WO2004054080A1

WO2004054080A1 - 直流電源装置

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Publication number: WO2004054080A1
Application number: PCT/JP2003/015241
Authority: WO
Inventors: Yukinari Fukumoto; Syohei Osaka; Toshirou Takeuchi
Original assignee: Sanken Electric Co., Ltd.
Priority date: 2002-12-12
Filing date: 2003-11-28
Publication date: 2004-06-24
Also published as: JP4214484B2; JPWO2004054080A1; US7239533B2; US20060113973A1

Description

明細書直流電源装置技術分野

本発明は、直流電源装置、特に過負荷時等の出力電圧低下時に最低限必要な駆動電流を基準電圧源に供給しつつ、無負荷時又は軽負荷時等の負荷待機時の低消費電力化を図る直流電源装置に関するものである。背景技術

近年、エコロジ一等の環境問題から全ての電気製品の省エネルギー化が提唱され、特に電源装置の負荷待機時での低消費電力化が重要な課題となってきている。更に、最近では携帯式電話機等の携帯機器の増加により、パッテリ充電が可能であり、異常時も含めた全ての負荷状態において安全な電源装置が要求されている。図 6に示す従来の直流電源装置は、直流電源（1)に直列に接続されたトランス (2)の 1次卷線（3)及びスィツチング素子としての M〇 S - F E T (5)と、トランス (2)の 2次卷線（4)に接続され且つ直流出力端子（29, 30)間に接続される負荷（50) に直流出力を供給する整流ダイオード（7)及び平滑コンデンサ（8)から成る整流平滑回路（6)と、負荷（50)に供給される直流出力に応じて M〇 S - F E T (5)をォン ·オフ制御する制御回路（9)とを備えている。

制御回路（9)は、負荷（50)に供給される直流出力電圧 V。が一定値 V ₂となるように M〇 S - F E T (5)のオン ·オフ期間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御回路（10)と、負荷（50)に供給される直流出力電流 I。が定格値 I _OMAXを超える場合に、直流出力電流 I。が一定となるように M〇S - F E T (5)のオン · オフ期間を制御する出力電流制御信号を出力する出力電流制御回路（11)と、バイァス抵抗（23)を介して供給される整流平滑回路（6)の出力電流 I _SHにより駆動され且つ直流出力電圧 V₍₎の基準値を規定する基準電圧 V_REFを発生する基準電圧発生手段としてのシャントレギュレー夕（24)と、定電圧制御回路（10)及び出力電流制御回路（11)の各出力信号の論理和信号により駆動され且つ光出力を発生するフォト力ブラ（25)の発光部（26)と、発光部（26)の光出力に比例して両主端子間に流れる電流が変化するフォト力ブラ（25)の受光部（27)と、フォト力ブラ（25)の受光部（27)に流れる電流の大きさに基づいて可変パルス幅の駆動信号 V_eを M〇 S - F E T (5)のゲート端子に付与する P WM変調回路（28)とを備えている。シャントレギユレ一夕（24)は、例えば T L 4 3 1等の周知の基準電圧 I C (集積回路）が使用される。 P WM変調回路（28)は、フォト力ブラ（25)の受光部（27)に流れる電流が小さいとき、広いパルス幅の駆動信号 V_eを出力し、フォト力ブラ（25)の受光部（ 27)に流れる電流が大きいとき、狭いパルス幅の駆動信号 V _eを出力する。定電圧制御回路（10)は、整流平滑回路（6)の出力端子間に接続され且つ負荷（5 0)に供給される直流出力電圧 V。を分圧する定電圧制御用分圧抵抗 2, 13)と、定電圧制御用分圧抵抗（12, 13)の分圧点の電圧が印加される反転入力端子及びシヤントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFが印加される非反転入力端子とを有する定電圧制御用オペアンプ（14)とから構成される。定電圧制御用オペアンプ（14) は、定電圧制御用分圧抵抗（12, 13)の分圧点の電圧とシャントレギユレ一夕（24) の基準電圧 V_REFとを比較してそれらの誤差電圧を定電圧制御信号として出力する。出力電流制御回路（1 1)は、整流平滑回路（6)の負側出力ラインに接続され且つ負荷（50)に流れる直流出力電流 I。をその電流 I。に対応する電圧とレて検出する出力電流検出手段としての出力電流検出用抵抗（17)と、シャントレギュレー夕（24)の出力端子間に接続され且つシャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V_REF を分圧してその分圧点から負荷（50)に流れる直流出力電流 I。の定格値 I。_MAXを規定する基準電圧 V_{R 1}を発生する基準電圧分圧用抵抗（18， 19)と、反転入力端子に入力される出力電流検出用抵抗（17)の検出電圧と非反転入力端子に入力される基準電圧分圧用抵抗（18, 19)の分圧点の基準電圧 V_{R 1}とを比較してそれらの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定電流制御用オペアンプ（20)とから構成される。定電圧制御回路（10)の定電圧制御用オペアンプ（14)の定電圧制御信号及び出力電流制御回路（1 1)の定電流制御用オペアンプ（20)の定電流制御信号は、それぞれ抵抗（15)及びダイォード（16)の直列接続回路と抵抗（21)及びダイォード（22) の直列接続回路により、これらの論理和信号となり、この論理和信号に基づいてフォトカブラ（25)の発光部（26)の光出力が制御される。フォト力ブラ（25)の発光部（26)の光出力は受光部（27)に伝達され、発光部（26) の光出力に比例して受光部（27)の両主端子間に流れる電流が制御される。フォト力ブラ（25)の受光部（27)の両主端子間に流れる電流により、 P WM変調回路（28) から出力される駆動信号 V_Gがパルス幅変調（P WM) され、パルス幅変調された駆動信号 V _eが M 0 S - F E T (5)のゲート端子に付与される。抵抗（15， 21 )、ダイオード（1 6, 22)、フォトカブラ（25)及び P WM変調回路（28)は駆動信号発生手段を構成する。これにより、負荷（50)に供給される直流出力電圧 V₀及び直流出力電流 I oに応じて制御回路（9)により M〇S - F E T (5)のオン ·オフ期間が制御され、負荷（50)に常時安定した直流出力が供給される。

図 6に示す直流電源装置の動作は次の通りである。直流電源（1)からの直流入力電圧を直列に接続されたトランス（2)の 1次巻線（3)及び M〇 S - F E T (5)に印加し、制御回路（9)内の P WM変調回路（28)からの駆動信号 V _eにより M O S - F E T (5)をオン 'オフ動作させると、トランス（2)の 1次卷線（3)に高周波電流が流れる。トランス（2)の 1次卷線（3)に流れる高周波電流により 2次巻線（4)に高周波電圧が誘起され、この高周波電圧は整流ダイォード（7)及び平滑コンデンサ (8)から成る整流平滑回路（6)により整流及び平滑されて直流出力電圧 V₀に変換され、直流出力端子（29, 30)から負荷（50)に直流出力が供給される。

直流出力端子（29, 30)間に接続される負荷（50)に流れる直流出力電流 I。が定格値 I。_MAX以内のとき、図 7の実線 Aに示すように、制御回路（9)内の定電圧制御回路（10)により負荷（50)に供給する直流出力電圧 V。は一定値 V ₂に制御される。このとき、直流出力端子（29, 30)間の直流出力電圧 V_Qは定電圧制御回路（1 0)の定電圧制御用分圧抵抗（1 2, 1 3)により分圧され、この分圧点の電圧が定電圧制御用オペアンプ（ )の反転入力端子に入力され、非反転入力端子に入力されるシャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V_REFと比較されてそれらの誤差電圧が定電圧制御信号としてオペアンプ（14)の出力端子から出力される。定電圧制御用ォペアンプ（14)の出力端子からの定電圧制御信号は、抵抗（1 5)及びダイォード（1 6) を介してフォト力ブラ（25)の発光部（26)に出力される。したがって、直流出力電圧 V ₍₎の分圧電圧がシャントレギュレータ（24)の基準電圧 V _REFより低いとき、定電圧制御用オペアンプ（14)の誤差電圧が正の値となり、フォト力ブラ（25)の発光部（26)の光出力が小さくなるので、受光部（27)に流れる電流が減少する。このため、 P WM変調回路（28)から出力される駆動信号 V _eのパルス幅が広くなり、 M〇S - F E T (5)のオン期間が長くなる。逆に、直流出力電圧 V₀の分圧電圧がシャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V_REFより高いとき、制御回路（9)内で前記とは全く逆の動作が行なわれ、 M〇S - F E T (5)のオン期間が短くなる。これにより、直流出力電圧 V。が図 7の実線 Aに示すように一定値 V ₂に制御され、直流出力端子（29, 30)から負荷（50)に定電圧の直流出力が供給される。

また、過負荷時等で直流出力端子（29, 30)間に接続される負荷（50)に流れる直流出力電流 I _Qが定格値 I。_MAXを超えるときは、制御回路（9)内の出力電流制御回路（1 1 )により負荷（50)に供給する直流出力電流 I。が図 7の実線 Bに示すように定格値 I _OMAX—定に制御される。このとき、負荷（50)に流れる直流出力電流 I。は出力電流検出用抵抗（17)を介して流れ、直流出力電流 I。に対応する電圧として検出される。一方、シャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V_REFは基準電圧分圧用抵抗（1 8, 19)により分圧され、その分圧点から負荷（50)に流れる直流出力電流 I _Qの定格値 I。_MAXを規定する基準電圧 V _{R 1}を発生する。出力電流検出用抵抗（17)の検出電圧は定電流制御用オペアンプ（20)の反転入力端子 (-）に入力され、非反転入力端子（+)に入力される基準電圧分圧用抵抗（18, 19)の分圧点の基準電圧 V_{R 1}と比較されてそれらの誤差電圧が定電流制御信号として同コンパレ一夕（20)の出力端子から出力される。定電流制御用オペアンプ（20)の出力端子からの定電流制御信号は、抵抗（21 )及びダイオード（22)を介して前述の定電圧制御信号との論理和信号となり、フォト力ブラ（25)の発光部（26)に出力される。したがって、直流出力端子（29, 30)から負荷（50)に流れる直流出力電流 I。が定格値 I _OMAXを超え、出力電流検出用抵抗（Π)の検出電圧が基準電圧分圧用抵抗（18， 1 9)の分圧点の基準電圧 V_{R 1}より高くなると、定電流制御用オペアンプ（20)の誤差電圧が負の値となり、 M〇S - F E T (5)のオン期間が短くなるので、直流出力電圧 V。が急激に低下して負荷（50)に流れる直流出力電流 I。が図 7の実線 Bに示すように定格値 I。_MAX—定となり、定電流出力特性が得られる。このような直流電源装置は、例えば下特許第 3 0 9 9 7 6 3号公報に開示されている。

ところで、図 6に示す従来の直流電源装置では、直流出力電圧 V。が一定値 V ₂のときにシャントレギュレ一夕（24)に供給する駆動電流 I _SHが最低限必要な電流値となるようにバイアス抵抗（23)の抵抗値を設定すると、直流出力電圧 V。の値がまで低下したとき、基準電圧 V_REFを一定レベルに維持するのに最低限必要な駆動電流 I _SHをシャントレギユレ一夕（24)に供給できない。このため、図 7の実線 Bに示すように直流出力電圧 V。が低下したときに、シャントレギュレー夕（24)から出力される基準電圧 V _REFが変動して、直流出力電流 I oが変動する不具合が発生した。これとは逆に、直流出力電圧 V。が V ,まで低下したときにシャントレギュレ一タ（24)に供給する駆動電流 I _SHが最低限必要な電流値となるようにバイアス抵抗（23)の抵抗値を低く設定すると、直流出力電圧 V。が一定値 V ₂のときにバイアス抵抗（23)に大きな電流が流れ、バイアス抵抗（23)での電力損失が大きくなる問題がある。電圧値 V iと電圧値 V ₂との差の 2乗をバィァス抵抗（23)の抵抗値で除して表されるバイアス抵抗（23)での電力損失は、電圧値 V iと電圧値 V ₂との差が大きいほど著しく増加する。特に、無負荷時又は軽負荷時等の負荷待機時に全体の電力損失に対するバイアス抵抗（23)での電力損失の比率も大きくなるので、バイアス抵抗（23)での電力損失は負荷待機時の変換効率の改善に対する大きな障害となる。したがって、負荷待機時の制御回路（9) での消費電力の割合が急激に増加する問題点があった。

そこで、本発明では、出力電圧低下時に最低限必要な駆動電流を基準電圧源に供給すると共に、定格出力時にも基準電圧源に供給する駆動電流を必要最小限に抑制して、無負荷時又は軽負荷時等の負荷待機時の制御回路での消費電力を低減できる直流電源装置を提供することを目的とする。発明の開示

本発明による直流電源装置は、オン ·オフ動作により直流電源（1)からの直流入力を断続して高周波電力に変換する少なくとも 1つのスィツチング素子（5)と、スイッチング素子（5)をオン ·オフ制御する制御回路（9)と、スィツチング素子 (5)から得られる高周波電力を直流出力に変換して負荷（50)に供給する整流平滑回路（6)とを備えている。制御回路（9)は、負荷（50)に流れる直流出力電流（）が定格値となるようにスイッチング素子（5)のオン ·オフ期間を制御する出力電流制御信号を生成する出力電流制御回路（1 1)と、出力電流制御回路（1 1 )の定格値 (I _OMAX)を規定する基準電圧 (V_{R 1} )を発生する基準電圧発生手段（24)と、整流平滑回路（6)から基準電圧発生手段（24)に供給される駆動電流（I _SH)を略一定にする駆動電流制御手段（31 )を備えている。駆動電流制御手段（31 )により、定格出力時と出力電圧低下時とで基準電圧発生手段（24)に供給される駆動電流（I _SH)が略一定となり、出力電圧低下時に基準電圧 (V_REF)を一定レベルに維持するのに最低限必要な駆動電流（I _SH)を基準電圧発生手段（24)に供給でき且つ定格出力時に基準電圧発生手段（24)に供給する駆動電流（I _SH)を必要最小限に抑制できる。従つて、無負荷時又は軽負荷時等の負荷待機時の制御回路での消費電力を低減することができる。図面の簡単な説明

図 1は、本発明による直流電源装置の第 1の実施の形態を示す電気回路図図 2は、本発明の第 2の実施の形態を示す電気回路図

図 3は、本発明の第 3の実施の形態を示す電気回路図

図 4は、本発明の第 4の実施の形態を示す電気回路図

図 5は、本発明の第 5の実施の形態を示す電気回路図

図 6は、従来の直流電源装置を示す電気回路図

図 7は、直流電源装置の出力垂下特性を示すグラフ発明の実施するための最良の形態

以下、本発明による直流電源装置の各実施の形態を図 1〜図 5について説明する。但し、これらの図面では図 6に示す箇所と実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。

図 1〜図 5に示す本発明による各実施の形態では、整流平滑回路（6)からシャントレギュレー夕（24)に略一定の駆動電流〖 _SHを供給する駆動電流制御手段（3 1 )を直流電源装置に設ける点で図 6に示す従来の直流電源装置と異なる。図 1に示す実施の形態では、図 6に示すバイアス抵抗（23)の代わりに、整流平滑回路 (6)の正側の直流出力端子（29)とシャントレギュレー夕（24)のカソ一ド端子との間に定電流源回路（32)を駆動電流制御手段（31 )として接続する。整流平滑回路 (6)からの出力電流 I _SHにより駆動される駆動電流制御手段（31)は、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。のレベルに関わらず常時一定の定電流出力を発生する。定電流源回路（32)は、周知のカレントミラ一回路バイポーラトランジスタによる定電流回路、 M〇S F E Tによる定電流回路等から選択して使用される。定電流源回路（32)の定電流出力を最低限必要な電流値に調整して、シャントレギユレ —夕（24)から出力される基準電圧 V_REFを一定レベルに維持すれば、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。のレベルに関係なく、常時一定の定電流出力をシャントレギユレ一夕（24)に供給できる。このため、図 7の実線 Aで示す定格出力時と実線 Bで示す出力電圧低下時とでシャントレギユレ一夕（24)に供給される駆動電流 I _SHは略一定となる。換言すれば、出力電圧低下時にシャントレギユレ一夕 (24)の基準電圧 V _REFを一定レベルに維持するのに最低限必要な駆動電流 I _SHをシャントレギユレ一夕 (24)に供給できると共に、定格出力時にもシャントレギュレー夕（24)へ供給する駆動電流 I _SHを必要最小限に抑制できる。従って、駆動電流 I _SHによるシャントレギュレー夕（24)での電力損失を最小に又は一定に保持して、無負荷時又は軽負荷時等の負荷待機時の制御回路（9)での消費電力を低減することができる。

図 2に示す第 2の実施の形態では、図 6に示すバイアス抵抗（23)とシャントレギユレ一夕（24)の力ソード端子との間に駆動電流制御手段（31 )を接続する。駆動電流制御手段（31)は、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。を検出する出力電圧検出手段としての出力電圧分圧抵抗（33, 34)と、電圧比較手段としての駆動電流制御用コンパレータ（35)と、電流可変手段（36)とを有する。反転入力端子に入力される出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧電圧が非反転入力端子に入力される閾値電圧としてのシャントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFよりも高いとき及び低いときに、駆動電流制御用コンパレータ（35)は、第 1の出力信号及び第 2の出力信号としてそれぞれ低電圧（L )レベル及び高電圧（H)レベルの出力信号を発生する。電流可変手段（36)は、駆動電流制御用コンパレー夕（35)の出力端子とシャン卜レギユレ一夕（24)のカソード端子との間に直列に接続された整流素子としてのダイォード（37)及び抵抗（38)から成り、駆動電流制御用コンパレータ（35)が高い電圧（H)レベルの出力信号を発生したとき、ダイォード（37)及び抵抗（38)を介してシャン卜レギュレー夕（24)に別の駆動電流 I iを供給する。電流可変手段（36) は、駆動電流制御用コンパレータ（35)が低電圧（L )レベルの出力信号を発生したとき、整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SHを直接的にシャントレギユレ一夕（2 4)に供給し、駆動電流制御用コンパレータ（35)が高電圧（H)レベルの出力信号を発生したとき、整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SHに別の駆動電流 I iを加えてシャントレギユレ一夕（24)に供給する。

整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。が一定値 V ₂に制御される図 7の実線 Aに示す定格出力時は、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFより高いので、駆動電流制御用コンパレー夕（35)から低電圧（L )レベルの信号が出力される。これにより、電流可変手段（36)を構成するダイォ一ド（37)が非導通状態となり、整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SH がバイアス抵抗（23)を介して直接的にシャントレギュレ一夕（24)に供給される。図 7の実線 Bに示すように整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。が急激にまで低下し、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギユレ一夕（24) の基準電圧 V _REFより低くなると、駆動電流制御用コンパレータ（35)から高い電圧（H)レベルの信号が出力され、ダイオード（37)が導通状態となり、駆動電流制御用コンパレ一夕（35)からダイオード（37)及び抵抗（38)を介して流れる別の駆動電流 I tが整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SH に加えられてシャン卜レギュレー夕（24)に供給される。従って、ダイオード（37) の導通時に整流平滑回路（6)からバイァス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SH と駆動電流制御用コンパレー夕（35)から電流可変手段（36)を介して流れる別の駆動電流 I iとの和電流値をダイォード（37)が非導通状態のときに整流平滑回路 (6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SHの値に一致させれば、図 7の実線 Aに示す定格出力時と図 7の実線 Bに示す出力電圧低下時とで略一定な駆動電流 I _SHを整流平滑回路（6)からシャントレギュレー夕（24)に供給することができる。

図 2に示す実施の形態では、バイアス抵抗（23)の抵抗値を十分高くすることにより、定格出力時のシャントレギユレ一夕（24)での電力損失を最小限度に抑えることができる。また、出力電圧低下時に整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23) を介して流れる駆動電流 I _SHに駆動電流制御用コンパレー夕（35)からダイォード（37)及び抵抗（38)を介して流れる別の駆動電流 I iを加算するので、シャン卜レギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFを一定レベルに維持するのに最低限必要な駆動電流 I _SHをシャントレギユレ一夕（24)に供給できる。よって、図 2に示す実施の形態でも、駆動電流 I _SHによるシャントレギユレ一夕（24)での電力損失を最小にして、無負荷時又は軽負荷時等の負荷待機時の制御回路（9)での消費電力を低減することが可能となる。

図 3に示す実施の形態では、図 6に示すバイアス抵抗（23)とシャントレギユレ一夕（24)の力ソード端子との間に駆動電流制御手段（31 )が接続される。駆動電流制御手段（31 )は、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。を検出する出力電圧分圧抵抗（33, 34)と、駆動電流制御用コンパレータ（35)と、電流可変手段（36)とを有する。駆動電流制御用コンパレータ（35)は、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧電圧が印加される非反転入力端子と、シャントレギュレ一タ（24)の基準電圧 V _REF が印加される反転入力端子とを備え、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧電圧がシヤントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V_REFよりも高いときに高い電圧（H)レベルの出力信号を発生し、逆に、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧電圧がシャントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFよりも低いときに低い電圧（L )レベルの出力信号を発生する。電流可変手段（36)は、バイアス抵抗（23)の両端に接続され且つ駆動電流制御用コンパレー夕（35)が低い電圧（L )レベルの出力信号を発生したときにオン状態となり抵抗（40)を介してシャントレギユレ一夕（24)に別の駆動電流 I ！を供給するスィッチ手段としての P N Pトランジス夕（39)と、駆動電流制御用コンパレ一夕（35)の出力端子と P N Pトランジスタ（39)のベース端子との間に直列に接続された逆流防止手段としてのダイォード（37)及び抵抗（38)とを有する。電流可変手段（36)は、駆動電流制御用コンパレー夕（35)が高い電圧（H)レベルの出力信号を発生したときに整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SHを直接的にシャン卜レギュレー夕（24)に供給し、駆動電流制御用コンパレータ（35)が低い電圧 ( L )レベルの出力信号を発生したときに整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SHに別の駆動電流 I tを加えてシャントレギユレ一夕（24)に供給する。整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。が一定値 V ₂に制御される図 7の実線 Aに示す定格出力時は、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFより高いので、駆動電流制御用コンパレータ（35)から高い電圧（H)レベルの信号が出力される。このとき、電流可変手段（36)のダイオード（37)が逆方向にバイアスされ非導通状態となり、ベース端子に高い電圧 (H)レベルの信号が付与される P N P トランジスタ（39)がオフ状態となる。このため、定格出力時は整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SHがバイアス抵抗（23)を介して直接的にシャントレギユレ一夕（24)に供給される。次に、図 7の実線 Bに示すように、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。が急激にまで低下し、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V _REFより低くなると、駆動電流制御用コンパレータ（35)から低い電圧（L )レベルの信号が出力される。このため、ダイオード（37)が順方向にバイアスされ導通状態となり、ベース端子にベース電流が流れる P N Pトランジスタ（39)がオン状態となる。このため、出力電圧低下時にシャントレギユレ一夕（24)に供給される駆動電流は、整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SH と整流平滑回路（6)から P N P トランジスタ（39)及び抵抗（40)を介して流れる別の駆動電流 I iとの和電流となる。従って、 P N Pトランジスタ（39)のオン時に、整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SHと整流平滑回路（6)から P N Pトランジスタ（39)及び抵抗（40)を介して流れる別の駆動電流 I ,との和電流の値を P N Pトランジスタ（39)のオフ時に整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SHの値に一致させれば、図 7の実線 Aに示す定格出力時と図 7の実線 Bに示す出力電圧低下時とで略一定な駆動電流 I _SHを整流平滑回路（6)からシャン卜レギユレ一夕（24)に供給することができる。

図 2に示す実施の形態と同様にバイアス抵抗（23)の抵抗値を十分高くすれば、定格出力時のシャン卜レギュレー夕（24)での電力損失を最小限度に抑えることができる。また、出力電圧低下時にバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _s _Hに P N Pトランジスタ（39)及び抵抗（40)を介して流れる別の駆動電流 I が加算されるので、図 2と同様に最低限必要な駆動電流 I _stTをシャントレギユレ一夕（24)に供給して、シャントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFを一定レベルに維持できるから、図 3に示す実施の形態でも、駆動電流 I _SHによるシャントレギユレ一夕（24)での電力損失を最小にして、無負荷時又は軽負荷時等の負荷待機時の制御回路（9)での消費電力を低減することが可能となる。

図 4に示す実施の形態の直流電源装置では、図 2に示す出力電圧分圧抵抗（33, 3 4)の分圧点とシャントレギユレ一タ（24)の力ソード端子との間にもう一組の駆動電流制御用コンパレー夕（43)、ダイォード（44)及び抵抗（45)を直列に接続する。また、シャントレギュレー夕（24)の力ソード端子と駆動電流制御用コンパレー夕 (43)の非反転入力端子との間に接続した基準電圧分圧用抵抗（41， 42)は、シャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V_REFを分圧し、分圧点から駆動電流制御用コンパレ一夕（43)の閾値電圧を規定する基準電圧 V_R2を発生する。駆動電流制御用コンパレ一夕（43)の反転入力端子は出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点に接続され、同コンパレータ（43)の非反転入力端子（+)は基準電圧分圧用抵抗（41, 2)の分圧点に接続される。基準電圧分圧用抵抗（41, 42)の分圧点の基準電圧 V_R2は、シヤントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFよりも低い値に設定される。

整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V₀が一定値 V ₂に制御される図 7の実線 Aに示す定格出力時に、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REF及び基準電圧分圧用抵抗（41, 42)の分圧点の基準電圧 V _R2より高いので、 2つの駆動電流制御用コンパレ一夕（35, 43)から低電圧 (L )レベルの信号が出力される。これにより、電流可変手段（36)の 2つのダイォ一ド（37, 44)が共に非導通状態となり、整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SHがバイアス抵抗（23)を介して直接的にシャントレギュレ一夕（24)に供給される。図 7の実線 Bに示すように整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。が急激に V _tまで低下し、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギユレ一夕（2 4)の基準電圧 V _REFと基準電圧分圧用抵抗（41, 42)の分圧点の基準電圧 V_R2との中間の電圧になると、一方の駆動電流制御用コンパレータ（35)から高電圧（H)レベルの信号が出力されると共に、他方の駆動電流制御用コンパレー夕（43)の出力信号が低電圧（L )レベルに保持される。これにより、一方のダイオード（37)が導通状態になると共に他方のダイォード（44)は非導通状態を保持するから、整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SHに駆動電流制御用コンパレータ（35)からダイォ一ド（37)及び抵抗（38)を介して流れる別の駆動電流 I iが加えられてシャントレギユレ一夕（24)に供給される。更に、整流平滑回路 (6)の直流出力電圧 V。が V iよりも低くなり、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧が基準電圧分圧用抵抗（41 , 42)の分圧点の基準電圧 V_R2より低くなると、 2つの駆動電流制御用コンパレ一タ（35, 43)から高い電圧（H)レベルの信号が出力される。これにより、 2つのダイオード（37, 44)が共に導通状態となり、整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SHと一方の駆動電流制御用コンパレータ（35)からダイオード（37)及び抵抗（38)を介して流れる別の駆動電流 I iとの和電流 I _SH+ I iに他方の駆動電流制御用コンパレータ（43)からダイォード（44)及び抵抗（38)を介して流れる別の駆動電流 I ₂が加えられてシヤントレギュレー夕（24)に供給される。

図 4に示す実施の形態では、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧レベルに応じて電流可変手段（36)のダイォード（37, 44)及び抵抗（38, 45)を介してシャントレギユレ一夕（24)に供給する別の駆動電流の値を I iと I i + I ₂との 2段階に制御できるので、整流平滑回路（ 6)の直流出力電圧 V oの低下に応じてシャントレギュレ一夕（24)に供給する駆動電流を精密に調整できる。

図 5に示す実施の形態では、図 3に示す P N Pトランジスタ（39)及び抵抗（40) の直列接続回路と並列に複数のスィツチ手段としての P N Pトランジスタ（46)及び抵抗（47)の直列接続回路を接続すると共に、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点と P N Pトランジス夕（46)のベース端子との間にもう一組の駆動電流制御用コンパレ一夕（43)、ダイオード（44)及び抵抗（45)を直列接続する。また、シャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V _REFを分圧してその分圧点から駆動電流制御用コンパレー夕（43)の閾値電圧を規定する基準電圧 V_{R 2}を発生する基準電圧分圧用抵抗（41 , 42)をシャントレギュレー夕（24)の力ソード端子と駆動電流制御用コンパレー夕（43)の反転入力端子との間に接続する。図 4に示す実施の形態と同様に、基準電圧分圧用抵抗（41 , 42)の分圧点の基準電圧 V_R2はシャントレギユレ一夕（24)の基準電圧 V _REFよりも低い値に設定され、駆動電流制御用コンパレー夕 (43)の非反転入力端子は出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点に接続され、コンパレー夕（43)の反転入力端子は基準電圧分圧用抵抗（41 , 42)の分圧点に接続される。整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V ₀が一定値 V ₂に制御される図 7の実線 Aに示す定格出力時に、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギュレータ（24)の基準電圧 V_REF及び基準電圧分圧用抵抗（41， 42)の分圧点の基準電圧 V _{R 2}より高いので、 2つの駆動電流制御用コンパレー夕（35, 43)から高い電圧 (H)レベルの信号が出力される。このとき、電流可変手段（36)の逆流防止手段となる 2つのダイォ一ド（37, 44)が逆方向にバイアスされ共に非導通状態となり、ベース端子に各々高い電圧（H)レベルの信号が付与され^ _ 2つの P N Pトランジスタ（39, 46)が共にオフ状態となる。このため、定格出力時に整流平滑回路（6)からの駆動電流 I _SHがバイアス抵抗（23)を介して直接的にシャン卜レギユレ一夕 (24)に供給される。次に、図 7の実線 Bに示すように整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。が急激に V iまで低下し、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧がシャントレギュレー夕（24)の基準電圧 V_REFと基準電圧分圧用抵抗（41 , 42)の分圧点の基準電圧 V_{R 2}との中間の電圧になると、一方の駆動電流制御用コンパレ —夕（35)から低い電圧（L )レベルの信号が出力されると共に、他方の駆動電流制御用コンパレー夕（43)の出力信号が高い電圧（H)レベルに保持される。これにより、一方のダイオード（37)が順方向にバイアスされ導通状態となると共に、他方のダイォード（44)は非導通状態を保持するから、ベース端子に低い電圧（L )レべルの信号が付与される一方の P N Pトランジスタ（39)のみがオン状態となる。このときに整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SHと整流平滑回路（6)から P N P卜ランジス夕（39)及び抵抗（40)を介して流れる別の駆動電流 I iとの和電流がシャン卜レギユレ一夕（24)に供給される駆動電流となる。更に、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。がよりも低くなり、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧が基準電圧分圧用抵抗（41 , 42)の分圧点の基準電圧 V_{R 2}より低くなると、 2つの駆動電流制御用コンパレータ（35, 43)から高い電圧（H)レベルの信号が出力される。これにより、 2つのダイオード（37, 44)が順方向にバイアスされ共に導通状態となり、ベース端子に低電圧（L )レベルの信号が付与される 2つの P N Pトランジスタ（39, 46)が共にオン状態となる。このとき、整流平滑回路（6)からバイアス抵抗（23)を介して流れる駆動電流 I _SHと整流平滑回路（6)から一方の P N Pトランジスタ（39)及び抵抗（40)を介して流れる別の駆動電流 I _tとの和電流 I _SH+ I tに他方の P N Pトランジスタ（46)及び抵抗 (47)を介して流れる別の駆動電流 I ₂を加えた I _SH+ I i + I ₂が駆動電流としてシャントレギユレ一夕（24)に供給される。

図 5に示す実施の形態では、出力電圧分圧抵抗（33, 34)の分圧点の電圧レベルに応じて電流可変手段（36)を構成する 2つの P N Pトランジスタ（39, 46)の一方又は双方をオン状態に切り替えて、整流平滑回路（6)から 2組の P N Pトランジス夕（39, 46)及び抵抗（40, 47)の直列接続回路を介してシャントレギユレ一夕（24) に供給する別の駆動電流を I i又は I _t + I ₂の 2段階値に可変できるので、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。の低下に応じてシャントレギュレ一夕（24)に供給する駆動電流を精密に調整できる。

本発明の実施態様は前記の各実施の形態に限定されず、更に種々の変更が可能である。例えば、上記の各実施の形態では基準電圧発生手段（24)として基準電圧 I Cであるシャントレギユレ一夕の代わりに、一般的なツエナダイオードを使用しても同様な作用及び効果が得られる。また、図 4及び図 5に示す各実施の形態では駆動電流制御手段（31)内に 2つの駆動電流制御用コンパレー夕（35, 43)を設け、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。の低下に応じて電流可変手段（36)を介してシャントレギュレ一夕（24)に供給する別の駆動電流の値を 2段階に可変したが、 3つ以上の駆動電流制御用コンパレータを設け、整流平滑回路（6)の直流出力電圧 V。の低下に応じて電流可変手段（36)を介してシャントレギュレー夕（24) に供給する別の駆動電流の値を更に多段階に可変してもよい。また、図 3及び図 5に示す各実施の形態に示すスィツチ手段（39, 46)として P N Pトランジスタの代わりに、 Pチャネル型 M O S - F E Tを使用してもよい。また、 P N Pトランジス夕の代わりに N P Nトランジスタ又は Nチャネル型 M〇S - F E Tを使用してもよい。この場合は、駆動電流制御用コンパレータ（35, 43)の非反転入力端子と反転入力端子とを逆に接続すると共に、ダイオード（37, 44)の極性を逆にすればよい。また、上記の各実施の形態では図 7の実線 Bに示す定電流垂下特性を有する制御回路に本発明を適用したが、図 7の破線 Cに示す所謂フの字垂下特性を有する制御回路又は図 7の一点鎖線 Dに示す定電力垂下特性を有する制御回路に対しても本発明を適用できる。産業上の利用可能性

フライバック型 D C— D Cコンバータ以外にも、フォワード型、ブリッジ型、プッシュプル型又は電流共振型 D C— D Cコンバ一夕等の入出力絶縁用のトランスを有する絶縁型の D C— D Cコンバ一夕又は入出力絶縁用のトランスを使用しない昇圧又は降圧チヨッパ型 D C— D Cコンバ一夕等の非絶縁型の D C— D Cコンバー夕にも本発明による直流電源装置を適用できる。

Claims

請求の範囲

1 . オン ·オフ動作により直流電源からの直流入力を断続して高周波電力に変換する少なくとも 1つのスィツチング素子と、該スィツチング素子をオン ·ォフ制御する制御回路と、前記スィツチング素子から得られる前記高周波電力を直流出力に変換して負荷に供給する整流平滑回路とを備え、

前記制御回路は、前記負荷に流れる直流出力電流が定格値となるように前記スイッチング素子のオン ·オフ期間を制御する出力電流制御信号を生成する出力電流制御回路と、該出力電流制御回路の定格値を規定する基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記整流平滑回路から基準電圧発生手段に供給される駆動電流を略一定にする駆動電流制御手段を備えたことを特徴とする直流電源装置。

2 . 前記出力電流制御回路は、前記負荷に流れる直流出力電流を検出する出力電流検出手段と、前記整流平滑回路からの出力電流により駆動され且つ前記直流出力電流の定格値を規定する基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、前記出力電流検出手段の検出出力の電圧レベルが前記基準電圧発生手段の基準電圧よりも低いときに第 1の出力信号を発生し、前記出力電流検出手段の検出出力の電.圧レベルが前記基準電圧発生手段の基準電圧よりも高いときに第 2の出力信号を発生する比較手段と、 '該比較手段が前記第 1の出力信号を発生したときは前記負荷に供給される前記直流出力電圧が一定値となるように前記スイッチング素子のォン ·オフ期間を制御する駆動信号を出力し、前記比較手段が前記第 2の出力信号を発生したときは前記直流出力電圧が低下するように前記スィツチング素子のォン ·オフ期間を制御する駆動信号を出力して前記直流出力電流を制限する駆動信号発生手段とを備えた請求項 1に記載の直流電源装置。 '

3 . 前記駆動電流制御手段は、前記整流平滑回路の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、該出力電圧検出手段の検出電圧が閾値電圧よりも高いときに第 1の出力信号を発生し、前記検出電圧が前記閾値電圧よりも低いときに第 2の出力信号を発生する電圧比較手段と、該電圧比較手段が前記第 1の出力信号を発生したときに前記整流平滑回路からの前記駆動電流を直接的に前記基準電圧発生手段に供給し、前記電圧比較手段が前記第 2の出力信号を発生したときに前記駆動電流に別の駆動電流を加えて前記基準電圧発生手段に供給する電流可変手段とを有する請求項 2に記載の直流電源装置。 ''

4 . 前記電流可変手段は、前記電圧比較手段が前記第 2の出力信号を発生したとき、前記電圧比較手段に直列に接続された整流素子及び抵抗を介して前記基準電圧発生手段に前記別の駆動電流を供給する請求項 3に記載の直流電源装置。

5 . 前記電流可変手段は、前記電圧比較手段が前記第 2の出力信号を発生したときにオン状態となり且つ前記基準電圧発生手段に前記別の駆動電流を供給するスィツチ手段を有する請求項 3に記載の直流電源装置。

6 . 前記駆動電流制御手段は、前記閾値電圧の値がそれぞれ異なる複数の前記電圧比較手段を有し、該複数の電圧比較手段が各々発生する前記第 2の出力信号により前記電流可変手段を介して前記基準電圧発生手段に供給する前記別の駆動電流の値を可変する請求項 3に記載の直流電源装置。

7 . 前記電流可変手段は、前記複数の電圧比較手段が前記第 2の出力信号を発生したとき、前記各電圧比較手段に直列に接続された整流素子及び抵抗を介して前記基準電圧発生手段に各々の別の駆動電流を供給する請求項 6に記載の直流電源装置。

8 . 前記電流可変手段は、前記複数の電圧比較手段が前記第 2の出力信号を発生したときにそれぞれオン状態となり且つ前記基準電圧発生手段に前記各々の別の駆動電流を供給する複数のスィッチ手段を有する請求項 6に記載の直流電源装置。

9 . 俞記電流可変手段は逆流防止手段を有する請求項 3、 5、 6及び 8の何れか 1項に記載の直流電源装置。