JP5633650B2 - 車両および車両の制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御が適用される車両およびその車両の制御方法に関する。

直流電源を用いて交流電動機を制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

このようなＰＷＭ制御に関して、特開２００８−２２６２４号公報（特許文献１）には、モータジェネレータが高湿度環境下で動作している場合に、デッドタイムを通常時よりも長く設定することによって、コイル巻線のギャップに表面電荷によって生じる電界を相対的に弱くして部分放電が発生しやすくなるような状況を防止する技術が開示されている。

特開２００８−２２６２４号公報 特開２０１０−１０４１５１号公報

ところで、ＰＷＭ制御は、正弦波ＰＷＭ制御と、正弦波ＰＷＭ制御よりも変調率が高い過変調ＰＷＭ制御とに分けられる。過変調ＰＷＭ制御を行なう場合、正弦波ＰＷＭ制御を行なう場合に比べて、極性反転時のスイッチングオフ期間（スイッチングオフ動作時点から次のスイッチングオン動作時点までの期間）が短くなる傾向にある。そのため、スイッチングオフ動作時のサージ電圧が減衰する前に次のスイッチングオン動作を行なう必要があり、次のスイッチングオン動作タイミングによっては、スイッチングオフ動作時のサージ電圧が次のスイッチングオン動作時のインバータ出力電圧に重畳しインバータ出力電圧（モータに印加される電圧）のピーク値が非常に高い値となってしまうおそれがある。しかしながら、上述した特許文献１、２には、そのような課題およびその解決手法については何ら示されていない。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、過変調ＰＷＭ制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑えることである。

この発明に係る車両は、スイッチング素子を含みスイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器と、パルス幅変調制御でスイッチング素子の動作を制御することによって電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置とを備える。制御装置は、変調率が所定値よりも高い過変調領域において、スイッチング素子のオフ動作後、出力電圧が制御目標値よりも低い時点でスイッチング素子のオン動作を開始する。

好ましくは、スイッチング素子のオフ動作後の出力電圧の波形は制御目標値に向けて徐々に収束する減衰波形となる。制御装置は、過変調領域において、スイッチング素子のオフ動作後、出力電圧が減衰波形の極小点となる時点でスイッチング素子のオン動作を開始する。

好ましくは、制御装置は、スイッチング素子のオフ動作後、所定期間が経過した時点でスイッチング素子のオン動作を開始する。所定期間は、過変調領域においてスイッチング素子のオフ動作時点から出力電圧が制御目標値よりも低下する時点までの期間に予め設定される。

好ましくは、車両は、モータをさらに備える。電力制御器は、モータに印加する電圧を出力するインバータである。

この発明の別の局面に係る制御方法は、スイッチング素子を含みスイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器と、パルス幅変調制御でスイッチング素子の動作を制御することによって電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置とを備えた車両の制御方法であって、変調率が所定値よりも高い過変調領域において、スイッチング素子のオフ動作を行なうステップと、スイッチング素子のオフ動作後、出力電圧が制御目標値よりも低い時点でスイッチング素子のオン動作を開始するステップとを含む。

本発明によれば、過変調ＰＷＭ制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑えることができる。

車両の全体構成図である。 交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と制御モードとの対応関係を示す図である。 制御装置の機能ブロック図である。 搬送波、電圧指令、スイッチング制御信号の各波形の一例を示す図である。 正弦波ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形を示す図である。 正弦波ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形の一部を拡大した図である。 過変調ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の各波形を示す図である。 過変調ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形の一部を拡大した図である。 過変調ＰＷＭ制御時のデッドタイムＴｄとインバータ出力電圧の波形との対応関係を示す図である。 制御装置の処理手順を示すフローチャートである。

以下、この発明の実施例について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

図１は、この発明の実施例に従う車両１の全体構成図である。
図１を参照して、車両１は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

車両１は、ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車である。

交流電動機Ｍ１は、車両１の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施例において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施例において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（昇圧比＝１．０）とすることもできる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、車両１の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、車両１の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

以下、制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。
図２は、本実施例による車両１における交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本実施例による車両１では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３は、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を示す図である。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図４は、制御装置３０のＰＷＭ制御（正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御）に関する部分の機能ブロック図である。図４に示した各機能ブロックは、ハードウェアによって実現してもよいし、ソフトウェアによって実現してもよい。

図４を参照して、ＰＷＭ制御は制御装置３０に含まれるＰＷＭ制御部２００によって実行される。ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０と、デッドタイム設定部２７０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電流指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電流指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ変調部２６０は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される搬送波（キャリア信号波）と各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとの比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御するスイッチング制御信号を生成する。

図５は、搬送波、電圧指令、スイッチング制御信号の各波形（１相分）の一例を示す図である。図５に示す例では、電圧指令が搬送波よりも大きい場合にスイッチング制御信号がオンとされてスイッチングオン期間となり、そうでない場合にスイッチング制御信号がオンとされてスイッチングオフ期間となる。

図４に戻って、デッドタイム設定部２７０は、ＰＷＭ変調部２６０によって生成された各相のスイッチング制御信号の各々にデッドタイムＴｄを設定する。デッドタイムＴｄは、インバータ１４の各相の上下アーム素子を同時にオフにする期間である。

デッドタイム設定部２７０は、デッドタイム設定後のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８をインバータ１４に出力する。

インバータ１４は、デッドタイム設定後のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１の各相にトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた疑似正弦波電圧を出力する。これにより、交流電動機Ｍ１からトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクが出力される。以下では、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に出力される擬似正弦波電圧を「インバータ出力電圧」ともいう。

以上のような構成を有する車両１において、正弦波ＰＷＭ制御よりも変調率が高い過変調ＰＷＭ制御を行なう場合、正弦波ＰＷＭ制御を行なう場合に比べて、インバータ出力電圧に高いサージ電圧が生じる場合がある。

図６は、正弦波ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形（１相分）を示す図である。制御装置３０は、上述したように搬送波と電圧指令との比較結果に応じてインバータ１４のスイッチング動作を制御する。これにより、インバータ出力電圧は、図６に示すように、スイッチングオン期間では「Ｅ」（厳密には「＋Ｅ」あるいは「−Ｅ」）となり、スイッチングオフ期間では「０」となる。すなわち、制御装置３０は、スイッチングオン期間のインバータ出力電圧の制御目標値（制御狙い値）を「Ｅ」（厳密には「＋Ｅ」あるいは「−Ｅ」）とし、スイッチングオフ期間のインバータ出力電圧の制御目標値を「０」とし、実際のインバータ出力電圧をこれらの制御目標値に近づけるように、インバータ１４のスイッチング動作を制御する。これにより、インバータ出力電圧は、「Ｅ」と「０」との間で周期的に変化する擬似正弦波電圧となる。

正弦波ＰＷＭ制御時は、搬送波振幅αが電圧指令の振幅βよりも大きい。そのため、正弦波ＰＷＭ制御時は、スイッチングオフ期間が比較的長い（図６のＡ部分参照）。

図７は、正弦波ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形の一部（図６のＡ部分）を拡大した図である。正弦波ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形Ｗ１は、スイッチングオフ動作時以降の波形Ｗ２と、スイッチングオン動作時以降の波形Ｗ３とから成る。

図７の波形Ｗ２に示すように、スイッチングオフ動作直後（スイッチング制御信号がオンからオフに変化した直後）、インバータ出力電圧には瞬間的に比較的高いサージ電圧が重畳する。このサージ電圧は徐々に減衰する。したがって、スイッチングオフ動作時以降のインバータ出力電圧の波形はスイッチングオフ期間の制御目標値「０」に向けて徐々に収束する減衰波形となる。

ここで、正弦波ＰＷＭ制御では、上述のようにスイッチングオフ期間が比較的長い。そのため、インバータ出力電圧が制御目標値「０」にほぼ収束した後にスイッチングオン動作を開始することができる。そのため、スイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧のピーク値は比較的低い（波形Ｗ３参照）。

これに対し、過変調ＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御に比べてスイッチングオフ期間が非常に短くなり、この影響でスイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧のピーク値は非常に高い値となるおそれがある。

図８は、過変調ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の各波形（１相分）を示す図である。過変調ＰＷＭ制御時は、電圧指令の振幅βが搬送波振幅αよりも大きくなるように変調率が高められるため、正弦波ＰＷＭ制御に比べてスイッチングオフ期間が非常に短くなる（図８のＢ部分参照）。この現象は、過変調ＰＷＭ制御領域のなかでも特に変調率が高い領域（矩形波制御領域に近い領域）で顕著となる。

図９は、過変調ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形の一部（図８のＢ部分）を拡大した図である。過変調ＰＷＭ制御時のインバータ出力電圧の波形Ｗ４は、スイッチングオフ動作時以降の波形Ｗ５と、スイッチングオン動作時以降の波形Ｗ６とから成る。

図９の波形Ｗ５に示すように、過変調ＰＷＭ制御時においても、正弦波ＰＷＭ制御と同様、スイッチングオフ動作直後のインバータ出力電圧には瞬間的に高いサージ電圧が重畳し、その後、インバータ出力電圧は制御目標値「０」に向けて徐々に収束する。しかしながら、過変調ＰＷＭ制御では、上述のようにスイッチングオフ期間が非常に短い。この影響で、インバータ出力電圧が制御目標値「０」に収束する前にスイッチングオン動作を開始する必要がある。そのため、スイッチングオン動作の開始タイミングによっては、スイッチングオフ動作時のサージ電圧の影響を受けて、スイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧が極めて高いピーク値となるおそれがある（図９の波形Ｗ６参照）。

そこで、本実施例による制御装置３０は、過変調ＰＷＭ制御時において、スイッチングオフ動作後、インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点でスイッチングオン動作を開始する。具体的には、デッドタイム設定部２７０が、スイッチングオフ動作後、インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点でスイッチングオン動作が開始されるように、過変調ＰＷＭ制御時のデッドタイムＴｄを設定する。これにより、過変調ＰＷＭ制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑え、モータに印加されるサージ電圧を低減する。

なお、本発明において、「インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる」とは、スイッチングオン期間の制御目標値「Ｅ」を基準として、制御目標値「Ｅ」に対してインバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも離れていることを意味する。したがって、「インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる」とは、スイッチングオン期間の制御目標値が「＋Ｅ」のときは、インバータ出力電圧が負値であることを意味し、スイッチングオン期間の制御目標値が「−Ｅ」のときは、インバータ出力電圧が正値であることを意味する。

図１０は、過変調ＰＷＭ制御時のデッドタイムＴｄとインバータ出力電圧の波形との対応関係を示す図である。

制御装置３０は、時刻ｔ１でスイッチングオフ動作を行なった後、デッドタイムＴｄが経過した時刻ｔ２でスイッチングオン動作を開始する。

ここで、本実施例においては、デッドタイムＴｄが、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点までの時間に設定される。たとえば、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点までの時間を予め実験等で求め、求めた時間をデッドタイムＴｄとしてメモリに予め記憶しておく。そして、過変調ＰＷＭ制御時において、デッドタイム設定部２７０が、メモリから読み出したデッドタイムＴｄを設定する。なお、インバータ出力電圧の減衰波形の周波数は、コンバータ１２のリアクトルＬ１のインダクタンス成分や、平滑コンデンサＣ０のキャパシタンス成分などで決まるので、これらを考慮してデッドタイムＴｄを設定することができる。

このようにデッドタイムＴｄを設定することにより、スイッチングオフ動作が開始される時刻ｔ２では、図１０に示すようにインバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる（インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも制御目標値「Ｅ」から離れている）。これにより、スイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧はスイッチングオフ動作時のサージ電圧の影響を受け難くなり、インバータ出力電圧のピーク値は小さい値に抑えられる。

従来においては、デッドタイムＴｄの設定に本実施例のような要件が課せられていなかったため、たとえば一点鎖線に示すように、インバータ出力電圧の減衰波形が制御目標値「０」よりも高くなる（インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも制御目標値「Ｅ」に近づいている）時点でスイッチングオン動作が開始されるおそれがあり、インバータ出力電圧のピーク値が極めて高い値になるおそれがあった。本実施例ではこのような問題を未然に防止することができる。

なお、デッドタイムＴｄは、図１０に示すものに限定されない。たとえば、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧の減衰波形が極小となる時点までの時間（たとえば図１０に示す最適デッドタイムＴｄｂｅｓｔ）をデッドタイムＴｄに設定すると、インバータ出力電圧のピーク値を最も小さい値に抑えることができる。したがって、この最適デッドタイムＴｄｂｅｓｔを狙ってデッドタイムＴｄを設定するようにしてもよい。

また、デッドタイムＴｄの終了時点を、インバータ出力電圧の減衰波形が制御目標値「０」よりも低くなる時間内（たとえば図１０の時間Ｔ１，Ｔ２内）で任意に変更してもよい。たとえば、図１０の二点鎖線に示すように、デッドタイムＴｄの終了時点を時間Ｔ２に含まれる時刻ｔ３とし、時刻ｔ３でスイッチングオン動作を開始するようにしてもよい。

図１１は、過変調ＰＷＭ制御時のデッドタイムＴｄを設定する際の制御装置３０の処理手順を示すフローチャートである。

ステップ（以下、ステップを「Ｓ」と略す）１０にて、制御装置３０は、指令電圧が搬送波を下回ったか否かを判定する。

指令電圧が搬送波を下回った場合（Ｓ１０にてＹＥＳ）、制御装置３０は、処理をＳ１１に移し、スイッチングオフ動作を行なう。

Ｓ１２にて、制御装置３０は、メモリからデッドタイムＴｄを読み出し、スイッチングオフ動作時点からデッドタイムＴｄが経過したか否かを判定する。このデッドタイムＴｄは、上述したように、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点までの時間を予め実験等で求めて記憶しておいた値である。

デッドタイムＴｄが経過するまでは（Ｓ１２にてＮＯ）、制御装置３０は、処理をＳ１１に戻し、スイッチングオフ動作を継続する。

デッドタイムＴｄが経過すると（Ｓ１２にてＹＥＳ）、制御装置３０は、処理をＳ１３に移し、スイッチングオン動作を行なう。これにより、インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点でスイッチングオン動作が開始されることになる。

以上のように、本実施例に係る車両１は、インバータ１４の過変調ＰＷＭ制御時において、スイッチングオフ動作後、インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点でスイッチングオン動作を開始する。そのため、過変調ＰＷＭ制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑えることができる。

なお、本実施例では、インバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなる時点でスイッチングオン動作を開始する具体的な手法の１つとして、過変調ＰＷＭ制御時のデッドタイムＴｄをそのような要件を満足する値に予め設定しておく場合について説明した。しかし、たとえばインバータ出力電圧を短い周期で高精度に検出可能な電圧センサを備える車両であれば、その電圧センサを用いてインバータ出力電圧が制御目標値「０」よりも低くなったことが実際に検出された時点でスイッチングオン動作を開始するようにしてもよい。

今回開示された実施例はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 電圧センサ、１０＃ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、２００ ＰＷＭ制御部、２１０，２４０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２７０ デッドタイム設定部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２ 逆並列ダイオード、Ｄ１，Ｄ２ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (5)

1. スイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）を含み前記スイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器（１４）と、
   パルス幅変調制御で前記スイッチング素子の動作を制御することによって前記電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置（３０）とを備え、
   前記制御装置は、変調率が所定値よりも高い過変調領域において、前記スイッチング素子のオフ動作後、前記出力電圧が前記制御目標値よりも低い時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始する、車両。
2. 前記スイッチング素子のオフ動作後の前記出力電圧の波形は前記制御目標値に向けて徐々に収束する減衰波形となり、
   前記制御装置は、前記過変調領域において、前記スイッチング素子のオフ動作後、前記出力電圧が前記減衰波形の極小点となる時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始する、請求項１に記載の車両。
3. 前記制御装置は、前記スイッチング素子のオフ動作後、所定期間が経過した時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始し、
   前記所定期間は、前記過変調領域において前記スイッチング素子のオフ動作時点から前記出力電圧が前記制御目標値よりも低下する時点までの期間に予め設定される、請求項１に記載の車両。
4. 前記車両は、モータ（Ｍ１）をさらに備え、
   前記電力制御器は、前記モータに印加する電圧を出力するインバータである、請求項１に記載の車両。
5. スイッチング素子（Ｑ３〜Ｑ８）を含み前記スイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器（１４）と、パルス幅変調制御で前記スイッチング素子の動作を制御することによって前記電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置（３０）とを備えた車両の制御方法であって、
   変調率が所定値よりも高い過変調領域において、前記スイッチング素子のオフ動作を行なうステップと、
   前記スイッチング素子のオフ動作後、前記出力電圧が前記制御目標値よりも低い時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始するステップとを含む、車両の制御方法。

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