WO2009084290A1 - コンバータ装置，回転電機制御装置および駆動装置 - Google Patents

コンバータ装置，回転電機制御装置および駆動装置 Download PDF

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Tatsuyuki Uechi
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Aisin Aw Co., Ltd.
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Definitions

  • the present invention relates to a converter device that boosts and outputs power of a primary power supply, and further relates to a rotating electrical machine control device that exchanges power with a rotating electrical machine that includes the converter device and has both an electric function and a power generation function.
  • the present invention relates to a drive device including the rotating electrical machine and the rotating electrical machine control device.
  • the rotating electrical machine control device and the drive device of the present invention can be used for, for example, an electric vehicle (EV) that drives wheels with an electric motor, and an electric vehicle (HEV) that further includes an electric motor that is driven by an engine and charges a battery. it can.
  • Patent Document 1 detects the temperature of a bidirectional converter that performs step-up for efficiently driving a motor with power and a step-down that charges a battery with the regenerative power of the motor, and prevents thermal breakdown of the step-up switching transistor.
  • the carrier frequency of on / off switching of the transistor by PWM control is lowered to reduce heat generation, sudden change in timbre due to change of carrier frequency of noise generated by the reactor in the converter (noise, discomfort, abnormal noise)
  • Patent Document 2 detects the temperature of a reactor of a bidirectional converter, extracts a carrier frequency at which noise corresponding to temperature is reduced by map matching, and turns on the switching frequency by PWM control of a boost switching transistor.
  • Patent Document 3 detects the reactor temperature and cooling water temperature of the bidirectional converter, and when the difference between the two temperatures is small (cooling capacity is low), it limits the torque command value (target torque) to suppress the temperature rise.
  • the torque control of the on-vehicle motor is described.
  • a smoothing process is described in which the step change of the temperature detection data is corrected to a gently inclined one.
  • the wheel drive motor has a wide required rotation speed range and torque range, when the output torque and motor speed are finely controlled by PWM control, if the power supply voltage is constant, the carrier of the PWM pulse over the entire operation range. It is difficult to control the frequency and the on-duty width, and as the on-duty width is decreased, the harmonic component increases in the motor applied voltage, the motor loss (iron loss) increases, and the power loss increases.
  • a motor control device is used that boosts a battery (primary power supply) voltage using a boost converter and controls a motor applied voltage in a wide range upward from the battery voltage.
  • the operation region of the wheel drive motor can be expanded from, for example, the “operation region at the battery voltage” shown in FIG.
  • Patent Documents 1 to 3 all disclose a vehicle drive device using a bidirectional converter.
  • the thermally severest condition for the reactor is during the step-up and the motor output is large.
  • the cause of the reactor heat generation under this condition is a ripple current flowing through the reactor by turning on and off the boost switching element and a direct current output from the battery through the reactor to the motor via the boost switching element or the diode.
  • means for limiting the target torque of the motor or limiting the direct current is used. In Patent Document 3, the target torque is limited. JP 2003-324942 A JP 2004-135465 A JP 2006-324942 A
  • the target torque is limited in the high torque output and high speed rotation state where the reactor temperature rises quickly, or if the DC current is limited, the motor operating area becomes a high speed and low torque area, and the district current of the battery is limited.
  • the boosted voltage is not limited, and the ripple current generated by boosting is not limited. Therefore, the overheat suppression effect due to the reduction in power consumption due to the target torque limitation or the DC current limitation is not sufficient. That is, it is difficult to sufficiently suppress the reactor overheating in a short time.
  • the target torque limit or DC current limit for preventing reactor overheating is limited to a protection start temperature that is considerably lower than the heat-resistant limit temperature in anticipation of overshoot.
  • Start limiting target torque or DC current to prevent overheating is low, the operating range of the motor is narrowed, and the boosting range of the reactor is narrowed.
  • direct current is directly limited by the primary power supply (battery side)
  • battery output current control is required, and fail-safe (abnormal protection) control of the motor control system becomes complicated.
  • the first object of the present invention is to prevent overheating of the reactor, and the second object of the present invention is to widen the temperature range in which the reactor can be used for boosting the motor output by the protective operation of the converter that prevents overheating of the reactor.
  • the third object is to prevent sudden fluctuations, that is, shocks.
  • the reactor temperature is detected, and while it is equal to or higher than a predetermined value (Th), on / off of the boost switching element by PWM control for boosting is limited.
  • the converter device of the present invention for carrying out this is the following item (1).
  • a converter circuit (1) including boosting power supply means (3, 6) for boosting the voltage by the reactor and outputting the secondary voltage (Vuc); and the secondary voltage matches the secondary target voltage (Vuc *)
  • a converter device comprising: converter control means (30v, 20v) for PWM-controlling on / off switching of the step-up switching element,
  • the converter device further includes temperature detection means (7) for detecting the temperature of the reactor, and the converter control means boosts the voltage by the boost switching element when the temperature of the reactor rises to a first predetermined value (Th) or more.
  • a converter device characterized in that said on / off switching by PWM control is limited.
  • the “ripple” current that is one of the factors of the reactor heat generation is reduced, thereby reducing the heat generation of the reactor. Temperature rise is suppressed, or the reactor temperature decreases.
  • the “operating region during boosting” for example, FIG. 6) of the rotating electrical machine fed by the secondary voltage is limited by the amount of limiting boosting.
  • the converter control means (30v) does not sequentially lower the secondary target voltage in a predetermined pattern.
  • the on-off switching is stopped when the first processing is started and the voltage of the primary-side power source (18, 22) is lowered or close thereto ((a) in FIG. 5); the converter according to (1) above apparatus.
  • the on / off switching limitation by the PWM control for boosting gradually becomes gradually stricter, so that the change in the on-duty of the PWM control is gradual and the sudden change in the rotating electrical machine torque, that is, Does not cause shock.
  • the converter control means turns on / off when the temperature of the reactor falls below a second predetermined value (Tn) lower than a first predetermined value (Th). Switching is started and an annealing process for sequentially raising the secondary target voltage in a predetermined pattern is started and raised to or close to the secondary target voltage instructed by the converter control means ((b) of FIG. 5).
  • Tn second predetermined value
  • Th first predetermined value
  • ⁇ Cancel the on / off switching restriction by PWM control for boosting. Since it starts when the reactor temperature (RT) falls to a second predetermined value (Tn) lower than the first predetermined value (Th), an unstable state in which the limit and release are switched in a short time can be avoided.
  • the “smoothing process” in which the secondary target voltage is sequentially increased in a predetermined pattern gradually releases the on / off switching restriction due to the PWM control for boosting. Changes slowly, and a sudden change in the rotating electric machine torque, that is, no shock occurs.
  • the converter circuit (1) turns on and off the reactor (2), one end of which is connected to the positive electrode of the primary power source, and the other end of the reactor and the negative electrode of the primary power source.
  • the converter control means includes a voltage control signal including a step-up PWM pulse (Pvf) for turning on and off the step-up switching element and a step-down PWM pulse (Pvr) for turning on and off the step-down switching element.
  • Pvf step-up PWM pulse
  • Pvr step-down PWM pulse
  • the converter control means restricts on / off switching by PWM control of the step-down switching element; the converter device according to (4) above.
  • the on / off switching limitation of the step-up switching element is to stop the boost switching element from being turned on and continue to be off, and the step-down switching element to be on / off switching is to stop the high-voltage switching element from being turned off.
  • the converter apparatus as described in said (5) which is continuation of ON.
  • An inverter (19m) connected to the converter device for receiving the secondary voltage (Vuc *) and controlling exchange of electric power with the rotating electrical machine (10m);
  • Secondary target voltage determining means (30m) for deriving the secondary target voltage corresponding to the target torque and rotational speed of the rotating electrical machine;
  • Motor control means (30m) for controlling the inverter so that the output torque of the rotating electrical machine becomes the target torque based on the target torque, rotational speed and the secondary target voltage of the rotating electrical machine;
  • a rotating electrical machine control device comprising:
  • Each switching element includes a step-down switching element (4) for turning on and off between two inverters (19m, 19g) and the other end, and each diode (5, 6) connected in parallel to each switching element
  • Converter control means (30v, 20v) for PWM-controlling on / off switching of the step-up switching element and the step-down switching element so that the secondary voltage (Vuc) matches the secondary target voltage (Vuc *);
  • First motor control means for controlling the first inverter so that the output torque of the first rotating electrical machine is set to the target torque based on the target torque, rotational speed and the secondary voltage of the first rotating electrical machine.
  • Second motor control means for controlling the second inverter so that the output torque of the second rotating electrical machine becomes the target torque based on the target torque, the rotational speed and the secondary voltage of the second rotating electrical machine.
  • a drive device comprising:
  • the converter control limiting unit starts an annealing process for sequentially lowering the secondary target voltage of the converter circuit in a predetermined pattern.
  • the voltage of the primary power source (18, 22) is lowered or close to it, the on / off switching for boosting the boost switching element (3) is stopped ((a) of FIG. 5); (9) The drive device according to (9).
  • the converter control limiting means after stopping the on / off switching, when the temperature of the reactor falls below a second predetermined value (Tn) lower than a first predetermined value (Th), An off process is started and an annealing process for sequentially raising the secondary target voltage of the converter circuit in a predetermined pattern is started and raised to or close to the secondary target voltage ((b) of FIG. 5); (10) The driving device according to (10).
  • the converter control limiting unit limits on / off switching by PWM control of the step-down switching element when the temperature of the reactor rises to a first predetermined value or higher; the converter device according to (9) above.
  • the on / off switching restriction of the step-up switching element is to stop the boost switching element from being turned on and continue to be off, and the on / off switching restriction to the step-down switching element is to turn off the high-voltage switching element. And the converter apparatus as described in said (12) which is continuation of ON.
  • the first rotating electrical machine is an electric motor that rotationally drives a wheel
  • the second rotating electrical machine is a generator that is rotationally driven by an engine of a vehicle equipped with the wheel; the above (9) to (13)
  • the drive device as described in any one.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an outline of the configuration of the first embodiment of the invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an outline of a functional configuration of the motor control device 30m shown in FIG.
  • FIG. 3 is a flowchart showing an outline of motor control of the microcomputer MPU shown in FIG.
  • FIG. 4 is a flowchart showing an outline of boost control for converter circuit 1 by the microcomputer in converter control device 30v shown in FIG.
  • FIG. 5A is a flowchart showing the contents of the “boost ratio reduction smoothing process” (32) shown in FIG.
  • FIG. 5B is a flowchart showing the contents of the “boost ratio increase smoothing process” (39) shown in FIG.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an outline of the configuration of the first embodiment of the invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an outline of a functional configuration of the motor control device 30m shown in FIG.
  • FIG. 3 is a flowchart showing an outline of motor control of the microcomputer M
  • FIG. 6 is a graph showing operation areas of the motors 10m and 10g determined by the converter control CDC by the converter control device 30v and the motor drive control MDC by the motor control devices 30m and 30g.
  • FIG. 7 is a graph showing an example of a temperature change of the reactor 2 shown in FIG.
  • FIG. 8A is a flowchart showing the contents of the “annealing process for decreasing the boost ratio” in the second embodiment.
  • FIG. 8B is a flowchart showing the content of the “boost ratio increase annealing process” of the second embodiment.
  • FIG. 1 shows an outline of the first embodiment of the present invention.
  • the electric motor 10m that is a rotating electrical machine to be controlled is a permanent magnet type synchronous motor that is mounted on a vehicle and rotationally drives wheels, and has a rotor with a built-in permanent magnet. Includes three-phase coils 11 to 13 of U phase, V phase and W phase.
  • a voltage type inverter 19m supplies electric power of the battery 18 on the vehicle to the electric motor 10m.
  • the rotor of the resolver 17m for detecting the magnetic pole position of the rotor is connected to the rotor of the electric motor 10m.
  • the resolver 17m generates an analog voltage (rotation angle signal) SG ⁇ m that represents the rotation angle of the rotor, and supplies it to the motor control device 30m.
  • the battery 18 which is a storage battery on the vehicle is connected to the primary side capacitor 22 when the electrical component on the vehicle is turned on, and constitutes a primary side power source together with the battery 18.
  • Voltage sensor 21 provides voltage detection signal Vdc representing the voltage of primary side capacitor 22 (the voltage of on-vehicle battery 18) to converter control device 30v.
  • a voltage dividing resistor is used for the voltage sensor 21.
  • One end of the reactor 2 of the bidirectional converter circuit 1 is connected to the positive electrode (+ line) of the primary power supply.
  • the converter circuit 1 further includes a step-up switching element 3 for turning on and off between the other end of the reactor 2 and the negative electrode ( ⁇ line) of the primary power supply, and between the positive electrode of the secondary capacitor 23 and the other end.
  • step-down switching element 4 for turning on and off, and diodes 5 and 6 connected in parallel to switching elements 3 and 4.
  • the anode of the diode 5 is connected to the other end of the reactor 2, the cathode is connected to the negative electrode ( ⁇ line) of the primary power supply, the anode of the diode 6 is connected to the positive electrode of the secondary capacitor 23, and the cathode is connected to the reactor 2.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the step-up switching element 3 When the step-up switching element 3 is turned on (conductive), a current flows from the primary power source (18, 22) to the step-up switching element 3 via the reactor 2, whereby the reactor 2 stores electricity and the step-up switching element 3 is turned off ( When switched to non-conduction, the reactor 2 discharges to the secondary capacitor 23 through the diode 6 at a high voltage. That is, a voltage higher than that of the primary power supply is induced to charge the secondary capacitor 23. By repeating ON / OFF of the step-up switching element 3, the high-voltage charging of the secondary side capacitor 23 is continued. That is, the secondary side capacitor 23 is charged with a high voltage.
  • the electric power stored in the reactor 2 increases according to the length of the ON period, so the ON time during the fixed cycle (ON duty: ON time ratio to the fixed cycle)
  • ON duty ON time ratio to the fixed cycle
  • the speed at which power is supplied from the primary power supplies 18 and 22 to the secondary capacitor 23 via the converter circuit 1 can be adjusted by PWM control.
  • the step-down switching element 4 When the step-down switching element 4 is turned on (conductive), the stored power of the secondary capacitor 23 is supplied to the primary power sources 18 and 22 through the step-down switching element 4 and the reactor 2 (reverse power feeding: regeneration). Also in this case, reverse power is supplied from the secondary capacitor 23 to the primary power sources 18 and 22 via the converter circuit 1 by adjusting the ON time of the step-down switching element 4 during a certain period, that is, by PWM control. The speed (power supply speed for regeneration) can be adjusted.
  • the voltage-type inverter 19m includes six switching transistors Tr1 to Tr6, and the transistors Tr1 to Tr6 are turned on (conducted) by each of a series of six drive signals generated in parallel by the drive circuit 20m.
  • the DC voltage of the side capacitor 23 (the output voltage of the converter circuit 1, that is, the secondary voltage) is converted into a triple AC voltage having a phase difference of 2 ⁇ / 3, that is, a three-phase AC voltage. (U phase, V phase, W phase) is applied to each of the stator coils 11-13.
  • the six switching transistors Tr1 to Tr6 are all IGBTs.
  • the secondary output line of the converter circuit 1 which is an input line of the inverter 19m A large-capacity secondary capacitor 23 is connected.
  • the primary side capacitor 22 constituting the primary side power source is a small and low-cost capacitor having a small capacity, and the capacity of the primary side capacitor 22 is considerably smaller than the capacity of the secondary side capacitor 23.
  • Voltage sensor 24 detects secondary voltage Vuc of converter circuit 1 and provides it to converter control device 30v.
  • FIG. 2 shows a functional configuration of the motor control device 30m.
  • the motor control device 30m is an electronic control device mainly composed of a microcomputer (hereinafter referred to as a microcomputer) MPU, and includes the microcomputer MPU, a drive circuit 20m, current sensors 14 to 16, a resolver 17, and a primary voltage.
  • An interface (signal processing circuit) (not shown) between the sensor 21 and the secondary voltage sensor 24 is included, and further, not shown, between the microcomputer MPU and a main controller of a vehicle travel control system (not shown) on the vehicle. Also includes an interface (communication circuit).
  • the microcomputer MPU that is the motor control device 30 m calculates the rotation angle (magnetic pole position) ⁇ and the rotation speed (angular velocity) ⁇ of the rotor of the electric motor 10 m. calculate.
  • the rotation angle of the rotor of the electric motor 10m and the magnetic pole position are not the same, but they are in a proportional relationship and the proportionality coefficient is determined by the number of magnetic poles p of the electric motor 10m. Further, although the rotational speed and the angular speed are not the same, both are in a proportional relationship, and the proportionality coefficient is determined by the number of magnetic poles p of the electric motor 10m.
  • the rotation angle ⁇ means the magnetic pole position.
  • the rotational speed ⁇ means an angular speed, but sometimes means a rotational speed.
  • a main controller of the vehicle travel control system (not shown) supplies the motor target torque TM * to the motor control device 30m, that is, the microcomputer MPU.
  • the main controller calculates a vehicle required torque TO * based on the vehicle speed and the accelerator opening of the vehicle, generates a motor target torque TM * corresponding to the required vehicle torque TO *, the microcomputer MPU give.
  • the microcomputer MPU outputs the rotational speed ⁇ rpm of the electric motor 10 m to the main controller.
  • the microcomputer MPU reads the limit torque TM * max corresponding to the secondary target voltage Vuc * and the rotational speed ⁇ from the limit torque table (lookup table) by the torque command limit 34, and the target torque TM * becomes TM * max. If it exceeds, TM * max is set to the target torque T * . When TM * max or less, the motor target torque TM * is set to the target torque T * . The motor target torque T * generated by adding such a restriction is given to the secondary target voltage calculation 43 and the output calculation 35.
  • each value of the secondary target voltage Vuc * and the voltage within the rotation speed range is used as an address, and the maximum torque that can be generated in the electric motor 10m at each value is written as the limit torque TM * max.
  • it means one memory area of a RAM (not shown) in the microcomputer MPU.
  • the limit torque TM * max is larger as the secondary target voltage Vuc * is higher and is smaller as it is lower. Further, the lower the rotation speed ⁇ , the larger the value, and the smaller the rotation speed ⁇ .
  • the microcomputer there is a non-volatile memory in which the limit torque table data TM * max is written, and the microcomputer initializes itself and the motor drive system shown in FIG. 1 when an operating voltage is applied to the microcomputer. Then, the data is read from the nonvolatile memory and written to the RAM.
  • the microcomputer There are a plurality of other similar look-up tables in the microcomputer, which will be described later. These, like the limit torque table, also mean a memory area on the RAM in which the reference data in the nonvolatile memory is written.
  • the motor control device 30m determines “powering” or “regeneration” based on the target torque T * and the rotational speed ⁇ .
  • the secondary target voltage Vuc * m assigned to the rotational speed ⁇ of the electric motor 10m is obtained from the secondary target voltage table assigned to the target torque T * within the “regeneration” group. read out.
  • Each secondary target voltage table in the “power running” group is a lookup table storing secondary target voltage values associated with the rotation speed.
  • Each secondary target voltage table of the “regeneration” group is also a lookup table storing secondary target voltage values associated with the rotation speed.
  • the d-axis current id * and the q-axis current iq * corresponding to the target torque on the dq coordinate are calculated based on the high torque curve, and the respective axis target voltages Vd *, Vq are calculated based on these. * Is calculated, and these are converted into control voltages for each of the three phases.
  • the high torque curve is asymmetric between the “power running” and “regenerative” types (with the same absolute value for the target torque). Therefore, if the secondary target voltage characteristic for each target torque is shared for “power running” and “regeneration”, the torque control accuracy is reduced. . Therefore, in this embodiment, the secondary target voltage characteristics addressed to the target torque having the same absolute value are set to two for “power running” and “regeneration”.
  • the microcomputer MPU of the motor control device 30m uses the d-axis in the direction of the magnetic pole pair in the rotor of the electric motor 10m and the q-axis in the direction perpendicular to the d-axis. Feedback control is performed by vector control calculation on the q-axis model. Therefore, the microcomputer digitally converts and reads the current detection signals iU, iV, iW of the current sensors 14 to 16 and uses a known three-phase / two-phase conversion which is a fixed / rotational coordinate conversion in current feedback calculation. The three-phase current values iU, iV, iW on the fixed coordinates are converted into the two-phase current values id, iq on the d-axis and the q-axis on the rotation coordinates.
  • the first high-efficiency torque curve table A which is one look-up table, is included in the output calculation 35, and each of the first high-efficiency torque curve tables A is associated with the motor speed ⁇ and the motor target torque T *. Each d-axis current value id for generating each target torque T * at the motor speed is written.
  • the output torque of the electric motor is determined corresponding to each value of the d-axis current id and the q-axis current iq, but id for outputting the same torque for one rotation speed value, that is, at the same motor rotation speed.
  • Iq are innumerable and are on a constant torque curve.
  • On the constant torque curve there is a combination of id and iq with the highest power usage efficiency (lowest power consumption), which is the high efficiency torque point.
  • a curve connecting high efficiency torque points on a plurality of torque curves is a high efficiency torque curve and exists for each rotation speed.
  • the electric motor 10m By energizing the electric motor 10m with the d-axis current id and the q-axis current iq at the position of the given motor target torque T * on the high efficiency torque curve addressed to the rotation speed of the motor as a target current value, The electric motor 10m outputs the torque T * , and the power use efficiency of the motor energization is high.
  • the high-efficiency torque curve is divided into two systems: a first high-efficiency torque curve A that represents the d-axis value and a second high-efficiency torque curve B that represents the q-axis value.
  • the high-efficiency torque curve A is a pair of the one applied to the power running region and the one applied to the regeneration region, and both represent the d-axis target current with respect to the motor rotation speed and the target torque.
  • the first high-efficiency torque curve table A is a memory area in which a d-axis target current for generating the target torque with minimum power consumption, which is addressed to the target torque T * , is written.
  • a pair of regeneration tables A2 for regeneration is configured. Whether to use a table for power running or regeneration is determined according to the determination result by determining whether the table is power running or regeneration based on the rotational speed ⁇ of the electric motor and the target torque T * to be given.
  • the d-axis field weakening current ⁇ id is generated by field adjustment allowance calculation, calculates a d-axis current command, and calculates a q-axis current command.
  • the d-axis field weakening current ⁇ id is calculated by the field weakening current calculation 41. The contents will be described later.
  • the second high efficiency torque curve table B in the output calculation 35 is used.
  • the second high-efficiency torque curve table B further includes a second high-efficiency torque curve B representing the q-axis value of the high-efficiency torque curve, and a d-axis field weakening current ⁇ id and a pair of q-axis field weakening current ⁇ iq.
  • the data is corrected to a curve representing the subtracted q-axis target current, and the data of the corrected second high efficiency torque curve B is stored.
  • the second high-efficiency torque curve table B is the d-axis target current for generating the target torque with the lowest power consumption, which is addressed to the target torque T * and the d-axis field weakening current ⁇ id, that is, the corrected second axis.
  • This is a memory area in which the target current value of the high-efficiency torque curve B is written, and this is also composed of a pair of a power running table B1 for power running and a regeneration table B2 for regeneration. Whether to use powering or regenerative power is determined based on the determination result by determining whether it is powering or regenerating based on the rotational speed ⁇ of the electric motor and the target torque T * .
  • the target torque T * and the q-axis target current iq * addressed to the d-axis field weakening current ⁇ id are read from the second high efficiency torque curve table B and used as the q-axis current command.
  • the microcomputer MPU of the motor control device 30m calculates the current deviation ⁇ id between the d-axis target current id * and the d-axis current id and the current deviation ⁇ iq between the q-axis target current iq * and the q-axis current iq. Based on the current deviations ⁇ id and ⁇ iq, proportional control and integral control (PI calculation of feedback control) are performed, and a d-axis voltage command value vd * and a q-axis voltage command value vq * are calculated as output voltages. .
  • the target voltages vd * and vq * on the rotation coordinates are converted into the target voltages VU * on the fixed coordinates according to the two-phase / three-phase conversion . , VV * , and VW * .
  • This is sent to the PWM pulse generator 50 via the modulation 37 when the voltage control mode is two-phase modulation.
  • the voltage control mode is three-phase modulation
  • each phase target voltage VU * , VV * , VW * in the three-phase modulation mode is converted into a two-phase modulation one by the two-phase modulation 37, and the PWM pulse generation 50 is performed. send.
  • each phase target voltage VU * , VV * , VW * in the 3-phase modulation mode is energized with each phase rectangular waves by 1 pulse conversion of the modulation 37. This is converted to a PWM pulse generator 50.
  • the PWM pulse generation 50 When the PWM pulse generation 50 is given the three-phase target voltages VU * , VV * , and VW * , the PWM pulse generation 50 is converted into PWM pulses MU, MV, and MW for outputting voltages of these values, as shown in FIG. Output to the drive circuit 20m.
  • the drive circuit 20m generates six series of drive signals in parallel based on the PWM pulses MU, MV, and MW, and turns on / off each of the transistors Tr1 to Tr6 of the voltage type inverter 19 with each series of drive signals. .
  • VU * , VV * and VW * are applied to each of the stator coils 11 to 13 of the electric motor 10m, and phase currents iU, iV and IW flow.
  • the PWM pulse generator When each phase target voltage in the two-phase modulation mode is given, the PWM pulse generator generates a PWM pulse for two phases and an on or off (constant voltage output) signal for the remaining one phase.
  • an energization section signal for making each phase a rectangular wave energization is output.
  • the field weakening current calculation 41 calculates a voltage saturation index m that is a parameter for field weakening control. That is, based on the d-axis voltage command value vd * and the q-axis voltage command value vq * , the voltage saturation calculation value ⁇ V is calculated as a value representing the degree of voltage saturation, and the field adjustment allowance is calculated.
  • the integrated value ⁇ V is multiplied by a proportional constant to calculate a d-axis field weakening current ⁇ id for performing field weakening control.
  • the adjustment value ⁇ id and the integrated value ⁇ V are set to zero.
  • the adjustment value ⁇ id is used in the calculation of the d-axis current command and the q-axis current command.
  • “2-phase / 3-phase conversion” 36 calculates the motor target voltage Vm * in the process of 2-phase / 3-phase conversion.
  • Vm * ⁇ (Vd * 2 + Vq * 2 ).
  • the modulation control 42 further determines the modulation mode based on the target torque T *, the rotational speed ⁇ , and the modulation ratio Mi of the electric motor 10m. According to the determined modulation mode, the modulation 37 is instructed to output each phase target voltage in the modulation mode.
  • the microcomputer MPU shown in FIG. 2 includes RAM, ROM, and flash memory for recording data and various programs, and programs stored in the ROM or flash memory. , The reference data and the lookup table are written in the RAM, and input processing, calculation and output processing shown in FIG. 2 surrounded by a two-dot chain line block are performed based on the program.
  • FIG. 3 shows an outline of the motor drive control MDC executed by the microcomputer MPU (or its CPU) based on the program.
  • the microcomputer MPU initializes itself, the PWM pulse generation 50 and the drive circuit 20m, and sets the inverter 19m for driving the electric motor 10m to a stop standby state. Then, it waits for a motor drive start instruction from a main controller of a vehicle travel control system (not shown).
  • the microcomputer MPU sets the initial value of the motor control in the internal register by the “start process” (step 1), and the input signal or data by the “input read” (step 2). Is read.
  • the first target torque TM * provided by the main controller, the phase current values iU, iV, iW detected by the current sensors 14m to 16m, and the rotation angle signal SG ⁇ of the resolver 17 are read by digital conversion, and will be described later.
  • step is abbreviated and only the step number is written in parentheses.
  • the microcomputer MPU When the shutdown request signal Ssd is at a high level H which means a shutdown request, the microcomputer MPU outputs a motor drive to an output signal for stopping the drive of the motor 10m and a main controller of a vehicle travel control system (not shown).
  • the alarm signal Ssdm (high level H is significant) for notifying the protection stop due to overheating of the drive circuit is generated (3, 16) and output to the inverter 19m and the main controller (12).
  • the rotation angle ⁇ and the rotation speed ⁇ are set based on the rotation angle signal SG ⁇ (rotation angle data SG ⁇ ) read in “input reading” (2).
  • the microcomputer MPU reads the read motor target torque TM * , the secondary voltage upper limit value Vuc * max and the limit torque TM * max corresponding to the calculated rotation speed ⁇ from the limit torque table, and reads the read motor target torque TM. If * exceeds TM * max, TM * max is determined as the target torque T * .
  • the read motor target torque TM * is determined as the target torque T * (5).
  • This function is shown as a torque command limit 34 in FIG.
  • the microcomputer MPU determines whether the electric motor 10 is in “power running” operation or “regenerative” operation in “secondary target voltage calculation” (6), selects a group corresponding to the determination result,
  • the secondary target voltage Vuc * assigned to the current rotation speed ⁇ is read from the secondary target voltage table associated with the target torque T *.
  • the content of “secondary target voltage calculation” (6) is the same as the content of secondary target voltage calculation 43 shown in FIG.
  • the microcomputer MPU converts the read three-phase current detection signals iU, IV, iW into a two-phase d-axis current value id and a q-axis current value by three-phase / two-phase conversion (7). This function is shown as current feedback 31 in FIG.
  • the microcomputer MPU calculates a d-axis field weakening current ⁇ id for performing d-axis field weakening control (8). This function is shown as field weakening current calculation 41 in FIG.
  • the contents of the “output calculation” (9) are the same as the contents of the output calculation 35 shown in FIG.
  • the dq axis voltage target values Vd * and Vq * calculated in the “output calculation” (9) are converted into the phase target voltages VU *, VV * and VW * in the three-phase modulation mode (10).
  • the motor target voltage Vm * is also calculated.
  • the modulation ratio Mi is calculated, and the modulation mode is determined based on the modulation ratio Mi, the target torque T *, and the rotational speed ⁇ .
  • Parameters to be referred for determining the modulation mode include the target torque T *, the rotational speed ⁇ , and the modulation ratio Mi.
  • the microcomputer MPU has a modulation threshold table (look-up table) associated with a modulation mode (three-phase modulation, two-phase modulation, 1 pulse) and a modulation ratio, and each modulation threshold table has a threshold (target) at the modulation mode boundary. Torque value and rotation speed value) are stored.
  • the microcomputer MPU selects the modulation threshold value table corresponding to the current modulation mode (three-phase modulation, two-phase modulation or 1 pulse) and the modulation ratio, and then reads the threshold value, and compares the target torque T * and the rotational speed with the threshold value. Then, the modulation mode to be adopted next is determined.
  • each phase target voltage in the modulation mode determined in the modulation control (11) is output to the PWM pulse generator 50.
  • the process proceeds to "input reading” (2) again. Then, the above-described “input reading” (2) and subsequent processes are executed. If there is a stop instruction from the main controller of the vehicle travel control system (not shown) while waiting for the next repetition processing timing, the microcomputer MPU stops the output for energizing the motor rotation (14, 15). ).
  • a positive target torque TM * g is given from a main controller (not shown), and the motor control device 30g performs the same control operation as the above-described control operation of the motor control device 30m.
  • the main controller switches the target torque TM * g to a negative value for power generation (regeneration).
  • the motor control device 30g controls the inverter 19g so that the output torque of the electric motor 10g becomes a negative target torque (engine target load).
  • This content (output control calculation) is also the same as the above-described output control calculation of the motor control device 30m.
  • the secondary voltage Vuc (the voltage of the secondary side capacitor 23), which is the output voltage of the converter 40, is also used for the field-weakening currents ⁇ id and ⁇ iq calculation 41 and the two-phase / three-phase conversion 36.
  • This secondary voltage Vuc has a large target torque corresponding to the target torques TM * m, TM * g and the rotational speed below the maximum value of the secondary voltage achievable with the power capacity of the primary-side power supplies 18, 22. It is preferable that the secondary voltage Vuc is adjusted to be high when the rotation speed is high.
  • the converter control device 30v executes the adjustment of the secondary voltage Vuc.
  • the converter control device 30v shown in FIG. 1 is also an electronic control device mainly composed of a microcomputer in this embodiment, and includes a microcomputer, an interface (signal processing circuit) (not shown) and PWM pulse generation, and further includes a microcomputer, a motor An interface (communication circuit) (not shown) between the control devices 30m and 30g is also included.
  • the converter control device 30v uses the higher one of the secondary target voltage Vuc * m given by the motor control device 30m and the secondary target voltage Vuc * g given by the motor control device 30g as the secondary target voltage Vuc *.
  • a control output Pvc for setting the secondary voltage Vuc to the target voltage Vuc * is generated by feedback control calculation, and the control signal Pvc is
  • the step-up switching element 3 of the converter circuit 1 is converted to a step-up PWM pulse Pvf for driving on / off and the step-down switching element 4 is converted to a step-down PWM pulse Pvr for driving on / off, and output to the drive circuit 20v.
  • the drive circuit 20v turns on and off the step-up switching element 3 and the step-down switching element 4 based on the PWM pulses Pvf and Pvr.
  • the step-down switching element 4 is turned off during the on period of the step-up switching element 3 and the step-up switching element 3 is turned off during the on-period of the step-down switching element 4 so that the PWM pulses Pvf and Pvr are turned off. (Dead time) is set.
  • the secondary voltage Vuc output from the converter circuit 1 is controlled to the target voltage Vuc * by ON / OFF driving of the step-up switching element 3 and the step-down switching element 4 by the PWM pulses Pvf and Pvr.
  • FIG. 4 shows an outline of control of the output voltage of the converter circuit 1 by the converter control device 30v, that is, secondary voltage control.
  • the microcomputer of the converter control device 30v (hereinafter simply referred to as the microcomputer) generates itself and PWM pulses therein and initializes the drive circuit 20v, thereby boosting and stepping down the switching circuit of the converter circuit 1. Turn off 3 and 4 together. Then, it waits for a motor drive start signal from the motor control device 30m or 30g. When the motor drive start signal arrives, the microcomputer sets the initial value of the converter circuit control in the internal register by the “start process” (21).
  • the secondary target voltage data Vuc * to be output to the motor control devices 30m and 30g is set to an initial value 0, and the motor drive system shutdown request signal Ssd is set to a low level L indicating no shutdown request.
  • data in the flag register Fui referred to in “reactor 2 overheating protection” PAT, which will be described later, is initialized to L indicating that boosting is possible.
  • the Fui data H means prohibition of boosting.
  • the detected value and data are read by “input reading” (22). That is, the voltage detection signals Vdc and Vuc of the voltage sensors 21 and 24 and the temperature detection signal RT of the temperature sensor 7 for detecting the temperature of the reactor 2 are A / D converted and read, and are given by the motor control devices 30m and 30g. Secondary target voltages Vuc * m and Vuc * g are read. In the next “determine secondary target voltage Vuc *" (23), the higher one of the first and second secondary target voltages Vuc * m and Vuc * g given by the motor control devices 30m and 30g is converted to the converter. The secondary target voltage Vuc * of the circuit 1 is determined.
  • the process proceeds to “Reactor 2 overheating protection” PAT, and referring to the data Fui and the reactor temperature RT of the flag register Fu (24, 25), the boost is possible (Fui: L), and the reactor temperature RT is If it is less than the first predetermined value Th, the feedback control calculation (26) performs PI (proportional / integral) feedback control calculation based on the secondary target voltage Vuc * and the secondary voltage Vuc determined in step 23.
  • a control output Pvc for setting the secondary voltage Vuc to the secondary target voltage Vuc * is generated, and the control signal Pvc is converted into a boost switching element of the converter circuit 1 in the next “convert to upper and lower arm control signal” (27).
  • Reactor 2 generates a large amount of heat when a very severe load is applied, such as continuous high-torque operation of the motor for a long period of time, rapid acceleration to a high speed value, and sudden deceleration to a low speed value alternately in a short cycle.
  • the temperature of the reactor 2 rises rapidly.
  • the microcomputer executes a “boost ratio reduction smoothing process” (32), and the secondary voltage Vuc is sequentially lowered to the battery voltage Vdc by this process.
  • the data Fui of the flag register Fui is switched to H indicating that the boosting is prohibited, and the PWM pulse signals Pvf and Pvr are maintained while the step-up switching element 3 (lower arm) is turned off and the step-down switching element 4 (upper arm).
  • the value of the secondary target voltage Vuc * is changed to the battery voltage, that is, the primary power supply voltage Vdc (34) to drive the PWM pulse signals Pvf and Pvr.
  • Device 30 m and outputs the 30 g (28). As a result, the converter circuit 1 stops boosting.
  • FIG. 5 shows the content of “annealing process of step-down ratio reduction” (32).
  • the secondary voltage Vuc at this time is set as the initial value of the smoothed target voltage Vuc * sm (41D), and the smoothed target voltage Vuc * sm is sequentially decreased by dV in a dT cycle (43D, 47D).
  • a boost PWM pulse Pvf and a step-down PWM pulse Pvr for outputting the annealing target voltage Vuc * sm as a secondary voltage are generated and updated and output to the drive circuit 20v (44D to 46D).
  • the “annealing process for decreasing the boost ratio” is terminated (return from 42D). That is, the process proceeds to step 33 in FIG.
  • the change of the PWM pulses Pvf and Pvr is gentle, the decrease of the step-up ratio, that is, the decrease of the secondary voltage Vuc is gentle, and the change of the motor torque is gentle.
  • torque shock sudden decrease in motor output torque
  • the operation area of the motors 10m and 10g by the inverter control of the motor control devices 30m and 30g is 6 changes from the “operating region at the time of boosting” shown in FIG. 6 to the “operating region at the battery voltage”.
  • the direct current (battery current) passing through the reactor 2 is reduced, so that the power loss in the reactor 2 is reduced. .
  • the ripple current flowing through the reactor 2 is substantially eliminated, so that the harmonic current is substantially eliminated, and the harmonics of the reactor 2 are eliminated. There is no power loss. As a result, the amount of heat generated by the reactor 2 is significantly reduced, and the temperature of the reactor 2 is lowered or the temperature rise is suppressed.
  • the reactor temperature RT is referred to every time the "reactor 2 overheating protection" PAT is executed (24, 35, 38).
  • the reactor temperature RT becomes equal to or higher than the third predetermined value Ta higher than the first predetermined value Th
  • L of the PWM pulse signal Pvf for boosting (switching element 3 off instruction) and H of the PWM pulse signal Pvr for stepping down (switching element) (4 ON instruction) continues and the shutdown request signal Ssd is set to H representing the shutdown request (35, 36).
  • a shutdown request signal Ssd (H: shutdown request) is output to the motor control devices 30m and 30g (28).
  • the motor control devices 30m and 30g switch the control of the inverters 19m and 19g to the regenerative control, and the motor current (regeneration) flowing through the inverters 19m and 19g of the motors 10m and 10g is sequentially changed.
  • the motor current is cut off after annealing. That is, all the switching elements of the inverters 19m and 19g are turned off.
  • alarm signals Ssdm and Ssdg high level H is significant
  • the “boosting ratio increasing annealing process” (39) is executed.
  • the secondary voltage Vuc is sequentially increased to the secondary target voltage Vuc * (the higher of Vuc * m and Vuc * g)
  • the data Fui of the flag register Fui is switched to L representing no boost inhibition (40)
  • PWM The pulse signals Pvf and Pvr are output to the drive circuit 20v as a duty pulse for outputting the secondary target voltage Vuc * (26, 27) (28).
  • the converter circuit 1 recovers the step-up operation, and the secondary target voltage Vuc * which is the higher of Vuc * m and Vuc * g given by the motor control devices 30m and 30g by the step-up and step-down by the PWM pulse signals Pvf and Pvr.
  • a substantially secondary target voltage Vuc * is output.
  • FIG. 5 shows the content of “annealing process for increasing the step-up ratio” (39).
  • a step-up PWM pulse Pvf and a step-down PWM pulse Pvr for outputting the voltage Vuc * sm as a secondary voltage are generated and updated and output to the drive circuit 20v (44U to 46U). This is continued until the annealing target voltage Vuc * sm becomes the secondary target voltage Vuc *.
  • the “boost ratio increase annealing process” is terminated (return from 42U). That is, the process proceeds to step 38 in FIG.
  • the change of the PWM pulses Pvf and Pvr is gentle
  • the increase of the boost ratio that is, the increase of the secondary voltage Vuc is gentle
  • the change of the motor torque is gentle.
  • the output voltage of the converter circuit 1 becomes substantially the secondary target voltage Vuc * (the higher of Vuc * m and Vuc * g) by the above-described annealing process (39) and release of the boost inhibition (40).
  • the operation area of the motors 10m and 10g by the inverter control of the motor control devices 30m and 30g returns from the “operation area at the battery voltage” shown in FIG. 6 to the “operation area at the time of boosting”. Since power is supplied, the motor torque returns to a desired value.
  • FIG. 7 shows changes in the reactor temperature RT and the operation mode of the converter circuit 1 when rapid acceleration to a high speed value (high load power running) and rapid deceleration to a low speed value (high load regeneration) are repeated in a short cycle. Indicates.
  • the reactor temperature RT decreases due to the prohibition of boosting when the reactor temperature RT rises above Th, and the start of boosting when the reactor temperature RT falls below Tn causes sudden acceleration / rapid deceleration until several tens of minutes have elapsed.
  • the reactor temperature RT stayed below about Th.
  • the hardware of the second embodiment is the same as that of the first embodiment, and the contents of motor drive control of the motor control devices 30m and 30g are the same as those of the first embodiment.
  • the content of the converter control CDC of the converter control device 30v of the second embodiment is basically the same as that of the first embodiment (FIG. 4).
  • the contents of the “annealing process” (32) and the “boost ratio increasing process” (39) are different from those of the first embodiment.
  • FIG. 8A and 8B show the contents of “annealing process for decreasing the boost ratio” (32) and “annealing process for increasing the boost ratio” (39) of the second embodiment.
  • the “boost ratio reduction annealing process” (32) of the second embodiment shown in FIG. 8A first, the secondary voltage Vuc and the secondary target voltage Vuc * at the start of the annealing process are used to determine the secondary voltage.
  • Duty Pvf and Pvr of boost PWM pulse Pvf and step-down PWM pulse Pvr for setting Vuc to secondary target voltage Vuc * are calculated (51D, 52D), and boost duty Pvf of boost PWM pulse Pvf is calculated.
  • the initial value of the smoothing target duty Pvfs is set, and the step-down duty Pvr of the step-down PWM pulse Pvr is set as the initial value of the smoothing target duty Pvfr (53D). Then, while decreasing the annealing target duty Pvfs sequentially by dPdf in the dT cycle and simultaneously increasing the annealing target duty Pvfr by dPdr in the dT cycle (54D, 57D), for increasing the annealing target duty Pvfs. PWM pulse Pvf and a PWM pulse Pvr for stepping down the target duty Pvrs are generated and updated and output to the drive circuit 20v (56D).
  • the annealing target duty Pvfs is equal to or less than the value Pvfo without boosting
  • the duty of the PWM pulse Pvf for boosting and the PWM pulse Pvr for stepping down are set to values Pvfo and Pvro without boosting (58D, 59D)
  • the “smoothing process” is terminated (return from 59D). That is, the process proceeds to step 33 in FIG.
  • the secondary voltage Vuc is calculated from the secondary voltage Vuc and the secondary target voltage Vuc * at the start of the annealing process.
  • the duty Pvf, Pvr of the step-up PWM pulse Pvf and the step-down PWM pulse Pvr for setting the secondary target voltage Vuc * to the secondary target voltage Vuc * is calculated (51U, 52U).
  • the calculated step-up duty Pvf and step-down duty are set as end target values Pvfe and Pvre.
  • the unboosted duties Pvfo and Pvro are set as the initial values of the smoothing target duties Pvfs and Pvrs (53U), and the smoothing target duty Pvfr is simultaneously increased while increasing the smoothing target duty Pvfs sequentially by dPdf in the dT cycle.
  • the annealing target duty Pvfs becomes equal to or higher than the secondary target voltage Vuc * equivalent value Pvfe
  • the duty of the step-up PWM pulse Pvf and the step-down PWM pulse Pvr is set to the secondary target voltage Vuc * equivalent value Pvfe and Pvre (58U , 59U), and “the step-up ratio increasing process” is terminated (return from 59U). That is, the process proceeds to step 40 in FIG.
  • the change of the PWM pulses Pvf and Pvr is gentle, the increase of the boost ratio, that is, the increase of the secondary voltage Vuc is gentle, and the change of the motor torque is gentle.
  • torque shock sudden decrease in motor output torque

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Abstract

　バッテリ電圧を昇圧出力するコンバータ内のリアクトルの過熱を防止。昇圧使用できる温度範囲を広くする。過熱防止保護動作によるモータトルクショックを防止。 　リアクトル温度が第１所定値Ｔｈ以上の間、昇圧スイッチ素子３のオン，オフを制限する。すなわち、バッテリ１８に接続されたリアクトル２、および、それに接続された昇圧スイッチ素子３のオン，オフスイッチングによりバッテリ電力を昇圧して２次電圧Ｖｕｃとして出力する昇圧給電手段３，６、を備えるコンバータ回路１；および、２次電圧が目標電圧Ｖｕｃ＊に合致するように昇圧スイッチ素子のオン，オフをＰＷＭ制御する制御手段３０ｖ，２０ｖ；を備えるコンバータにおいて、リアクトル温度センサ７を備え、制御手段３０ｖ，２０ｖが、リアクトル温度が第１所定値以上に上昇すると昇圧スイッチ素子による昇圧オン，オフを制限する。

Description

コンバータ装置，回転電機制御装置および駆動装置
　本発明は、１次側電源の電力を昇圧出力するコンバータ装置に関し、更に、該コンバータ装置を備えて電動機能と発電機能を兼ね備えた回転電機と電力のやり取りをする回転電機制御装置に関し、また、該回転電機と回転電機制御装置とを備える駆動装置に関する。本発明の回転電機制御装置および駆動装置は例えば、電動機で車輪を駆動する電気自動車（ＥＶ）、および、更にエンジンで駆動されてバッテリを充電する電動機を備える電気自動車（ＨＥＶ）に使用することができる。
　特許文献１は、電動機を能率よく力行駆動するための昇圧と電動機の回生電力でバッテリを充電する降圧を行う双方向コンバータの温度を検出し、昇圧用のスイッチングトランジスタの熱破壊を防止するために、ＰＷＭ制御による該トランジスタのオン，オフスイッチングのキャリア周波数を下げて発熱の低下を図るとき、コンバータ内のリアクトルが発生する騒音の、キャリア周波数の変更による音色の急変（騒音，違和感，異音）を抑制するために、キャリア周波数を徐々に下げるコンバータ制御を記載している。特許文献２は、双方向コンバータのリアクトルの温度を検出して、マップ照合により、温度対応の騒音が少なくなるキャリア周波数を抽出し、該キャリア周波数に、昇圧用のスイッチングトランジスタのＰＷＭ制御によるオン，オフのキャリア周波数を定める、コンバータ制御を記載している。特許文献３は、双方向コンバータのリアクトル温度と冷却水温を検出して、両温度の差が小さい（冷却能力が低い）ときは、トルク指令値（目標トルク）に制限を加えて温度上昇を抑制する、車両上電動機のトルク制御が記載されている。トルク指令値に制限を加えるときの急激なトルク変動（ショック）を抑制するために、温度検出データのステップ変化を緩やかに傾斜したものに補正するなまし処理が記載されている。
　車輪駆動モータは、要求される回転速度範囲およびトルク範囲が広いので、ＰＷＭ制御により精細に出力トルクおよびモータ速度を制御する場合、電源電圧が一定電圧であると、全動作範囲にわたるＰＷＭパルスのキャリア周波数およびオンデューティ幅の制御が困難であり、しかも、オンデューティ幅を小さくするに従ってモータ印加電圧に高調波成分が多くなり、モータ損失（鉄損）が大きくなり、電力損失が上昇する。これらを改善するために、昇圧コンバータを用いて、バッテリ（１次側電源）電圧を昇圧して、モータ印加電圧をバッテリ電圧から上方に広い範囲に制御するモータ制御装置が用いられている。これにより、車輪駆動モータの動作領域を、例えば図６に示す「バッテリ電圧での動作領域」から、「昇圧時の動作領域」まで広げることが出来る。また、車両の制動時には車輪駆動モータを回生モードに制御して、モータの回生電力を降圧してバッテリを充電する昇圧機能を加えた、双方向コンバータを用いることにより、車両運行の経済性が向上する。特許文献１～３はいずれも、双方向コンバータを用いる車両駆動装置を開示している。
　昇圧コンバータおよび双方向コンバータのいずれにおいても、リアクトルにとって熱的に最も厳しい条件とは、昇圧中かつモータ出力が大きい時である。この条件下でのリアクトル発熱の要因は、昇圧スイッチング素子をオン，オフすることによりリアクトルに流れるリプル電流と、バッテリからリアクトルを通して、昇圧スイッチング素子又はダイオードを介してモータに出力する直流電流である。従来はリアクトルの加熱を防止するために、モータの目標トルクを制限する、あるいは該直流電流を制限する手段を用いている。特許文献３では、目標トルクを制限している。
特開２００３－３２４９４２号公報 特開２００４－１３５４６５号公報 特開２００６－３２４９４２号公報
　リアクトルの温度上昇が速い高トルク出力かつ高速回転状態で目標トルクを制限すると、あるいは前記直流電流を制限すると、モータの動作領域が高速かつ低トルクの領域となり、バッテリの地区流電流は制限されるが、高速領域で動作するため、昇圧電圧は制限されず、昇圧によって生じるリップル電流は制限されない。よって、目標トルク制限あるいは直流電流の制限による消費電力の低減による過熱抑制効果が十分でない。すなわち短時間で十分にリアクトル過熱を抑えることは難しい。また、リアクトルの昇温には時間遅れがあるため、リアクトル過熱防止のための目標トルクの制限あるいは直流電流の制限は、オーバシュートを見越して、耐熱限界温度よりもかなり低い保護開始温度で、リアクトル過熱防止のための目標トルクの制限あるいは直流電流の制限を開始する。その結果、保護開始温度が低い分、モータの動作範囲が狭くなり、リアクトルの昇圧使用範囲が狭くなる。１次側電源（バッテリ側）で直流電流を直接制限する場合は、バッテリの出力電流制御が必要であり、電動機制御システムのフェールセーフ（異常保護）制御が複雑になる。
　本発明は、リアクトルの過熱を防止することを第１の目的とし、リアクトルを昇圧に使用できる温度範囲を広くすることを第２の目的とし、リアクトルの過熱を防止するコンバータの保護動作によるモータ出力の急激な変動すなわちショックを防止することを第３の目的とする。
　上記目的を達成するために本発明においては、リアクトル温度を検出してそれが所定値(Th)以上の間、昇圧のためのＰＷＭ制御による昇圧スイッチング素子のオン，オフを制限する。これを実施する本発明のコンバータ装置は、次の（１）項のものである。
　（１）１次側電源(18,22)に接続されたリアクトル(2)、および、該リアクトルに接続された昇圧スイッチング素子(3)を含みオン，オフスイッチングにより前記１次側電源の電力を前記リアクトルで昇圧して２次電圧(Vuc)として出力する昇圧給電手段(3,6)、を備えるコンバータ回路(1)；および、前記２次電圧が２次目標電圧(Vuc*)に合致するように前記昇圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングをＰＷＭ制御するコンバータ制御手段(30v,20v)；を備えるコンバータ装置において、
　コンバータ装置は更に、前記リアクトルの温度を検出する温度検出手段(7)；を備え、前記コンバータ制御手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値(Th)以上に上昇すると前記昇圧スイッチング素子による昇圧のためのＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングを制限する；ことを特徴とするコンバータ装置。
　なお、理解を容易にするためにカッコ内には、図面に示し後述する実施例の対応又は相当要素又は事項の符号を、例示として参考までに付記した。以下も同様である。
　昇圧スイッチング素子による昇圧のためのＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングを制限すると、リアクトル発熱の要因の１つである「リプル」電流が少なくなり、これによってリアクトルの発熱が低下し、その分、リアクトルの温度上昇が抑制される、あるいはリアクトル温度が低下する。昇圧のための前記オン，オフスイッチングを制限している間は、昇圧を制限している分、２次電圧によって給電される回転電機の、「昇圧時の動作領域」（例えば図６）が、「バッテリ電圧での動作領域」に収束する方向に狭まり、これが間接的に回転電機トルク（通電電流）を下げることになり、回転電機制御システムのフェールセーフ制御の複雑化を避けることができると共に、「リプル」電流低減による発熱低下の分、昇圧のための前記オン，オフスイッチングの制限を開始する前記第１所定値(Th)、すなわち保護開始温度を高くしてリアクトルの昇圧使用範囲を広げることができる。
　（２）前記コンバータ制御手段(30v)は、前記リアクトル(2)の温度(RT)が第１所定値(Th)以上に上昇したとき、前記２次目標電圧を所定のパターンで順次に下げるなまし処理を開始し、前記１次側電源(18,22)の電圧又はその近くまで下げると、前記オン，オフスイッチングを停止する（図５の（ａ））；上記（１）に記載のコンバータ装置。
　該「なまし処理」により、昇圧のためのＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングの制限が緩やかに徐々に厳しくなるので、ＰＷＭ制御のオンデューティの変化が緩やかで、回転電機トルクに急激な変化すなわちショックを生じない。
　（３）前記コンバータ制御手段は、前記オン，オフスイッチングを停止した後、前記リアクトルの温度が第１所定値(Th)より低い第２所定値(Tn)以下に低下したとき、前記オン，オフスイッチングを開始して前記２次目標電圧を所定のパターンで順次に上げるなまし処理を開始し、前記コンバータ制御手段に指示された２次目標電圧又はその近くまで上げる（図５の（ｂ））；上記（３）に記載のコンバータ装置。
　昇圧のためのＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングの制限の解除は。リアクトル温度(RT)が、第１所定値(Th)より低い第２所定値(Tn)に低下したときに開始するので、制限と解除が短時間で切換る不安定な状態が未然に回避される。また、２次目標電圧を所定のパターンで順次に上げる「なまし処理」により、昇圧のためのＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングの制限が緩やかに徐々に解除されるので、ＰＷＭ制御のオンデューティの変化が緩やかで、回転電機トルクに急激な変化すなわちショックを生じない。
　（４）前記コンバータ回路(1)は、前記１次側電源の正極に一端が接続された前記リアクトル(2)，該リアクトルの他端と前記１次側電源の負極の間をオン，オフする前記昇圧スイッチング素子(3)，前記リアクトルの他端と負荷の正極の間をオン，オフする降圧スイッチング素子(4)、および、各スイッチング素子に並列に接続された各ダイオード(5,6)を含み；前記コンバータ制御手段は、前記昇圧スイッチング素子をオン，オフする昇圧用ＰＷＭパルス(Pvf)および前記降圧スイッチング素子をオン，オフする降圧用ＰＷＭパルス(Pvr)を含む電圧制御信号を前記コンバータ回路(1)に与える；上記（１）乃至（５）のいずれか１つに記載のコンバータ装置。これによれば回転電機を昇圧モードで力行駆動できると共に、降圧モードで回生制御できる。
　（５）前記コンバータ制御手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇すると、前記降圧スイッチング素子のＰＷＭ制御によるオン，オフスイッチングを制限する；上記（４）に記載のコンバータ装置。
　（６）前記昇圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、昇圧スイッチング素子のオンの停止かつオフの継続であり、前記降圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、高圧スイッチング素子のオフの停止かつオンの継続である、上記（５）に記載のコンバータ装置。
　（７）上記（６）に記載のコンバータ装置(1,30v)；
　該コンバータ装置に接続され前記２次電圧(Vuc*)を受け、回転電機(10m)と電力のやり取りを制御するインバータ(19m)；
　前記回転電機の目標トルクおよび回転速度に対応する前記２次目標電圧を導出する２次目標電圧決定手段(30m)；および、
　前記回転電機の目標トルク，回転速度および前記２次目標電圧に基づいて、該回転電機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御するモータ制御手段(30m)；
を備える回転電機制御装置。
　（８）上記（７）に記載の回転電機制御装置(1,30v,19m,30m)；および、該回転電機制御装置の前記インバータ(19m)によって給電される前記回転電機であって、車輪を駆動する電動機(19m)；を備える駆動装置。
　（９）第１回転電機(10m)；
　第２回転電機(10g)；
　前記第１回転電機と電力のやり取りをする第１インバータ(19m)；
　前記第２回転電機と電力のやり取りをする第２インバータ(19g)；
　１次側電源の正極に一端が接続されたリアクトル(2)，該リアクトルの他端と１次側電源の負極の間をオン，オフする昇圧スイッチング素子(3)，前記第１インバータおよび前記第２インバータ(19m,19g)と前記他端との間をオン，オフする降圧スイッチング素子(4)、および、各スイッチング素子に並列に接続された各ダイオード(5,6)を含み、各スイッチング素子(3,4)のオン，オフにより発生する２次電圧を前記第１インバータおよび前記第２インバータに与えるコンバータ(1)；
　前記第１回転電機(10m)の目標トルクおよび回転速度に対応する第１の２次目標電圧(Vuc*m)を導出する第１の２次目標電圧決定手段(30m)；
　前記第２回転電機(10g)の目標トルクおよび回転速度に対応する第２の２次目標電圧(Vuc*g)を導出する第２の２次目標電圧決定手段(30g)；
　前記第１の２次目標電圧(Vuc*m)と前記第２の２次目標電圧(Vuc*g)との高い方を前記コンバータ回路の２次目標電圧(Vuc*)に設定し、前記２次電圧(Vuc)が該２次目標電圧(Vuc*)に合致するように前記昇圧スイッチング素子および前記降圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングをＰＷＭ制御するコンバータ制御手段(30v,20v)；
　前記第１回転電機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、前記第１回転電機の出力トルクを該目標トルクにするように、前記第１インバータを制御する第１モータ制御手段(30m)；
　前記第２回転電機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、前記第２回転電機の出力トルクを該目標トルクにするように、前記第２インバータを制御する第２モータ制御手段(30g)；
　前記リアクトルの温度を検出する温度検出手段(7)；および、
　前記リアクトルの温度が第１所定値(Th)以上に上昇すると前記昇圧スイッチング素子(3)のＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングを制限するコンバータ制御制限手段(30)；
を備える駆動装置。
　（１０）前記コンバータ制御制限手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値(Th)以上に上昇したとき、前記コンバータ回路の２次目標電圧を所定のパターンで順次に下げるなまし処理を開始し、前記１次側電源(18,22)の電圧又はその近くまで下げると、前記昇圧スイッチング素子(3)の昇圧のための前記オン，オフスイッチングを停止する（図５の（ａ））；上記（９）に記載の駆動装置。
　（１１）前記コンバータ制御制限手段は、前記オン，オフスイッチングを停止した後、前記リアクトルの温度が第１所定値(Th)より低い第２所定値(Tn)以下に低下したとき、前記オン，オフスイッチングを開始して前記コンバータ回路の２次目標電圧を所定のパターンで順次に上げるなまし処理を開始し、該２次目標電圧又はその近くまで上げる（図５の（ｂ））；上記（１０）に記載の駆動装置。
　（１１）前記コンバータ制御制限手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇すると、前記降圧スイッチング素子のＰＷＭ制御によるオン，オフスイッチングを制限する；上記（９）に記載のコンバータ装置。
　（１３）前記昇圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、昇圧スイッチング素子のオンの停止かつオフの継続であり、前記降圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、高圧スイッチング素子のオフの停止かつオンの継続である、上記（１２）に記載のコンバータ装置。
　（１４）第１回転電機は、車輪を回転駆動する電動機であり、第２回転電機は該車輪を装備した車両のエンジンによって回転駆動される発電機である；上記（９）乃至（１３）のいずれか１つに記載の駆動装置。
図１は、発明の第１実施例の構成の概略を示すブロック図である。 図２は、図１に示すモータ制御装置３０ｍの機能構成の概要を示すブロック図である。 図３は、図２に示すマイコンＭＰＵの、モータ制御の概要を示すフローチャートである。 図４は、図１に示すコンバータ制御装置３０ｖ内のマイコンによる、コンバータ回路１に対する昇圧制御の概要を示すフローチャートである。 図５（ａ）は図４に示す「昇圧比下げのなまし処理」（３２）の内容を示すフローチャートである。図５（ｂ）は図４に示す「昇圧比上げのなまし処理」（３９）の内容を示すフローチャートである。 図６は、コンバータ制御装置３０ｖによるコンバータ制御ＣＤＣとモータ制御装置３０ｍ，３０ｇによるモータ駆動制御ＭＤＣによって定まるモータ１０ｍ，１０ｇの動作領域を示すグラフである。 図７は、図１に示すリアクトル２の温度変化の一例を示すグラフである。 図８（ａ）は第２実施例の「昇圧比下げのなまし処理」の内容を示すフローチャートである。図８（ｂ）は第２実施例の「昇圧比上げのなまし処理」の内容を示すフローチャートである。
符号の説明
２：リアクトル
３：スイッチング素子（昇圧用）
４：スイッチング素子（降圧用）
５，６：ダイオード
７：温度センサ
１０ｍ，１０ｇ：電気モータ
１１～１３：３相のステータコイル
１４ｍ～１６ｍ：電流センサ
１７ｍ，１７ｇ：レゾルバ
１８：車両上のバッテリ
２１：１次電圧センサ
２２：１次側コンデンサ
２３：２次側コンデンサ
２４：２次電圧センサ
Ｖｄｃ：１次電圧（バッテリ電圧）
Ｖｕｃ：２次電圧（昇圧電圧）
Ｖｕｃ＊：２次目標電圧
　本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の実施例の説明より明らかになろう。
　－第１実施例－
　図１に、本発明の第１実施例の概要を示す。制御対象回転電機である電気モータ１０ｍは、この実施例では、車両に搭載されており車輪を回転駆動するための永久磁石形同期電動機であって、ロータに永久磁石を内蔵したものであり、ステータにはＵ相，Ｖ相及びＷ相の３相コイル１１～１３がある。電気モータ１０ｍには、電圧型インバータ１９ｍが、車両上のバッテリ１８の電力を供給する。電気モータ１０ｍのロータに、ロータの磁極位置を検出するためのレゾルバ１７ｍのロータが連結されている。レゾルバ１７ｍは、そのロータの回転角を表すアナログ電圧（回転角信号）ＳＧθｍを発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。
　車両上の蓄電池であるバッテリ１８には、車両上の電装部が電源オンのときには、１次側コンデンサ２２が接続されて、バッテリ１８と共に１次側電源を構成する。電圧センサ２１が、１次側コンデンサ２２の電圧（車両上バッテリ１８の電圧）を表わす電圧検出信号Ｖｄｃをコンバータ制御装置３０ｖに与える。この実施例では、電圧センサ２１に、分圧抵抗を用いた。１次側電源の正極（＋ライン）には、双方向コンバータ回路１のリアクトル２の一端が接続されている。
　コンバータ回路１には更に、該リアクトル２の他端と１次側電源の負極（－ライン）の間をオン，オフする昇圧スイッチング素子３，２次側コンデンサ２３の正極と前記他端との間をオン，オフする降圧スイッチング素子４、および、各スイッチング素子３，４に並列に接続された各ダイオード５，６がある。ダイオード５のアノードはリアクトル２の他端に、カソードは１次側電源の負極（－ライン）に接続されており、ダイオード６のアノードは２次側コンデンサ２３の正極に、カソードはリアクトル２の他端に接続されている。スイッチング素子３，４のいずれにも、本実施例では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いた。
　昇圧スイッチング素子３をオン（導通）にすると１次側電源（１８，２２）からリアクトル２を介して昇圧スイッチング素子３に電流が流れ、これによりリアクトル２が蓄電し、昇圧スイッチング素子３がオフ（非導通）に切換るとリアクトル２がダイオード６を通して２次側コンデンサ２３に高圧放電する。すなわち１次側電源の電圧よりも高い電圧を誘起して２次側コンデンサ２３を充電する。昇圧スイッチング素子３のオン，オフを繰り返すことにより、２次側コンデンサ２３の高圧充電が継続する。すなわち、高い電圧で２次側コンデンサ２３が充電される。一定周期でこのオン，オフを繰り返すと、オン期間の長さに応じてリアクトル２が蓄積する電力が上昇するので、該一定周期の間のオン時間（オンデューティ：該一定周期に対するオン時間比）を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、１次側電源１８，２２からコンバータ回路１を介して２次側コンデンサ２３に給電する速度（力行用の給電速度）を調整することが出来る。
　降圧スイッチング素子４をオン（導通）にすると、２次側コンデンサ２３の蓄積電力が、降圧スイッチング素子４およびリアクトル２を通して、１次側電源１８，２２に与えられる（逆給電：回生）。この場合も、一定周期の間の降圧スイッチング素子４のオン時間を調整することによって、すなわちＰＷＭ制御によって、２次側コンデンサ２３からコンバータ回路１を介して１次側電源１８，２２に逆給電する速度（回生用の給電速度）を調整することができる。
　電圧型インバータ１９ｍは、６個のスイッチングトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６を備え、ドライブ回路２０ｍが並行して発生する６連の駆動信号の各連によってトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６をオン（導通）駆動して、２次側コンデンサ２３の直流電圧（コンバータ回路１の出力電圧すなわち２次電圧）を３連の、位相差が２π／３の交流電圧、すなわち３相交流電圧に変換して、電気モータ１０ｍの３相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）のステータコイル１１～１３のそれぞれに印加する。これにより電気モータ１０ｍのステータコイル１１～１３のそれぞれに各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍが流れ、電気モータ１０ｍのロータが回転する。６個のスイッチングトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６は、いずれもＩＧＢＴである。
　ＰＷＭパルスによるトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６のオン／オフ駆動（スイッチング）に対する電力供給能力を高くしかつ電圧サージを抑制するために、インバータ１９ｍの入力ラインである、コンバータ回路１の２次側出力ラインには、大容量の２次側コンデンサ２３が接続されている。これに対して１次側電源を構成する１次側コンデンサ２２は、小型かつ低コストの小容量のものであり、１次側コンデンサ２２の容量は、２次側コンデンサ２３の容量よりもかなり小さい。電圧センサ２４が、コンバータ回路１の２次電圧Ｖｕｃを検出してコンバータ制御装置３０ｖに与える。電気モータ１０ｍのステータコイル１１～１３に接続した給電線には、ホールＩＣを用いた電流センサ１４ｍ～１６ｍが装着されており、それぞれ、各相電流ｉＵｍ，ｉＶｍ，ｉＷｍを検出し電流検出信号（アナログ電圧）を発生し、モータ制御装置３０ｍに与える。
　図２に、モータ制御装置３０ｍの機能構成を示す。モータ制御装置３０ｍは、本実施例では、マイクロコンピュータ（以下マイコンと言う）ＭＰＵを主体とする電子制御装置であり、マイコンＭＰＵと、ドライブ回路２０ｍ，電流センサ１４～１６，レゾルバ１７，１次電圧センサ２１および２次電圧センサ２４との間の、図示しないインターフェイス（信号処理回路）を含み、さらに、マイコンＭＰＵと、前記車両上の図示しない車両走行制御システムのメインコントローラとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。
　図２を参照すると、レゾルバ１７が与える回転角信号ＳＧ　θに基づいて、モータ制御装置３０ｍであるマイコンＭＰＵが、電気モータ１０ｍのロータの回転角度（磁極位置）θおよび回転速度（角速度）ωを算出する。
　なお、正確にいうと、電気モータ１０ｍのロータの回転角度と磁極位置とは同一ではないが、両者は比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。また、回転速度と角速度とは同一ではないが、両者も比例関係にあり比例係数が電気モータ１０ｍの磁極数ｐによって定まる。本書においては、回転角度θは磁極位置を意味する。回転速度ωは角速度を意味するが、回転速度を意味する場合もある。
　図示しない車両走行制御システムのメインコントローラが、モータ目標トルクＴＭ＊をモータ制御装置３０ｍすなわちマイコンＭＰＵに与える。なお、該メインコントローラは、前記車両の車速及びアクセル開度に基づいて車両要求トルクＴＯ*を算出し、該車両要求トルクＴＯ*に対応してモータ目標トルクＴＭ＊を発生して、マイコンＭＰＵに与える。マイコンＭＰＵは、電気モータ１０ｍの回転速度ωｒｐｍをメインコントローラに出力する。
　マイコンＭＰＵは、トルク指令制限３４によって、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊ｍａｘを制限トルクテーブル（ルックアップテーブル）から読み出して、目標トルクＴＭ＊がＴＭ＊ｍａｘを超えていると、ＴＭ＊ｍａｘを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊ｍａｘ以下のときには、モータ目標トルクＴＭ＊を目標トルクＴ*に定める。このような制限を加えて生成したモータ目標トルクＴ*が、２次目標電圧算出４３および出力演算３５に与えられる。
　なお、制限トルクテーブルは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊および回転速度範囲内の電圧の各値をアドレスとし、該各値で電気モータ１０ｍに生起させることができる最大トルクを制限トルクＴＭ＊ｍａｘとして書込んだメモリ領域であり、本実施例ではマイコンＭＰＵ内の図示しないＲＡＭの１メモリ領域を意味する。制限トルクＴＭ＊ｍａｘは、２次目標電圧Ｖｕｃ＊が高いほど大きく、低いほど小さい。また、回転速度ωが低いほど大きく、高いほど小さい。
　上記マイコン内には、該制限トルクテーブルのデータＴＭ＊ｍａｘを書込んだ不揮発性メモリがあり、マイコンに動作電圧が印加されてマイコンが、自身および図１に示すモータ駆動システムを初期化する過程で、不揮発性メモリから読み出してＲＡＭに書き込む。マイコンにはその他の同様なルックアップテーブルが複数あり後に言及するが、これらも、制限トルクテーブルと同様に、不揮発性メモリにあった参照データが書き込まれた、ＲＡＭ上のメモリ領域を意味する。
　モータ制御装置３０ｍすなわちマイコンＭＰＵは、２次目標電圧算出４３において、目標トルクＴ＊と回転速度ωに基づいて「力行」か「回生」かを判定して、「力行」であると「力行」グループ内の、「回生」であると「回生」グループ内の、目標トルクＴ＊に割り当てられた２次目標電圧テーブルから、電動機１０ｍの回転速度ωに割り当てられた２次目標電圧Ｖｕｃ＊ｍを読み出す。
　「力行」グループの各２次目標電圧テーブルは、回転速度に対応付けた２次目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。「回生」グループの各２次目標電圧テーブルも、回転速度に対応付けた２次目標電圧値を格納したルックアップテーブルである。
　本実施例では、高トルク曲線にもとづいてｄ－ｑ座標上の、目標トルクに対応するｄ軸電流ｉｄ＊およびｑ軸電流ｉｑ＊を算出し、これらに基づいて各軸目標電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出し、そしてこれらを３相の各相制御電圧に変換するが、高トルク曲線は、「力行」のものと「回生」のものとは、非対称（絶対値が同一の目標トルクに対して、ｉｄ＊，ｉｑ＊の値が相異）であるので、仮に、各目標トルク宛一つの２次目標電圧特性を「力行」用と「回生」用に共用すると、トルク制御精度が低下する。そこで本実施例では、絶対値が同一の目標トルク宛ての２次目標電圧特性を、「力行」用と「回生」用の２つにしている。
　モータ制御装置３０ｍのマイコンＭＰＵは、「出力演算」３５において、電気モータ１０ｍのロータにおける磁極対の方向にｄ軸を、該ｄ軸と直角の方向にｑ軸をそれぞれ採った、公知のｄ－ｑ軸モデル上のベクトル制御演算、によるフィードバック制御を行う。そこで該マイコンは、電流センサ１４～１６の電流検出信号ｉＵ，ｉＶ，ｉＷをデジタル変換して読込み、電流帰還演算にて、公知の固定／回転座標変換である３相／２相変換を用いて、固定座標上の３相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷを、回転座標上のｄ軸およびｑ軸の２相電流値ｉｄ，ｉｑに変換する。
　１つのルックアップテーブルである第１高効率トルク曲線テーブルＡが出力演算３５にあり、この第１高効率トルク曲線テーブルＡには、モータ速度ωおよびモータ目標トルクＴ*に対応付けられた、各モータ速度で各目標トルクＴ*を発生するための各ｄ軸電流値ｉｄが書き込まれている。
　ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑの各値に対応して電気モータの出力トルクが定まるが、１つの回転速度値に対して、すなわち同一のモータ回転速度において、同一トルクを出力するためのｉｄ，ｉｑの組合せが無数にあり、定トルクカーブ上にある。定トルクカーブ上に、最も電力使用効率が高い（最低電力消費の）ｉｄ，ｉｑの組合せがあり、そこが高効率トルク点である。複数のトルクカーブ上の高効率トルク点を連ねる曲線が、高効率トルク曲線であって各回転速度に対して存在する。モータの回転速度宛ての高効率トルク曲線上の、与えられたモータ目標トルクＴ*の位置のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを目標電流値として電気モータ１０ｍの付勢を行うことにより、目標トルクＴ*を電気モータ１０ｍが出力し、しかもモータ付勢の電力使用効率が高い。
　本実施例では、高効率トルク曲線を、ｄ軸の値を表す第１高効率トルク曲線Ａと、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂの、２系統に分け、しかも、第１高効率トルク曲線Ａは、力行領域に適用するものと回生領域に適用するものを対にしたものとし、いずれもモータ回転速度と目標トルクに対するｄ軸目標電流を現すものである。
　第１高効率トルク曲線テーブルＡは、目標トルクＴ*に宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流を書込んだメモリ領域であり、力行用の力行テーブルＡ１と、回生用の回生テーブルＡ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれのテーブルを用いるかは、電気モータの回転速度ωと与えられる目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果に従って決定する。
　ただし、電気モータ１０ｍの回転速度ωが上昇するのに伴ってステータコイル１１～１３に発生する逆起電力が上昇し、コイル１１～１３の端子電圧が上昇する。これにともなってインバータ１９からコイル１１～１３への目標電流の供給が難しくなり、目標とするトルク出力が得られなくなる。この場合、与えられたモータ目標トルクＴ*の定トルク曲線上で、曲線に沿ってΔｉｄ，Δｉｑ分、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを下げることにより、電力使用効率は低下するが、目標トルクＴ*を出力することができる。これが弱め界磁制御といわれている。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、界磁調整代演算により生成して、ｄ軸電流指令を算出し、ｑ軸電流指令を算出する。ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄは、弱め界磁電流演算４１が算出する。その内容は後に説明する。
　マイコンＭＰＵは、「出力演算」３５の中のｄ軸電流指令の算出では、トルク指令制限によって決定した目標トルクＴ*に対応して第１高効率トルク曲線テーブルＡから読出したｄ軸電流値ｉｄから、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを減算して、ｄ軸目標電流ｉｄ*を、ｉｄ*＝－ｉｄ－Δｉｄ、と算出する。
　ｑ軸電流指令の算出では、出力演算３５にある第２高効率トルク曲線テーブルＢを用いる。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、高効率トルク曲線の、ｑ軸の値を表わす第２高効率トルク曲線Ｂを更に、ｄ軸弱め界磁電流Δｉｄと対のｑ軸弱め界磁電流Δｉｑを減算したｑ軸目標電流を表わす曲線に補正し、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂのデータ、を格納したものである。第２高効率トルク曲線テーブルＢは、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられた、最低電力消費で目標トルクを発生するためのｄ軸目標電流、すなわち、補正後の第２高効率トルク曲線Ｂの目標電流値、を書込んだメモリ領域であり、これも、力行用の力行テーブルＢ１と、回生用の回生テーブルＢ２をあわせた１対で構成されている。力行用と回生用のいずれを用いるかは、電気モータの回転速度ωと目標トルクＴ*に基づいて、力行か回生かを判定し、判定結果にしたがって決定する。
　ｑ軸電流指令の算出では、目標トルクＴ*およびｄ軸弱め界磁電流Δｉｄに宛てられたｑ軸目標電流ｉｑ*を、第２高効率トルク曲線テーブルＢから読み出してｑ軸電流指令とする。
　モータ制御装置３０ｍのマイコンＭＰＵは、出力演算３５にて、ｄ軸目標電流ｉｄ*とｄ軸電流ｉｄとの電流偏差δｉｄ、及びｑ軸目標電流ｉｑ*とｑ軸電流ｉｑとの電流偏差δｉｑを算出し、各電流偏差δｉｄ，δｉｑに基づいて、比例制御及び積分制御（フィードバック制御のＰＩ演算）を行い、出力電圧としてのｄ軸電圧指令値ｖｄ*およびｑ軸電圧指令値ｖｑ*を算出する。
　次に、回転／固定座標変換である２相／３相変換３６にて、回転座標上の目標電圧ｖｄ*及びｖｑ*を、２相／３相変換に従って固定座標上の各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*に変換する。これは、電圧制御モードが２相変調であるときには、変調３７を介してＰＷＭパルス発生５０に送る。電圧制御モードが３相変調であるときには、変調３７の２相変調で３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を２相変調のものに変換してＰＷＭパルス発生５０に送る。電圧モードが、全相を矩形波通電とする１ｐｕｌｓｅモードであるときには、変調３７の１ｐｕｌｓｅ変換で、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*を各相矩形波通電とするものに変換してＰＷＭパルス発生５０に与える。
　ＰＷＭパルス発生５０は、３相目標電圧ＶＵ*，ＶＶ*，ＶＷ*が与えられると、それら各値の電圧を出力するための、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに変換して、図１に示されるドライブ回路２０ｍに出力する。ドライブ回路２０ｍは、ＰＷＭパルスＭＵ，ＭＶ，ＭＷに基づいて６連の駆動信号を並行して発生し、各連の駆動信号で、電圧型インバータ１９のトランジスタＴｒ１～Ｔｒ６のそれぞれをオン／オフする。これにより、電気モータ１０ｍのステータコイル１１～１３のそれぞれに、ＶＵ*，ＶＶ*およびＶＷ*が印加され、相電流ｉＵ，ｉＶおよびＩＷが流れる。２相変調モードの各相目標電圧が与えられると、ＰＷＭパルス発生器は、２相はＰＷＭパルスを発生し残りの１相はオン又はオフ（定電圧出力）信号とする。１ｐｕｌｓｅ変調モードの各相目標電圧が与えられると、各相を矩形波通電とする通電区間信号を出力する。
　弱め界磁電流演算４１は、弱め界磁制御のためのパラメータである電圧飽和指標ｍを算出する。すなわち、ｄ軸電圧指令値ｖｄ*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ*に基づいて、電圧飽和の程度を表す値として、電圧飽和算定値ΔＶを算出し、界磁調整代を算出する。
　界磁調整代の算出では、ΔＶを積算し、積算値ΣΔＶが正の値を採る場合、積算値ΣΔＶに比例定数を乗算して弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出し、正の値に設定し、電圧飽和算定値ΔＶ又は積算値ΣΔＶが零以下の値を採る場合、前記調整値Δｉｄおよび積算値ΣΔＶを零にする。調整値Δｉｄは、ｄ軸電流指令の算出およびｑ軸電流指令の算出において使用する。
　「２相／３相変換」３６は、２相／３相変換の過程で電動機目標電圧Ｖｍ＊を算出する。Ｖｍ＊＝√（Ｖｄ＊2＋Ｖｑ＊2）、である。この電動機目標電圧Ｖｍ＊と２次側コンデンサ２３の電圧Ｖｕｃ（電圧センサ２４の電圧検出値）とから、変調制御４２が、変調比　Ｍｉ＝Ｖｍ＊／Ｖｕｃ＊　を算出する。変調制御４２はさらに、電動機１０ｍの目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉに基いて、変調モードを決定する。決定した変調モードに応じて、該変調モードの各相目標電圧の出力を、変調３７に指示する。
　図２に示すマイコンＭＰＵには、ＣＰＵの他に、データを記録したり、各種のプログラムを記録したりするためのＲＡＭ，ＲＯＭおよびフラッシュメモリが備わっており、ＲＯＭ又はフラッシュメモリに格納されたプログラム，参照データおよびルックアップテーブルをＲＡＭに書き込んで、該プログラムに基づいて、図２に２点鎖線ブロックで囲んで示す入力処理，演算および出力処理を行う。
　図３に、該プログラムに基づいてマイコンＭＰＵ（のＣＰＵ）が実行するモータ駆動制御ＭＤＣの概要を示す。動作電圧が印加されるとマイコンＭＰＵは、自身およびＰＷＭパルス発生５０およびドライブ回路２０ｍの初期化を行って、電動機１０ｍを駆動するインバータ１９ｍを停止待機状態に設定する。そして図示しない車両走行制御システムのメインコントローラからのモータ駆動スタート指示を待つ。モータ駆動スタート指示が与えられると、マイコンＭＰＵは、「開始処理」（ステップ１）によって、内部レジスタに電動機制御の初期値を設定して、「入力読込み」（ステップ２）で、入力信号又はデータを読み込む。すなわち、メインコントローラが与える第１目標トルクＴＭ＊，電流センサ１４ｍ～１６ｍが検出した各相電流値ｉＵ，ｉＶ，ｉＷ、および、レゾルバ１７の回転角信号ＳＧ　θをデジタル変換により読込み、また、後述するコンバータ制御装置３０ｖが与える、２次電圧目標値Ｖｕｃ＊およびモータ駆動システムシャットダウン要求信号Ｓｓｄ（高レベルＨが有意）を取り込む。
　なお、以下においては、括弧内には、ステップという語を省略して、ステップ番号のみを記す。
　次にマイコンＭＰＵは、シャットダウン要求信号Ｓｓｄがシャットダウン要求を意味する高レベルＨであると、モータ１０ｍの駆動を停止するための出力信号、ならびに、図示しない車両走行制御システムのメインコントローラに、モータ駆動の、駆動回路過熱による保護停止を報知する警報信号Ｓｓｄｍ（高レベルＨが有意）を生成して（３，１６）、インバータ１９ｍおよびメインコントローラに出力する（１２）。
　しかしシャットダウン要求信号Ｓｓｄがシャットダウン要求なしを意味する低レベルＬであるときには、「入力読込み」（２）で読み込んだ回転角信号ＳＧθ（回転角データＳＧθ）に基づいて回転角度θおよび回転速度ωを算出する（４）。この機能を図２上には、角度，速度演算３２として示した。次にマイコンＭＰＵは、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*，２次電圧上限値Ｖｕｃ＊ｍａｘおよび算出した回転速度ωに対応する制限トルクＴＭ＊ｍａｘを制限トルクテーブルから読み出して、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*がＴＭ＊ｍａｘを超えていると、ＴＭ＊ｍａｘを目標トルクＴ*に定める。ＴＭ＊ｍａｘ以下のときには、読み込んだモータ目標トルクＴＭ*を目標トルクＴ*に定める（５）。この機能を図２上には、トルク指令制限３４として示した。つぎにマイコンＭＰＵは、「２次目標電圧算出」（６）で、電動機１０が「力行」運転か「回生」運転かを判定し、判定結果に対応してグループを選択し、その中の、目標トルクＴ＊に対応付けられている２次目標電圧テーブルから、現在の回転速度ωに割り当てられている２次目標電圧Ｖｕｃ＊を読み出す。「２次目標電圧算出」（６）の内容は、上述の、図２に示す２次目標電圧算出４３の内容と同様である。
　次にマイコンＭＰＵは、読込んだ３相の電流検出信号ｉＵ，ＩＶ，ｉＷを、３相／２相変換により、２相のｄ軸電流値ｉｄおよびｑ軸電流値に変換する（７）。この機能を図２上には、電流帰還３１として示した。次にマイコンＭＰＵは、ｄ軸弱め界磁制御を行うためのｄ軸弱め界磁電流Δｉｄを算出する（８）。この機能を図２上には、弱め界磁電流演算４１として示した。
　「出力演算」（９）の内容は、上述の、図２に示す出力演算３５の内容と同様である。該「出力演算」（９）で算出したｄ－ｑ軸の電圧目標値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、３相変調モードの各相目標電圧ＶＵ＊，ＶＶ＊，ＶＷ＊に変換する（１０）。このとき電動機目標電圧Ｖｍ＊も算出する。つぎの「変調制御」（１１）で、変調比Ｍｉを算出し、変調比Ｍｉ，目標トルクＴ＊および回転速度ωに基いて、変調モードを決定する。
　変調モードを決定するために参照するパラメータには、目標トルクＴ＊，回転速度ωおよび変調比Ｍｉがある。マイコンＭＰＵには、変調モード（３相変調，２相変調，１ｐｕｌｓｅ）および変調比に対応付けた変調閾値テーブル（ルックアップテーブル）があり、各変調閾値テーブルには、変調モード境界の閾値（目標トルク値および回転速度値）が格納されている。マイコンＭＰＵは、現在の変調モード（３相変調，２相変調又は１ｐｕｌｓｅ）と変調比に対応する変調閾値テーブルを選択してそれから、閾値を読み出して、目標トルクＴ＊および回転速度を閾値と対比して、次に採用すべき変調モードを決定する。
　次の「出力更新」（１２）では、変調制御（１１）で決定した変調モードの各相目標電圧をＰＷＭパルス発生５０に出力する。次に、次の繰返し処理タイミングになるのを待ってから（１３）、再度「入力読込み」（２）に進む。そして上述の「入力読込み」（２）以下の処理を実行する。次の繰返し処理タイミングになるのを待っている間に、図示しない車両走行制御システムのメインコントローラから停止指示があると、マイコンＭＰＵはそこでモータ回転付勢のための出力を停止する（１４，１５）。
　以上、車輪を回転駆動する電気モータ１０ｍの動作を制御するモータ制御装置３０ｍの制御機能を説明した。
　一方、車両上エンジンによって回転駆動される電動機１０ｇは発電機又は発電動機といわれることもあるが、本実施例では、電動機１０ｇは、エンジンを始動するときにはエンジンを始動駆動する電気モータ（力行）であり、エンジンが始動するとエンジンによって回転駆動されて発電する発電機（回生）である。この電動機１０ｇの力行および回生を制御するモータ制御装置３０ｇの機能および動作は、モータ制御装置３０ｍのものと同様であり、また、電動機１０ｇに給電するインバータ１９ｇの構成および動作は、インバータ１９ｍと同様である。
　エンジンを始動するときに図示しないメインコントローラから、正値の目標トルクＴＭ*ｇが与えられ、モータ制御装置３０ｇは、モータ制御装置３０ｍの上述の制御動作と同様な制御動作を行う。エンジンが始動しその出力トルクが上昇するとメインコントローラが目標トルクＴＭ*ｇを、発電（回生）用の負値に切り換える。これによりモータ制御装置３０ｇは、電動機１０ｇの出力トルクが、負値の目標トルク（エンジンの目標負荷）となるように、インバータ１９ｇを制御する。この内容（出力制御演算）も、モータ制御装置３０ｍの上述の出力制御演算と同様である。
　前述のように、コンバータ４０の出力電圧である２次電圧Ｖｕｃ（２次側コンデンサ２３の電圧）は、弱め界磁電流Δｉｄ，Δｉｑの算出４１および２相／３相変換３６にも用いられる。この２次電圧Ｖｕｃは、１次側電源１８，２２の電力容量で達成可能な２次電圧最高値以下において、目標トルクＴＭ*ｍ，ＴＭ*ｇおよび回転速度に対応して、目標トルクが大きいと高くまた回転速度が高いと高く、２次電圧Ｖｕｃを調整するのが好ましい。この２次電圧Ｖｕｃの調整をコンバータ制御装置３０ｖが実行する。
　図１に示すコンバータ制御装置３０ｖも、本実施例では、マイコンを主体とする電子制御装置であり、マイコンと、図示しないインターフェイス（信号処理回路）およびＰＷＭパルス発生を含み、さらに、マイコンと、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇとの間の、図示しないインターフェイス（通信回路）も含む。コンバータ制御装置３０ｖは、モータ制御装置３０ｍが与える２次目標電圧Ｖｕｃ＊ｍと、モータ制御装置３０ｇが与える２次目標電圧Ｖｕｃ＊ｇの、高い方を２次目標電圧Ｖｕｃ＊として、該目標電圧Ｖｕｃ＊とコンバータ回路１の現在の出力電圧すなわち２次電圧Ｖｕｃに基づいて、フィードバック制御演算により、２次電圧Ｖｕｃを目標電圧Ｖｕｃ＊とするための制御出力Ｐｖｃを生成し、制御信号Ｐｖｃを、コンバータ回路１の昇圧スイッチング素子３をオン，オフ駆動する昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆと、降圧スイッチング素子４をオン，オフ駆動する降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒに変換して、ドライブ回路２０ｖに出力する。ドライブ回路２０ｖが、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒに基づいて昇圧スイッチング素子３，降圧スイッチング素子４をオン，オフする。なお、昇圧スイッチング素子３のオン期間には降圧スイッチング素子４はオフ、降圧スイッチング素子４のオン期間には、昇圧スイッチング素子３はオフとなるように、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒにはそれぞれにオフ期間（デッドタイム）が設定されている。このようなＰＷＭパルスＰｖｆおよびＰｖｒによる昇圧スイッチング素子３および降圧スイッチング素子４のオン，オフ駆動により、コンバータ回路１が出力する２次電圧Ｖｕｃが目標電圧Ｖｕｃ＊に制御される。
　図４に、コンバータ制御装置３０ｖによるコンバータ回路１の出力電圧の制御すなわち２次電圧制御、の概要を示す。動作電圧が印加されるとコンバータ制御装置３０ｖのマイコン（以下、単にマイコンという）は、自身およびその内部のＰＷＭパルス発生ならびにドライブ回路２０ｖの初期化を行って、コンバータ回路１の昇圧，降圧スイッチング素子３，４を共にオフにする。そしてモータ制御装置３０ｍ又は３０ｇからのモータ駆動スタート信号を待つ。モータ駆動スタート信号が到来すると、マイコンは、「開始処理」（２１）によって、内部レジスタにコンバータ回路制御の初期値を設定する。このときモータ制御装置３０ｍおよび３０ｇへの出力となる２次目標電圧データＶｕｃ＊は、初期値０とし、モータ駆動システムシャットダウン要求信号Ｓｓｄは、シャットダウン要求なしを表す低レベルＬとする。また、後述の「リアクトル２の過熱保護」ＰＡＴで参照するフラグレジスタＦｕｉのデータを、昇圧可を表すＬに初期化する。なお、ＦｕｉのデータＨは、昇圧禁止を意味する。
　次に、「入力読込み」（２２）で、検出値およびデータを読み込む。すなわち、電圧センサ２１，２４の電圧検出信号Ｖｄｃ，Ｖｕｃおよびリアクトル２の温度を検出する温度センサ７の温度検出信号ＲＴを、Ａ／Ｄ変換して読み込み、そして、モータ制御装置３０ｍおよび３０ｇが与える２次目標電圧Ｖｕｃ＊ｍおよびＶｕｃ＊ｇを読み込む。次の「２次目標電圧Ｖｕｃ＊を決定」（２３）では、モータ制御装置３０ｍおよび３０ｇが与えた第１および第２の２次目標電圧Ｖｕｃ＊ｍおよびＶｕｃ＊ｇの、高い方を、コンバータ回路１の２次目標電圧Ｖｕｃ＊に定める。
　次に「リアクトル２の過熱保護」ＰＡＴに進んで、フラグレジスタＦｕｉのデータＦｕｉおよびリアクトル温度ＲＴを参照して（２４，２５）、昇圧可（Ｆｕｉ：Ｌ）であって、しかもリアクトル温度ＲＴが第１所定値Ｔｈ未満であると、「フィードバック制御演算」（２６）で、ステップ２３で定めた２次目標電圧Ｖｕｃ＊と２次電圧Ｖｕｃに基づいて、ＰＩ（比例・積分）フィードバック制御演算により、２次電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊とするための制御出力Ｐｖｃを生成し、次の「上下アーム制御信号に変換」（２７）で、制御信号Ｐｖｃを、コンバータ回路１の昇圧スイッチング素子３（下アーム）をオン，オフ駆動する昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆと、降圧スイッチング素子４（上アーム）をオン，オフ駆動する降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒの各デューティＰｖｆ，Ｐｖｒに変換して、各デューティのＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒを発生してドライブ回路２０ｖに出力する（２８）。このとき、コンバータ回路１の２次目標電圧Ｖｕｃ＊およびシャットダウン要求信号Ｓｓｄ（Ｌ：シャットダウン要求なし）を、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇに出力する。ドライブ回路２０ｖが、該ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒに基づいて昇圧スイッチング素子３，降圧スイッチング素子４をオン，オフする。これにより、コンバータ回路１が出力する２次電圧Ｖｕｃが、２次目標電圧Ｖｕｃ＊又は略２次目標電圧Ｖｕｃ＊となる。
　モータの高トルク運転の長時間の継続や、高速値への急加速と低速値への急減速を交互に短周期で繰り返すなどの、極めて過酷な負荷がかかると、リアクトル２の発熱が大きく、リアクトル２の温度が急速に上昇する。リアクトル２の温度ＲＴが第１所定値Ｔｈ以上になると、マイコンは、「昇圧比下げのなまし処理」（３２）を実行し、この処理によって、２次電圧Ｖｕｃをバッテリ電圧Ｖｄｃまで順次に下げると、フラグレジスタＦｕｉのデータＦｕｉを、昇圧禁止であることを表すＨに切換え、ＰＷＭパルス信号ＰｖｆおよびＰｖｒを、昇圧スイッチング素子３（下アーム）をオフに維持し降圧スイッチング素子４（上アーム）をオンに維持する信号ＬおよびＨに定め（３３）、そして２次目標電圧Ｖｕｃ＊の値をバッテリ電圧すなわち１次側電源電圧Ｖｄｃに変更して（３４）、ＰＷＭパルス信号ＰｖｆおよびＰｖｒをドライブ回路２０ｖに出力し、２次電圧Ｖｕｃ，２次目標電圧Ｖｕｃ＊およびシャットダウン要求信号（Ｌ：要求なし）をモータ制御装置３０ｍ，３０ｇに出力する（２８）。これによりコンバータ回路１は昇圧を停止する。
　図５の（ａ）に、「昇圧比下げのなまし処理」（３２）の内容を示す。ここでは、まずこの時点の２次電圧Ｖｕｃをなまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍの初期値とし（４１Ｄ）、なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍを、ｄＴ周期でｄＶづつ順次に下げながら（４３Ｄ，４７Ｄ）、なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍを２次電圧として出力するための昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆと降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒを生成してドライブ回路２０ｖに更新出力する（４４Ｄ～４６Ｄ）。これを、なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍがバッテリ電圧Ｖｄｃ（１次側電源の電圧）になるまで継続する。なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍがＶｄｃ以下になると、「昇圧比下げのなまし処理」を終了する（４２Ｄからリターン）。すなわち、図４のステップ３３に進む。このなまし処理により、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒの変化が緩やかで、昇圧比の低下すなわち２次電圧Ｖｕｃの低下が緩やかで、モータトルクの変化が緩やかである。これによりトルクショック（モータ出力トルクの急減）を生じない。
　上述のなまし処理（３２）および昇圧禁止（３３）により、コンバータ回路１の出力電圧がバッテリ電圧Ｖｄｃになるので、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇのインバータ制御による、モータ１０ｍ，１０ｇの動作領域が、図６に示す「昇圧時の動作領域」から「バッテリ電圧での動作領域」に変わり、ここではリアクトル２を通過する直流電流（バッテリ電流）が少なくなるので、リアクトル２での電力損失が少なくなる。これに加えて、昇，降圧スイッチング素子３，４のオン，オフスイッチングが無いので、リアクトル２を流れるリプル電流が実質的になくなり、したがって高調波電流が実質的に無くなって、リアクトル２の高調波電力損失が無くなる。これによって、リアクトル２の発熱量が大幅に低減し、リアクトル２の温度が低下する、又は、温度上昇が抑制される。
　図４を再度参照する。昇圧禁止（３３）を実行した後では、「リアクトル２の過熱保護」ＰＡＴに進むたびに、リアクトル温度ＲＴを参照する（２４，３５，３８）。リアクトル温度ＲＴが、第１所定値Ｔｈより高い第３所定値Ｔａ以上になると、昇圧用のＰＷＭパルス信号ＰｖｆのＬ（スイッチング素子３オフ指示）および降圧用のＰＷＭパルス信号ＰｖｒのＨ（スイッチング素子４オン指示）は継続して、シャットダウン要求信号Ｓｓｄを、シャットダウン要求を表すＨに設定する（３５，３６）。そしてシャットダウン要求信号Ｓｓｄ（Ｈ：シャットダウン要求）を、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇに出力する（２８）。シャットダウン要求信号Ｓｓｄ（Ｈ）を受けたモータ制御装置３０ｍ，３０ｇは、インバータ１９ｍ，１９ｇの制御を回生制御に切換え、モータ１０ｍおよび１０ｇのインバータ１９ｍ，１９ｇを介して流れるモータ電流（回生）を順次に下げるなましをしてから、モータ電流を遮断する。すなわち、インバータ１９ｍ，１９ｇの全スイッチング素子をオフにする。そして、図示しない車両走行制御システムのメインコントローラに、モータ駆動回路過熱による保護停止（をしたこと）を報知する警報信号Ｓｓｄｍ，Ｓｓｄｇ（高レベルＨが有意）を生成してメインコントローラに出力する。
　リアクトル温度ＲＴが、第３所定値Ｔａに達せず、第２所定値Ｔｎを越えている間は、上述の昇圧禁止を継続し、２次目標電圧Ｖｕｃ＊の値を１次側電源電圧Ｖｄｃに変更して（３７）、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇに出力する（２８）。
　昇圧禁止を継続している間にリアクトル温度ＲＴが低下して第２所定値Ｔｎ以下になったときには（３８）、「昇圧比上げのなまし処理」（３９）を実行し、この処理によって、２次電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊（Ｖｕｃ＊ｍとＶｕｃ＊ｇの高い方）まで順次に上げると、フラグレジスタＦｕｉのデータＦｕｉを、昇圧禁止なしを表すＬに切換え（４０）、ＰＷＭパルス信号ＰｖｆおよびＰｖｒを、該２次目標電圧Ｖｕｃ＊を出力するデューティのパルスとして（２６，２７）、ドライブ回路２０ｖに出力する（２８）。これによりコンバータ回路１は昇圧動作を回復し、ＰＷＭパルス信号ＰｖｆおよびＰｖｒによる昇，降圧によって、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇが与えるＶｕｃ＊ｍとＶｕｃ＊ｇの高い方である２次目標電圧Ｖｕｃ＊又は略２次目標電圧Ｖｕｃ＊を出力する。
　図５の（ｂ）に、「昇圧比上げのなまし処理」（３９）の内容を示す。ここでは、まずこの時点の２次電圧Ｖｕｃ（＝Ｖｄｃ）を初期値として（４１Ｕ）、なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍを、ｄＴ周期でｄＶづつ順次に上げながら（４３Ｕ，４７Ｕ）、なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍを２次電圧として出力するための昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆと降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒを生成してドライブ回路２０ｖに更新出力する（４４Ｕ～４６Ｕ）。これを、なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍが２次目標電圧Ｖｕｃ＊になるまで継続する。なまし目標電圧Ｖｕｃ＊ｓｍが２次目標電圧Ｖｕｃ＊以上になると、「昇圧比上げのなまし処理」を終了する（４２Ｕからリターン）。すなわち、図４のステップ３８に進む。このなまし処理により、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒの変化が緩やかで、昇圧比の上昇すなわち２次電圧Ｖｕｃの上昇が緩やかで、モータトルクの変化が緩やかである。これによりトルクショック（モータ出力トルクの急増）を生じない。
　上述のなまし処理（３９）および昇圧禁止の解除（４０）により、コンバータ回路１の出力電圧が実質的に２次目標電圧Ｖｕｃ＊（Ｖｕｃ＊ｍとＶｕｃ＊ｇの高い方）になるので、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇのインバータ制御による、モータ１０ｍ，１０ｇの動作領域が、図６に示す「バッテリ電圧での動作領域」から「昇圧時の動作領域」に戻り、ここでは十分なモータ電流が給電されるので、モータトルクが所望値に復帰する。
　図７には、高速値への急加速（高負荷力行）と低速値への急減速（高負荷回生）を短周期で繰り返したときの、リアクトル温度ＲＴと、コンバータ回路１の動作モードの変化を示す。リアクトル温度ＲＴがＴｈ以上に上昇したときの昇圧禁止によりリアクトル温度ＲＴが低下し、Ｔｎ以下に低下したときの昇圧の開始により、急加速／急減速を開始して数十分が経過するまで、リアクトル温度ＲＴはＴｈ程度以下にとどまった。しかし数十分が経過した時点でリアクトル温度ＲＴがＴａに急上昇し、システムシャットダウンが働き、リアクトル温度ＲＴは、その後使用不可となる熱破壊温度より低い温度で低下に転じ、シャットダウンから数十秒後には、昇圧許可領域（Ｔｎ以下）に低下した。図７に示すように、Ｔｎ＜Ｔｈ＜Ｔａである。
　この実験によれば、システムシャットダウンから数分経過後に、図示しない車両走行制御システムのメインコントローラがモータ制御装置３０ｍ，３０ｇにモータ駆動スタート指示を与えると、前述のモータ駆動制御ＭＤＣおよびコンバータ制御ＣＤＣが開始される。なお、図７上には、「昇圧比下げのなまし」および「昇圧比上げのなまし」の各期間を、広く示しているが、本実施例では、いずれも数百msecの短期間である。
　－第２実施例－
　第２実施例のハードウエアは上述の第１実施例と同様であり、また、モータ制御装置３０ｍ，３０ｇのモータ駆動制御の内容も、第１実施例と同様である。第２実施例のコンバータ制御装置３０ｖのコンバータ制御ＣＤＣの内容も、大筋は第１実施例のもの（図４）と同様であるが、第２実施例のコンバータ制御ＣＤＣの中の「昇圧比下げのなまし処理」（３２）および「昇圧比上げのなまし処理」（３９）の内容が、第１実施例のものと異なる。
　図８の（ａ）および（ｂ）に、第２実施例の「昇圧比下げのなまし処理」（３２）および「昇圧比上げのなまし処理」（３９）の内容を示す。図８の（ａ）に示す第２実施例の「昇圧比下げのなまし処理」（３２）では、まずなまし処理開始時点の２次電圧Ｖｕｃと２次目標電圧Ｖｕｃ＊から、２次電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊とするための昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆと降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒのデューティＰｖｆ，Ｐｖｒを算出し（５１Ｄ，５２Ｄ）、昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆの昇圧デューティＰｖｆを、なまし目標デューティＰｖｆｓの初期値とし、降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒの降圧デューティＰｖｒを、なまし目標デューティＰｖｆｒの初期値とする（５３Ｄ）。そして、なまし目標デューティＰｖｆｓを、ｄＴ周期でｄＰｄｆづつ順次に下げながらかつ同時になまし目標デューティＰｖｆｒを、ｄＴ周期でｄＰｄｒづつ順次に上げながら（５４Ｄ，５７Ｄ）、なまし目標デューティＰｖｆｓの昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆとなまし目標デューティＰｖｒｓの降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒを生成してドライブ回路２０ｖに更新出力する（５６Ｄ）。これを、なまし目標デューティＰｖｆｓが昇圧なしの値Ｐｖｆｏ（Ｖｕｃ＝バッテリ電圧Ｖｄｃとなる値）になるまで継続する。なまし目標デューティＰｖｆｓが昇圧なしの値Ｐｖｆｏ以下になると、昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆおよび降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒのデューティを昇圧なしの値ＰｖｆｏおよびＰｖｒｏにして（５８Ｄ，５９Ｄ）、「昇圧比下げのなまし処理」を終了する（５９Ｄからリターン）。すなわち、図４のステップ３３に進む。このなまし処理により、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒの変化が緩やかで、昇圧比の低下すなわち２次電圧Ｖｕｃの低下が緩やかで、モータトルクの変化が緩やかである。これによりトルクショック（モータ出力トルクの急減）を生じない。
　図８の（ｂ）に示す第２実施例の「昇圧比上げのなまし処理」（３９）では、なまし処理開始時点の２次電圧Ｖｕｃと２次目標電圧Ｖｕｃ＊から、２次電圧Ｖｕｃを２次目標電圧Ｖｕｃ＊とするための昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆと降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒのデューティＰｖｆ，Ｐｖｒを算出する（５１Ｕ，５２Ｕ）。算出した昇圧デューティＰｖｆおよび降圧デューティを終了目標値ＰｖｆｅおよびＰｖｒｅとする。そして、昇圧なしのデューティＰｖｆｏおよびＰｖｒｏを、なまし目標デューティＰｖｆｓおよびＰｖｒｓの初期値として（５３Ｕ）、なまし目標デューティＰｖｆｓを、ｄＴ周期でｄＰｄｆづつ順次に上げながらかつ同時になまし目標デューティＰｖｆｒを、ｄＴ周期でｄＰｄｒづつ順次に下げながら（５４Ｕ，５７Ｕ）、なまし目標デューティＰｖｆｓの昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆとなまし目標デューティＰｖｒｓの降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒを生成してドライブ回路２０ｖに更新出力する（５６Ｕ）。これを、なまし目標デューティＰｖｆｓが終了目標値Ｐｖｆｅ（Ｖｕｃ＝Ｖｕｃ＊となる値）になるまで継続する。なまし目標デューティＰｖｆｓが２次目標電圧Ｖｕｃ＊相当値Ｐｖｆｅ以上になると、昇圧用のＰＷＭパルスＰｖｆおよび降圧用のＰＷＭパルスＰｖｒのデューティを２次目標電圧Ｖｕｃ＊相当値ＰｖｆｅおよびＰｖｒｅにして（５８Ｕ，５９Ｕ）、「昇圧比上げのなまし処理」を終了する（５９Ｕからリターン）。すなわち、図４のステップ４０に進む。このなまし処理により、ＰＷＭパルスＰｖｆ，Ｐｖｒの変化が緩やかで、昇圧比の上昇すなわち２次電圧Ｖｕｃの上昇が緩やかで、モータトルクの変化が緩やかである。これによりトルクショック（モータ出力トルクの急減）を生じない。第２実施例のその他の機能および動作は、第１実施例と同様である。

Claims (14)

  1. 　１次側電源に接続されたリアクトル、および、該リアクトルに接続された昇圧スイッチング素子を含みオン，オフスイッチングにより前記１次側電源の電力を前記リアクトルで昇圧して２次電圧として出力する昇圧給電手段、を備えるコンバータ回路；および、前記２次電圧が２次目標電圧に合致するように前記昇圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングをＰＷＭ制御するコンバータ制御手段；を備えるコンバータ装置において、
    　コンバータ装置は更に、前記リアクトルの温度を検出する温度検出手段；を備え、前記コンバータ制御手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇すると前記昇圧スイッチング素子による昇圧のためのＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングを制限する；ことを特徴とするコンバータ装置。
  2. 　前記コンバータ制御手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇したとき、前記２次目標電圧を所定のパターンで順次に下げるなまし処理を開始し、前記１次側電源の電圧又はその近くまで下げると、前記オン，オフスイッチングを停止する；請求項１に記載のコンバータ装置。
  3. 　前記コンバータ制御手段は、前記オン，オフスイッチングを停止した後、前記リアクトルの温度が第１所定値より低い第２所定値以下に低下したとき、前記オン，オフスイッチングを開始して前記２次目標電圧を所定のパターンで順次に上げるなまし処理を開始し、前記コンバータ制御手段に指示された２次目標電圧又はその近くまで上げる；請求項３に記載のコンバータ装置。
  4. 　前記コンバータ回路は、前記１次側電源の正極に一端が接続された前記リアクトル，該リアクトルの他端と前記１次側電源の負極の間をオン，オフする前記昇圧スイッチング素子，前記リアクトルの他端と負荷の正極の間をオン，オフする降圧スイッチング素子、および、各スイッチング素子に並列に接続された各ダイオードを含み；前記コンバータ制御手段は、前記昇圧スイッチング素子をオン，オフする昇圧用ＰＷＭパルスおよび前記降圧スイッチング素子をオン，オフする降圧用ＰＷＭパルスを含む電圧制御信号を前記コンバータ回路に与える；請求項１に記載のコンバータ装置。
  5. 　前記コンバータ制御手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇すると、前記降圧スイッチング素子のＰＷＭ制御によるオン，オフスイッチングを制限する；請求項４に記載のコンバータ装置。
  6. 　前記昇圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、昇圧スイッチング素子のオンの停止かつオフの継続であり、前記降圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、高圧スイッチング素子のオフの停止かつオンの継続である、請求項５に記載のコンバータ装置。
  7. 　請求項６に記載のコンバータ装置；
    　該コンバータ装置に接続され前記２次電圧を受け、回転電機と電力のやり取りを制御するインバータ；
    　前記回転電機の目標トルクおよび回転速度に対応する前記２次目標電圧を導出する２次目標電圧決定手段；および、
    　前記回転電機の目標トルク，回転速度および前記２次目標電圧に基づいて、該回転電機の出力トルクを前記目標トルクにするように、前記インバータを制御するモータ制御手段；
    を備える回転電機制御装置。
  8. 　請求項７に記載の回転電機制御装置；および、該回転電機制御装置の前記インバータによって給電される前記回転電機であって、車輪を駆動する電動機；を備える駆動装置。
  9. 　第１回転電機；
    　第２回転電機；
    　前記第１回転電機と電力のやり取りをする第１インバータ；
    　前記第２回転電機と電力のやり取りをする第２インバータ；
    　１次側電源の正極に一端が接続されたリアクトル，該リアクトルの他端と前記１次側電源の負極の間をオン，オフする昇圧スイッチング素子，前記第１インバータおよび前記第２インバータと前記他端との間をオン，オフする降圧スイッチング素子、および、各スイッチング素子に並列に接続された各ダイオードを含み、各スイッチング素子のオン，オフにより発生する２次電圧を前記第１インバータおよび前記第２インバータに与えるコンバータ回路；
    　第１回転電機の目標トルクおよび回転速度に対応する第１の２次目標電圧を導出する第１の２次目標電圧決定手段；
    　第２回転電機の目標トルクおよび回転速度に対応する第２の２次目標電圧を導出する第２の２次目標電圧決定手段；
    　前記第１の２次目標電圧と前記第２の２次目標電圧との高い方を前記コンバータ回路の２次目標電圧に設定し、前記２次電圧が該２次目標電圧に合致するように前記昇圧スイッチング素子および前記降圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングをＰＷＭ制御するコンバータ制御手段；
    　前記第１回転電機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、前記第１回転電機の出力トルクを該目標トルクにするように、前記第１インバータを制御する第１モータ制御手段；
    　前記第２回転電機の目標トルク，回転速度および前記２次電圧に基づいて、前記第２回転電機の出力トルクを該目標トルクにするように、前記第２インバータを制御する第２モータ制御手段；
    　前記リアクトルの温度を検出する温度検出手段；および、
    　前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇すると前記昇圧スイッチング素子のＰＷＭ制御による前記オン，オフスイッチングを制限するコンバータ制御制限手段；
    を備える駆動装置。
  10. 　前記コンバータ制御手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇したとき、前記コンバータ回路の２次目標電圧を所定のパターンで順次に下げるなまし処理を開始し、前記１次側電源の電圧まで下げると、前記昇圧スイッチング素子の昇圧のための前記オン，オフスイッチングを停止する；請求項９に記載の駆動装置。
  11. 　前記コンバータ制御手段は、前記オン，オフスイッチングを停止した後、前記リアクトルの温度が第１所定値より低い第２所定値以下に低下したとき、前記オン，オフスイッチングを開始して前記コンバータ回路の２次目標電圧を所定のパターンで順次に上げるなまし処理を開始し、該２次目標電圧まで上げる；請求項１０に記載の駆動装置。
  12. 　前記コンバータ制御手段は、前記リアクトルの温度が第１所定値以上に上昇すると、前記降圧スイッチング素子のＰＷＭ制御によるオン，オフスイッチングを制限する；請求項９に記載のコンバータ装置。
  13. 　前記昇圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、昇圧スイッチング素子のオンの停止かつオフの継続であり、前記降圧スイッチング素子のオン，オフスイッチングの制限は、高圧スイッチング素子のオフの停止かつオンの継続である、請求項１２に記載のコンバータ装置。
  14. 　前記第１回転電機は、車輪を回転駆動する電動機であり、前記第２回転電機は該車輪を装備した車両のエンジンによって回転駆動される発電機である；請求項９乃至１３のいずれか１つに記載の駆動装置。
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