WO2010082368A1 - 交流電動機の制御装置および電動車両 - Google Patents
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Definitions
- the present invention relates to an AC motor control device and a vehicle, and more particularly, to an AC motor control device that switches an AC motor control mode based on a modulation factor, and an electric vehicle equipped with the control device and the AC motor.
- inverter In order to drive and control an AC motor using a DC power supply, a driving method using an inverter is employed.
- the inverter is switching-controlled by a drive circuit.
- Examples of inverter control include PWM (Pulse Width Modulation) control and rectangular wave voltage control (also called rectangular wave control).
- Patent Document 1 discloses a motor drive system capable of switching between PWM control and rectangular wave control.
- This motor drive system includes a control circuit that executes control described below.
- the control circuit corrects the phase of the control voltage vector so that the d-axis current approaches the corresponding command value when the d-axis current before switching to the rectangular wave control is smaller than the command value.
- the control circuit executes rectangular wave control based on the phase of the corrected control voltage vector.
- the control circuit switches the control mode of the inverter from PWM control to rectangular wave control when the modulation rate is larger than a predetermined value.
- the control circuit switches the control mode of the inverter from rectangular wave control to PWM control when the modulation factor is equal to or less than the predetermined value and the q-axis current reaches the corresponding command value.
- Patent Document 1 the necessity of switching from PWM control to rectangular wave control is determined based only on the modulation rate, whereas the switching from rectangular wave control to PWM control is determined.
- the necessity of switching is determined based on the modulation factor and the q-axis current. Therefore, the process for determining whether or not the control mode needs to be switched may be complicated.
- the objective of this invention is providing the control apparatus of the AC motor which can avoid that the necessity determination regarding the control switching of an inverter is complicated, and the electric vehicle carrying the control apparatus and AC motor. .
- the present invention is a control device for an AC motor.
- the applied voltage applied to the AC motor is controlled by an inverter that converts the DC voltage into the applied voltage.
- the control device includes a current detector, a pulse width modulation control unit, a rectangular wave voltage control unit, a voltage deviation calculation unit, a modulation factor calculation unit, and a mode switching determination unit.
- the current detector detects a motor current flowing between the inverter and the AC motor.
- the pulse width modulation control unit outputs an AC voltage command for operating the AC motor according to the operation command based on a current deviation between the motor current detected by the current detector and a current command corresponding to the operation command of the AC motor. Generate.
- the pulse width modulation control unit generates an inverter control command by pulse width modulation control based on a comparison between an AC voltage command and a carrier wave.
- the rectangular wave voltage control unit controls the applied voltage based on the motor current detected by the current detector and the operation command of the AC motor so that the applied voltage becomes a rectangular wave voltage having a phase corresponding to the operation command.
- the inverter control command is generated by the rectangular wave voltage control.
- the voltage deviation calculation unit executes a calculation for substituting the current deviation into the voltage equation of the AC motor, thereby performing a first voltage command corresponding to the AC voltage command at the time of executing the rectangular wave voltage control, and pulse width modulation control. A voltage deviation from the second voltage command corresponding to the AC voltage command at the time of execution is calculated.
- the modulation factor calculation unit calculates a first control value representing a modulation factor defined as a ratio of an effective value of the applied voltage to a DC voltage value based on the first voltage command and the voltage deviation.
- the mode switching determination unit determines whether or not to switch the control mode of the AC motor from the rectangular wave voltage control to the pulse width modulation control based on the first control value when the rectangular wave voltage control is performed by the rectangular wave voltage control unit. judge.
- the current deviation includes a d-axis current deviation and a q-axis current deviation.
- the voltage deviation calculation unit calculates a voltage deviation including the d-axis voltage deviation and the q-axis voltage deviation by executing a calculation that substitutes the d-axis current deviation and the q-axis current deviation into the voltage equation.
- the modulation factor calculator subtracts a correction value representing the magnitude of the combined vector of the d-axis voltage deviation and the q-axis voltage deviation from the first value representing the magnitude of the voltage vector corresponding to the first voltage command.
- the second value representing the magnitude of the voltage vector corresponding to the second voltage command is calculated.
- the modulation factor calculation unit calculates the first control value based on the ratio of the second value to the first value and the value of the modulation factor when the rectangular wave voltage control is executed.
- the modulation factor calculation unit calculates a second control value representing a modulation factor when the pulse width modulation control is performed by the pulse width modulation control unit, based on the second voltage command and the value of the DC voltage. .
- the mode switching determination unit determines whether or not it is necessary to switch the control mode from the pulse width modulation control to the rectangular wave voltage control based on the second control value.
- the mode switching determination unit determines that switching from the rectangular wave voltage control to the pulse width modulation control is necessary when the first control value is smaller than the first reference value.
- the mode switching determination unit determines that switching from pulse width modulation control to rectangular wave voltage control is necessary when the second control value is larger than the second reference value.
- the first reference value is smaller than the second reference value.
- the pulse width modulation control unit generates the second voltage command so that the current deviation approaches zero.
- the pulse width modulation control unit includes a first control unit and a second control unit.
- the first control unit generates a control command according to the current deviation according to the sine wave pulse width modulation method.
- the second control unit generates a control command according to the current deviation according to the overmodulation pulse width modulation method for outputting an applied voltage having a fundamental wave component larger than that of the sine wave pulse width modulation method.
- an electric vehicle includes an AC motor, an inverter, and a control device.
- the inverter converts the DC voltage into an applied voltage applied to the AC motor and controls the applied voltage.
- the control device controls the inverter.
- the control device includes a current detector, a pulse width modulation control unit, a rectangular wave voltage control unit, a voltage deviation calculation unit, a modulation factor calculation unit, and a mode switching determination unit.
- the current detector detects a motor current flowing between the inverter and the AC motor.
- the pulse width modulation control unit outputs an AC voltage command for operating the AC motor according to the operation command based on a current deviation between the motor current detected by the current detector and a current command corresponding to the operation command of the AC motor. Generate.
- the pulse width modulation control unit generates an inverter control command by pulse width modulation control based on a comparison between an AC voltage command and a carrier wave.
- the rectangular wave voltage control unit controls the applied voltage based on the motor current detected by the current detector and the operation command of the AC motor so that the applied voltage becomes a rectangular wave voltage having a phase corresponding to the operation command.
- the inverter control command is generated by the rectangular wave voltage control.
- the voltage deviation calculation unit executes a calculation for substituting the current deviation into the voltage equation of the AC motor, thereby performing a first voltage command corresponding to the AC voltage command at the time of executing the rectangular wave voltage control, and pulse width modulation control. A voltage deviation from the second voltage command corresponding to the AC voltage command at the time of execution is calculated.
- the modulation factor calculation unit calculates a first control value representing a modulation factor defined as a ratio of an effective value of the applied voltage to a DC voltage value based on the first voltage command and the voltage deviation.
- the mode switching determination unit determines whether or not to switch the control mode of the AC motor from the rectangular wave voltage control to the pulse width modulation control based on the first control value when the rectangular wave voltage control is performed by the rectangular wave voltage control unit. judge.
- the current deviation includes a d-axis current deviation and a q-axis current deviation.
- the voltage deviation calculation unit calculates a voltage deviation including the d-axis voltage deviation and the q-axis voltage deviation by executing a calculation that substitutes the d-axis current deviation and the q-axis current deviation into the voltage equation.
- the modulation factor calculator subtracts a correction value representing the magnitude of the combined vector of the d-axis voltage deviation and the q-axis voltage deviation from the first value representing the magnitude of the voltage vector corresponding to the first voltage command.
- the second value representing the magnitude of the voltage vector corresponding to the second voltage command is calculated.
- the modulation factor calculation unit calculates the first control value based on the ratio of the second value to the first value and the value of the modulation factor when the rectangular wave voltage control is executed.
- the modulation factor calculation unit calculates a second control value representing a modulation factor when the pulse width modulation control is performed by the pulse width modulation control unit, based on the second voltage command and the value of the DC voltage. .
- the mode switching determination unit determines whether or not it is necessary to switch the control mode from the pulse width modulation control to the rectangular wave voltage control based on the second control value.
- the mode switching determination unit determines that switching from the rectangular wave voltage control to the pulse width modulation control is necessary when the first control value is smaller than the first reference value.
- the mode switching determination unit determines that switching from pulse width modulation control to rectangular wave voltage control is necessary when the second control value is larger than the second reference value.
- the first reference value is smaller than the second reference value.
- the pulse width modulation control unit generates the second voltage command so that the current deviation approaches zero.
- the pulse width modulation control unit includes a first control unit and a second control unit.
- the first control unit generates a control command according to the current deviation according to the sine wave pulse width modulation method.
- the second control unit generates a control command according to the current deviation according to the overmodulation pulse width modulation method for outputting an applied voltage having a fundamental wave component larger than that of the sine wave pulse width modulation method.
- FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive control system to which an AC motor control device according to an embodiment of the present invention is applied. It is a figure which illustrates schematically the control mode of AC electric motor M1 which the motor drive control system 100 by embodiment of this invention has. It is a figure which shows the correspondence of the operation state of AC electric motor M1, and each control mode. It is a functional block diagram which shows the control structure of the control apparatus 30 shown in FIG.
- FIG. 5 is a functional block diagram illustrating a configuration of a sine wave PWM control unit 200 of FIG. 4.
- FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the operation of the PWM modulation unit 260 in FIG. 4.
- 3 is a functional block diagram illustrating a configuration of an overmodulation PWM control unit 201.
- FIG. 3 is a functional block diagram showing a configuration of a rectangular wave voltage control unit 400.
- FIG. It is a figure explaining a voltage command vector. It is a figure explaining the change of the alternating voltage command at the time of switching of the control mode from rectangular wave voltage control to overmodulation PWM control. It is a figure explaining the current command and motor current value at the time of switching of the control mode from the rectangular wave voltage control to the overmodulation PWM control. It is a flowchart explaining an example of the switching determination process of a control mode. It is a flowchart explaining the switching determination process of the control mode by this Embodiment. It is a block diagram which shows an example of the electric vehicle to which the motor drive control system shown in FIG. 1 was applied.
- FIG. 1 is an overall configuration diagram of a motor drive control system to which an AC motor control device according to an embodiment of the present invention is applied.
- motor drive control system 100 includes a DC voltage generation unit 10 #, a smoothing capacitor C0, an inverter 14, an AC motor M1, a current sensor 24, and a control device 30.
- the control device for an AC motor according to the embodiment of the present invention includes at least a current sensor 24 and a control device 30.
- AC electric motor M1 is, for example, a driving motor for generating torque for driving driving wheels of an electric vehicle.
- the “electric vehicle” refers to a vehicle that generates vehicle driving force by electric energy, such as a hybrid vehicle, an electric vehicle, or a fuel cell vehicle.
- AC motor M1 may be configured to have a function of a generator driven by an engine. Further, AC electric motor M1 may be configured to have both functions of an electric motor and a generator. Further, AC electric motor M1 may be mounted on a hybrid vehicle so as to operate as an electric motor for the engine (for example, to start the engine). That is, in the present embodiment, the “AC motor” includes an AC drive motor, a generator, and a motor generator (motor generator).
- DC voltage generation unit 10 # includes a DC power source B, system relays SR1 and SR2, a smoothing capacitor C1, and a converter 12.
- the DC power supply B is typically constituted by a secondary battery such as nickel metal hydride or lithium ion, or a power storage device such as an electric double layer capacitor.
- the DC voltage Vb output from the DC power source B and the DC current Ib input / output to / from the DC power source B are detected by the voltage sensor 10 and the current sensor 11, respectively.
- the system relay SR1 is connected between the positive terminal of the DC power source B and the power line 6.
- System relay SR ⁇ b> 2 is connected between the negative terminal of DC power supply B and ground wire 5.
- System relays SR1 and SR2 are turned on / off by signal SE from control device 30.
- Converter 12 includes a reactor L1, power semiconductor switching elements Q1, Q2, and antiparallel diodes D1, D2.
- Power semiconductor switching elements Q 1 and Q 2 are connected in series between power line 7 and ground line 5.
- On / off of power semiconductor switching element Q ⁇ b> 1 is controlled by switching control signal S ⁇ b> 1 from control device 30.
- On / off of power semiconductor switching element Q ⁇ b> 2 is controlled by switching control signal S ⁇ b> 2 from control device 30.
- switching element for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOS (Metal Oxide Semiconductor) transistor, or a power A bipolar transistor or the like can be used.
- IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
- MOS Metal Oxide Semiconductor
- Anti-parallel diodes D1 and D2 are arranged for switching elements Q1 and Q2, respectively.
- Reactor L1 is connected between a connection node of switching elements Q1 and Q2 and power line 6.
- the smoothing capacitor C 0 is connected between the power line 7 and the ground line 5.
- the inverter 14 includes a U-phase arm 15, a V-phase arm 16, and a W-phase arm 17 provided in parallel between the power line 7 and the ground line 5.
- Each arm includes two switching elements connected in series between the power line 7 and the ground line 5.
- U-phase arm 15 is composed of switching elements Q3 and Q4
- V-phase arm 16 is composed of switching elements Q5 and Q6
- W-phase arm 17 is composed of switching elements Q7 and Q8.
- antiparallel diodes D3 to D8 are connected to switching elements Q3 to Q8, respectively. Switching elements Q3 to Q8 are turned on and off by switching control signals S3 to S8 from control device 30.
- AC motor M1 is a three-phase permanent magnet synchronous motor, and has a configuration in which one end of a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil is commonly connected to a neutral point. The other end of each phase coil is connected to a connection node of two switching elements included in the corresponding arm.
- Converter 12 is configured to be capable of step-up operation and step-down operation.
- Converter 12 supplies DC voltage VH to inverter 14 by boosting DC voltage Vb supplied from DC power supply B during the boosting operation.
- Vb supplied from DC power supply B
- the ON period of the switching element Q1 and the ON period of the switching element Q2 (or the period in which both the switching elements Q1 and Q2 are OFF) are provided alternately.
- the step-up ratio is in accordance with the ratio of these on periods.
- VH can be made equal to Vb (step-up ratio is set to 1.0).
- the DC voltage VH corresponding to the input voltage to the inverter 14 is also referred to as “system voltage”.
- Converter 12 steps down DC voltage VH (system voltage) supplied from inverter 14 via smoothing capacitor C0 and charges DC power supply B during the step-down operation. Specifically, in response to the switching control signals S1 and S2 from the control device 30, a period in which only the switching element Q1 is turned on and a period in which both the switching elements Q1 and Q2 are turned off (or Q2 of the switching element) ON periods) are alternately provided.
- the step-down ratio is in accordance with the duty ratio during the ON period.
- Smoothing capacitor C0 smoothes the DC voltage from converter 12 and supplies the smoothed DC voltage to inverter 14.
- the voltage sensor 13 detects the voltage across the smoothing capacitor C 0, that is, the system voltage VH, and outputs the detected value to the control device 30.
- the inverter 14 converts the DC voltage VH supplied from the smoothing capacitor C0 into an AC voltage.
- the inverter 14 drives the AC motor M1 so as to output a positive torque by applying the AC voltage to the AC motor M1.
- inverter 14 converts DC voltage VH supplied from smoothing capacitor C0 into an AC voltage.
- the inverter 14 drives the AC motor M1 so that the torque becomes zero by applying the AC voltage to the AC motor M1.
- Switching elements Q3 to Q8 execute a switching operation in response to switching control signals S3 to S8 from control device 30.
- an AC voltage for causing the AC motor M1 to output a positive (or 0) torque designated by the torque command value Trqcom is applied to the AC motor.
- torque command value Trqcom of AC electric motor M1 is set negative (Trqcom ⁇ 0).
- the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M1 into a DC voltage by the switching operation in response to the switching control signals S3 to S8.
- the inverter 14 supplies the converted DC voltage (system voltage) to the converter 12 via the smoothing capacitor C0.
- the regenerative braking mentioned here is executed by the driver operating the electric vehicle operating the brake pedal, and braking with regenerative power generation or the brake pedal is not operated, but the accelerator pedal is turned off during traveling. This includes decelerating the vehicle (or stopping acceleration) while performing regenerative power generation.
- the current sensor 24 detects the motor current flowing between the inverter 14 and the AC motor M1, and outputs the detected motor current to the control device 30.
- the sum of instantaneous values of the three-phase currents iu, iv, iw is zero. Therefore, as shown in FIG. 1, it is sufficient to arrange the current sensor 24 so as to detect motor currents for two phases (for example, V-phase current iv and W-phase current iw).
- the rotation angle sensor 25 detects the rotor rotation angle ⁇ of the AC motor M1, and sends the detected rotation angle ⁇ to the control device 30.
- the rotation angle sensor 25 is configured by, for example, a resolver.
- Control device 30 can calculate the rotational speed (rotational speed) and angular speed ⁇ (rad / s) of AC electric motor M1 based on the detected rotational angle ⁇ .
- the arrangement of the rotation angle sensor 25 may be omitted by directly calculating the rotation angle ⁇ from the motor voltage or motor current by the control device 30.
- the control device 30 is composed of an electronic control unit (ECU), and performs software processing by executing a pre-stored program by a CPU (Central Processing Unit) (not shown) and / or hardware processing by a dedicated electronic circuit. The operation of the motor drive control system 100 is controlled.
- ECU electronice control unit
- CPU Central Processing Unit
- control device 30 controls converter 12 and inverter 14 so that AC electric motor M1 outputs torque according to torque command value Trqcom by a control method described later. That is, control device 30 generates switching control signals S1 to S8 for controlling converter 12 and inverter 14 as described above, and outputs them to converter 12 and inverter 14.
- the control device 30 detects the torque command value Trqcom, the DC voltage Vb detected by the voltage sensor 10, the DC current Ib detected by the current sensor 11, and the voltage sensor 13 to generate the switching control signals S1 to S8.
- the system voltage VH, the motor currents iv and iw detected by the current sensor 24, the rotation angle ⁇ detected by the rotation angle sensor 25, and the like are received.
- control device 30 During the boost operation of converter 12, control device 30 generates switching control signals S1 and S2 such that system voltage VH matches the voltage command value. In this case, the control device 30 performs feedback control based on the detection value of the voltage sensor 13.
- control device 30 When control device 30 receives a signal RGE indicating that the electric vehicle has entered the regenerative braking mode from an external ECU (not shown), switching is performed so as to convert the AC voltage generated by AC motor M1 into a DC voltage. Control signals S3 to S8 are generated and output to inverter 14. Thereby, the inverter 14 converts the AC voltage generated by the AC motor M ⁇ b> 1 into a DC voltage and supplies it to the converter 12. Further, control device 30 generates switching control signals S1 and S2 so as to step down the DC voltage supplied from inverter 14 and outputs the switching control signals S1 and S2 to converter 12. Converter 12 steps down the DC voltage from inverter 14 in accordance with switching control signals S1 and S2. Thereby, the electric power generated by the AC motor M1 is supplied to the DC power source B.
- FIG. 2 is a diagram schematically illustrating a control mode of AC electric motor M1 included in motor drive control system 100 according to the embodiment of the present invention.
- motor drive control system 100 has three control modes (methods) for controlling AC electric motor M1 (power conversion by inverter 14).
- the three control modes are sinusoidal PWM control, overmodulation PWM control, and rectangular wave voltage control.
- the sine wave PWM control is used as a general PWM control.
- the upper arm element and the lower arm element included in each phase are compared with a voltage command of a sine wave voltage and a carrier wave (typically a triangular wave).
- a carrier wave typically a triangular wave
- the fundamental wave component is a sine wave within a certain period.
- the duty is controlled.
- the amplitude of the sinusoidal voltage command is limited to a range below the carrier wave amplitude. Therefore, the fundamental wave component of the voltage applied to AC electric motor M1 (hereinafter also simply referred to as “motor applied voltage”) can be increased only to about 0.61 times the DC link voltage of the inverter.
- modulation rate the ratio of the fundamental component (effective value) of the motor applied voltage (line voltage) to the DC link voltage of the inverter 14 (that is, the system voltage VH) is referred to as “modulation rate”.
- the line voltage applied to the AC motor M1 becomes a sine wave.
- this control method a period in which the voltage command is higher than the carrier wave amplitude occurs due to the harmonic component, but the 3n-order harmonic component superimposed on each phase is canceled between the lines.
- this control method is also included in the sine wave PWM control.
- the overmodulation PWM control performs PWM control similar to the sine wave PWM control in a range where the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude.
- the modulation rate is the maximum modulation rate in the sine wave PWM control mode (about 0.61 described above). To 0.78.
- the amplitude of the voltage command (sine wave component) is larger than the carrier wave amplitude, so the line voltage applied to AC motor M1 is a distorted sine wave.
- the induced voltage increases as the rotational speed or output torque increases, so that the required drive voltage (motor required voltage) increases.
- the boosted voltage by the converter 12 that is, the system voltage VH, needs to be set higher than the required motor voltage.
- VH maximum voltage there is a limit value (VH maximum voltage) in the boosted voltage by the converter 12, that is, the system voltage VH.
- any one of the sine wave PWM control, the overmodulation PWM control, and the rectangular wave voltage control mode is selectively applied according to the operating state of the AC motor M1.
- the sine wave PWM control and the overmodulation PWM control may be collectively referred to as “PWM control mode”.
- sine wave PWM control or overmodulation PWM control the amplitude and phase of the motor applied voltage (AC) are controlled by feedback of the motor current. Thereby, torque control is executed.
- the amplitude of the motor applied voltage is fixed. For this reason, in the rectangular wave voltage control, the torque control is executed by controlling the phase of the rectangular wave voltage pulse based on the deviation between the actual torque value and the torque command value.
- FIG. 3 shows a correspondence relationship between the operation state of AC electric motor M1 and the above-described control mode.
- sinusoidal PWM control is applied in order to reduce torque fluctuation in the low rotational speed range A1
- overmodulation PWM control is applied in the intermediate rotational speed range A2, and high rotational speed.
- rectangular wave voltage control is applied in the area A3.
- the output of AC electric motor M1 is improved by applying overmodulation PWM control and rectangular wave voltage control.
- (Configuration of control device) 4 is a functional block diagram showing a control configuration of the control device 30 shown in FIG.
- Each functional block for motor control described in the block diagrams described below including FIG. 4 is realized by hardware or software processing by the control device 30.
- control device 30 includes a PWM control unit 280, a rectangular wave voltage control unit 400, a voltage deviation calculation unit 320, a modulation factor calculation unit 340, a mode switching determination unit 360, and a mode selection unit.
- PWM control unit 280 includes a sine wave PWM control unit 200 and an overmodulation PWM control unit 201.
- the sine wave PWM control unit 200 receives the torque command value Trqcom, the motor currents iv and iw detected by the current sensor 24, and the rotation angle ⁇ detected by the rotation angle sensor 25, and the AC motor M1 receives the torque command.
- the switching control signals S3 to S8 of the inverter 14 are generated so as to output torque according to the value Trqcom.
- the sine wave PWM control unit 200 determines the current command value corresponding to the torque command value Trqcom based on the torque command value Trqcom, the motor currents iv and iw, and the rotation angle ⁇ , and the detected motor.
- Current deviations ⁇ Id and ⁇ Iq which are deviations from the current, are calculated.
- sine wave PWM control unit 200 calculates voltage command values Vd # and Vq # that are command values for the motor applied voltage.
- the sine wave PWM control unit 200 generates the switching control signals S3 to S8 based on the voltage command values Vd # and Vq #. Note that sine wave PWM control unit 200 outputs current deviations ⁇ Id and ⁇ Iq to voltage deviation calculation unit 320 and outputs voltage command values Vd # and Vq # to modulation factor calculation unit 340.
- the overmodulation PWM control unit 201 receives the torque command value Trqcom, the motor currents iv and iw detected by the current sensor 24, and the rotation angle ⁇ detected by the rotation angle sensor 25 to drive the inverter 14. Switching control signals S3 to S8 are generated.
- the overmodulation PWM control unit 201 calculates current deviations ⁇ Id, ⁇ Iq and voltage command values Vd #, Vq # by executing the same calculation as the calculation by the sine wave PWM control unit 200, and also performs the switching control signal S3 ⁇ S8 is generated.
- Overmodulation PWM control unit 201 outputs current deviations ⁇ Id and ⁇ Iq to voltage deviation calculation unit 320 and outputs voltage command values Vd # and Vq # to modulation factor calculation unit 340.
- Rectangular wave voltage control unit 400 receives torque command value Trqcom, motor currents iv and iw detected by current sensor 24, and rotation angle ⁇ detected by rotation angle sensor 25. Rectangular wave voltage control unit 400 calculates an estimated torque value based on the detected motor current of each phase and the voltage applied to each phase of AC electric motor M1. The rectangular wave voltage control unit 400 sets a voltage phase to be applied to the inverter 14 based on a deviation between the estimated torque value and the torque command value Trqcom, and generates switching control signals S3 to S8 based on the voltage phase.
- Voltage deviation calculation unit 320 calculates voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq based on current deviations ⁇ Id and ⁇ Iq received from PWM control unit 280 (sine wave PWM control unit 200 or overmodulation PWM control unit 201).
- the voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq indicate deviations of the voltage command at the time of executing the rectangular wave voltage control with respect to the voltage command (voltage command at the time of executing the PWM control) corresponding to a certain torque command value Trqcom.
- the modulation factor calculation unit 340 is based on the voltage command values Vd # and Vq # calculated by the PWM control unit 200 and the DC voltage VH detected by the voltage sensor 13, and the modulation factor MD Is calculated.
- modulation factor calculation unit 340 calculates modulation factor MD based on voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq calculated by voltage deviation calculation unit 320.
- the mode switching determination unit 360 determines whether the control mode needs to be switched from rectangular wave voltage control to PWM control, and from PWM control to rectangular wave voltage control. The necessity of switching is determined. Further, the mode switching determination unit 360 determines whether or not switching from the sine wave PWM control to the overmodulation PWM control unit is necessary based on the modulation factor MD calculated by the modulation factor calculation unit 340, and overmodulation PWM control. It is determined whether or not switching to sine wave PWM control is necessary.
- the mode selection unit 380 switches the control mode of the AC motor M1 between the PWM control mode and the rectangular wave voltage control mode based on the determination result by the mode switching determination unit 360. Furthermore, when the control mode of AC electric motor M1 is the PWM control mode, mode selection unit 380 controls between the sine wave PWM control and the overmodulation PWM control unit based on the determination result by mode switching determination unit 360. Is switched.
- FIG. 5 is a functional block diagram showing a configuration of the sine wave PWM control unit 200 of FIG.
- sine wave PWM control unit 200 includes a current command generation unit 210, coordinate conversion units 220 and 250, a voltage command generation unit 240, and a PWM modulation unit 260.
- the current command generation unit 210 generates a d-axis current command value Idcom and a q-axis current command value Iqcom according to the torque command value Trqcom of the AC motor M1 according to a table created in advance.
- the coordinate conversion unit 220 converts the v-phase current iv detected by the current sensor 24 and the coordinate conversion using the rotation angle ⁇ of the AC motor M1 detected by the rotation angle sensor 25 (conversion from three phases to two phases) and A d-axis current Id and a q-axis current Iq are calculated based on the W-phase current iw.
- Voltage command generation unit 240 obtains a control deviation by performing a PI (proportional integration) operation with a predetermined gain for each of d-axis current deviation ⁇ Id and q-axis current deviation ⁇ Iq.
- Voltage command generation unit 240 generates a d-axis voltage command value Vd # and a q-axis voltage command value Vq # according to the control deviation.
- the coordinate conversion unit 250 converts the d-axis voltage command value Vd # and the q-axis voltage command value Vq # into the U-phase voltage by coordinate conversion using the rotation angle ⁇ of the AC motor M1 (conversion from two phases to three phases).
- the command Vu, the V-phase voltage command Vv, and the W-phase voltage command Vw are converted.
- the PWM modulation unit 260 determines the upper and lower arm elements of each phase of the inverter 14 based on a comparison between the carrier wave 262 and the AC voltage command 264 (which comprehensively indicates Vu, Vv, and Vw). By performing on / off control, a pseudo sine wave voltage is generated in each phase of AC electric motor M1.
- the carrier wave 262 is constituted by a triangular wave or a sawtooth wave having a predetermined frequency. It is also possible to superimpose a 3n-order harmonic on the sinusoidal AC voltage command as described above.
- the amplitude of the carrier wave 262 corresponds to the input DC voltage (system voltage VH) of the inverter 14.
- the amplitude of the AC voltage command 264 subjected to pulse width modulation is converted into the amplitude of the original voltage commands Vu, Vv, Vw divided by the system voltage VH, the amplitude of the carrier wave 262 used in the PWM modulation unit 260 is changed. Can be fixed.
- the inverter 14 is subjected to switching control according to the switching control signals S3 to S8 generated by the PWM control unit 200, so that torque according to the torque command value Trqcom is output to the AC motor M1.
- AC voltage is applied to
- the d-axis current deviation ⁇ Id and the q-axis current deviation ⁇ Iq are sent to the voltage deviation calculation unit 320.
- the d-axis voltage command value Vd # and the q-axis voltage command value Vq # generated by the voltage command generation unit 240 are sent to the modulation factor calculation unit 340.
- FIG. 7 is a functional block diagram illustrating a configuration of the overmodulation PWM control unit 201.
- overmodulation PWM control unit 201 includes a current filter 230 and a voltage amplitude correction unit 270 in addition to the configuration of sine wave PWM control unit 200.
- the current filter 230 executes a process of smoothing the d-axis current Id and the q-axis current Iq calculated by the coordinate conversion unit 220 in the time axis direction. As a result, the actual currents Id and Iq based on the sensor detection values are converted into the filtered currents Idf and Iqf.
- Voltage amplitude correction unit 270 performs correction processing for expanding the amplitude of the motor applied voltage with respect to original d-axis voltage command value Vd # and q-axis voltage command value Vq # calculated by voltage command generation unit 240. Execute. Coordinate conversion unit 250 and modulation unit 260 generate switching control signals S3 to S8 for inverter 14 in accordance with the voltage command corrected by voltage amplitude correction unit 270.
- the d-axis current deviation ⁇ Id and the q-axis current deviation ⁇ Iq are sent to the voltage deviation calculation unit 320.
- the d-axis voltage command value Vd # and the q-axis voltage command value Vq # generated by the voltage command generation unit 240 are sent to the modulation factor calculation unit 340.
- the sine wave PWM control unit 200 executes feedback control based on the motor current detected by the current sensor 24.
- FIG. 8 is a functional block diagram showing the configuration of the rectangular wave voltage control unit 400.
- rectangular wave voltage control unit 400 includes a power calculation unit 410, a torque calculation unit 420, a PI calculation unit 430, a rectangular wave generator 440, and a signal generation unit 450.
- the power calculation unit 410 is based on each phase current obtained from the V-phase current iv and W-phase current iw by the current sensor 24 and each phase (U-phase, V-phase, W-phase) voltage Vu, Vv, Vw.
- the power supplied to the motor (motor power) Pmt is calculated according to the following formula (1).
- the torque calculation unit 420 uses the motor power Pmt obtained by the power calculation unit 410 and the angular velocity ⁇ calculated from the rotation angle ⁇ of the AC motor M1 detected by the rotation angle sensor 25 according to the following equation (2). A torque estimated value Tq is calculated.
- PI calculation unit 430 obtains a control deviation by executing PI calculation with a predetermined gain on torque deviation ⁇ Tq.
- PI calculation unit 430 sets the phase ⁇ v of the rectangular wave voltage according to the obtained control deviation. Specifically, when a positive torque is generated (Trqcom> 0), PI calculation unit 430 advances the voltage phase according to torque shortage, while delaying the voltage phase according to torque excess. When negative torque is generated (Trqcom ⁇ 0), PI calculation unit 430 delays the voltage phase according to the torque shortage, and advances the voltage phase according to the torque excess.
- the rectangular wave generator 440 generates voltage command values (rectangular wave pulses) Vu, Vv, Vw according to the voltage phase ⁇ v set by the PI calculation unit 430.
- Signal generator 450 generates switching control signals S3 to S8 according to voltage command values Vu, Vv, and Vw.
- inverter 14 performs a switching operation in accordance with switching control signals S3 to S8, a rectangular wave pulse in accordance with voltage phase ⁇ v is applied as each phase voltage of the motor.
- the motor torque control can be performed by the torque (electric power) feedback control.
- the amplitude and phase of the motor applied voltage are the manipulated variables, but in the rectangular wave voltage control method, the manipulated variable of the motor applied voltage is only the phase. For this reason, when the rectangular wave voltage control is applied, the control responsiveness is lower than when the PWM control method is applied.
- a torque sensor may be arranged in place of the power calculation unit 410 and the torque calculation unit 420.
- the torque deviation ⁇ Tq can be obtained based on the detected value of the torque sensor.
- the voltage deviation calculation unit 320 calculates the voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq by calculation that substitutes the d-axis current deviation ⁇ Id and the q-axis current deviation ⁇ Iq into the motor voltage equation.
- the motor voltage equation is expressed by the following equations (3) and (4).
- Vd Ra ⁇ Id ⁇ ⁇ Lq ⁇ Iq (3)
- Vq ⁇ ⁇ Ld ⁇ Id + Ra ⁇ Iq + ⁇ ⁇ ⁇ (4)
- Ra represents the armature winding resistance
- ⁇ represents the electrical angular velocity of the AC motor M1
- ⁇ represents the number of armature linkage magnetic fluxes of the permanent magnet.
- modulation factor calculation unit 340 is based on voltage command values Vd # and Vq # calculated by PWM control unit 200 and DC voltage VH (system voltage) detected by voltage sensor 13.
- the modulation factor MD is calculated.
- the modulation factor calculator 340 calculates the modulation factor MD according to the following equation (7).
- Modulation rate calculation unit 340 calculates a modulation rate used for determining whether or not switching from rectangular wave voltage control to PWM control by mode switching determination unit 360 is performed when rectangular wave voltage control is executed.
- This modulation factor is a modulation factor (so-called provisional modulation factor) when the control mode is switched from rectangular wave voltage control to PWM control.
- modulation factor calculation unit 340 calculates a temporary modulation factor using voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq calculated by voltage deviation calculation unit 320 and a voltage command vector at the time of execution of rectangular wave voltage control.
- FIG. 9 is a diagram for explaining a voltage command vector.
- a voltage command vector represented by a combination of voltage command values Vd # and Vq # rotates along a circumference centered on the origin.
- the amplitude of each phase voltage is fixed to the inverter input voltage VH. Therefore, in the rectangular wave voltage control, the radius of the circle corresponds to the inverter input voltage (system voltage VH).
- an AC voltage command corresponding to the voltage command vector V2 is generated by a control calculation by the overmodulation PWM control unit 201 (FIG. 8).
- voltage command vector V2 corresponds to voltage command values Vd # and Vq # after the amplitude correction processing is performed by voltage amplitude correction unit 270 of FIG.
- the voltage command deviation ⁇ Vr corresponds to a difference between a value indicating the magnitude of the voltage command vector V1 (hereinafter referred to as Vr_VPH) and a value indicating the magnitude of the voltage command vector V2 (hereinafter referred to as Vr).
- Voltage command deviation ⁇ Vr is expressed according to the following equation (8).
- ⁇ Vr ( ⁇ Vd 2 + ⁇ Vq 2 ) 1/2 (8) That is, the voltage command deviation ⁇ Vr represents the magnitude of the combined vector of the d-axis voltage deviation ⁇ Vd and the q-axis voltage deviation ⁇ Vq.
- the modulation factor calculation unit 340 calculates the magnitude Vr of the voltage command vector V2 according to the following equation (9) when the rectangular wave voltage control is executed.
- Vr Vr_VPH ⁇ Vr (9)
- Vr_VPH is a fixed value.
- the modulation factor calculation unit 340 calculates the modulation factor MD (temporary modulation factor) when the control mode is switched from the rectangular wave voltage control to the PWM control according to the following equation (10) when the rectangular wave voltage control is executed. To do.
- the mode switching determination unit 360 determines whether the modulation factor MD calculated according to the equation (7) is equal to or greater than a predetermined reference value MD1 when executing the PWM control. When modulation factor MD is equal to or greater than reference value MD1, mode switching determination unit 360 determines that switching from PWM control to rectangular wave voltage control is necessary. The determination result is sent to modulation factor calculation section 340 and mode selection section 380. As a result, the modulation factor calculation unit 340 switches the equation used to calculate the modulation factor MD from Equation (7) to Equation (10) and Equation (11).
- the mode switching determination unit 360 determines whether the modulation factor MD calculated according to the equations (10) and (11) is equal to or less than a predetermined reference value MD2 when the rectangular wave voltage control is executed.
- the reference value MD2 is a value smaller than the reference value MD1.
- mode switching determination unit 360 determines that switching from PWM control to rectangular wave voltage control is necessary.
- the determination result is sent to the modulation factor calculation unit 340 and the mode selection unit 380. Thereby, the modulation factor calculation unit 340 switches the equation used to calculate the modulation factor MD from the equation (10) and the equation (11) to the equation (7).
- the mode switching determination unit 360 determines whether to apply sine wave PWM control or overmodulation PWM control when executing the PWM control mode. This determination can be performed by comparing the modulation factor MD with a predetermined threshold (for example, 0.61 which is the theoretical maximum value of the modulation factor suitable for sinusoidal PWM control). The determination result is sent to the modulation factor calculation unit 340 and the mode selection unit 380.
- a predetermined threshold for example, 0.61 which is the theoretical maximum value of the modulation factor suitable for sinusoidal PWM control.
- the mode selection unit 380 selects the control mode of the inverter from the rectangular wave voltage control mode, the overmodulation PWM control mode, and the sine wave PWM control mode based on the determination result by the mode switching determination unit 360.
- control stability when the control mode is switched between the rectangular wave voltage control and the overmodulation PWM control, the following problems relating to control stability may occur.
- FIG. 10 is a diagram for explaining the change in the AC voltage command when the control mode is switched from the rectangular wave voltage control to the overmodulation PWM control.
- phase ⁇ v of voltage command vector V1 is controlled based on torque deviation ⁇ Tq (see FIG. 8). Note that the voltage command vector V1 shown in FIG. 10 corresponds to the final value of the AC voltage command by the rectangular wave voltage control when switching from the rectangular wave voltage control to the overmodulation PWM control.
- FIG. 11 is a diagram illustrating a current command and a motor current value when the control mode is switched from the rectangular wave voltage control to the overmodulation PWM control.
- a curve B1 on the dq axis plane represents a current command (Idcom, Iqcom) corresponding to a certain torque command value.
- a curve B2 on the dq axis plane represents a motor current value when the torque indicated by the curve B1 is generated from the AC motor M1.
- the dq axis plane is divided into a rectangular wave voltage control region and a PWM control region by the curve B1.
- a region where the current phase is behind the current vector (reference current vector) corresponding to the curve B1 is the PWM control region.
- a region where the current phase is advanced with respect to the current vector is a rectangular wave voltage control region.
- the point P1 on the curve B1 represents a current command value determined by the torque command value. That is, the point P1 represents the current command value when the PWM control is executed.
- a point P2 on the curve B2 represents the current value output from the inverter 14 in accordance with the final value of the AC voltage command by the rectangular wave voltage control.
- the voltage command corresponding to the torque command value and the rectangular wave voltage Differences from the voltage command corresponding to the final value of the AC voltage command by control that is, voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq are calculated.
- the voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq can be calculated without using the voltage command values Vd # and Vq #.
- the voltage command corresponding to the torque command value corresponds to the voltage command vector V2 in FIG.
- the voltage command corresponding to the final value of the AC voltage command by the rectangular wave voltage control corresponds to the voltage command vector V1 in FIG.
- Modulation factor calculation unit 340 calculates voltage command deviation ⁇ Vr, which is a change in the magnitude of the voltage command vector, based on voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq and equation (8). Since the magnitude (Vr_VPH) of the voltage command vector V1 is a fixed value, the magnitude Vr of the voltage command vector V2 can be calculated based on Vr_VPH and ⁇ Vr.
- the modulation factor calculation unit 340 calculates the modulation factor MD according to the equation (10). Equation (10) indicates that the modulation factor MD is proportional to the magnitude (Vr) of the voltage command vector V2. Since the magnitude (Vr_VPH) and the modulation factor of the voltage command vector V1 at the time of executing the rectangular wave control are both fixed values, assuming that the input voltage (DC voltage VH) of the inverter 14 is constant, Vr relative to Vr_VPH By calculating the ratio, the modulation factor MD when the rectangular wave voltage control is switched to the PWM control can be calculated.
- the coefficient k represented by the equation (11) is a constant value.
- Vr_VPH is also a constant value. That is, in the present embodiment, by calculating ⁇ Vr, it is possible to calculate the modulation factor MD when the rectangular wave voltage control is switched to the PWM control.
- FIG. 12 is a flowchart for explaining an example of a control mode switching determination process.
- the current phase is used for determining switching of the control mode from the rectangular wave voltage control mode to the PWM control mode.
- the process shown in the flowchart of FIG. 12 is shown as a comparative example of the control mode switching determination process according to the present embodiment.
- step ST10 it is determined whether or not the current control mode is the PWM control mode. If it is determined that the current control mode is the PWM control mode (YES in step ST10), the modulation factor is calculated based on voltage command values Vd #, Vq # and system voltage VH according to the PWM control mode. (Step ST11). For example, the modulation factor MD is calculated by the above equation (7).
- step ST12 it is determined whether or not the modulation factor obtained in step ST11 is 0.78 or more. If it is determined that the modulation factor is greater than 0.78 (YES in step ST12), an appropriate AC voltage cannot be generated in the PWM control mode, and control is performed so that the rectangular wave voltage control mode is selected. The mode is switched (step ST15).
- step ST12 when it is determined that the modulation factor is less than 0.78 (NO in step ST12), the PWM control mode is continuously selected (step ST14).
- the absolute value of AC current phase (actual current phase) ⁇ i supplied from inverter 14 to AC motor M1 is a predetermined value. It is determined whether or not the absolute value of switching current phase ⁇ 0 is smaller (step ST13). It should be noted that switching current phase ⁇ 0 may be set to a different value during powering and regeneration of AC electric motor M1.
- step ST13 When it is determined that the absolute value of actual current phase ⁇ i is smaller than the absolute value of switching current phase ⁇ 0 (YES in step ST13), the control mode is switched from the rectangular wave voltage control mode to PWM control. Therefore, the PWM control mode is selected (step ST14).
- step ST13 When it is determined that the absolute value of actual current phase ⁇ i is equal to or greater than the absolute value of switching current phase ⁇ 0 (NO in step ST13), the control mode is maintained in the rectangular wave voltage control mode (step ST15).
- step ST14 it is determined whether to apply the sine wave PWM control or the overmodulation PWM control (step ST16). This determination can be performed by comparing the modulation factor MD with a predetermined threshold (for example, 0.61 which is the theoretical maximum value of the modulation factor suitable for sinusoidal PWM control).
- a predetermined threshold for example, 0.61 which is the theoretical maximum value of the modulation factor suitable for sinusoidal PWM control.
- Sine wave PWM control is applied when the modulation factor is below the threshold.
- PWM control in which the amplitude of the AC voltage command 264 (sine wave component) is equal to or lower than the amplitude of the carrier wave 262 can be realized.
- overmodulation PWM control is applied when the modulation rate is greater than the above threshold. In this case, the amplitude of the AC voltage command 264 (sine wave component) is larger than the amplitude of the carrier wave 262.
- the modulation factor is used when determining the transition from the PWM control mode to the rectangular wave voltage control mode, while when determining the transition from the rectangular wave voltage control mode to the PWM control mode.
- the current phase ⁇ i is used.
- FIG. 13 is a flowchart for explaining control mode switching determination processing according to the present embodiment.
- the control mode switching determination process according to the present embodiment is performed in such a manner that step ST20 and step ST23 are executed instead of step ST12 and step ST13. 12 is different from the process shown in FIG. 12 in that the processes of steps ST21 and ST22 are added. Note that the processing of the other steps shown in FIG. 13 is the same as the processing of the corresponding steps shown in FIG. Therefore, the processing of steps ST20 to ST23 will be mainly described below. Note that the process shown in FIG. 13 is executed by the control device 30 at regular intervals, for example.
- step ST10 the control device 30 determines whether or not the current control mode is the PWM control mode.
- control device 30 (modulation factor calculation unit 340) determines voltage command values Vd # and Vq # according to the PWM control mode and system voltage. Based on VH, the modulation factor is calculated by the above equation (7) (step ST11).
- control device 30 determines whether or not modulation factor MD obtained in step ST11 is greater than or equal to reference value MD1.
- control device 30 determines whether or not modulation factor MD obtained in step ST11 is greater than or equal to reference value MD1.
- control device 30 determines whether or not modulation factor MD obtained in step ST11 is greater than or equal to reference value MD1.
- step ST11 when it is determined that the modulation factor MD obtained in step ST11 is less than the reference value MD1 (NO in step ST20), the PWM control mode is continuously selected (step ST14).
- control device 30 uses current deviations ⁇ Id and ⁇ Iq calculated by PWM control unit 200.
- the voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq are calculated (step ST21).
- the voltage deviation calculation unit 320 calculates the voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq by substituting the current deviations ⁇ Id and ⁇ Iq into the equations (5) and (6).
- control device 30 calculates modulation factor MD based on voltage deviations ⁇ Vd and ⁇ Vq calculated in step ST21 and voltage command vector V1 (step ST22).
- the modulation factor calculator 340 calculates the modulation factor MD according to the above equations (8) to (10).
- control device 30 determines whether or not modulation factor MD calculated in step ST22 is equal to or smaller than reference value MD2 (step ST23).
- control device 30 determines that switching from the rectangular wave voltage control mode to PWM control is necessary. . Therefore, the PWM control mode is selected (step ST14).
- the control device 30 determines that switching from the rectangular wave voltage control mode to the PWM control is unnecessary. Therefore, the control mode is maintained at the rectangular wave voltage control mode (step ST15).
- control device 30 determines whether to apply the sine wave PWM control or the overmodulation PWM control (step ST16).
- Control device 30 applies either sine wave PWM control or overmodulation PWM control by comparing modulation factor MD with maximum modulation factor (0.61) in sine wave PWM control mode. Judge whether to do.
- the modulation factor MD when the rectangular wave voltage control is switched to the PWM control. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to easily calculate the modulation factor MD when the rectangular wave voltage control is switched to the PWM control. Since the modulation factor MD can be easily calculated, the necessity of switching the control mode from the rectangular wave voltage control to the PWM control can be determined based only on the modulation factor MD. Thereby, it is possible to easily execute the necessity of switching the control mode from the rectangular wave voltage control to the PWM control.
- control mode can be switched between the PWM control mode and the rectangular wave voltage control mode based only on the modulation rate. As a result, it is possible to avoid complication of determining whether control mode switching is necessary.
- the reference value MD2 may be equal to the reference value MD1. However, it is preferable to make the reference value MD2 smaller than the reference value MD1. Hysteresis related to switching of the control mode can be set by making the reference value MD2 smaller than the reference value MD1. Thereby, it is possible to prevent hunting from occurring when the control mode is switched. By preventing hunting, the control mode can be switched quickly. According to the present embodiment, since the hysteresis can be easily set, the control mode can be quickly switched.
- the current deviation between the current command according to the torque command and the motor current value (actual current value) corresponding to the final value of the AC voltage command by rectangular wave voltage control. are used to calculate the modulation factor.
- the modulation factor is less than the reference value MD2
- the current deviation is used to generate a voltage command when executing PWM control. Specifically, when executing the PWM control, the AC voltage command is generated so that the current deviation becomes zero.
- the AC voltage command is generated so that the current deviation becomes zero.
- FIG. 14 is a block diagram illustrating an example of an electric vehicle to which the motor drive control system illustrated in FIG. 1 is applied.
- hybrid vehicle 1000 includes an engine 150, a first MG (Motor Generator) 110, a second MG 120, a power split mechanism 130, a speed reducer 140, a control device 30, and a DC voltage.
- Generation unit 10 #, inverter unit 170, and drive wheel 160 are provided.
- Engine 150, first MG 110 and second MG 120 are coupled to power split mechanism 130.
- Hybrid vehicle 1000 travels by driving force from at least one of engine 150 and second MG 120.
- the power generated by the engine 150 is divided into two paths by the power split mechanism 130. That is, one is a path transmitted to the drive wheel 160 via the speed reducer 140, and the other is a path transmitted to the first MG 110.
- Both the first MG 110 and the second MG 120 are the above-described motor generators, that is, AC motors.
- AC electric motor M1 shown in FIG. 1 is applicable to both first MG 110 and second MG 120.
- Inverter unit 170 includes two inverters (corresponding to inverter 14 shown in FIG. 1) for driving and controlling first MG 110 and second MG 120, respectively.
- First MG 110 generates power using the power of engine 150 divided by power split mechanism 130. For example, when the value indicating the state of charge of DC power supply B (hereinafter also referred to as “SOC (State Of Charge)”) becomes lower than a predetermined value, engine 150 is started and power is generated by first MG 110. The electric power generated by first MG 110 is converted from AC to DC by inverter unit 170, and the voltage is adjusted by converter 12 and stored in DC power supply B. Further, first MG 110 starts engine 150 using the electric power stored in DC power supply B.
- SOC State Of Charge
- Second MG 120 generates driving force using at least one of the electric power stored in DC power supply B and the electric power generated by first MG 110. Then, the driving force of second MG 120 is transmitted to driving wheel 160 via reduction gear 140. As a result, second MG 120 assists engine 150 or causes the vehicle to travel with the driving force from second MG 120.
- drive wheel 160 is shown as a front wheel, but second MG 120 may drive the rear wheel instead of the front wheel or together with the front wheel.
- the second MG 120 When the hybrid vehicle 1000 is braked, the second MG 120 is driven by the drive wheel 160 via the speed reducer 140, and the second MG 120 operates as a generator. Thus, second MG 120 operates as a regenerative brake that converts braking energy into electric power. The electric power generated by the second MG 120 is stored in the direct current power source B.
- the power split mechanism 130 includes a planetary gear including a sun gear, a pinion gear, a carrier, and a ring gear.
- the pinion gear engages with the sun gear and the ring gear.
- the carrier supports the pinion gear so as to be able to rotate and is coupled to the crankshaft of the engine 150.
- the sun gear is connected to the rotation shaft of first MG 110.
- the ring gear is connected to the rotation shaft of second MG 120 and speed reducer 140.
- Engine 150, first MG 110, and second MG 120 are connected via power split mechanism 130 that is a planetary gear, so that the rotational speeds of engine 150, first MG 110, and second MG 120 are connected in a straight line in the collinear diagram. Become a relationship.
- Control device 30 controls engine 150, DC voltage generator 10 #, and inverter unit 170. As control device 30 controls inverter unit 170, first MG 110 and second MG 120 are controlled.
- a hybrid vehicle is shown as an example of an electric vehicle.
- the present invention can be applied to an automobile that generates vehicle driving force by electric energy, such as an electric car or a fuel cell car.
- electric energy such as an electric car or a fuel cell car.
- These electric vehicles are equipped with electric motors that generate torque for driving the drive wheels.
- An AC motor can be adopted as the motor. Therefore, the present invention is applicable to the above-described electric vehicle.
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Abstract
交流電動機(M1)、インバータ(14)および制御装置(30)は電動車両に搭載される。制御装置(30)は、電圧偏差演算部(320)と、変調率演算部(340)と、モード切換判定部(360)とを含む。電圧偏差演算部(320)は、交流電動機の電圧方程式に電流偏差を代入することにより、矩形波電圧制御の実行時における第1の電圧指令と、パルス幅変調制御の実行時における第2の電圧指令との電圧偏差を演算する。変調率演算部(340)は、第1の電圧指令および電圧偏差に基づいて、変調率を演算する。モード切換判定部(360)は、その変調率に基づいて、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への交流電動機(M1)の制御モードの切換要否を判定する。
Description
本発明は、交流電動機の制御装置および車両に関し、特に、変調率に基づいて交流電動機の制御モードを切換える交流電動機の制御装置、および、その制御装置と交流電動機とを搭載する電動車両に関する。
直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは駆動回路によりスイッチング制御される。インバータの制御としては、たとえばPWM(Pulse Width Modulation)制御および矩形波電圧制御(矩形波制御とも呼ばれる)などがある。
たとえば特開2007-306699号公報(特許文献1)は、PWM制御と矩形波制御とを切換え可能なモータ駆動システムを開示する。このモータ駆動システムは、以下に説明する制御を実行する制御回路を備える。制御回路は、矩形波制御に切り換わる前のd軸電流が指令値よりも小さいときに、d軸電流が対応する指令値に近づくように、制御電圧ベクトルの位相を補正する。制御回路は、その補正した制御電圧ベクトルの位相に基づいて矩形波制御を実行する。制御回路は、変調率が所定値より大きいときに、インバータの制御モードをPWM制御から矩形波制御に切換える。一方、制御回路は、変調率がその所定値以下であり、かつq軸電流が対応する指令値に達した場合に、インバータの制御モードを矩形波制御からPWM制御に切換える。
特開2007-306699号公報
特開2007-30669号公報(特許文献1)によれば、PWM制御から矩形波制御への切換の要否は変調率のみに基づいて判定されるのに対し、矩形波制御からPWM制御への切換の要否は変調率とq軸電流とに基づいて判定される。したがって、制御モードの切換要否を判定するための処理が複雑化する可能性がある。
本発明の目的は、インバータの制御の切換に関する要否判定が複雑化することを回避可能な交流電動機の制御装置、および、その制御装置と交流電動機とを搭載する電動車両を提供することである。
本発明は要約すれば、交流電動機の制御装置である。交流電動機に印加される印加電圧は、直流電圧を印加電圧に変換するインバータによって制御される。制御装置は、電流検出器と、パルス幅変調制御部と、矩形波電圧制御部と、電圧偏差演算部と、変調率演算部と、モード切換判定部とを備える。電流検出器は、インバータと交流電動機との間に流れるモータ電流を検出する。パルス幅変調制御部は、電流検出器により検出されたモータ電流と、交流電動機の動作指令に対応する電流指令との電流偏差に基づいて、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令を生成する。パルス幅変調制御部は、交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生する。矩形波電圧制御部は、電流検出器により検出されたモータ電流と、交流電動機の動作指令とに基づいて、印加電圧が動作指令に応じた位相を有する矩形波電圧となるように印加電圧を制御する矩形波電圧制御によって、インバータの制御指令を発生する。電圧偏差演算部は、交流電動機の電圧方程式に電流偏差を代入する演算を実行することにより、矩形波電圧制御の実行時における交流電圧指令に対応する第1の電圧指令と、パルス幅変調制御の実行時における交流電圧指令に対応する第2の電圧指令との電圧偏差を演算する。変調率演算部は、第1の電圧指令および電圧偏差に基づいて、直流電圧の値に対する印加電圧の実効値の比として定義される変調率を表す第1の制御値を演算する。モード切換判定部は、矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御の実行時に、第1の制御値に基づいて、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への交流電動機の制御モードの切換要否を判定する。
好ましくは、電流偏差は、d軸電流偏差およびq軸電流偏差を含む。電圧偏差演算部は、d軸電流偏差およびq軸電流偏差を電圧方程式に代入する演算を実行することにより、d軸電圧偏差およびq軸電圧偏差を含む電圧偏差を演算する。変調率演算部は、第1の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第1の値から、d軸電圧偏差およびq軸電圧偏差の合成ベクトルの大きさを表わす補正値を減算することにより、第2の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第2の値を演算する。変調率演算部は、第1の値に対する第2の値の比率および矩形波電圧制御の実行時における変調率の値に基づいて、第1の制御値を演算する。
好ましくは、変調率演算部は、第2の電圧指令および、直流電圧の値に基づいて、パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御の実行時における変調率を表わす第2の制御値を演算する。モード切換判定部は、第2の制御値に基づいて、パルス幅変調制御から矩形波電圧制御への制御モードの切換の要否を判定する。
好ましくは、モード切換判定部は、第1の制御値が第1の基準値よりも小さい場合に、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への切換が必要であると判定する。モード切換判定部は、第2の制御値が第2の基準値よりも大きい場合に、パルス幅変調制御から矩形波電圧制御への切換が必要であると判定する。第1の基準値は、第2の基準値よりも小さい。
好ましくは、パルス幅変調制御部は、電流偏差が0に近づくように、第2の電圧指令を生成する。
好ましくは、パルス幅変調制御部は、第1の制御部と、第2の制御部とを含む。第1の制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従って、電流偏差に応じて、制御指令を発生する。第2の制御部は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、電流偏差に応じて制御指令を発生する。
本発明の他の局面に従うと、電動車両であって、交流電動機と、インバータと、制御装置とを備える。インバータは、直流電圧を、交流電動機に印加される印加電圧に変換するとともに、印加電圧を制御する。制御装置は、インバータを制御する。制御装置は、電流検出器と、パルス幅変調制御部と、矩形波電圧制御部と、電圧偏差演算部と、変調率演算部と、モード切換判定部とを含む。電流検出器は、インバータと交流電動機との間に流れるモータ電流を検出する。パルス幅変調制御部は、電流検出器により検出されたモータ電流と、交流電動機の動作指令に対応する電流指令との電流偏差に基づいて、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令を生成する。パルス幅変調制御部は、交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生する。矩形波電圧制御部は、電流検出器により検出されたモータ電流と、交流電動機の動作指令とに基づいて、印加電圧が動作指令に応じた位相を有する矩形波電圧となるように印加電圧を制御する矩形波電圧制御によって、インバータの制御指令を発生する。電圧偏差演算部は、交流電動機の電圧方程式に電流偏差を代入する演算を実行することにより、矩形波電圧制御の実行時における交流電圧指令に対応する第1の電圧指令と、パルス幅変調制御の実行時における交流電圧指令に対応する第2の電圧指令との電圧偏差を演算する。変調率演算部は、第1の電圧指令および電圧偏差に基づいて、直流電圧の値に対する印加電圧の実効値の比として定義される変調率を表す第1の制御値を演算する。モード切換判定部は、矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御の実行時に、第1の制御値に基づいて、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への交流電動機の制御モードの切換要否を判定する。
好ましくは、電流偏差は、d軸電流偏差およびq軸電流偏差を含む。電圧偏差演算部は、d軸電流偏差およびq軸電流偏差を電圧方程式に代入する演算を実行することにより、d軸電圧偏差およびq軸電圧偏差を含む電圧偏差を演算する。変調率演算部は、第1の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第1の値から、d軸電圧偏差およびq軸電圧偏差の合成ベクトルの大きさを表わす補正値を減算することにより、第2の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第2の値を演算する。変調率演算部は、第1の値に対する第2の値の比率および矩形波電圧制御の実行時における変調率の値に基づいて、第1の制御値を演算する。
好ましくは、変調率演算部は、第2の電圧指令および、直流電圧の値に基づいて、パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御の実行時における変調率を表わす第2の制御値を演算する。モード切換判定部は、第2の制御値に基づいて、パルス幅変調制御から矩形波電圧制御への制御モードの切換の要否を判定する。
好ましくは、モード切換判定部は、第1の制御値が第1の基準値よりも小さい場合に、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への切換が必要であると判定する。モード切換判定部は、第2の制御値が第2の基準値よりも大きい場合に、パルス幅変調制御から矩形波電圧制御への切換が必要であると判定する。第1の基準値は、第2の基準値よりも小さい。
好ましくは、パルス幅変調制御部は、電流偏差が0に近づくように、第2の電圧指令を生成する。
好ましくは、パルス幅変調制御部は、第1の制御部と、第2の制御部とを有する。第1の制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従って、電流偏差に応じて、制御指令を発生する。第2の制御部は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、電流偏差に応じて制御指令を発生する。
本発明によれば、インバータの制御の切換に関する要否判定が複雑化することを回避できる。
5 アース線、6,7 電力線、10♯ 直流電圧発生部、10,13 電圧センサ、11,24 電流センサ、12 コンバータ、14 インバータ、15 U相アーム、16 V相アーム、17 W相アーム、25 回転角センサ、30 制御装置、100 モータ駆動制御システム、110 第1MG、120 第2MG、130 動力分割機構、140 減速機、150 エンジン、160 駆動輪、170 インバータユニット、200 正弦波PWM制御部、201 過変調PWM制御部、210 電流指令生成部、220,250 座標変換部、230 電流フィルタ、240 電圧指令生成部、260 PWM変調部、262 搬送波、264 交流電圧指令、270 電圧振幅補正部、280 PWM制御部、320 電圧偏差演算部、340 変調率演算部、360 モード切換判定部、380 モード選択部、400 矩形波電圧制御部、410 電力演算部、420 トルク演算部、430 PI演算部、440 矩形波発生器、450 信号発生部、1000 ハイブリッド車両、A1 低回転数域、A2 中回転数域、A3 高回転数域、B 直流電源、B1,B2 曲線、C0,C1 平滑コンデンサ、D1~D8 逆並列ダイオード、L1 リアクトル、M1 交流電動機、P1,P2 点、Q1~Q8 電力用半導体スイッチング素子、S1~S8 スイッチング制御信号、SR1,SR2 システムリレー、V1,V2 電圧指令ベクトル。
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。
(電動機制御の全体構成)
図1は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
図1は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。
図1を参照して、モータ駆動制御システム100は、直流電圧発生部10♯と、平滑コンデンサC0と、インバータ14と、交流電動機M1と、電流センサ24と、制御装置30とを備える。本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置は、少なくとも電流センサ24と、制御装置30とを含む。
交流電動機M1は、たとえば、電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。なお、「電動車両」とは、ハイブリッド自動車、電気自動車あるいは燃料電池車等、電気エネルギーによって車両駆動力を発生する自動車を指すものとする。
交流電動機M1は、エンジンにより駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。また、交流電動機M1は電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機M1は、エンジンに対して電動機として動作する(たとえば、エンジンを始動する)ものとしてハイブリッド自動車に搭載されてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機(モータジェネレータ)を含むものである。
直流電圧発生部10♯は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、平滑コンデンサC1と、コンバータ12とを含む。
直流電源Bは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Bが出力する直流電圧Vbおよび直流電源Bに入出力される直流電流Ibは、電圧センサ10および電流センサ11によってそれぞれ検出される。
システムリレーSR1は、直流電源Bの正極端子および電力線6の間に接続される。システムリレーSR2は、直流電源Bの負極端子およびアース線5の間に接続される。システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。
コンバータ12は、リアクトルL1と、電力用半導体スイッチング素子Q1,Q2と、逆並列ダイオードD1,D2とを含む。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2は、電力線7およびアース線5の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Q1のオンおよびオフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S1によって制御される。電力用半導体スイッチング素子Q2のオンおよびオフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S2によって制御される。
この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子(以下、単に「スイッチング素子」と称する)としては、たとえばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、あるいは電力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ、あるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Q1,Q2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2がそれぞれ配置される。リアクトルL1は、スイッチング素子Q1およびQ2の接続ノードと電力線6との間に接続される。また、平滑コンデンサC0は、電力線7およびアース線5の間に接続される。
インバータ14は、電力線7およびアース線5の間に並列に設けられる、U相アーム15と、V相アーム16と、W相アーム17とを含む。各アームは、電力線7およびアース線5の間に直列接続された2つのスイッチング素子により構成される。たとえば、U相アーム15は、スイッチング素子Q3,Q4により構成され、V相アーム16は、スイッチング素子Q5,Q6により構成され、W相アーム17は、スイッチング素子Q7,Q8により構成される。さらに、スイッチング素子Q3~Q8に対して、逆並列ダイオードD3~D8がそれぞれ接続される。スイッチング素子Q3~Q8のオンおよびオフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S3~S8によって制御される。
代表的には、交流電動機M1は、3相の永久磁石型同期電動機であり、U相コイル、V相コイルおよびW相コイルの一端が中性点に共通接続された構成を有する。各相コイルの他端は、対応するアームに含まれる2つのスイッチング素子の接続ノードに接続される。
コンバータ12は、昇圧動作および降圧動作を可能に構成される。コンバータ12は、昇圧動作時には、直流電源Bから供給された直流電圧Vbを昇圧することにより、直流電圧VHをインバータ14へ供給する。具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のオン期間およびスイッチング素子のQ2のオン期間(または、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間)が交互に設けられる。昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Q1およびQ2をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、VHをVbに等しくする(昇圧比を1.0とする)こともできる。なお、以下では、インバータ14への入力電圧に相当する直流電圧VHを「システム電圧」とも称する。
コンバータ12は、降圧動作時には、インバータ14から平滑コンデンサC0を介して供給された直流電圧VH(システム電圧)を降圧して、直流電源Bを充電する。具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のみがオンする期間と、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間(または、スイッチング素子のQ2のオン期間)とが交互に設けられる。降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。
平滑コンデンサC0は、コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ14へ供給する。電圧センサ13は、平滑コンデンサC0の両端の電圧、すなわちシステム電圧VHを検出して、その検出値を制御装置30へ出力する。
交流電動機M1のトルク指令値が正(Trqcom>0)の場合には、インバータ14は平滑コンデンサC0から供給される直流電圧VHを交流電圧に変換する。インバータ14は、その交流電圧を交流電動機M1に印加することにより、正のトルクが出力されるように交流電動機M1を駆動する。
交流電動機M1のトルク指令値が0の場合(Trqcom=0)には、インバータ14は平滑コンデンサC0から供給される直流電圧VHを交流電圧に変換する。インバータ14は、その交流電圧を交流電動機M1に印加することにより、トルクが0となるように交流電動機M1を駆動する。
スイッチング素子Q3~Q8は、制御装置30からのスイッチング制御信号S3~S8に応答してスイッチング動作を実行する。これにより、トルク指令値Trqcomによって指定された正(または0)のトルクを交流電動機M1から出力させるための交流電圧が交流電動機に印加される。
さらに、モータ駆動制御システム100が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機M1のトルク指令値Trqcomは負に設定される(Trqcom<0)。この場合には、インバータ14は、スイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング動作により交流電動機M1が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。インバータ14は、その変換した直流電圧(システム電圧)を、平滑コンデンサC0を介してコンバータ12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーがブレーキペダルを操作したことにより実行される、回生発電を伴う制動や、ブレーキペダルが操作されないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることによって、回生発電をさせながら車両を減速(または加速の中止)させることを含む。
電流センサ24は、インバータ14と交流電動機M1との間に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置30へ出力する。三相電流iu,iv,iwの瞬時値の和は0である。よって図1に示すように、電流センサ24は2相分のモータ電流(たとえば、V相電流ivおよびW相電流iw)を検出するように配置すれば足りる。
回転角センサ25は、交流電動機M1のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置30へ送出する。回転角センサ25は、たとえばレゾルバにより構成される。制御装置30は、検出された回転角θに基づき交流電動機M1の回転数(回転速度)および角速度ω(rad/s)を算出できる。なお、回転角センサ25については、制御装置30がモータ電圧あるいはモータ電流から回転角θを直接演算することによって、配置を省略してもよい。
制御装置30は、電子制御ユニット(ECU)により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないCPU(Central Processing Unit)で実行することによるソフトウェア処理、および/または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム100の動作を制御する。
代表的な機能として、制御装置30は、後述する制御方式により交流電動機M1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように、コンバータ12およびインバータ14を制御する。すなわち、制御装置30は、コンバータ12およびインバータ14を上記のように制御するためのスイッチング制御信号S1~S8を生成して、コンバータ12およびインバータ14へ出力する。制御装置30は、スイッチング制御信号S1~S8を生成するために、トルク指令値Trqcom、電圧センサ10によって検出された直流電圧Vb、電流センサ11によって検出された直流電流Ib、電圧センサ13によって検出されたシステム電圧VHおよび電流センサ24によって検出されたモータ電流iv,iw、回転角センサ25によって検出された回転角θ等を受ける。
コンバータ12の昇圧動作時には、制御装置30は、システム電圧VHが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成する。この場合、制御装置30は、電圧センサ13の検出値に基づくフィードバック制御を実行する。
制御装置30は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部ECU(図示せず)から受けたときには、交流電動機M1で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号S3~S8を生成してインバータ14へ出力する。これにより、インバータ14は、交流電動機M1で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ12へ供給する。さらに、制御装置30は、インバータ14から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成してコンバータ12へ出力する。コンバータ12は、スイッチング制御信号S1,S2に応じて、インバータ14からの直流電圧を降圧する。これにより交流電動機M1によって生成された電力は直流電源Bに供給される。
(制御モードの説明)
図2は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム100が有する、交流電動機M1の制御モードを概略的に説明する図である。
図2は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム100が有する、交流電動機M1の制御モードを概略的に説明する図である。
図2を参照して、モータ駆動制御システム100は、交流電動機M1の制御(インバータ14による電力変換)のために、3つの制御モード(方式)を有する。3つの制御モードは、正弦波PWM制御、過変調PWM制御、および矩形波電圧制御である。
正弦波PWM制御は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相に含まれる上アーム素子および下アーム素子を、正弦波状の電圧指令と搬送波(代表的には三角波)との電圧比較に従ってオンオフ制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内では、その基本波成分が正弦波となるように、デューティが制御される。周知のように、正弦波PWM制御では、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される。よって、交流電動機M1への印加電圧(以下、単に「モータ印加電圧」とも称する)の基本波成分を、インバータの直流リンク電圧の約0.61倍程度までしか高めることができない。
なお、本明細書では、インバータ14の直流リンク電圧(すなわち、システム電圧VH)に対するモータ印加電圧(線間電圧)の基本波成分(実効値)の比を「変調率」と称することとする。
正弦波PWM制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機M1に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に3n次高調波成分(n:自然数、代表的には、n=1の3次高調波)を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波波分によって、電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるものの、各相に重畳された3n次高調波成分は線間では打ち消される。これにより線間電圧の波形を正弦波に維持することができる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波PWM制御に含めるものとする。
矩形波電圧制御では、矩形波の1パルスに対応する電圧が交流電動機に印加される。この矩形波では、上記一定期間内におけるハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1になる。これにより、変調率は0.78まで高められる。
過変調PWM制御は、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で、上記正弦波PWM制御と同様のPWM制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること(振幅補正)によって基本波成分を高めることができるので、変調率を正弦波PWM制御モードでの最高変調率(上記した約0.61)から0.78の範囲まで高めることができる。過変調PWM制御では、電圧指令(正弦波成分)の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機M1に印加される線間電圧は、正弦波が歪んだ電圧となる。
交流電動機M1では、回転数あるいは出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧(モータ必要電圧)が高くなる。コンバータ12による昇圧電圧すなわちシステム電圧VHは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ12による昇圧電圧すなわちシステム電圧VHには、限界値(VH最大電圧)が存在する。
したがって、交流電動機M1の動作状態に応じて、正弦波PWM制御、過変調PWM制御、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、以下では正弦波PWM制御および過変調PWM制御を包括的に「PWM制御モード」と呼ぶこともある。
正弦波PWM制御または過変調PWM制御では、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧(交流)の振幅および位相が制御される。これによりトルク制御が実行される。これに対し、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定される。このため、矩形波電圧制御では、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づいて矩形波電圧パルスの位相が制御されることにより、トルク制御が実行される。
図3には、交流電動機M1の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図3を参照して、概略的には、低回転数域A1ではトルク変動を小さくするために正弦波PWM制御が適用され、中回転数域A2では過変調PWM制御が適用され、高回転数域A3では矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調PWM制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機M1の出力向上が実現される。
図3を参照して、概略的には、低回転数域A1ではトルク変動を小さくするために正弦波PWM制御が適用され、中回転数域A2では過変調PWM制御が適用され、高回転数域A3では矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調PWM制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機M1の出力向上が実現される。
(制御装置の構成)
図4は、図1に示した制御装置30の制御構成を示す機能ブロック図である。図4を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置30による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。
図4は、図1に示した制御装置30の制御構成を示す機能ブロック図である。図4を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置30による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。
図4を参照して、制御装置30は、PWM制御部280と、矩形波電圧制御部400と、電圧偏差演算部320と、変調率演算部340と、モード切換判定部360と、モード選択部380とを含む。PWM制御部280は、正弦波PWM制御部200と、過変調PWM制御部201とを含む。
正弦波PWM制御部200は、トルク指令値Trqcomと、電流センサ24によって検出されたモータ電流ivおよびiwと、回転角センサ25により検出された回転角θとを受けて、交流電動機M1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように、インバータ14のスイッチング制御信号S3~S8を生成する。具体的には、正弦波PWM制御部200は、トルク指令値Trqcomと、モータ電流ivおよびiwと、回転角θとに基づいて、トルク指令値Trqcomに対応する電流指令値と、検出されたモータ電流との偏差である電流偏差ΔId,ΔIqを演算する。正弦波PWM制御部200は、その電流偏差ΔId,ΔIqに基づいて、モータ印加電圧の指令値である電圧指令値Vd#,Vq#を演算する。正弦波PWM制御部200は、電圧指令値Vd#,Vq#に基づいて、スイッチング制御信号S3~S8を生成する。なお、正弦波PWM制御部200は、電流偏差ΔId,ΔIqを電圧偏差演算部320に出力するとともに、電圧指令値Vd#,Vq#を変調率演算部340に出力する。
過変調PWM制御部201は、トルク指令値Trqcomと、電流センサ24によって検出されたモータ電流ivおよびiwと、回転角センサ25により検出された回転角θとを受けて、インバータ14を駆動するためのスイッチング制御信号S3~S8を生成する。過変調PWM制御部201は、正弦波PWM制御部200による演算と同様の演算を実行することによって、電流偏差ΔId,ΔIqおよび電圧指令値Vd#,Vq#を演算するとともに、スイッチング制御信号S3~S8を生成する。過変調PWM制御部201は、電流偏差ΔId,ΔIqを電圧偏差演算部320に出力するとともに、電圧指令値Vd#,Vq#を変調率演算部340に出力する。
矩形波電圧制御部400は、トルク指令値Trqcomと、電流センサ24によって検出されたモータ電流ivおよびiwと、回転角センサ25により検出された回転角θとを受ける。矩形波電圧制御部400は、検出された各相のモータ電流と交流電動機M1の各相への印加電圧とに基づいてトルク推定値を演算する。矩形波電圧制御部400は、このトルク推定値とトルク指令値Trqcomとの偏差よりインバータ14に印加する電圧位相を設定するとともに、この電圧位相に基づいてスイッチング制御信号S3~S8を生成する。
電圧偏差演算部320は、PWM制御部280(正弦波PWM制御部200または過変調PWM制御部201)から受ける電流偏差ΔId,ΔIqに基づいて、電圧偏差ΔVd,ΔVqを演算する。電圧偏差ΔVd,ΔVqは、あるトルク指令値Trqcomに対応する電圧指令(PWM制御の実行時の電圧指令)に対する、矩形波電圧制御の実行時の電圧指令の偏差を示す。
変調率演算部340は、PWM制御の実行時においては、PWM制御部200により演算された電圧指令値Vd#,Vq#、および電圧センサ13により検出された直流電圧VHに基づいて、変調率MDを演算する。変調率演算部340は、矩形波電圧制御時においては、電圧偏差演算部320により演算された電圧偏差ΔVd,ΔVqに基づいて、変調率MDを演算する。
モード切換判定部360は、変調率演算部340により演算された変調率MDに基づいて、制御モードを矩形波電圧制御からPWM制御への切換の要否、および、PWM制御から矩形波電圧制御への切換の要否を判定する。さらに、モード切換判定部360は、変調率演算部340により演算された変調率MDに基づいて、正弦波PWM制御から過変調PWM制御部への切換の要否を判定するとともに、過変調PWM制御部から正弦波PWM制御への切換要否を判定する。
モード選択部380は、モード切換判定部360による判定結果に基づいて、交流電動機M1の制御モードをPWM制御モードと矩形波電圧制御モードとの間で切換える。さらに、交流電動機M1の制御モードがPWM制御モードである場合、モード選択部380は、モード切換判定部360による判定結果に基づいて、正弦波PWM制御と過変調PWM制御部との間で制御モードを切換える。
次に、図4に示した各機能ブロックについてより詳細に説明する。図5は、図4の正弦波PWM制御部200の構成を示す機能ブロック図である。
図5を参照して、正弦波PWM制御部200は、電流指令生成部210と、座標変換部220,250と、電圧指令生成部240と、PWM変調部260とを含む。
電流指令生成部210は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機M1のトルク指令値Trqcomに応じたd軸電流指令値Idcomおよびq軸電流指令値Iqcomを生成する。
座標変換部220は、回転角センサ25によって検出される交流電動機M1の回転角θを用いた座標変換(3相から2相への変換)により、電流センサ24によって検出されたv相電流ivおよびW相電流iwに基づいて、d軸電流Idおよびq軸電流Iqを算出する。
電圧指令生成部240には、d軸電流指令値とd軸電流Idとの偏差ΔId(ΔId=Idcom-Id)およびq軸電流指令値とq軸電流Iqとの偏差ΔIq(ΔIq=Iqcom-Iq)が入力される。電圧指令生成部240は、d軸電流偏差ΔIdおよびq軸電流偏差ΔIqのそれぞれに対して所定ゲインによるPI(比例積分)演算を行なうことにより、制御偏差を求める。電圧指令生成部240は、この制御偏差に応じたd軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯を生成する。
座標変換部250は、交流電動機M1の回転角θを用いた座標変換(2相から3相への変換)によって、d軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯を、U相電圧指令Vu、V相電圧指令Vv、およびW相電圧指令Vwに変換する。
図6に示すように、PWM変調部260は、搬送波262と、交流電圧指令264(Vu,Vv,Vwを包括的に示すもの)との比較に基づき、インバータ14の各相の上下アーム素子をオンオフ制御することによって、交流電動機M1の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波262は、所定周波数の三角波あるいはのこぎり波によって構成される。なお、上述のように正弦波の交流電圧指令に対して3n次高調波を重畳させることも可能である。
インバータ制御のためのパルス幅変調において、搬送波262の振幅は、インバータ14の入力直流電圧(システム電圧VH)に相当する。ただし、パルス幅変調される交流電圧指令264の振幅について、本来の電圧指令Vu,Vv,Vwの振幅をシステム電圧VHで除算したものに変換すれば、PWM変調部260で用いる搬送波262の振幅を固定できる。
再び図5を参照して、インバータ14が、PWM制御部200によって生成されたスイッチング制御信号S3~S8に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機M1に対してトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。
d軸電流偏差ΔIdおよびq軸電流偏差ΔIqは、電圧偏差演算部320に送られる。また電圧指令生成部240により生成されたd軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯は変調率演算部340に送られる。
図7は、過変調PWM制御部201の構成を示す機能ブロック図である。
図7および図5を参照して、過変調PWM制御部201は、正弦波PWM制御部200の構成に加えて、電流フィルタ230および電圧振幅補正部270を含む。
図7および図5を参照して、過変調PWM制御部201は、正弦波PWM制御部200の構成に加えて、電流フィルタ230および電圧振幅補正部270を含む。
電流フィルタ230は、座標変換部220によって算出されたd軸電流Idおよびq軸電流Iqを、時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Id,Iqがフィルタ処理された電流Idf、Iqfに変換される。
そして、過変調PWM制御部201では、電流偏差ΔId,ΔIqは、フィルタ処理された電流Idf,Iqfを用いて算出される。すなわち、電流偏差ΔId,ΔIqは、ΔId=Idcom-IdfおよびΔIq=Iqcom-Iqfとの式に従って算出される。
電圧振幅補正部270は、電圧指令生成部240によって算出された、本来のd軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯に対して、モータ印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行する。座標変換部250および変調部260は、電圧振幅補正部270により補正された電圧指令に従って、インバータ14のスイッチング制御信号S3~S8を生成する。
d軸電流偏差ΔIdおよびq軸電流偏差ΔIqは、電圧偏差演算部320に送られる。また電圧指令生成部240により生成されたd軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯は変調率演算部340に送られる。
なお、過変調PWM制御の適用時には、電圧指令値Vd♯,Vq♯を2相-3相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧(システム電圧VH)よりも大きい状態となる。この状態は、図6(波形図)において、交流電圧指令264の振幅が搬送波262の振幅よりも大きくなった状態に相当する。この場合、インバータ14は交流電動機M1にシステム電圧VHを超えた電圧を印加できない。このため、本来の電圧指令値Vd♯,Vq♯に基づく各相電圧指令信号を用いたPWM制御では、電圧指令値Vd♯,Vq♯に対応する変調率(本来の変調率)が確保できなくなる。
このため、過変調PWM制御の適用時には、電圧指令値Vd♯,Vq♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大する補正処理が行なわれる。これにより、電圧指令値Vd♯,Vq♯による本来の変調率が確保できる。なお、電圧振幅補正部270による電圧振幅の拡大比(1よりも大きな値)は、この本来の変調率に基づいて理論的に導出できる。
このように、正弦波PWM制御部200は、電流センサ24によって検出されたモータ電流に基づくフィードバック制御を実行する。
図8は、矩形波電圧制御部400の構成を示す機能ブロック図である。
図8を参照して、矩形波電圧制御部400は、電力演算部410と、トルク演算部420と、PI演算部430と、矩形波発生器440と、信号発生部450とを含む。
図8を参照して、矩形波電圧制御部400は、電力演算部410と、トルク演算部420と、PI演算部430と、矩形波発生器440と、信号発生部450とを含む。
電力演算部410は、電流センサ24によるV相電流ivおよびW相電流iwから求められる各相電流と、各相(U相,V相、W相)電圧Vu,Vv,Vwとに基づいて、下記式(1)に従ってモータへの供給電力(モータ電力)Pmtを算出する。
Pmt=iu・Vu+iv・Vv+iw・Vw …(1)
トルク演算部420は、電力演算部410によって求められたモータ電力Pmt、および回転角センサ25によって検出される交流電動機M1の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記(2)式に従ってトルク推定値Tqを算出する。
トルク演算部420は、電力演算部410によって求められたモータ電力Pmt、および回転角センサ25によって検出される交流電動機M1の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記(2)式に従ってトルク推定値Tqを算出する。
Tq=Pmt/ω …(2)
PI演算部430は、トルク指令値Trqcomに対するトルク偏差ΔTq(ΔTq=Trqcom-Tq)を受ける。PI演算部430は、トルク偏差ΔTqに対して所定ゲインによるPI演算を実行することにより制御偏差を求める。PI演算部430は、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φvを設定する。具体的には、PI演算部430は、正トルク発生(Trqcom>0)時には、トルク不足に応じて電圧位相を進める一方で、トルク過剰に応じて電圧位相を遅らせる。PI演算部430は、負トルク発生(Trqcom<0)時には、トルク不足に応じて電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰に応じて電圧位相を進める。
PI演算部430は、トルク指令値Trqcomに対するトルク偏差ΔTq(ΔTq=Trqcom-Tq)を受ける。PI演算部430は、トルク偏差ΔTqに対して所定ゲインによるPI演算を実行することにより制御偏差を求める。PI演算部430は、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φvを設定する。具体的には、PI演算部430は、正トルク発生(Trqcom>0)時には、トルク不足に応じて電圧位相を進める一方で、トルク過剰に応じて電圧位相を遅らせる。PI演算部430は、負トルク発生(Trqcom<0)時には、トルク不足に応じて電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰に応じて電圧位相を進める。
矩形波発生器440は、PI演算部430によって設定された電圧位相φvに従って、電圧指令値(矩形波パルス)Vu,Vv,Vwを発生する。信号発生部450は、電圧指令値Vu,Vv,Vwに従ってスイッチング制御信号S3~S8を発生する。インバータ14がスイッチング制御信号S3~S8に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φvに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。
このように、矩形波電圧制御の適用時には、トルク(電力)のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、PWM制御方式では、モータ印加電圧の振幅および位相が操作量となるものの、矩形波電圧制御方式では、モータ印加電圧の操作量が位相のみとなる。このため、矩形波電圧制御の適用時には、PWM制御方式の適用時に比較して、制御応答性が低下する。
なお、電力演算部410およびトルク演算部420に代えてトルクセンサを配置してもよい。この場合には、そのトルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔTqを求めることが可能になる。
再び図4を参照して、電圧偏差演算部320は、モータ電圧方程式にd軸電流偏差ΔIdおよびq軸電流偏差ΔIqを代入する演算により電圧偏差ΔVd,ΔVqを算出する。
モータ電圧方程式は、下記式(3)および式(4)式で示される。
Vd=Ra・Id-ω・Lq・Iq …(3)
Vq=ω・Ld・Id+Ra・Iq+ω・φ …(4)
式(3)および式(4)式において、Raは電気子巻線抵抗を示し、ωは交流電動機M1の電気角速度を示し、φは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示している。式(3)および式(4)中のIdおよびIqにΔId,ΔIqをそれぞれ代入することにより、電圧偏差ΔVd,ΔVqは、以下の式(5)および式(6)に従ってそれぞれ表わされる。
Vd=Ra・Id-ω・Lq・Iq …(3)
Vq=ω・Ld・Id+Ra・Iq+ω・φ …(4)
式(3)および式(4)式において、Raは電気子巻線抵抗を示し、ωは交流電動機M1の電気角速度を示し、φは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示している。式(3)および式(4)中のIdおよびIqにΔId,ΔIqをそれぞれ代入することにより、電圧偏差ΔVd,ΔVqは、以下の式(5)および式(6)に従ってそれぞれ表わされる。
ΔVd=Ra・ΔId-ω・Lq・ΔIq …(5)
ΔVq=ω・Ld・ΔId+Ra・ΔIq+ω・φ …(6)
変調率演算部340は、PWM制御の実行時においては、PWM制御部200により演算された電圧指令値Vd#,Vq#、および電圧センサ13により検出された直流電圧VH(システム電圧)に基づいて、変調率MDを演算する。この場合、変調率演算部340は、下記の式(7)に従って、変調率MDを演算する。
ΔVq=ω・Ld・ΔId+Ra・ΔIq+ω・φ …(6)
変調率演算部340は、PWM制御の実行時においては、PWM制御部200により演算された電圧指令値Vd#,Vq#、および電圧センサ13により検出された直流電圧VH(システム電圧)に基づいて、変調率MDを演算する。この場合、変調率演算部340は、下記の式(7)に従って、変調率MDを演算する。
MD=(Vd♯2+Vq♯2)1/2/VH ・・・(7)
一方、矩形波電圧制御の実行時においては、変調率MDは0.78に固定される。変調率算出部340は、矩形波電圧制御の実行時には、モード切換判定部360による矩形波電圧制御からPWM制御への切換の要否判定に用いられる変調率を算出する。この変調率は、制御モードが矩形波電圧制御からPWM制御に切り換わった場合の変調率(いわば仮の変調率)である。
一方、矩形波電圧制御の実行時においては、変調率MDは0.78に固定される。変調率算出部340は、矩形波電圧制御の実行時には、モード切換判定部360による矩形波電圧制御からPWM制御への切換の要否判定に用いられる変調率を算出する。この変調率は、制御モードが矩形波電圧制御からPWM制御に切り換わった場合の変調率(いわば仮の変調率)である。
ただし、上述のように、矩形波電圧制御の実行時には変調率が一定である。そこで、変調率算出部340は、電圧偏差演算部320により算出された電圧偏差ΔVd,ΔVq、および、矩形波電圧制御の実行時の電圧指令ベクトルを用いて、仮の変調率を算出する。
図9は、電圧指令ベクトルを説明する図である。
図9を参照して、d-q軸平面上において、電圧指令値Vd♯,Vq♯の組み合わせで示される電圧指令ベクトルは、原点を中心とする円周に沿って回転する。矩形波電圧制御では、各相電圧の振幅は、インバータ入力電圧VHに固定される。したがって、矩形波電圧制御では、上記の円の半径はインバータ入力電圧(システム電圧VH)に対応したものとなる。矩形波電圧制御の実行時には、図9中の電圧指令ベクトルV1に対応する交流電圧指令が生成される。
図9を参照して、d-q軸平面上において、電圧指令値Vd♯,Vq♯の組み合わせで示される電圧指令ベクトルは、原点を中心とする円周に沿って回転する。矩形波電圧制御では、各相電圧の振幅は、インバータ入力電圧VHに固定される。したがって、矩形波電圧制御では、上記の円の半径はインバータ入力電圧(システム電圧VH)に対応したものとなる。矩形波電圧制御の実行時には、図9中の電圧指令ベクトルV1に対応する交流電圧指令が生成される。
矩形波電圧制御から過変調PWM制御へ制御モードが移行した場合、過変調PWM制御部201(図8)による制御演算によって、電圧指令ベクトルV2に対応する交流電圧指令が生成される。ここで、電圧指令ベクトルV2は、図8の電圧振幅補正部270によって振幅補正処理がされた後の、電圧指令値Vd♯,Vq♯に対応する。
電圧指令偏差ΔVrは、電圧指令ベクトルV1の大きさを示す値(以後、Vr_VPHと表わす)と電圧指令ベクトルV2の大きさを示す値(以後、Vrと表わす)との差分に対応する。電圧指令偏差ΔVrは以下の式(8)に従って表わされる。
ΔVr=(ΔVd2+ΔVq2)1/2 …(8)
すなわち電圧指令偏差ΔVrはd軸電圧偏差ΔVdおよび,q軸電圧偏差ΔVqの合成ベクトルの大きさを表わす。
すなわち電圧指令偏差ΔVrはd軸電圧偏差ΔVdおよび,q軸電圧偏差ΔVqの合成ベクトルの大きさを表わす。
変調率演算部340は、矩形波電圧制御の実行時には、以下の式(9)に従って、電圧指令ベクトルV2の大きさVrを算出する。
Vr=Vr_VPH-ΔVr …(9)
Vr_VPHは固定値である。変調率演算部340は、矩形波電圧制御の実行時には、以下の式(10)に従って、制御モードが矩形波電圧制御からPWM制御に切り換わった場合の変調率MD(仮の変調率)を算出する。
Vr_VPHは固定値である。変調率演算部340は、矩形波電圧制御の実行時には、以下の式(10)に従って、制御モードが矩形波電圧制御からPWM制御に切り換わった場合の変調率MD(仮の変調率)を算出する。
MD=Vr×k …(10)
係数kは、以下の式(11)によって表わされる。
係数kは、以下の式(11)によって表わされる。
k=0.78/Vr_VPH …(11)
VrがVr_VPHに近づくほど、式(10)および式(11)に従って算出される変調率MDは、0.78に近づく。一方、Vrが小さくなるほど式(10)および式(11)に従って算出される変調率MDは小さくなる。
VrがVr_VPHに近づくほど、式(10)および式(11)に従って算出される変調率MDは、0.78に近づく。一方、Vrが小さくなるほど式(10)および式(11)に従って算出される変調率MDは小さくなる。
モード切換判定部360は、PWM制御の実行時に、式(7)に従って算出された変調率MDが、所定の基準値MD1以上であるかどうかを判定する。変調率MDがその基準値MD1以上である場合、モード切換判定部360は、PWM制御から矩形波電圧制御への切換が必要と判定する。なお、その判定結果は、変調率演算部340およびモード選択部380に送られる。これにより変調率演算部340は、変調率MDの算出に用いる式を、式(7)から式(10)および式(11)に切換える。
モード切換判定部360は、矩形波電圧制御の実行時に、式(10)および式(11)に従って算出された変調率MDが所定の基準値MD2以下であるかどうかを判定する。基準値MD2は、基準値MD1よりも小さい値である。変調率MDが基準値MD2以下である場合、モード切換判定部360は、PWM制御から矩形波電圧制御への切換が必要と判定する。その判定結果は、変調率演算部340およびモード選択部380に送られる。これにより変調率演算部340は、変調率MDの算出に用いる式を、式(10)および式(11)から式(7)に切換える。
モード切換判定部360は、PWM制御モードの実行時には、正弦波PWM制御および過変調PWM制御のいずれを適用するかを判定する。この判定は、変調率MDを所定の閾値(たとえば、正弦波PWM制御適の変調率の理論最大値である0.61)と比較することにより実行できる。その判定結果は、変調率演算部340およびモード選択部380に送られる。
モード選択部380は、モード切換判定部360による判定結果に基づいて、矩形波電圧制御モード、過変調PWM制御モードおよび正弦波PWM制御モードの中からインバータの制御モードを選択する。
ここで、制御モードが矩形波電圧制御と過変調PWM制御との間で切り換わる場合には、制御安定性に関する以下の課題が生じ得る。
図10は、矩形波電圧制御から過変調PWM制御への制御モードの切換時における交流電圧指令の変化を説明する図である。
図10を参照して、矩形波電圧制御の実行時においては、電圧指令ベクトルV1の位相φvは、トルク偏差ΔTq(図8参照)に基づいて制御される。なお図10に示した電圧指令ベクトルV1は、矩形波電圧制御から過変調PWM制御への切換時における、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応する。
矩形波電圧制御から過変調PWM制御へ制御モードが移行した場合、過変調PWM制御部201(図7)による制御演算によって、電圧指令ベクトルV2に対応する交流電圧指令が生成される。矩形波電圧制御から過変調PWM制御への切換時には、トルク制御に用いられる操作量が大きく変化する。このため、電圧指令ベクトルV1および電圧指令ベクトルV2の間に大きな変化が生じ易い。
図11は、矩形波電圧制御から過変調PWM制御への制御モードの切換時における電流指令、およびモータ電流値を説明する図である。
図11を参照して、d-q軸平面上の曲線B1は、あるトルク指令値に対応する電流指令(Idcom,Iqcom)を表わす。d-q軸平面上の曲線B2は、曲線B1が示すトルクを交流電動機M1から発生させる際におけるモータ電流値を表わす。
d-q軸平面は曲線B1により、矩形波電圧制御領域とPWM制御領域とに分けられる。曲線B1に対応する電流ベクトル(基準電流ベクトル)に対して電流位相が遅れ側となる領域がPWM制御領域となる。一方、この電流ベクトルに対して電流位相が進み側となる領域が矩形波電圧制御領域となる。
曲線B1上の点P1は、トルク指令値により定まる電流指令値を表わす。すなわち点P1は、PWM制御が実行された場合の電流指令値を表わす。曲線B2上の点P2は、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に応じてインバータ14から出力された電流値を表わす。
本実施の形態では、モータモデルを示すモータ電圧方程式(式(3)および式(4)参照)に電流偏差ΔIdおよびΔIqを代入することによって、トルク指令値に対応する電圧指令と、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応する電圧指令との差、すなわち電圧偏差ΔVd,ΔVqが演算される。これにより、電圧指令値Vd#,Vq#を用いることなく電圧偏差ΔVd,ΔVqを算出できる。
トルク指令値に対応する電圧指令は、図10の電圧指令ベクトルV2に対応する。一方、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応する電圧指令は、図10の電圧指令ベクトルV1に対応する。変調率演算部340は、電圧偏差ΔVd,ΔVqおよび式(8)に基づいて、電圧指令ベクトルの大きさの変化分である電圧指令偏差ΔVrを算出する。電圧指令ベクトルV1の大きさ(Vr_VPH)は固定値であるので、電圧指令ベクトルV2の大きさVrは、Vr_VPHおよびΔVrに基づいて算出できる。
変調率演算部340は、式(10)に従って変調率MDを算出する。式(10)は、変調率MDが電圧指令ベクトルV2の大きさ(Vr)に比例することを示す。矩形波制御の実行時における電圧指令ベクトルV1の大きさ(Vr_VPH)および変調率はいずれも固定値であるので、インバータ14の入力電圧(直流電圧VH)が一定であるとすると、Vr_VPHに対するVrの比率を算出することによって、矩形波電圧制御からPWM制御に切換えたときの変調率MDを算出できる。
なお、式(11)により表わされる係数kは一定値である。また、Vr_VPHも一定値である。つまり、本実施の形態ではΔVrを算出することにより、矩形波電圧制御からPWM制御に切換えたときの変調率MDを算出できる。
(制御モードの切換)
次に、矩形波電圧制御とPWM制御との間の制御モードの切換判定について図12および図13を用いて説明する。
次に、矩形波電圧制御とPWM制御との間の制御モードの切換判定について図12および図13を用いて説明する。
図12は、制御モードの切換判定処理の一例を説明するフローチャートである。図12に示す切換判定処理では、矩形波電圧制御モードからPWM制御モードへの制御モードの切換の判定に電流位相が用いられる。なお、図12のフローチャートに示す処理は、本実施の形態による制御モードの切換判定処理の比較例として示したものである。
図12を参照して、ステップST10において、現在の制御モードがPWM制御モードであるかどうかが判定される。現在の制御モードがPWM制御モードであると判定された場合(ステップST10においてYES)には、PWM制御モードに従う電圧指令値Vd♯,Vq♯および、システム電圧VHに基づいて、変調率が演算される(ステップST11)。たとえば上記(7)式によって、変調率MDが算出される。
次に、ステップST12において、ステップST11で求めた変調率が0.78以上であるかどうかが判定される。変調率が0.78より大きいと判定された場合(ステップST12においてYES)には、PWM制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、矩形波電圧制御モードが選択されるように制御モードが切換えられる(ステップST15)。
一方、変調率が0.78未満であると判定された場合(ステップST12においてNO)、PWM制御モードが継続的に選択される(ステップST14)。
現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであると判定された場合(ステップST10においてNO)、インバータ14から交流電動機M1に供給される交流電流位相(実電流位相)φiの絶対値が、所定の切換電流位相φ0の絶対値よりも小さくなるか否かが判定される(ステップST13)。なお、切換電流位相φ0は、交流電動機M1の力行時および回生時で異なる値に設定されてもよい。
実電流位相φiの絶対値が切換電流位相φ0の絶対値よりも小さいと判定された場合(ステップST13においてYES)、制御モードは矩形波電圧制御モードからPWM制御に切換えられる。したがってPWM制御モードが選択される(ステップST14)。
実電流位相φiの絶対値が切換電流位相φ0の絶対値以上であると判定された場合(ステップST13においてNO)、制御モードは矩形波電圧制御モードに維持される(ステップST15)。
PWM制御モードの選択時(ステップST14)には、正弦波PWM制御および過変調PWM制御のいずれを適用するかが判定される(ステップST16)。この判定は、変調率MDを所定の閾値(たとえば、正弦波PWM制御適の変調率の理論最大値である0.61)と比較することにより実行できる。
変調率が閾値以下であるときには正弦波PWM制御が適用される。変調率が上記の閾値以下であるときには、交流電圧指令264(正弦波成分)の振幅が搬送波262の振幅以下であるPWM制御が実現できる。これに対して、変調率が上記の閾値より大きいときには、過変調PWM制御が適用される。この場合には、交流電圧指令264(正弦波成分)の振幅が搬送波262の振幅より大きくなる。
図12に示した処理によれば、PWM制御モードから矩形波電圧制御モードへの移行の判定時には変調率が用いられる一方で、矩形波電圧制御モードからPWM制御モードへの移行の判定時には、実電流位相φiが用いられる。このように複数の種類のパラメータが制御モードの切換の判定に用いられることによって、判定処理が複雑になる。
図13は、本実施の形態による制御モードの切換判定処理を説明するフローチャートである。図13および図12を参照して、本実施の形態による制御モードの切換判定処理は、ステップST12の処理およびステップST13の処理に代えてステップST20の処理およびステップST23の処理が実行される点、およびステップST21,ST22の処理が追加される点において図12に示す処理と異なる。なお、図13に示した他のステップの処理は、図12に示した対応するステップの処理と同様である。よって、以下では主として、ステップST20~ST23の処理を説明する。なお、図13に示した処理は制御装置30によって、たとえば一定の周期ごとに実行される。
ステップST10において、制御装置30は、現在の制御モードがPWM制御モードであるかどうかを判定する。現在の制御モードがPWM制御モードであると判定された場合(ステップST10においてYES)、制御装置30(変調率演算部340)は、PWM制御モードに従う電圧指令値Vd♯,Vq♯および、システム電圧VHに基づいて、上記(7)式により、変調率を演算する(ステップST11)。
次に、ステップST20において、制御装置30(モード切換判定部360)は、ステップST11で求めた変調率MDが基準値MD1以上であるかどうかを判定する。変調率MDがMD1以上であると判定された場合(ステップST20においてYES)には、制御装置30(モード切換判定部360およびモード選択部380)により、制御モードがPWM制御から矩形波電圧制御モードに切換えられる(ステップST15)。
一方、ステップST11で求められた変調率MDが基準値MD1未満であると判定された場合(ステップST20においてNO)、PWM制御モードが継続的に選択される(ステップST14)。
現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであると判定された場合(ステップST10においてNO)、制御装置30(電圧偏差演算部320)は、PWM制御部200により算出された電流偏差ΔId,ΔIqにより電圧偏差ΔVd,ΔVqを演算する(ステップST21)。上述のように、電圧偏差演算部320は、式(5)および式(6)に電流偏差ΔId,ΔIqを代入することによって、電圧偏差ΔVd,ΔVqを演算する。
次に、制御装置30(変調率演算部340)は、ステップST21において算出された電圧偏差ΔVd,ΔVqおよび電圧指令ベクトルV1に基づいて、変調率MDを演算する(ステップST22)。変調率演算部340は、上記の式(8)から式(10)に従って、変調率MDを演算する。
続いて、制御装置30(モード切換判定部360)は、ステップST22において算出された変調率MDが、基準値MD2以下であるか否かを判定する(ステップST23)。変調率MDが基準値MD2よりも小さいと判定された場合(ステップST23においてYES)、制御装置30(モード切換判定部360)は、矩形波電圧制御モードからPWM制御への切換が必要と判定する。したがってPWM制御モードが選択される(ステップST14)。
変調率MDが基準値MD2より大きいと判定された場合(ステップST23においてNO)、制御装置30(モード切換判定部360)は、矩形波電圧制御モードからPWM制御への切換が不要と判定する。したがって制御モードは矩形波電圧制御モードに維持される(ステップST15)。
PWM制御モードの選択時(ステップST14)には、制御装置30(モード切換判定部360)は、正弦波PWM制御および過変調PWM制御のいずれを適用するかを判定する(ステップST16)。制御装置30(モード切換判定部360)は、変調率MDを、正弦波PWM制御モードでの最高変調率(0.61)と比較することにより正弦波PWM制御および過変調PWM制御のいずれを適用するかを判定する。
上述のように、本実施の形態ではΔVrを算出することにより、矩形波電圧制御からPWM制御に切換えたときの変調率MDを算出できる。したがって本実施の形態によれば、矩形波電圧制御からPWM制御に切換えたときの変調率MDを容易に算出できる。変調率MDを容易に算出できることにより、矩形波電圧制御からPWM制御への制御モードの切換要否を変調率MDのみに基づいて判定することができる。これにより、矩形波電圧制御からPWM制御への制御モードの切換要否を容易に実行できる。
さらに、本実施の形態によれば、変調率のみに基づいて、制御モードをPWM制御モードと矩形波電圧制御モードとの間で相互に切換えることができる。これにより制御モードの切換の要否判定が複雑化するのを回避できる。
基準値MD2は基準値MD1と等しくてもよい。ただし、基準値MD2を基準値MD1よりも小さくすることが好ましい。基準値MD2を基準値MD1よりも小さくすることで制御モードの切換に関するヒステリシスを設定することができる。これにより、制御モードの切換時にハンチングが生じるのを防止できる。ハンチングを防止することによって制御モードを速やかに切換えることができる。本実施の形態によれば、ヒステリシスを容易に設定することができるので、制御モードを速やかに切換えることができる。
さらに本実施の形態によれば、矩形波電圧制御の実行時に、トルク指令に従う電流指令と、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応するモータ電流値(実電流値)との電流偏差を、変調率の算出のために用いる。その変調率が基準値MD2未満の場合に、矩形波電圧制御からPWM制御(過変調PWM制御)への切換の要否が判断される。よって、矩形波電圧制御からPWM制御(過変調PWM制御)への切換時における電流偏差が小さくなるように基準値MD2を定めることができる。
電流偏差は、PWM制御の実行時には、電圧指令の生成に用いられる。具体的にはPWM制御の実行時には、電流偏差が0となるように、交流電圧指令が生成される。制御モードが矩形波電圧制御からPWM制御に切り換わった直後における電流偏差を小さくすることにより、PWM制御の開始時において、交流電圧指令が大きく変化することを防ぐことができる。これにより、PWM制御(電流フィードバック制御)の開始時におけるオーバシュートを抑制できるので、矩形波電圧制御からPWM制御への切換直後において交流電動機M1の制御が不安定になること(たとえばトルクの急変など)を回避できる。
(電動車両の構成例)
図14は、図1に示したモータ駆動制御システムが適用された電動車両の一例を示すブロック図である。図14および図1を参照して、ハイブリッド車両1000は、エンジン150と、第1MG(Motor Generator)110と、第2MG120と、動力分割機構130と、減速機140と、制御装置30と、直流電圧発生部10♯と、インバータユニット170と、駆動輪160とを備える。
図14は、図1に示したモータ駆動制御システムが適用された電動車両の一例を示すブロック図である。図14および図1を参照して、ハイブリッド車両1000は、エンジン150と、第1MG(Motor Generator)110と、第2MG120と、動力分割機構130と、減速機140と、制御装置30と、直流電圧発生部10♯と、インバータユニット170と、駆動輪160とを備える。
エンジン150、第1MG110および第2MG120は、動力分割機構130に連結される。そして、ハイブリッド車両1000は、エンジン150および第2MG120の少なくとも一方からの駆動力によって走行する。エンジン150が発生する動力は、動力分割機構130によって2経路に分割される。すなわち、一方は減速機140を介して駆動輪160へ伝達される経路であり、もう一方は第1MG110へ伝達される経路である。
第1MG110、第2MG120はともに上述の電動発電機、すなわち交流電動機である。図1に示した交流電動機M1は、第1MG110および第2MG120のいずれにも適用可能である。また、インバータユニット170は、第1MG110および第2MG120をそれぞれ駆動制御するための2つのインバータ(図1に示したインバータ14に対応)を含む。
第1MG110は、動力分割機構130によって分割されたエンジン150の動力を用いて発電する。たとえば、直流電源Bの充電状態(以下「SOC(State Of Charge)」とも称する。)を示す値が予め定められた値よりも低くなると、エンジン150が始動して第1MG110により発電が行なわれる。第1MG110によって発電された電力は、インバータユニット170により交流から直流に変換され、コンバータ12により電圧が調整されて直流電源Bに蓄えられる。さらに第1MG110は、直流電源Bに蓄積された電力を用いてエンジン150を始動する。
第2MG120は、直流電源Bに蓄えられた電力および第1MG110により発電された電力の少なくとも一方を用いて駆動力を発生する。そして、第2MG120の駆動力は、減速機140を介して駆動輪160に伝達される。これにより、第2MG120はエンジン150を補助したり、第2MG120からの駆動力によって車両を走行させたりする。なお、図14では、駆動輪160は前輪として示されているが、第2MG120は前輪に代えて、または前輪とともに、後輪を駆動してもよい。
ハイブリッド車両1000の制動時等には、減速機140を介して駆動輪160により第2MG120が駆動されて、第2MG120が発電機として作動する。これにより、第2MG120は、制動エネルギーを電力に変換する回生ブレーキとして作動する。そして、第2MG120により発電された電力は、直流電源Bに蓄えられる。
動力分割機構130は、サンギヤと、ピニオンギヤと、キャリアと、リングギヤとを含む遊星歯車から成る。ピニオンギヤは、サンギヤおよびリングギヤと係合する。キャリアは、ピニオンギヤを自転可能に支持するとともに、エンジン150のクランクシャフトに連結される。サンギヤは、第1MG110の回転軸に連結される。リングギヤは第2MG120の回転軸および減速機140に連結される。
そして、エンジン150、第1MG110および第2MG120が、遊星歯車から成る動力分割機構130を介して連結されることによって、エンジン150、第1MG110および第2MG120の回転数は、共線図において直線で結ばれる関係になる。
制御装置30は、エンジン150、直流電圧発生部10♯およびインバータユニット170を制御する。制御装置30がインバータユニット170を制御することによって、第1MG110および第2MG120が制御される。
なお図14では、電動車両の一例としてハイブリッド自動車を示したが、電気自動車あるいは燃料電池車等、電気エネルギーによって車両駆動力を発生する自動車に本発明を適用可能である。これらの電動車両には、駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機が搭載される。その電動機として、交流電動機を採用できる。よって、上述の電動車両に対して本発明が適用可能である。
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
Claims (12)
- 交流電動機の制御装置であって、前記交流電動機に印加される印加電圧は、直流電圧を前記印加電圧に変換するインバータ(14)によって制御され、
前記制御装置は、
前記インバータ(14)と前記交流電動機との間に流れるモータ電流を検出する電流検出器(24)と、
前記電流検出器(24)により検出された前記モータ電流と、前記交流電動機の動作指令に対応する電流指令との電流偏差に基づいて、前記交流電動機を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令を生成するとともに、前記交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータ(14)の制御指令を発生するパルス幅変調制御部(280)と、
前記電流検出器(24)により検出された前記モータ電流と、前記交流電動機の前記動作指令とに基づいて、前記印加電圧が前記動作指令に応じた位相を有する矩形波電圧となるように前記印加電圧を制御する矩形波電圧制御によって、前記インバータ(14)の前記制御指令を発生する矩形波電圧制御部(400)と、
前記交流電動機の電圧方程式に前記電流偏差を代入する演算を実行することにより、前記矩形波電圧制御の実行時における前記交流電圧指令に対応する第1の電圧指令と、前記パルス幅変調制御の実行時における前記交流電圧指令に対応する第2の電圧指令との電圧偏差を演算する電圧偏差演算部(320)と、
前記第1の電圧指令および前記電圧偏差に基づいて、前記直流電圧の値に対する前記印加電圧の実効値の比として定義される変調率を表す第1の制御値を演算する変調率演算部(340)と、
前記矩形波電圧制御部(400)による前記矩形波電圧制御の実行時に、前記第1の制御値に基づいて、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への前記交流電動機の制御モードの切換要否を判定するモード切換判定部(360)とを備える、交流電動機の制御装置。 - 前記電流偏差は、d軸電流偏差およびq軸電流偏差を含み、
前記電圧偏差演算部(320)は、前記d軸電流偏差および前記q軸電流偏差を前記電圧方程式に代入する演算を実行することにより、d軸電圧偏差およびq軸電圧偏差を含む前記電圧偏差を演算し、
前記変調率演算部(340)は、前記第1の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第1の値から、前記d軸電圧偏差および前記q軸電圧偏差の合成ベクトルの大きさを表わす補正値を減算することにより、前記第2の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第2の値を演算するとともに、前記第1の値に対する前記第2の値の比率および前記矩形波電圧制御の実行時における前記変調率の値に基づいて、前記第1の制御値を演算する、請求の範囲第1項に記載の交流電動機の制御装置。 - 前記変調率演算部(340)は、前記第2の電圧指令および、前記直流電圧の値に基づいて、前記パルス幅変調制御部(280)による前記パルス幅変調制御の実行時における前記変調率を表わす第2の制御値を演算し、
前記モード切換判定部(360)は、前記第2の制御値に基づいて、前記パルス幅変調制御から前記矩形波電圧制御への前記制御モードの切換の要否を判定する、請求の範囲第2項に記載の交流電動機の制御装置。 - 前記モード切換判定部(360)は、前記第1の制御値が第1の基準値よりも小さい場合に、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への切換が必要であると判定するとともに、前記第2の制御値が第2の基準値よりも大きい場合に、前記パルス幅変調制御から前記矩形波電圧制御への切換が必要であると判定し、
前記第1の基準値は、前記第2の基準値よりも小さい、請求の範囲第3項に記載の交流電動機の制御装置。 - 前記パルス幅変調制御部(280)は、前記電流偏差が0に近づくように、前記第2の電圧指令を生成する、請求の範囲第1項に記載の交流電動機の制御装置。
- 前記パルス幅変調制御部(280)は、
正弦波パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて、前記制御指令を発生する第1の制御部(200)と、
前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい前記印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて前記制御指令を発生する第2の制御部(201)とを含む、請求の範囲第1項に記載の交流電動機の制御装置。 - 交流電動機(M1)と、
直流電圧を、前記交流電動機(M1)に印加される印加電圧に変換するとともに、前記印加電圧を制御するインバータ(14)と、
前記インバータ(14)を制御する制御装置とを備え、
前記制御装置は、
前記インバータ(14)と前記交流電動機(M1)との間に流れるモータ電流を検出する電流検出器(24)と、
前記電流検出器(24)により検出された前記モータ電流と、前記交流電動機(M1)の動作指令に対応する電流指令との電流偏差に基づいて、前記交流電動機(M1)を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令を生成するとともに、前記交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータ(14)の制御指令を発生するパルス幅変調制御部(280)と、
前記電流検出器(24)により検出された前記モータ電流と、前記交流電動機(M1)の前記動作指令とに基づいて、前記印加電圧が前記動作指令に応じた位相を有する矩形波電圧となるように前記印加電圧を制御する矩形波電圧制御によって、前記インバータ(14)の前記制御指令を発生する矩形波電圧制御部(400)と、
前記交流電動機(M1)の電圧方程式に前記電流偏差を代入する演算を実行することにより、前記矩形波電圧制御の実行時における前記交流電圧指令に対応する第1の電圧指令と、前記パルス幅変調制御の実行時における前記交流電圧指令に対応する第2の電圧指令との電圧偏差を演算する電圧偏差演算部(320)と、
前記第1の電圧指令および前記電圧偏差に基づいて、前記直流電圧の値に対する前記印加電圧の実効値の比として定義される変調率を表す第1の制御値を演算する変調率演算部(340)と、
前記矩形波電圧制御部(400)による前記矩形波電圧制御の実行時に、前記第1の制御値に基づいて、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への前記交流電動機(M1)の制御モードの切換要否を判定するモード切換判定部(360)とを含む、電動車両。 - 前記電流偏差は、d軸電流偏差およびq軸電流偏差を含み、
前記電圧偏差演算部(320)は、前記d軸電流偏差および前記q軸電流偏差を前記電圧方程式に代入する演算を実行することにより、d軸電圧偏差およびq軸電圧偏差を含む前記電圧偏差を演算し、
前記変調率演算部(340)は、前記第1の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第1の値から、前記d軸電圧偏差および前記q軸電圧偏差の合成ベクトルの大きさを表わす補正値を減算することにより、前記第2の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第2の値を演算するとともに、前記第1の値に対する前記第2の値の比率および前記矩形波電圧制御の実行時における前記変調率の値に基づいて、前記第1の制御値を演算する、請求の範囲第7項に記載の電動車両。 - 前記変調率演算部(340)は、前記第2の電圧指令および、前記直流電圧の値に基づいて、前記パルス幅変調制御部(280)による前記パルス幅変調制御の実行時における前記変調率を表わす第2の制御値を演算し、
前記モード切換判定部(360)は、前記第2の制御値に基づいて、前記パルス幅変調制御から前記矩形波電圧制御への前記制御モードの切換の要否を判定する、請求の範囲第8項に記載の電動車両。 - 前記モード切換判定部(360)は、前記第1の制御値が第1の基準値よりも小さい場合に、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への切換が必要であると判定するとともに、前記第2の制御値が第2の基準値よりも大きい場合に、前記パルス幅変調制御から前記矩形波電圧制御への切換が必要であると判定し、
前記第1の基準値は、前記第2の基準値よりも小さい、請求の範囲第9項に記載の電動車両。 - 前記パルス幅変調制御部(280)は、前記電流偏差が0に近づくように、前記第2の電圧指令を生成する、請求の範囲第7項に記載の電動車両。
- 前記パルス幅変調制御部(280)は、
正弦波パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて、前記制御指令を発生する第1の制御部(200)と、
前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい前記印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて前記制御指令を発生する第2の制御部(201)とを有する、請求の範囲第7項に記載の電動車両。
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