WO2006118163A1

WO2006118163A1 - 高周波スイッチングモジュール及び高周波回路の周波数特性調整方法

Info

Publication number: WO2006118163A1
Application number: PCT/JP2006/308780
Authority: WO
Inventors: Takanori Uejima; Naoki Nakayama; Shinya Watanabe
Original assignee: Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date: 2005-04-28
Filing date: 2006-04-26
Publication date: 2006-11-09
Also published as: US7466211B2; EP1876722B1; EP1876722A1; KR20070099651A; CN101128986B; JPWO2006118163A1; KR100890711B1; US20080258839A1; EP1876722A4; CN101128986A; JP4182160B2

Abstract

　リップルを小さく抑え、所望の周波数特性を有する高周波スイッチングモジュール及び高周波回路の周波数特性調整方法を得る。　スイッチング素子としてのダイオードＤを含む高周波スイッチＳＷとインダクタＬ，Ｌ１及びコンデンサＣ１ａを含む高周波フィルタＬＰＦとを一体化した高周波スイッチングモジュール。π型高周波フィルタを構成するインダクタＬがダイオードＤに対して直列かつ直接に接続されている。インダクタＬを挿入することにより、ダイオードＤのオン時に形成されるチェビシェフ型ローパスフィルタ回路の遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともに、リップルを小さくすることができる。

Description

明細書

高周波スイッチングモジュール及び高周波回路の周波数特性調整方法技術分野

[0001] 本発明は、高周波スイッチングモジュール、特に、スイッチング素子としてのダイォードゃ FETスィッチを含む高周波スィッチとインダクタ及びコンデンサを含む高周波フィルタとを一体ィ匕した高周波スイッチングモジュールに関する。また、本発明は、高周波回路の周波数特性調整方法、特に、スイッチング素子としてのダイオードや FE Tスィッチを含む高周波スィッチと、シャント接続されたコンデンサを含む高周波フィルタとを含んだ RFフロントエンド回路における減衰特性の調整方法に関する。

背景技術

[0002] 一般に、携帯電話機などの移動体通信装置における高周波スイッチングモジユールゃ RFフロントエンド回路において、 1. 8GHz帯や 900MHz帯の高周波信号の伝送経路を切り換えるためのスイッチング素子としてダイオードが使用されている。

[0003] この種の高周波スィッチは、特許文献 1, 2に記載のように、二つのダイオードとインダクタとコンデンサや抵抗などにより構成され、電源端子に印加する電圧を制御することで、信号の送受信を切り換えるようにしている。また、高周波フィルタや RFフロントエンド回路は、 LC並列共振回路の両端に接地コンデンサ（シャントコンデンサ）を有する π型ローパスフィルタで構成されており、特に、送信回路側に配置された低雑音増幅器 (LNA)にて生じる 2次や 3次の高次高調波を取り除くように構成されて、る。

[0004] ところで、ダイオードのオン、オフを利用して信号伝送経路を切り換える高周波スィツチにおいて、図 28 (A)に示すダイオード Dは、ダイオード Dへの順バイアスの印加時には、図 28 (B)に示す等価回路を形成していることが分力つた。即ち、ダイオード Dのオン時には、直列の抵抗成分 Rとインダクタンス成分 Lに対してコンデンサ成分 C が並列に接続された回路を形成していることが分力ゝつた。

[0005] そして、このような高周波スィッチに、前記 π型ローパスフィルタを接続して、る場合、その等価回路は、図 28 (C)に示すように、ダイオード Dのオン時に形成されるィンダクタンス成分 Lと、コンデンサ成分 Cと、 π型ローパスフィルタにおけるシャントコンデンサ CIとでローパスフィルタが形成されていることが判明した。そして、この等価回路におけるインダクタンス成分 Lのインダクタンスは非常に小さい値 (約 InH)であるため、このローパスフィルタは、遮断周波数が高ぐチェビシェフ特性を有するローバスフィルタ、即ち、チェビシェフ型ローパスフィルタであることが分かった。なお抵抗成分 Rはゼロ（零）であってもよ!/、。

[0006] そして、チェビシェフ型ローパスフィルタのリップル（通過帯域の零点： fx)の周波数力送信信号の 2次や 3次の高次高調波の帯域、つまり、 π型ローパスフィルタにおいて減衰を獲得したい周波数帯域に入ってしまうと、 2次や 3次の高次高調波を充分に減衰できなくなってしまい、その結果、所望の周波数特性を有する高周波スィッチングモジュールや RFフロントエンド回路が得られなくなってしまうことがある。

特許文献 1 :特開 2001—177434号公報

特許文献 2 :特開 2003— 133994号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0007] そこで、本発明の目的は、所望の周波数特性を有する高周波スイッチングモジユールを提供することにある。

[0008] また、本発明の他の目的は、遮断周波数を低周波側にシフトすることができるとともに、リップルを小さく抑えることのできる高周波回路の周波数特性調整方法を提供することにめる。

課題を解決するための手段

[0009] 前記目的を達成するため、第 1の発明は、

高周波信号の伝送経路を選択的に切り換える高周波スイッチング素子を含む高周波スィッチと、インダクタ及びコンデンサを含んで構成され、前記伝送経路における不要波を除去する π型高周波フィルタとを一体ィヒした高周波スイッチングモジュールにおいて、

前記 π型高周波フィルタと前記高周波スイッチング素子との間に、直列かつ直接に接続されたインダクタと、

前記高周波スイッチング素子のオン時に形成されるインダクタンス成分及びコンデンサ成分と、前記 π型高周波フィルタに含まれるシャントコンデンサとで構成されるチエピシェフ型ローパスフィルタとを備え、

前記チェビシェフ型ローパスフィルタにより形成される通過帯域の零点であるリップルの周波数を fkとしたとき、該周波数 fkは基本波の n (2以上の整数)次高調波減衰域以外の周波数帯域に含まれること、

を特徴とする。

[0010] 第 1の発明によれば、高周波スィッチに対して π型高周波フィルタを構成するインダクタが直列かつ直接に接続されていることにより、 π型ローパスフィルタの減衰域にリップル (通過帯域の零点: fx)の周波数が入ることがなぐ簡易な構成で所望の周波数特性を有する高周波スイッチングモジュールを得ることができる。

[0011] 第 1の発明に係る高周波スイッチングモジュールにおいて、前記周波数 fkは 2次高調波減衰域と 3次高調波減衰域との間に位置することが好ましい。

[0012] そして、高周波スィッチは送信信号の伝送経路と受信信号の伝送経路とを選択的に切り換え、 π型高周波フィルタは送信信号の伝送経路上に配置され、送信信号の高次高調波を除去するように構成してもよヽ。

[0013] また、高周波スィッチは高周波スイッチング素子としてダイオードを含み、 π型高周波フィルタのインダクタは該ダイオードに対して直列かつ直接に接続されていてもよい。あるいは、高周波スィッチは高周波スイッチング素子として FETスィッチを含み、 π型高周波フィルタのインダクタは該 FETスィッチに対して直列かつ直接に接続されていてもよい。

[0014] また、 π型高周波フィルタは、高周波信号の伝送経路上に設けられ、コンデンサと並列に接続され、 LC並列共振回路の一部を構成している第 1のインダクタと、並列コンデンサを有さず、 LC並列共振回路を構成して、な、第 2のインダクタとを含んで構成されたローパスフィルタで構成してもよい。この場合、 LC並列共振回路を構成していない第 2のインダクタカ高周波スィッチに対して直列かつ直接に接続されることになる。

[0015] また、 π型高周波フィルタのインダクタは高周波スィッチの一端とその一端が接続される他の素子との最短電気長の 2倍以上の電気長を有して、ることが好ま、。インダクタンスが大きくなると遮断周波数をより大きく低周波側にシフトさせることができ、リップルを抑える効果も大きくなる。

[0016] さらに、 π型高周波フィルタのインダクタは、ストリップラインとして、複数の誘電体層を積層してなるモジュール素体に内蔵されていてもよぐあるいは、チップ部品として、複数の誘電体層を積層してなるモジュール素体に実装されていてもよい。ストリップラインとして形成されていれば、モジュールをより小型化することができる。チップ部品として形成されてヽれば、より大きなインダクタンス値を有するインダクタを容易に適用できる。

[0017] さらに、第 1の発明に係る高周波スイッチングモジュールは、単一波長の高周波信号を伝送する信号伝送経路を選択的に切り換えるシングルバンド対応型、二つの異なる波長の高周波信号を伝送する信号伝送経路を選択的に切り換えるデュアルバンド対応型、あるいは、三つの異なる波長の高周波信号を伝送する信号伝送経路を選択的に切り換えるトリプルバンド対応型など、単一波長の又は複数の異なる波長の高周波信号を伝送する信号伝送経路を選択的に切り換えるシングルバンド、マルチバンド対応型のスイッチングモジュールとして構成することができる。

[0018] 第 2の発明は、

高周波スイッチング素子と、該高周波スイッチング素子の前段又は後段にてシャント接続されたシャントコンデンサとを含む高周波回路の周波数特性調整方法であって前記高周波スイッチング素子に対して直列かつ直接にインダクタを付加することにより、該高周波スイッチング素子のオン時に形成されるインダクタンス成分と前記コンデンサのキャパシタンス成分と前記シャントコンデンサとで形成されるチェビシェフ型ローパスフィルタ回路の遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともに、通過帯域の零点であるリップルの周波数を小さくし、かつ、

前記リップルの周波数を fkとしたとき、該周波数 fkは基本波の n (2以上の整数)次高調波減衰域以外の周波数帯域に含まれるように、前記インダクタンスの値を調整すること、

を特徴とする。 [0019] 第 2の発明に係る高周波回路の周波数特性調整方法によれば、高周波スィッチング素子にインダクタを直列かつ直接に付加することにより、 π型ローパスフィルタの減衰域にリップル (通過帯域の零点： fx)の周波数が入ることがな、ように、遮断周波数を所望の程度に低周波側にシフトさせ、かつ、リップルを抑えることができ、特に、前記の RFフロントエンド回路に用いた場合は 2次や 3次の高調波を減衰させることができる。

[0020] 第 2の発明に係る高周波回路の周波数特性調整方法において、前記周波数 fkは 2 次高調波減衰域と 3次高調波減衰域との間に位置することが好ましい。

[0021] また、インダクタは高周波スイッチング素子の一端とその一端が接続される素子との最短電気長の 2倍以上の電気長を有して、ることが好ま、。インダクタンスが大きくなると遮断周波数をより大きく低周波側にシフトさせることができ、リップルを抑える効果も大きくなる。そして、このような素子は、例えば高周波スイッチング素子の前段又は後段にてシャント接続されたコンデンサである。

[0022] また、高周波スイッチング素子はダイオードや FETスィッチであり、インダクタはこのダイオードや FETスィッチに対して直列かつ直接に接続される。

図面の簡単な説明

[0023] [図 1]本発明を原理的に説明するための等価回路図である。

[図 2]高周波回路のシミュレーション用の等価回路図である。

[図 3]図 2に示した等価回路における高周波減衰特性を示すグラフである。

[図 4]高周波回路のシミュレーション用のいま一つの等価回路図である。

[図 5]図 4に示した等価回路における高周波減衰特性を示すグラフである。

[図 6]図 4に示した等価回路においてインダクタのインダクタンス値を変更した場合の高周波減衰特性を示すグラフである。

[図 7]高周波回路のシミュレーション用のさらに他の等価回路図である。

[図 8]図 7に示した等価回路における高周波減衰特性 (インダクタンス値 0. OnH)を示すグラフである。

[図 9]図 7に示した等価回路における高周波減衰特性 (インダクタンス値 0. 3nH)を示すグラフである。 [図 10]図 7に示した等価回路における高周波減衰特性 (インダクタンス値 0. 5nH)を示すグラフである。

[図 11]図 7に示した等価回路における高周波減衰特性 (インダクタンス値 2. OnH)を示すグラフである。

[図 12]図 7に示した等価回路における高周波減衰特性 (インダクタンス値 8. OnH)を示すグラフである。

[図 13]第 1実施例である高周波スイッチングモジュールを示すブロック図である。圆 14]第 1実施例のセラミック多層基板の各シート層（下力も第 1〜第 8層）に形成した電極形状を示す説明図である。

圆 15]第 1実施例のセラミック多層基板の各シート層（下力も第 9〜第 15層）に形成した電極形状を示す説明図である。

圆 16]第 1実施例のセラミック多層基板の各シート層（下力も第 16〜第 22層）に形成した電極形状を示す説明図である。

圆 17]第 1実施例のセラミック多層基板の表面における各回路素子の搭載状態を示す平面図である。

[図 18]第 2実施例である高周波スイッチングモジュールを示すブロック図である。

[図 19]第 3実施例である高周波スイッチングモジュールを示すブロック図である。

[図 20]第 4実施例である高周波スイッチングモジュールを示すブロック図である。

[図 21]第 5実施例である高周波スイッチングモジュールを示すブロック図である。

[図 22]第 6実施例である高周波スイッチングモジュールを示すブロック図である。

[図 23] (A)は第 6実施例における高周波減衰特性を示すグラフ、 (B)は第 6実施例の回路からインダクタ DLを除いた比較例における高周波減衰特性を示すグラフである。

圆 24]第 6実施例のセラミック多層基板の各シート層（下力も第 1〜第 8層）に形成した電極形状を示す説明図である。

圆 25]第 6実施例のセラミック多層基板の各シート層（下力も第 9〜第 15層）に形成した電極形状を示す説明図である。

圆 26]第 6実施例のセラミック多層基板の各シート層（下力も第 16〜第 21層）に形成した電極形状を示す説明図である。

[図 27]第 6実施例のセラミック多層基板の表面における各回路素子の搭載状態を示す平面図である。

[図 28]従来のダイオードスィッチを示し、（A)はスィッチ回路図、 (B) , (C)は等価回路図である。

発明を実施するための最良の形態

[0024] 以下、本発明に係る高周波スイッチングモジュール及び高周波回路の周波数特性調整方法の実施例について添付図面を参照して説明する。

[0025] (本発明の原理的説明、図 1〜図 12参照）

本発明に係る高周波スイッチングモジュールの基本的な構成は、図 1に示すように、スイッチング素子としてのダイオード Dに対して直列かつ直接 (他の素子を介在することなく）に高周波フィルタのインダクタ Lを接続したものである。具体的には、高周波スィッチ SWを構成しているダイオード Dのアノードにインダクタ Lを介して接続されている高周波フィルタはローパスフィルタ LPFであり、該フィルタ LPFは信号線路上に設けられたインダクタ L1と、該インダクタ L1に並列に接続されたコンデンサ Claと、ィンダクタ L1の前段及び後段に設けられシャント接続されたシャントコンデンサ Clb, C lcとの回路からなり、さらに、インダクタ Lもローパスフィルタ LPFの一部を構成している。

[0026] 02 (A)は、ダイオードにローパスフィルタを接続した高周波回路のシミュレーション用の等価回路であり、ローパスフィルタの一部を構成するインダクタ Lとして、 5. OnH のインダクタ Lがダイオードの後段に挿入されている。図 2 (B)は、比較のための等価回路であり、ローパスフィルタの一部を構成する 5. OnHのインダクタ Lはローパスフィルタを構成するシャントコンデンサの後段に配置されている。なお、このシミュレーションは GSM1800 (中心周波数： 1747. 5MHz)についてのものである。

[0027] 両者の等価回路における高周波減衰特性をシミュレートした結果を図 3に示す。ィンダクタ Lがダイオードに直列かつ直接に接続されていない回路の減衰曲線 aに対して、 5. OnHのインダクタ Lをダイオードに直列かつ直接に挿入した回路の減衰曲線 b は、 ml, m2に示すようにリップルが大きく低下しており、換言すると、減衰極による減衰曲線の跳ね上がりが小さくなり、減衰を獲得したい帯域で十分な減衰が得られている。

[0028] 即ち、図 2 (B)に示す回路の場合、減衰曲線 aに示すように、基本波（1747. 5MH z)の 3倍の高調波帯域（5250MHz前後）では十分な減衰が得られてヽな、。これに対して、図 2 (A)に示す回路の場合、基本波の 3倍の高調波帯域において、減衰量を大きくとることができる。なお、図 3において、 3400MHz付近の減衰極は、 LC並列共振回路による減衰極であり、基本波の 2倍の高調波帯域に相当するものである。この減衰極は各曲線 a, bにおいてほぼ同等である。

[0029] また、図 4 (A)はダイオードの等価回路を用いたシミュレーション用回路で、図 4 (B) はダイオードの Sパラメータを用いたシミュレーション用回路で、ともに 1. OnHのインダクタ Lが挿入されて、る。それぞれの等価回路における高周波減衰特性をシミュレートした結果を図 5に示す。なお、減衰曲線 cは図 4 (A)の等価回路の特性を示し、減衰曲線 dは図 4 (B)の等価回路の特性を示している。

[0030] 図 5に示す減衰特性はインダクタ Lのインダクタンス値が 1. OnHと小さく、そのインダクタンス値は図 1に示したダイオード Dの一端とその一端が接続される素子 (シャントコンデンサ Clb)との最短電気長 Lと等価である。このように、ダイオードの等価回

0

路を用いたシミュレーション、 Sパラメータを用いたシミュレーションの両者においても、ほぼ同様の減衰特性を示すことが分かる。

[0031] 次に、インダクタ Lのインダクタンス値を 2. OnHとした場合の減衰曲線を図 6 (B)に、 5. OnHとした場合の減衰曲線を図 6 (C)に示す。なお、図 6 (A)はインダクタンス値が 1. OnHの場合（図 5と同じもの）の減衰曲線を比較のために示す。

[0032] 図 6 (A)と図 6 (B) , (C)を比較すると明らかなように、インダクタ Lのインダクタンス値が 2. OnH、さらに 5. OnHと大きくなるに伴って、遮断周波数が低周波側に大きくシフトし、リップルが小さく抑えられる。これは、ダイオードのオン時に形成されるインダクタンス成分及びコンデンサ成分と、ダイオードに隣接して配置されたシャントコンデンサとで形成されたチェビシェフ型のローパスフィルタに対して、ダイオードとシャントコンデンサとの間のインダクタのインダクタンス値を大きくすることにより、チェピシェフ型のローパスフィルタにおけるインダクタンスが増加した結果である。即ち、インダクタ Lは、高周波フィルタを構成する"フィルタ構成素子"であるとともに、ダイオードのォン時に形成されるインダクタンス成分に新たなインダクタンス成分を付力！]させる〃インダクタンス付加素子"としての役割を果たしている。

[0033] このように、高周波フィルタを構成するインダクタをダイオードに直列かつ直接に接続する位置に移動させることにより、高周波スイッチングモジュールを構成する素子の数を変えることなぐ前記チェビシェフ型ローパスフィルタにおける遮断周波数を低周波側にシフトさせ、なおかつ、リップルを小さくしてバターワース型のローパスフィルタに近づけることができ、所望の減衰特性を有する高周波スイッチングモジュールを実現できる。つまり、フィルタのリップル (減衰極の跳ね上がり）をシフトさせて減衰を獲得したい領域力ずらすことができる。特に、高次高調波の減衰が十分に達成できる高周波スイッチングモジュールを実現できる。

[0034] なお、ダイオード Dに付加されるインダクタンス値は、ダイオード D力もそれに隣接する素子であるローパスフィルタのシャントコンデンサとの間の電気長に相当する。この意味で、高周波スィッチ回路 (RFフロントエンド回路）において、遮断周波数を大きく低周波側にシフトさせるとともにリップルを小さくするには、インダクタ Lのインダクタンス値がダイオード Dの一端とその一端が接続される素子との最短電気長 Lの 2倍

0 以上の電気長に相当することが好ま U、。

[0035] 図 7に、本発明の原理的説明として、さらに他の等価回路を示す。この等価回路はダイオードの Sパラメータを用いたシミュレーション用回路で、ローパスフィルタは 2次高調波を減衰するための LC並列共振回路 LC1及び 3次高調波を減衰するための L C並列共振回路 LC2にて構成されている。このシミュレーションの基本波は 1. 81G Hz、帯域幅は 0. 2GHzについてのものである。

[0036] 図 8〜図 12は、それぞれ、図 7に示したシミュレーション回路において、インダクタ L のインダクタンス値を 0. OnH (図 8)、 0. 3nH (図 9)、 0. 5nH (図 10)、 2. OnH (図 1 1)、 8. OnH (図 12)に設定した場合の周波数特性を示している。図 8〜図 12において、 ml, m2は 2次高調波減衰域、 m3, m4は 3次高調波減衰域を表している。また、点線はチェビシェフ型ローパスフィルタの周波数特性を示し、実線はチェビシェフ型ローパスフィルタ、 2次 · 3次高調波減衰用の π型ローパスフィルタの合成周波数特性を示している。

[0037] 図 8に示すように、インダクタ Lのインダクタンス値が 0. OnHの場合は、点線上のリツプル (通過帯域零点: fx)の周波数力次高調波の減衰域に入っているため、 4次高調波帯域の 7. 6GHz付近で減衰極の跳ね上がりが発生し、減衰量を劣化させている。一方、図 9に示すように、インダクタ Lのインダクタンス値を 0. 3nHとすると、点線上のリップルの周波数が 3次高調波帯域よりも高ぐかつ、 4次高調波帯域よりも低い周波数の 6. 2GHz付近に位置する。図 8と図 9の周波数特性を比較すると、インダクタ Lのインダクタンス値を 0. OnHカゝら 0. 3nHに変更しただけで、リップルの周波数が /J、さくなることが分かる。

[0038] さらに、図 10に示すように、インダクタ Lのインダクタンス値を 0. 5nHにすると、点線上のリップルの周波数が 2次高調波帯域と 3次高調波帯域との間に位置する。これにて、 3次高調波帯域より高周波側で発生する減衰量の劣化を抑制することができる。

[0039] さらに、図 11に示すように、インダクタ Lのインダクタンス値を 2. OnHにすると、点線上のリップルの周波数が 2次高調波帯域と 3次高調波帯域との間にあって、かつ、 2 次高調波帯域寄りの 3. 7GHz付近に形成される。これにて、 3次高調波帯域でより多くの減衰を獲得することができる。図 10と図 11の周波数特性を比較すると、 3次高調波帯域と、 4次高調波帯域との間に発生する減衰極の跳ね上がり部分の減衰量は、インダクタンス値が 0. 5nH (図 10参照）で約一 30dBであるのに対して、インダクタンス値を 2. OnH (図 11参照）にすると約— 45dBになり、より多くの減衰を獲得できることが分力ゝる。

[0040] なお、図 11の例では、チェビシェフ型ローパスフィルタの減衰域（リップルの周波数より高周波側)を利用することで、 3次高調波減衰用の LC並列共振回路（図 7に符号 LC2で示す)を省略することが可能である。この点は以下に示す図 12の例でも同様である。

[0041] さらに、図 12に示すように、インダクタ Lのインダクタンス値を 8. OnHにすると、点線上のリップルの周波数が 2次高調波帯域よりも低い周波数側である約 2. 6GHz付近に形成される。これにて、 2次高調波帯域及び 3次高調波帯域においてより多くの減衰を獲得することができる。 [0042] なお、前述の各種等価回路に示したインダクタやコンデンサの数値はあくまで一例であり、相互の関係で最適値は様々である。また、高周波スィッチとしては、前記ダイオード Dをスイッチング素子とするもの以外に、 GaAs半導体スィッチのような FETスイッチをスイッチング素子とするものであってもよぐ以下にそれぞれのスイッチング素子を用いた実施例を示す。

[0043] (第 1実施例、図 13〜図 17参照）

第 1実施例は、図 13の等価回路に示すように、 3つの通信システム (GSM900系及び GSM1800Z1900系）に対応するトリプルバンド対応型の高周波スイッチングモジュール（フロントエンドモジュール）である。

[0044] 詳しくは、アンテナ端子 ANTの後段に、 GSM900系の信号経路と、 GSM1800/ 1900系の信号経路とを分岐するダイプレクサ 20を備えている。 GSM900系の信号経路には、第 1高周波スィッチ 900SWと第 1LCフィルタ 900LPFと第 1のバランス型弾性表面波フィルタ SAW1とが配されている。 GSM1800Z1900系の信号経路にも、同様に、第 2高周波スィッチ GSM1800Z1900SW— Aと第 2LCフィルタ 1800 Z1900LPFと第 3高周波スィッチ 1800Z1900SW— Bと第 2のバランス型弾性表面波フィルタ SAW2, SAW3とが配されている。

[0045] 第 1高周波スィッチ 900SWは、アンテナ端子 ANTと第 1送信側入力端子 GSM90 OTxとの間の信号経路 (即ち、 GSM900系の送信信号の伝送経路）と、アンテナ端子 ΑΝΤと第 1受信側バランス出力端子 GSM900RXとの間の信号経路 (即ち、 GSM 900系の受信信号の伝送経路）とを選択的に切り換える。第 1LCフィルタ 900LPF は、第 1高周波スィッチ 900SWと第 1送信側入力端子 GSM900TXとの間、即ち、 G SM900系の送信信号の伝送経路に配置されている。第 1のバランス型弾性表面波フィルタ SAW1は第 1高周波スィッチ 900SWと第 1受信側バランス出力端子 GSM9 OORxとの間、即ち、 GSM900系の受信信号の伝送経路に配置されている。

[0046] また、第 1のバランス型弾性表面波フィルタ SAW1と第 1受信側バランス出力端子 GSM900RXとの間には、ノ《ランス出力端子間の位相調整を目的として、インダクタ L Gが並列に接続されている。

[0047] 第 2高周波スィッチ GSM1800Z1900SW— Aは、アンテナ端子 ANTと第 2送信佃 J人力端子 GSM1800/1900Txとの間の信号経路卩ち、 GSM1800/1900系の送信信号の伝送経路）と、アンテナ端子 ANTと第 2·第 3受信側バランス出力端子 GSM1900Rx, GSM1800Rxとの間の信号経路（良卩ち、 GSM1800/1900系の受信信号の伝送経路）とを選択的に切り換える。第 2LCフィルタ 1800Z1900LPF は、第 2高周波スィッチ GSM1800Z1900SW— Aと第 2送信側入力端子 GSM18 00/1900Txとの間、良！]ち、 GSM 1800/ 1900系の送信信号の伝送経路に酉己置されている。

[0048] 第 3高周波スィッチ 1800Z1900SW— Bは、第 2高周波スィッチ GSM1800Z19 OOSW—Aと第 2·第 3受信側バランス出力端子 GSM1900Rx, GSM1800Rxとの間の信号経路 (即ち、 GSM 1800/ 1900系の受信信号の伝送経路）を選択的に切り換える。第 2のバランス型弾性表面波フィルタ SAW2, SAW3はそれぞれ第 3高周波スィッチ 1800Z1900SW— Bと第 2·第 3受信側バランス出力端子 GSM1900RX , GSM1800Rxとの間、良卩ち、 GSM 1800/ 1900系の受信信号の伝送経路に酉己置されている。

[0049] また、第 2のバランス型弾性表面波フィルタ SAW2, SAW3と第 2·第 3受信側バランス出力端子 GSM1900Rx, GSM1800Rxとの間〖こは、バランス出力端子間の位相調整を目的として、インダクタ LP, LDがそれぞれ接続されている。

[0050] ダイプレクサ 20は、送信の際には GSM900系あるいは GSM1800Z1900系力らの送信信号をアンテナ端子 ANTに送り、受信の際にはアンテナ端子 ANTで受信した受信信号を GSM900系あるいは GSM1800Z1900系へ送る。ダイプレクサ 20 の第 1ポート P11にはアンテナ端子 ANT力第 2ポート P12には第 1高周波スィッチ 900SWの第 1ポート P31g力第 3ポート P13には第 2高周波スィッチ GSM1800Z 1900SW— Aの第 1ポート P31dがそれぞれ接続されている。

[0051] GSM900系において、第 1高周波スィッチ 900SWの第 2ポート P32gには第 1LC フィルタ 900LPFの第 1ポート P21gが接続され、第 3ポート P33gには第 1のバランス型弾性表面波フィルタ SAW1が接続されている。第 1LCフィルタ 900LPFの第 2ポート P22gには第 1送信側入力端子 GSM900TXが接続されている。

[0052] GSM1800/1900系【こお!ヽて、第 2高周波スィッチ GSM1800/1900SW— A の第 2ポート P32dには第 2LCフィルタ 1800/1900LPFの第 1ポート P21dが接続され、第 3ポート P33dには第 3高周波スィッチ 1800Z1900SW—Bの第 1ポート P4 Idが接続されている。第 2LCフィルタ 1800Z1900LPFの第 2ポート P22dには第 2 送信側入力端子 GSM1800Z1900TXが接続されている。また、第 3高周波スイツチ 1800Z1900SW— Bの第 2ポート P42d及び第 3ポート P43dには、それぞれ第 2 のバランス型弾性表面波フィルタ SAW2, SAW3が接続されて!、る。

[0053] ダイプレクサ 20は、インダクタ Ltl, Lt2及びコンデンサ Ccl, Cc2, Ctl, Ct2, Cu 1で構成されている。第 1ポート P11と第 2ポート P12との間にインダクタ Ltlとコンデンサ Ctlとからなる並列回路が接続され、この並列回路の第 2ポート P12側がコンデンサ Culを介して接地される。また、第 1ポート P11と第 3ポート P13との間にはコンデンサ Ccl, Cc2が直列接続され、それらの接続点力インダクタ Lt2及びコンデンサ Ct2を介して接地される。即ち、インダクタ Ltl及びコンデンサ Ctl, Ccl, Ct2でハイパスフィルタがそれぞれ形成されて、る。

[0054] 第 1高周波スィッチ 900SWは、スイッチング素子であるダイオード GDI, GD2、ィンダクタ GSL1, GSL2、コンデンサ GC5及び抵抗 Rgで構成されている。第 1ポート P 31gと第 2ポート P32gとの間に、アノードが第 1ポート P31g側になるようにダイオード GDIが接続され、力ソードはインダクタ GSL1を介して接地される。ダイオード GD2 は力ソード力インダクタ GSL2を介して第 1ポート P31gに接続され、アノードがコンデンサ GC5を介して接地される。ダイオード GD2とコンデンサ GC5との接続点に抵抗 Rgを介して制御端子 Vclが接続されている。また、ダイオード GD2の力ソードと第 3 ポート P33gとの接続点はコンデンサ GCu3を介して接地される。

[0055] 第 2高周波スィッチ GSM1800Z1900SW— Aは、スイッチング素子であるダイォード DDI, DD2、インダクタ DPSL1, DSL2, DPSLt、コンデンサ DC4, DC5, CD Pr, Dcu3, DPCtl及び抵抗 Rdで構成されている。第 1ポート P31dと第 2ポート P3 2dとの間に、力ソードが第 1ポート P31d側になるようにダイオード DDIが接続され、アノードはインダクタ DPSL1及びコンデンサ DC4を介して接地される。また、第 1ポート P31dと第 2ポート P32dとの間には、コンデンサ DPCtlとインダクタ DPSLtの直列回路がダイオード DDIとは並列に接続されている。 [0056] ダイオード DD2はアノードがインダクタ DSL2を介して第 1ポート P31dに接続されるとともに、コンデンサ Dcu3を介して接地される。また、ダイオード DD2の力ソードはコンデンサ DC5を介して接地される。また、ダイオード DD2のアノードはコンデンサ C DPrを介して第 3ポート P33dに接続され、力ソードとコンデンサ DC5との接続点は抵抗 Rdを介して接地される。インダクタ DPSL1とコンデンサ DC4との接続点に制御端子 Vc2が接続されている。

[0057] 第 1LCフィルタ 900LPFは、第 1ポート P21gと第 2ポート P22gとの間にインダクタ G Ltlとコンデンサ GCclの並列回路を接続したものである。インダクタ GLtlの両端はそれぞれコンデンサ GCul, GCu2を介して接地される。また、第 2ポート P22gと第 1 送信側入力端子 GSM900TXとの間にはコンデンサ Cgtが接続されている。

[0058] 第 2LCフィルタ 1800Z1900LPFは、第 1ポート P21dと第 2ポート P22dとの間に、インダクタ DLt2とインダクタ DLtlとが直列に接続され、かつ、インダクタ DLtlとコンデンサ DCc 1の並列回路が接続されて!ヽる。インダクタ DLt 1の両端はそれぞれコンデンサ DCul, DCu2を介して接地される。また、第 2ポート P22dと第 2送信側入力端子 GSM 1800/ 1900Txとの間にはコンデンサ Cdpが接続されて!、る。

[0059] 第 3高周波スィッチ 1800Z1900SW—Bは、第 1ポート P41dと第 2ポート P42dとの間にダイオード DD3が接続され、ダイオード DD3のアノードはインダクタ PSL1及びコンデンサ PC4を介して接地される。インダクタ PSL 1とコンデンサ PC4との接続点に制御端子 Vc3が接続されている。また、第 1ポート P41dと第 3ポート P43dとの間にインダクタ PSL2が接続され、インダクタ PSL2と第 3ポート P43dとの接続点はダイォード DD4のアノードが接続され、ダイオード DD4の力ソードはコンデンサ PC5を介して接地される。また、ダイオード DD4の力ソードとコンデンサ PC5の接続点は抵抗 Rp を介して接地される。

[0060] 以上の構成力もなる第 1実施例において、その特徴は、第 2LCフィルタ 1800/ 19 OOLPFのインダクタ DLt2がダイオード DDIのアノードに直列かつ直接に接続されていることにある。インダクタ DLt2は、図 6 (B) , (C)に示したように、ダイオード DDI がオンされたときに形成されるローパスフィルタ回路の遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともにリップルを小さく抑える機能を有する。 [0061] なお、同様の機能を目的として、第 1LCフィルタ 900LPFとダイオード GDIとの間にインダクタを設けてもよい。

[0062] 図 14〜図 16は、第 1実施例である高周波スイッチングモジュールのセラミック多層基板を構成する各シート層上にスクリーン印刷などで形成されたコンデンサ電極、ストリップライン電極などを示している。セラミック多層基板は酸化バリウム、酸化アルミ -ゥム、シリカを主成分としたセラミックス力もなる第 1〜第 22シート層 61a〜61vを下力も順次積層し、 1000°C以下の温度で焼成することにより形成される。

[0063] 第 1シート層 61aには種々の外部接続用端子電極が形成されている。第 2シート層 61bにはグランド電極 G1が形成され、第 3シート層 61cにはコンデンサ Ct2, GC, G Cu2, DC4の電極が形成され、グランド電極 G1とでキャパシタンスを形成している。第 4シート層 61dにはグランド電極 G2が形成され、第 5シート層 61eにはコンデンサ G C, Cul, PC4, GCulの電極が形成され、グランド電極 G2とでキャパシタンスを形成している。

[0064] 第 6シート層 61fにはグランド電極 G3が形成され、第 7シート層 61gにはコンデンサ DCul, DCu2, DCu3の電極が形成され、グランド電極 G3とでキャパシタンスを形成している。第 9 ·第 10·第 11シート層 61i, 61j, 61kにはそれぞれストリップライン電極によってインダクタ Ltl, Lt2, DLtl, DLt2, GLtl, DSL2, GSL2, PSL2が形成され、それぞれがビアホール導体にて接続されている。さらに、第 12シート層 611 にはストリップライン電極によってインダクタ GLtl, DSL2, GSL2, PSL2が形成され、それぞれ同種のものがビアホール導体にて接続されて、る。

[0065] 第 14シート層 61ηにはコンデンサ Ctlの電極が形成され、第 15シート層 61οにはコンデンサ DCc 1の電極及びアンテナ端子 ANTの電極が形成されて!、る。第 16シート層 61pにはコンデンサ Ccl, GCcl, DCclの電極が形成されている。第 17シート層 61qにはコンデンサ Cc2, GCclの電極及びグランド電極 G4が形成されている。第 18シート層 61rにはコンデンサ DC5, PC5の電極が形成され、第 19シート層 61s にはグランド電極 G5が形成されている。

[0066] 第 22シート層 61vの表面は、図 17に示すように、セラミック多層基板 50の表面であつて、種々の接続用端子電極が形成されている。そして、その表面には、第 1 ·第 2· 第 3弾性表面波フィルタ SAW1, SAW2, SAW3、ダイオード GDI, GD2, DDI, DD2, DD3, DD4が搭載されている。さらに、抵抗 Rg, Rd, Rpが搭載され、インダクタ DPCtl, DPSLl, DPSLt, GSLl, PSL1、コンデンサ CDPrが搭載されている

[0067] ここで、図 13に示した回路構成を有する高周波スイッチングモジュールの動作について説明する。まず、 GSM1800Z1900系の送信信号を送信する場合には、第 2 高周波スィッチ GSM1800Z1900SW—Aにおいて制御端子 Vc2に、例えば 3Vを印加してダイオード DDI, DD2をオンすることにより、 GSM1800Z1900系の送信信号が第 2LCフィルタ 1800Z1900LPF、第 2高周波スィッチ GSM1800Z1900 SW— A及びダイプレクサ 20を通過し、ダイプレクサ 20の第 1ポート PI 1に接続されたアンテナ端子 ANTから送信される。

[0068] この際、第 1高周波スィッチ 900SWにおいて制御端子 Vclに、例えば OVを印加してダイオード GDIをオフすることにより、 GSM900系の送信信号が送信されないようにしている。また、ダイプレクサ 20を接続することにより、 GSM1800Z1900系の送信信号が第 1送信側入力端子 GSM900TX及び第 1受信側バランス出力端子 GSM 900Rxに回り込まないようにしている。さらに、第 2LCフイノレタ 1800/1900LPFでは GSM1800Z1900系の 2次高調波及び 3次高調波を減衰させている。

[0069] 次いで、 GSM900系の送信信号を送信する場合には、第 1高周波スィッチ 900S Wにおいて制御端子 Vclに、例えば 3Vを印加してダイオード GDI, GD2をオンすることにより、 GSM900系の送信信号が第 1LCフィルタ 900LPF、第 1高周波スイツチ 900SW及びダイプレクサ 20を通過し、ダイプレクサ 20の第 1ポート PI 1に接続されたアンテナ端子 ANTから送信される。

[0070] この際、第 2高周波スィッチ GSM1800Z1900SW—Aにおいて制御端子 Vc2に、例えば OVを印加してダイオード DDIをオフすることにより、 GSM1800Z1900系の送信信号が送信されないようにしている。また、ダイプレクサ 20を接続することにより、 GSM900系の送信信号が第 2送信側入力端子 GSM1800Z1900TX及び第 2 '第 3受信側バランス出力端子 GSM1900Rx, GSM1800Rxに回り込まないようにしている。 [0071] さらに、ダイプレクサ 20のコンデンサ Ctl、インダクタ Ltl及びシャントコンデンサ Cu 1力なるローパスフィルタにて GSM900系の 2次高調波を減衰させ、第 1LCフィルタ 900LPFでは GSM900系の 3次高調波を減衰させている。

[0072] 次いで、 GSM1800Z1900系及び GSM900系の受信信号を受信する場合には、第 2高周波スィッチ GSM1800Z1900SW— Aにおいて制御端子 Vc2に、例えば OVを印加してダイオード DDI, DD2をオフし、第 1高周波スィッチ 900SWにおいて制御端子 Vclに OVを印加してダイオード GDI, GD2をオフすることにより、 GSM90 0系の受信信号力 S第 2送信佃 J人力端子 GSM1800/1900Txに、 GSM1800/19 00系の受信信号が第 1送信側入力端子 GSM900TXに、それぞれ回り込まないようにし、アンテナ端子 ANTから入力した信号をそれぞれ第 2 ·第 3受信側バランス出力端子 GSM1900Rx, GSM1800Rx、第 1受信ィ則ノランス出力端子 GSM900Rx【こ出力する。

[0073] GSM1800Z1900系の受信信号を受信する場合、第 3高周波スィッチ 1800Z1

900SW—Bはダイオード DD3, DD4をオンすることにより、受信信号が第 2受信側バランス出力端子 GSM1900RXに出力される。一方、ダイオード DD3, DD4がオフしているとき、受信信号は第 3受信側バランス出力端子 GSM1800RXに出力される

[0074] また、ダイプレクサ 20を接続することにより、 GSM1800Z1900系の受信信号が G SM900系に、 GSM900系の受信信号力 SGSM1800/1900系に、それぞれ回り込まないようにしている。

[0075] (第 2実施例、図 18参照）

第 2実施例は、図 18の等価回路に示すように、 3つの通信システム (GSM900系及び GSM1800Z1900系）に対応するトリプルバンド対応型の高周波スイッチングモジュール（フロントエンドモジュール）である。

[0076] 本第 2実施例は前記第 1実施例と基本的には同様の構成を有している。異なるのは、第 2高周波スィッチ 1800Z1900SW— Aにおいて、インダクタ DLt2をダイォード DDIの力ソードに接続した点にある。この構成においても、インダクタ DLt2はダイオード DDIのオン時に図 6に示したように遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともにリップルを小さくする機能を有する。

[0077] 本第 2実施例において、他の構成は第 1実施例と同様であり、重複した説明は省略する。

[0078] (第 3実施例、図 19参照）

第 3実施例は、図 19の等価回路に示すように、 2つの通信システム (GSM900系及び GSM1800系）に対応するデュアルバンド対応型の高周波スイッチングモジュール（フロントエンドモジュール）である。

[0079] 本第 3実施例は、前記第 1実施例において GSM 1900系の回路が省略されるとともに、弾性表面波フィルタ SAW1, SAW2, SAW3が省略されている。そして、第 1高周波スィッチ 900SWと第 1受信側バランス出力端子 GSM900RXとの間にコンデンサ Cgrが接続され、第 2高周波スィッチ 1800SW— Aと第 2受信側バランス出力端子 GSM1800RXとの間にコンデンサ Cdrが接続されている。また、第 2高周波スィッチ 1800SW— Aのインダクタ DPSL1の一端は、インダクタ DLtl, DLt2の接続点に接続されている。

[0080] 本第 3実施例においても、インダクタ DLt2はダイオード DDIのオン時に図 6に示したように遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともにリップルを小さくする機能を有する。

[0081] (第 4実施例、図 20参照）

第 4実施例は、図 20の等価回路に示すように、 1つの通信システム (GSM1800系 )に対応するシングルバンド対応型の高周波スイッチングモジュール (フロントエンドモジユーノレ）である。

[0082] 本第 4実施例は、前記第 3実施例において GSM900系の回路及びダイプレクサ 2 0が省略されている。本第 4実施例においても、インダクタ DLt2はダイオード DDIのオン時に図 6に示したように遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともにリップルを小さくする機能を有する。

[0083] (第 5実施例、図 21参照）

第 5実施例は、図 21の等価回路に示すように、 2つの通信システム (GSM900系及び GSM1800系）に対応するデュアルバンド対応型の高周波スイッチングモジュール（フロントエンドモジュール）である。

[0084] 本第 5実施例は前記第 3実施例と基本的には同様の構成を有している。異なるのは、第 2LCフィルタ 1800LPFを省略し、インダクタ DLtlをコンデンサ DCclを介して接地すること〖こある。そして、本第 5実施例においても、インダクタ DLt2はダイォード DDIのオン時に図 6に示したように遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともにリップルを小さくする機能を有する。

[0085] (第 6実施例、図 22〜図 27参照）

本第 6実施例は、図 22の等価回路に示すように、 4つの通信システム (GSM系、 D CS系、 PCS系及び WCDMA系）に対応するクヮッドバンド対応型の高周波スィッチングモジュール（フロントエンドモジュール）である。

[0086] 本第 6実施例において、 GSM系の送信伝送経路と受信伝送経路は前記第 3実施例と同様であり、 DCSZPCS系の送信伝送経路と受信伝送経路及び WCDMA系の受信伝送経路とダイプレクサ 20qとの間に、第 3実施例に示した第 2高周波スイツチ 1800SW— Aに代えて FETスィッチ（具体的には、 GaAsスィッチ 21)を設けた構成からなる。

[0087] ダイプレクサ 20qは、前記各実施例で示したインダクタ Ltl, Lt2及びコンデンサ Ct 1, Cul, Ccl, Ct2に加えて、インダクタ DLtlとコンデンサ DCclとからなる並列回路及びシャントコンデンサ Dculが DCSZPCS系及び WCDMA系に対して追加されて、る。この追加されたローパスフィルタは DCSZPCS系の送信側入力端子 Tx に接続されている DCSZPCS系の第 2LCフィルタ LPFを補うためのものである。

[0088] GaAsスィッチ 21は、端子 Tとの接続関係を各端子 T1〜T4に切り換えることにより、 DCSZPCS系の送信伝送経路と DCS系の受信伝送経路、 PCS系の受信伝送経路及び WCDMA系の受信伝送経路を切り換えるものである。この GaAsスィッチ 21 は、 DCSZPCS系の送信時において、前記ダイオード DDIと同様に、図 28 (B)に示した直列の抵抗 Rとインダクタ Lに対してコンデンサ Cが並列に接続された回路を形成する。従って、図 28 (C)に示したシャントコンデンサ C1による浮遊容量が形成され、このローパスフィルタはチェビシェフ特性を有することになる。

[0089] そこで、本第 6実施例では、 GaAsスィッチ 21に対してインダクタ DLを直列かつ直接に接続した。 DCS/PCS系の第 2LCフィルタ LPFは、該インダクタ DL、インダクタ DLt2, DLt3及びインダクタ DLt2と並列に接続されたコンデンサ DCc2からなり、シヤントコンデンサ Dcu2, DPTxCを備えている。

[0090] 以上の構成力もなる第 6実施例において、その特徴は、第 2LCフィルタ LPFのインダクタ DLが GaAsスィッチ 21の端子 T1に直列かつ直接に接続されていることにある。インダクタ DLは、図 6 (B) , (C)に示したように、 GaAsスィッチ 21の端子 T1がオンされたときに形成されるローパスフィルタ回路の遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともにリップルを小さく抑える機能を有する。また、 3次高調波の減衰も獲得することができる。図 23 (A)に、インダクタ DLが挿入された場合の減衰特性を示す。図 23 ( B)は、インダクタ DLが挿入されていない場合の減衰特性を比較のために示す。

[0091] このように、インダクタ DLを設けることによって、図 23 (B)に示すように、基本周波数（1. 75GHz前後）のほぼ 3倍の帯域である 5. 1〜5. 2GHzに生じていたリップル (減衰極の跳ね上がり）を、図 23 (A)に示すように、基本周波数の高次高調波とは関係ない帯域である 4. 7GHz前後に、基本周波数の 2次高調波（3. 7GHz前後）の減衰極を変えることなぐ移動させることができる。

[0092] なお、同様の目的として、インダクタ DLを GaAsスィッチ 21の端子 Tとダイプレクサ 2 Oqとの間に直列かつ直接に設けてもよい。また、前記 GaAsスィッチ 21に代えて、 C MOSスィッチなどの FETスィッチを使用することもできる。

[0093] 図 24〜図 26は、本第 6実施例である高周波スイッチングモジュールのセラミック多層基板を構成する各シート層上にスクリーン印刷などで形成されたコンデンサ電極、ストリップライン電極などを示している。セラミック多層基板は酸化バリウム、酸ィ匕アルミ -ゥム、シリカを主成分としたセラミックス力もなる第 1〜第 21シート層 71a〜71uを下力も順次積層し、 1000°C以下の温度で焼成することにより形成される。

[0094] 第 1シート層 71aには種々の外部接続用端子電極が形成され、第 2シート層 71bにはグランド電極 G1が形成されている。第 3シート層 71cにはコンデンサ GC5, Ct2, C ul, GTxCの電極が形成され、第 4シート層 71dにはグランド電極 G2が形成されている。第 5シート層 71eにはコンデンサ GC5, GCul, DPTxCの電極が形成され、第 6シート層 71fにはグランド電極 G3が形成されている。第 7シート層 71gにはコンデンサ GRxC, DCul, DCu2の電極が形成されている。

[0095] 第 9シート層 71iにはそれぞれストリップライン電極によってインダクタ Lt2, DLtl, DLt2, DLt3, GSL2が形成されている。第 10シート層 71jにはそれぞれストリップライン電極によってインダクタ GLtl, Ltlが形成されている。さらに、第 14シート層 71η にはコンデンサ Ctl, GCclの電極が形成され、第 15シート層 71οにはコンデンサ G Ccl, DCclの電極及びグランド電極 G4が形成されている。

[0096] 第 16シート層 71pにはコンデンサ GCcl, GC5, DCc2, Cclの電極が形成されている。第 17シート層 71qにはコンデンサ DCc2の電極及びグランド電極 G5が形成されて、る。第 20シート層 71tにはインダクタ DLが形成されて!、る。

[0097] 第 21シート層 71uの表面は、図 27に示すように、セラミック多層基板 51の表面であつて、種々の接続用端子電極が形成されている。そして、その表面には、 GaAsスィツチ 21、抵抗 Rg、インダクタ GSL1、ダイオード GDI, GD2が搭載されている。

[0098] (他の実施例）

なお、本発明に係る高周波スイッチングモジュール及び高周波回路の周波数特性調整方法は前記実施例に限定するものではなぐその要旨の範囲内で種々に変更でさることは勿！^である。

産業上の利用可能性

[0099] 以上のように、本発明は、高周波スイッチングモジュールに有用であり、特に、リップルを小さく抑えて所望の周波数特性に調整できる点で優れている。

Claims

請求の範囲

[1] 高周波信号の伝送経路を選択的に切り換える高周波スイッチング素子を含む高周波スィッチと、インダクタ及びコンデンサを含んで構成され、前記伝送経路における不要波を除去する π型高周波フィルタとを一体ィヒした高周波スイッチングモジュールにおいて、

を特徴とする高周波スイッチングモジュール。

[2] 前記周波数 fkは 2次高調波減衰域と 3次高調波減衰域との間に位置することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の高周波スイッチングモジュール。

[3] 前記高周波スィッチは送信信号の伝送経路と受信信号の伝送経路とを選択的に切り換え、

前記 π型高周波フィルタは、前記送信信号の伝送経路上に配置され、前記送信信号の高次高調波を除去すること、

を特徴とする請求の範囲第 1項又は第 2項に記載の高周波スイッチングモジュール

[4] 前記高周波スィッチは前記高周波スイッチング素子としてダイオードを含み、前記 π型高周波フィルタの前記インダクタは前記ダイオードに対して直列かつ直接に接続されていること、

を特徴とする請求の範囲第 1項ないし第 3項のいずれかに記載の高周波スィッチングモジユーノレ。

[5] 前記高周波スィッチは前記高周波スイッチング素子として FETスィッチを含み、前記 π型高周波フィルタの前記インダクタは前記 FETスィッチに対して直列かつ直接に接続されていること、

[6] 前記 π型高周波フィルタは、前記高周波信号の伝送経路上に設けられ、コンデンサと並列に接続され、 LC並列共振回路の一部を構成している第 1のインダクタと、並列コンデンサを有さず、 LC並列共振回路を構成していない第 2のインダクタとを含んで構成されたローパスフィルタであり、 LC並列共振回路を構成して、な、前記第 2のインダクタが、前記高周波スィッチに対して直列かつ直接に接続されていることを特徴とする請求の範囲第 1項ないし第 5項のいずれかに記載の高周波スイッチングモジユーノレ ο

[7] 前記 π型高周波フィルタの前記インダクタは前記高周波スィッチの一端とその一端が接続される他の素子との最短電気長の 2倍以上の電気長を有していることを特徴とする請求の範囲第 1項ないし第 6項のいずれかに記載の高周波スイッチングモジュ一ノレ。

[8] 前記 π型高周波フィルタの前記インダクタは、ストリップラインとして、複数の誘電体層を積層してなるモジュール素体に内蔵されていることを特徴とする請求の範囲第 1 項な、し第 7項の、ずれかに記載の高周波スイッチングモジュール。

[9] 前記 π型高周波フィルタの前記インダクタは、チップ部品として、複数の誘電体層を積層してなるモジュール素体に実装されていることを特徴とする請求の範囲第 1項な、し第 7項の、ずれかに記載の高周波スイッチングモジュール。

[10] 単一波長の又は複数の異なる波長の高周波信号を伝送する信号伝送経路を選択的に切り換えることを特徴とする請求の範囲第 1項ないし第 9項のいずれかに記載の高周波スイッチングモジュール。

[11] 高周波スイッチング素子と、該高周波スイッチング素子の前段又は後段にてシャント接続されたシャントコンデンサとを含む高周波回路の周波数特性調整方法であって前記高周波スイッチング素子に対して直列かつ直接にインダクタを付加することにより、該高周波スイッチング素子のオン時に形成されるインダクタンス成分と前記コンデンサのキャパシタンス成分と前記シャントコンデンサとで形成されるチェビシェフ型ローパスフィルタ回路の遮断周波数を低周波側にシフトさせるとともに、通過帯域の零点であるリップルの周波数を小さくし、かつ、

を特徴とする高周波回路の周波数特性調整方法。

[12] 前記周波数 fkは 2次高調波減衰域と 3次高調波減衰域との間に位置することを特徴とする請求の範囲第 11項に記載の高周波回路の周波数特性調整方法。

[13] 前記インダクタは前記高周波スイッチング素子の一端とその一端が接続される素子との最短電気長の 2倍以上の電気長を有して、ることを特徴とする請求の範囲第 11 項又は第 12項に記載の高周波回路の周波数特性調整方法。

[14] 前記素子は前記高周波スイッチング素子の前段又は後段にてシャント接続された前記コンデンサであることを特徴とする請求の範囲第 13項に記載の高周波回路の周波数特性調整方法。

[15] 前記高周波スイッチング素子はダイオードであり、前記インダクタは該ダイオードに対して直列かつ直接に接続されて、ることを特徴とする請求の範囲第 11項な、し第 14項のいずれかに記載の高周波回路の周波数調整方法。

[16] 前記高周波スイッチング素子は FETスィッチであり、前記インダクタは該 FETスイツチに対して直列かつ直接に接続されていることを特徴とする請求の範囲第 11項ないし第 14項のいずれかに記載の高周波回路の周波数特性調整方法。