立ち下げることにより行われる。このため、リセット信号が立ち上がったときに駆動信号Ｄｒｉｖｅを図１５（ａ）に示すように立ち下げる必要がない。このため、反転駆動前のリセット信号の立ち下げを、図１５（ａ）におけるリセット信号の立ち下げ時刻ｔ３よりもΔＴだけ早い時刻ｔ２にすることができ、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓがオンであるリセット時間をΔＴだけ短縮することができる。このため、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０による線形和信号は、図１５（ａ）では２フェイズ間隔（時刻ｔ１から時刻ｔ５までの期間Ｔ２）で取得されていたが、図１５（ｂ）では（２フェイズ－ΔＴ）の間隔（時刻ｔ１から時刻ｔ４までの期間Ｔ５）で取得することができる。
　図１６（ａ）は連続して１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタのフェイズ０による駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。
　図１６（ｂ）を参照すると、反転駆動前のリセット信号の立ち下げを、図１６（ａ）におけるリセット信号の立ち下げ時刻ｔ８よりもΔＴだけ早い時刻ｔ７にすることができ、リセット信号ｒｅｓｅｔ＿ｃｄｓがオンであるリセット時間をΔＴだけ短縮することができる。そして、次のリセット信号の立ち下げを、図１６（ａ）におけるリセット信号の立ち下げ時刻ｔ１２よりも合計でΔ２Ｔだけ早い時刻ｔ１１にすることができる。
　このため、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０のフェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０による線形和信号は、図１６（ａ）の例では１フェイズ間隔（時刻ｔ６から時刻ｔ１０までの期間Ｔ３）で取得されていたが、図１６（ｂ）では（１フェイズ－ΔＴ）の間隔（時刻ｔ６から時刻ｔ９までの期間Ｔ７）で取得することができる。
　図１７（ａ）はタッチパネルシステム１ａにより連続して１ｓｔベクタ～３ｒｄベクタによる駆動を実施するときの駆動信号等の波形図であり、（ｂ）は偶数回目における１ｓｔベクタによる駆動を反転する場合の駆動信号等の波形図である。
　図１１（ｄ）に示す複数ベクタ連続駆動において、Ｌ＝２の場合は、Ｖｅｃｔｏｒ０（１ｓｔベクタ）～Ｖｅｃｔｏｒ２（３ｒｄベクタ）を連続して実施し、図１７（ａ）に示すように、ベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０による線形和信号は、６フェイズ間隔（期間Ｔ４）で取得される。
　図１８（ａ）（ｂ）は、タッチパネルシステム１ａによる４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。横軸は周波数を示しており、縦軸は信号変化量を示している。それぞれのグラフにおいて、１フェイズの時間は２．５μｓｅｃである。
　図１８（ａ）は反転駆動を行わない場合の、フェイズ駆動を連続して実施したとき（図１１（ｂ）のフェイズ連続駆動）の周波数特性と、ベクタ駆動を連続して実施したとき（図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝２））の周波数特性とを示している。
　図１８（ｂ）は反転駆動を行い、リセット信号の短縮時間ΔＴ＝０．０μｓｅｃの場合の、フェイズ駆動を連続して実施したときの周波数特性（図１２（ａ）のフェイズ連続反転駆動）と、ベクタ駆動を連続して実施したとき（図１２（ｂ）の同一ベクタ連続反転駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１２（ｃ）の複数ベクタ連続反転駆動　（Ｌ＝２））の周波数特性とを示している。
　図１９は反転駆動を行い、リセット信号の短縮時間ΔＴ＝０．５μｓｅｃの場合の、フェイズ駆動を連続して実施したときの周波数特性（図１２（ａ）のフェイズ連続反転駆動）とベクタ駆動を連続して実施したとき（図１２（ｂ）の同一ベクタ連続反転駆動）の周波数特性とを示している。
　図１８及び図１９に示すこれらのグラフは、信号変化量が０ｄＢ程度となる周波数帯域はノイズに弱く、信号変化量が低い周波数帯域ほど、ノイズに強いことを示している。図１８及び図１９に示す例では、どのような条件でも０ｄＢとなる周波数帯域はないので、ノイズ周波数が一つであれば、サンプリング動作を変更することによってノイズを抑圧することを期待することができる。なお、このサンプリングの条件では、複数ベクタ連続駆動におけるダミー駆動期間、ブランク期間が無い場合には、動作速度（レポートレート）は落ちない。
　図２０は、タッチパネルシステム１ａによる他の４重サンプリングの周波数特性を示すグラフである。それぞれのグラフにおいて、１フェイズの時間は２．５μｓｅｃである。
　図２０（ａ）は反転駆動を行わない場合の、１個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝２））の周波数特性と、５個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝４））の周波数特性とを示している。
　図２０（ｂ）は反転駆動を行った場合の、１個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｃ）の同一ベクタ連続駆動）の周波数特性と、３個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝２））の周波数特性と、５個のベクタ単位での駆動を連続して実施したとき（図１１（ｄ）の複数ベクタ連続駆動（Ｌ＝４））の周波数特性とを示している。
　図２０に示す例では、連続するベクタ単位の個数を増やすと、減衰特性が悪い周波数帯域と減衰特性が良い周波数帯域との間隔が狭まるようになっており、除去したいノイズ周波数が低周波領域にある場合は、連続するベクタ単位の個数を変更することによってノイズを抑圧することを期待することができる。なお、このサンプリングの条件では、複数ベクタ単位での駆動におけるダミー駆動期間、ブランク期間が無い場合には、動作速度（レポートレート）は落ちない。
　図２１（ａ）（ｂ）はタッチパネルシステム１ａの駆動方法を比較するための図である。
　図１１（ａ）で説明したフレーム単位駆動の動作モードは（（０）フレーム単位での駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が１フレームであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／Ｆｌａｍｅ）×Ｎである。
　図１１（ｂ）で説明したフェイズ連続駆動の動作モードは（（１）フェイズ連続駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が１フェイズであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／ｐｈａｓｅ）×Ｎである。
　図１１（ｃ）で説明した同一ベクタ連続駆動の動作モードは（（２）ベクタ連続駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が２フェイズであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／２ｐｈａｓｅ）×Ｎである。
　図１１（ｄ）で説明した複数ベクタ連続駆動の動作モードは（（３）Ｍ ベクタ連続駆動）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が２フェイズ×Ｍであり、取得する線形和時系列信号の極性が全部同じである。減衰特性が悪い周波数は（１／（２×Ｍ）ｐｈａｓｅ）×Ｎである。
　図１２（ａ）、図１６（ｂ）で説明したフェイズ駆動を連続して偶数回目の駆動を反転するフェイズ連続反転駆動の動作モードは（（４）フェイズ連続駆動、偶数回目反転）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が（１フェイズ－ΔＴ）であり、取得する線形和時系列信号の極性は偶数回目で反転する。減衰特性が悪い周波数は（１／（１ｐｈａｓｅ－ΔＴ））×（Ｎ＋０．５）である。
　図１２(ｂ)、図１５（ｂ）で説明したベクタ駆動を連続して偶数回目の駆動を反転する同一ベクタ連続反転駆動の動作モードは（（５）ベクタ連続駆動、偶数回目反転）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が（２フェイズ－ΔＴ）であり、取得する線形和時系列信号の極性は偶数回目で反転する。減衰特性が悪い周波数は（１／（２ｐｈａｓｅ－ΔＴ））×（Ｎ＋０．５）である。
　図１２(ｃ)、図１７（ｂ）で説明したベクタ駆動を連続して偶数回目の駆動を反転する複数ベクタ連続反転駆動の動作モードは（（６）Ｍ ベクタ連続駆動、偶数回目反転）、平均処理のための線形和信号データの取得時間間隔が（２×Ｍ）フェイズであり、取得する線形和時系列信号の極性は偶数回目で反転する。減衰特性が悪い周波数は（１／（２×Ｍ）ｐｈａｓｅ）×（Ｎ＋０．５）である。
　（ノイズ量推定回路９の動作）
　ノイズ量推定回路９は、複数個の線形素子推定部の出力（加減算に基づく信号処理を行って線形素子ＣＸの値、もしくは、線形素子ＣＸの入力の複数個の推定結果）を用いて判断する。切換回路６は、ノイズ量推定回路９の推定結果に基づいてサブシステム５ａ・５ｂを切り換える。本来であれば、複数個の推定値は、同じ値になるはずであり、これが同じ値にならないとき、ノイズ量推定回路９は、推定結果に混入しているノイズ量の影響が増大したと推定する。
　（サブシステムの構成）
　制御回路１４に設けられた複数のサブシステムは、外来ノイズを低減するために、前述した説明に基づいて種々のタイプに構成することができる。
　例えば、同じベクタ駆動で同じフェイズ駆動に基づく複数個の線形和信号を加算平均する実施単位をフレーム単位としたサブシステム、加算平均する実施単位をフェイズ単位としたサブシステム、加算平均する実施単位をベクタ単位としたサブシステム、加算平均する実施単位を複数ベクタ単位としたサブシステムを設け、これらのサブシステムを、正規化周波数と振幅変化率との間の周波数特性に基づいて外来ノイズを低減するように選択する構成としてもよい。
　この加算平均の実施単位が、フェイズ単位、ベクタ単位、複数ベクタ単位の場合に、駆動信号の符号を反転させる機能を備えたサブシステムを設けてもよい。この場合、駆動反転周期をＮフェイズ単位（Ｎは整数）としたサブシステムを設け、これらのサブシステムを、上記周波数特性に基づいて外来ノイズを低減するように選択する構成としてもよい。
　また、駆動信号の駆動反転機能を有する場合、増幅回路をリセットするリセット信号のリセット時間を短縮するサブシステムを設けてもよい。
　〔実施形態２〕
　本発明の他の実施形態について、図２２に基づいて説明すれば、以下のとおりである。なお、説明の便宜上、前記実施形態にて説明した図面と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を省略する。
　図２２は、実施の形態２に係るタッチパネルシステムの構成を示す回路図である。実施の形態２に係るタッチパネルシステムは、タッチパネルコントローラ３ｂを備えている。タッチパネルコントローラ３ｂには、増幅回路７ａが設けられている。増幅回路７ａは、差動増幅器１８ａを有している。差動増幅器１８ａは、互いに隣接するセンスラインに沿って読み出される線形和信号を受け取って増幅する。
　このように、差動増幅器によって増幅回路を構成すると、タッチパネルコントローラのノイズ耐性をさらに強めることができる。
　〔実施形態３〕
　図２３は、実施の形態３に係る携帯電話機９０（電子機器）の構成を示すブロック図である。携帯電話機９０は、ＣＰＵ９６と、ＲＡＭ９７と、ＲＯＭ９８と、カメラ９５と、マイクロフォン９４と、スピーカ９３と、操作キー９１と、表示パネル９２ｂ及び表示制御回路９２ａを含む表示部９２と、タッチパネルシステム１とを備えている。各構成要素は、相互にデータバスによって接続されている。
　ＣＰＵ９６は、携帯電話機９０の動作を制御する。ＣＰＵ９６は、たとえばＲＯＭ９８に格納されたプログラムを実行する。操作キー９１は、携帯電話機９０のユーザによる指示の入力を受ける。ＲＡＭ９７は、ＣＰＵ９６によるプログラムの実行により生成されたデータ、または操作キー９１を介して入力されたデータを揮発的に格納する。ＲＯＭ９８は、データを不揮発的に格納する。
　また、ＲＯＭ９８は、ＥＰＲＯＭ（Erasable Programmable Read-Only Memory）やフラッシュメモリなどの書込みおよび消去が可能なＲＯＭである。なお、図２３には示していないが、携帯電話機９０が、他の電子機器に有線により接続するためのインターフェイス（ＩＦ）を備える構成としてもよい。
　カメラ９５は、ユーザの操作キー９１の操作に応じて、被写体を撮影する。なお、撮影された被写体の画像データは、ＲＡＭ９７や外部メモリ（たとえば、メモリカード）に格納される。マイクロフォン９４は、ユーザの音声の入力を受付ける。携帯電話機９０は、当該入力された音声（アナログデータ）をデジタル化する。そして、携帯電話機９０は、通信相手（たとえば、他の携帯電話機）にデジタル化した音声を送る。スピーカ９３は、たとえば、ＲＡＭ９７に記憶された音楽データなどに基づく音を出力する。
　タッチパネルシステム１は、タッチパネル２とタッチパネルコントローラ３とを有している。ＣＰＵ９６は、タッチパネルシステム１の動作を制御する。ＣＰＵ９６は、例えばＲＯＭ９８に記憶されたプログラムを実行する。ＲＡＭ９７は、ＣＰＵ９６によるプログラムの実行により生成されたデータを揮発的に格納する。ＲＯＭ９８は、データを不揮発的に格納する。
　表示パネル９２ｂは、表示制御回路９２ａにより、ＲＯＭ９８、ＲＡＭ９７に格納されている画像を表示する。表示パネル９２ｂは、タッチパネル２に重ねられているか、タッチパネル２を内蔵している。
　〔まとめ〕
　本発明の態様１に係る信号処理システム１０は、離散時間でサンプリングされた線形素子ＣＸに基づく複数個の時系列信号に、 加減算に基づく信号処理を行って線形素子ＣＸの値、もしくは、線形素子ＣＸの入力を推定する信号処理システムであって、異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂと、前記時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、前記入出力伝達特性に基づいて、線形素子ＣＸの値もしくは入力を推定した結果に混入するノイズを低減するようにサブシステム５ａ・５ｂを切り換えて線形素子ＣＸに繋ぐ切換回路６とを備え、サブシステム５ａは、それぞれが偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０と奇数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１とを含むベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～ＶｅｃｔｏｒＮをこの順番で実行するフレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭを行うフレーム単位駆動を実施し（Ｎ、Ｍは整数）、２サブシステム５ｂは、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ（ｋ）～Ｖｅｃｔｏｒ（ｋ＋ｊ）（ｋ、ｊは、１≦ｋ≦Ｎ、１≦ｊ≦Ｎ－１を満足する整数）をこの順番で実行する複数ベクタ連続駆動を実施する。
　上記の構成によれば、複数ベクタ連続駆動とフレーム単位駆動とは、時系列信号のサンプリング周波数、多重サンプリング数が異なるので、時系列信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性に基づいて、複数ベクタ連続駆動とフレーム単位駆動とのいずれかを選択することにより、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、加減算に基づく信号処理を行って線形素子の値もしくは入力を推定する結果に混入するノイズを低減することができる。
　本発明の態様２に係る信号処理システムは、上記態様１において、サブシステム５ａ・５ｂと異なる入出力伝達特性を有するサブシステムをさらに備え、前記サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）を連続する同一ベクタ連続駆動と、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）にそれぞれ含まれる偶数フェイズ駆動を連続して実行した後、前記第ｋベクタ駆動にそれぞれ含まれる奇数フェイズ駆動を連続して実行するフェイズ連続駆動とのいずれかを実施してもよい。
　上記の構成によれば、同一ベクタ連続駆動及びフェイズ連続駆動は、複数ベクタ連続駆動及びフレーム単位駆動に対して、時系列信号のサンプリング周波数、多重サンプリング数が異なるので、時系列信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性に基づいて、同一ベクタ連続駆動、フェイズ連続駆動、複数ベクタ連続駆動、及び、フレーム単位駆動のいずれかを選択することにより、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、加減算に基づく信号処理を行って線形素子の値もしくは入力を推定する結果に混入するノイズを低減することができる。
　本発明の態様３に係る信号処理システムは、上記態様１において、前記第１及び第２サブシステムと異なる入出力伝達特性を有する第３サブシステムをさらに備え、前記第３サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）にそれぞれ含まれる偶数フェイズ駆動を連続して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って各偶数フェイズ駆動毎に反転するように実行した後、前記第ｋベクタ駆動にそれぞれ含まれる奇数フェイズ駆動を連続して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って各奇数フェイズ駆動毎に反転するように実行するフェイズ連続反転駆動と、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）を連続して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って各ベクタ駆動毎に反転するように実行する同一ベクタ連続反転駆動と、各フレーム駆動の前記第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動をこの順番で実行して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って前記第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動毎に反転するように実行する複数ベクタ連続反転駆動とのいずれかを実施してもよい。
　上記の構成によれば、フェイズ連続反転駆動、同一ベクタ連続反転駆動、及び、複数ベクタ連続反転駆動は、複数ベクタ連続駆動及びフレーム単位駆動に対して、時系列信号のサンプリング周波数、多重サンプリング数が異なるので、時系列信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性に基づいて、フェイズ連続反転駆動、同一ベクタ連続反転駆動、及び、複数ベクタ連続反転駆動のいずれかを選択することにより、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、入出力伝達特性に基づいて、加減算に基づく信号処理を行って線形素子の値もしくは入力を推定する結果に混入するノイズを低減することができる。
　本発明の態様４に係る信号処理システムは、上記態様１において、切換回路６は、線形素子ＣＸからの時系列信号の多重サンプリング数及びサンプリング周波数を決定及び変更してもよい。
　上記の構成によれば、時系列信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性に基づいて、ノイズを低減することができるサブシステムに切り換えることができる。
　本発明の態様５に係る信号処理システムは、上記態様１において、切換回路６は、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って反転するか、時系列に沿って一定となるかを選択してもよい。
　上記の構成によれば、符号の正負の反転の有無に応じて、時系列信号のサンプリング周波数、多重サンプリング数が異なるので、時系列信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性に基づいて、駆動態様を選択することにより、ノイズを低減することができる。
　本発明の態様６に係る信号処理システムは、上記態様１において、前記時系列信号の加減算に基づく信号処理による線形素子ＣＸの推定値もしくは線形素子ＣＸの入力の推定値から、前記ノイズ量を推定するノイズ量推定回路９をさらに備え、切換回路６は、ノイズ量推定回路９の推定結果に基づいて、サブシステム５ａ・５ｂを切り換え、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って反転するか、時系列に沿って一定となるかを選択し、及び、線形素子ＣＸからの時系列信号の多重サンプリング数及びサンプリング周波数を決定及び変更してもよい。
　上記の構成によれば、時系列信号周波数とサンプリング周波数との比である正規化係数と時系列信号の振幅変化量との間の周波数特性に基づいて、選択し、及び、決定、変更することによりノイズを低減することができる。
　本発明の態様７に係る信号処理システムは、上記態様１において、線形素子ＣＸに基づく複数個の時系列信号をアナログ・デジタル変換して、前記離散時間でサンプリングされた複数個の時系列信号を生成するアナログ・デジタル変換回路１３をさらに備えてもよい。
　上記の構成によれば、デジタル信号処理により、線形素子ＣＸの値、もしくは、線形素子ＣＸの入力を推定することができる。
　本発明の態様８に係るタッチパネルシステムは、複数本のドライブラインと複数本のセンスラインとの交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネル２とタッチパネル２を制御するタッチパネルコントローラ３ａとを備えたタッチパネルシステム１ａであって、タッチパネルコントローラ３ａは、前記キャパシタを前記ドライブラインに沿って駆動する駆動回路４と、駆動回路４により駆動されたキャパシタに基づく複数個の線形和信号を前記センスラインに沿って読み出して増幅する増幅回路７と、増幅回路７の出力をアナログ・デジタル変換するアナログ・デジタル変換回路１３と、アナログ・デジタル変換された増幅回路７の出力に基づいて前記キャパシタに蓄積された電荷の静電容量を推定する復号演算回路８と、異なる入出力伝達特性を有するサブシステム５ａ・５ｂと、サブシステム５ａ・５ｂを切り換えて線形素子ＣＸに繋ぐ切換回路６とを備え、サブシステム５ａは、それぞれが偶数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ０と奇数フェイズ駆動Ｐｈａｓｅ１とを含むベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ０～ＶｅｃｔｏｒＮをこの順番で実行するフレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭを行うフレーム単位駆動を実施し（Ｎ、Ｍは整数）、前記第２サブシステムは、各フレーム駆動Ｆｌａｍｅ０～ＦｌａｍｅＭのベクタ駆動Ｖｅｃｔｏｒ（ｋ）～Ｖｅｃｔｏｒ（ｋ＋ｊ）（ｋ、ｊは、１≦ｋ≦Ｎ、１≦ｊ≦Ｎ－１を満足する整数）をこの順番で実行する複数ベクタ連続駆動を実施する。
　本発明の態様９に係るタッチパネルシステムは、上記態様８において、増幅回路７ａは、隣接するセンスラインに沿って出力される線形和信号を差動増幅する差動増幅器１８ａを含んでもよい。
　上記の構成によれば、タッチパネルコントローラのノイズ耐性をさらに強めることができる。
　本発明の態様１０に係る電子機器は、本発明の態様８又は態様９に係るタッチパネルシステムと、前記タッチパネルシステムに対応する表示部９２とを備える。
　本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。さらに、各実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を組み合わせることにより、新しい技術的特徴を形成することができる。
　本発明は、離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に、加減算に基づく信号処理を行って前記線形素子の値、もしくは、前記線形素子の入力を推定する信号処理システム、複数本のドライブラインと複数本のセンスラインとの交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルとタッチパネルを制御するタッチパネルコントローラとを備えたタッチパネルシステム、及び、電子機器に利用することができる。
　１　タッチパネルシステム
　２　タッチパネル
　３　タッチパネルコントローラ
　４　駆動回路
　５ａ、５ｂ　サブシステム（第１サブシステム、第２サブシステム）
　６　切換回路
　８　復号演算回路
　９　ノイズ量推定回路
　１０　信号処理システム
　１１　線形素子推定部
　１２　切換回路
　１３　ＡＤ変換回路
　１４　制御回路
　１８、１８ａ　増幅器
　ＣＸ　線形素子

Claims (5)

  1. 　離散時間でサンプリングされた線形素子に基づく複数個の時系列信号に、加減算に基づく信号処理を行って前記線形素子の値、もしくは、前記線形素子の入力を推定する信号処理システムであって、
    　異なる入出力伝達特性を有する第１及び第２サブシステムと、
    　前記時系列信号に混入するノイズ周波数、ノイズ量、及び、前記入出力伝達特性に基づいて、前記線形素子の値もしくは入力を推定した結果に混入するノイズを低減するように前記第１及び第２サブシステムを切り換えて前記線形素子に繋ぐ切換回路とを備え、
    　前記第１サブシステムは、それぞれが偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動とを含む第１～第（Ｎ＋１）ベクタ駆動をこの順番で実行する第１～第（Ｍ＋１）フレーム駆動を行うフレーム単位駆動を実施し（Ｎ、Ｍは整数）、
    　前記第２サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動（ｋ、ｊは、１≦ｋ≦Ｎ、１≦ｊ≦Ｎ－１を満足する整数）をこの順番で実行する複数ベクタ連続駆動を実施することを特徴とする信号処理システム。
  2. 　前記第１及び第２サブシステムと異なる入出力伝達特性を有する第３サブシステムをさらに備え、
    　前記第３サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）を連続する同一ベクタ連続駆動と、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）にそれぞれ含まれる偶数フェイズ駆動を連続して実行した後、前記第ｋベクタ駆動にそれぞれ含まれる奇数フェイズ駆動を連続して実行するフェイズ連続駆動とのいずれかを実施する請求項１に記載の信号処理システム。
  3. 　前記第１及び第２サブシステムと異なる入出力伝達特性を有する第３サブシステムをさらに備え、
    　前記第３サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）にそれぞれ含まれる偶数フェイズ駆動を連続して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って各偶数フェイズ駆動毎に反転するように実行した後、前記第ｋベクタ駆動にそれぞれ含まれる奇数フェイズ駆動を連続して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って各奇数フェイズ駆動毎に反転するように実行するフェイズ連続反転駆動と、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動（１≦ｋ≦Ｎ＋１）を連続して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って各ベクタ駆動毎に反転するように実行する同一ベクタ連続反転駆動と、各フレーム駆動の前記第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動をこの順番で実行して、前記複数個の時系列信号の符号の正負が時系列に沿って前記第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動毎に反転するように実行する複数ベクタ連続反転駆動とのいずれかを実施する請求項１に記載の信号処理システム。
  4. 　複数本のドライブラインと複数本のセンスラインとの交点にそれぞれ形成された複数個のキャパシタを有するタッチパネルと、
    　前記タッチパネルを制御するタッチパネルコントローラとを備えたタッチパネルシステムであって、
    　前記タッチパネルコントローラは、前記キャパシタを前記ドライブラインに沿って駆動する駆動回路と、
    　前記駆動回路により駆動されたキャパシタに基づく複数個の線形和信号を前記センスラインに沿って読み出して増幅する増幅回路と、
    　前記増幅回路の出力をアナログ・デジタル変換するアナログ・デジタル変換回路と、
    　前記アナログ・デジタル変換された増幅回路の出力に基づいて前記キャパシタに蓄積された電荷の静電容量を推定する復号演算回路と、
    　異なる入出力伝達特性を有する第１及び第２サブシステムと、
    　前記第１及び第２サブシステムを切り換えて前記キャパシタに繋ぐ切換回路とを備え、
    　前記第１サブシステムは、それぞれが偶数フェイズ駆動と奇数フェイズ駆動とを含む第１～第（Ｎ＋１）ベクタ駆動をこの順番で実行する第１～第（Ｍ＋１）フレーム駆動を行うフレーム単位駆動を実施し（Ｎ、Ｍは整数）、
    　前記第２サブシステムは、各フレーム駆動の第ｋベクタ駆動～第（ｋ＋ｊ）ベクタ駆動（ｋ、ｊは、１≦ｋ≦Ｎ、１≦ｊ≦Ｎ－１を満足する整数）をこの順番で実行する複数ベクタ連続駆動を実施することを特徴とするタッチパネルシステム。
  5. 　請求項４に記載のタッチパネルシステムと、
    　前記タッチパネルシステムに対応する表示部とを備えたことを特徴とする電子機器。
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