WO2010086946A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2010086946A1
WO2010086946A1 PCT/JP2009/006954 JP2009006954W WO2010086946A1 WO 2010086946 A1 WO2010086946 A1 WO 2010086946A1 JP 2009006954 W JP2009006954 W JP 2009006954W WO 2010086946 A1 WO2010086946 A1 WO 2010086946A1
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voltage
switch element
power supply
stabilized
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佐藤真
京野羊一
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サンケン電気株式会社
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply apparatus having multiple outputs, and in particular, to a non-stabilized output that is not subjected to voltage-stabilized feedback control from the secondary side to the primary side, the voltage is reduced by means with less power loss.
  • the present invention relates to a switching power supply that can be stabilized.
  • the output voltage is obtained as a stable voltage via a step-down circuit such as a dropper circuit or a chopper circuit.
  • a step-down circuit such as a dropper circuit or a chopper circuit.
  • FIG. 17 has two outputs of 12V and 24V on the secondary side, 24V output is stabilized output (the output that feeds back to the primary side control circuit is referred to as stabilized output hereinafter), and 12V output is unstabilized It shows an example of a 12V output current vs. 12V output voltage characteristic when an output (other output that is not fed back to the primary side control circuit is hereinafter referred to as an unstabilized output) is shown.
  • FIG. 18 shows an example of 24V output current vs. 12V output voltage characteristics when the secondary side has two outputs of 12V and 24V, the 24V output is a stabilized output, and the 12V output is an unstabilized output. Is.
  • the voltage of 12V output which is an unstabilized output varies depending on the load state of 12V output or 24V output.
  • JP-A-4-33571 Japanese Patent Laid-Open No. 3-82367 JP 57-129131 A
  • an object of the present invention is to provide a multi-output switching power supply apparatus that improves power supply efficiency and increases the accuracy of a DC output voltage.
  • the switching power supply of the present invention is a switching power supply that converts an AC power input to the primary side into a plurality of secondary DC power supplies and outputs the DC power, and one of the plurality of DC power supplies includes: A stabilized output having a voltage stabilizing means that feeds back and stabilizes the output voltage to the primary side, and the remaining other DC power sources out of the plurality of DC power sources have their output voltages on the primary side. A non-stabilized output that does not have voltage stabilizing means for feedback, and when the output voltage of the non-stabilized output falls below a first predetermined voltage, power is provided from the stabilized output; A converter is provided that regenerates power from the unregulated output to the stabilized output when the output voltage exceeds a second predetermined voltage.
  • the converter is a step-up / down converter having a step-up converter function and a step-down converter function, and the output voltage of the stabilized output is set higher than the output voltage of the unstabilized output.
  • the step-up / step-down converter reduces the output voltage of the stabilized output by the step-down converter function when the output voltage of the unregulated output falls below the first predetermined voltage, and supplies power to the unregulated output.
  • the boost converter function boosts the output voltage of the unstabilized output and regenerates power to the stabilized output.
  • the first predetermined voltage and the second predetermined voltage are within a voltage accuracy range determined so that an output voltage accuracy of the unstabilized output becomes a predetermined accuracy.
  • the second predetermined voltage is set higher than the first predetermined voltage by a predetermined potential difference.
  • the switching power supply according to the present invention is a switching power supply that converts an AC power input to the primary side into a plurality of secondary DC power supplies and outputs the DC power.
  • a first switch element and a second switch which are not stabilized and have no voltage stabilizing means to be fed back to each other, and are repeatedly turned on and off alternately between the stabilized output and the unstabilized output.
  • a buck-boost converter having an element and a reactor is connected, and the buck-boost converter switches power transfer between the stable output and the non-stable output according to the output voltage of the non-stabilized output. It is characterized in.
  • the step-up / down converter includes the first switch element having a constant duty ratio corresponding to a ratio of the output voltage of the stabilized output and the output voltage of the unstabilized output.
  • the second switch element is turned on / off.
  • the step-up / step-down converter controls the duty ratio of the first switch element and the second switch element so that the output voltage of the unstabilized output becomes a predetermined voltage. It is characterized by doing.
  • the step-up / step-down converter includes means for detecting a current flowing through the reactor, and the reactor is connected to the reactor in each ON period of the first switch element and the second switch element.
  • the step-up / down converter includes a means for detecting a current flowing through the reactor, and the first switch so that an output voltage of the unstabilized output becomes a predetermined voltage.
  • the peak value of the current flowing through the reactor is controlled in the ON period of each of the element and the second switch element.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of a switching power supply apparatus including a buck-boost converter according to a first embodiment of the present invention.
  • the power conversion circuit included in the switching power supply device 1 illustrated in FIG. 1 is a flyback converter.
  • the power conversion circuit of the switching power supply device 1 is not limited to the flyback converter. Any power conversion circuit that obtains multiple outputs with a plurality of winding voltages on the side may be used.
  • the switching power supply device 1 a multi-output switching power supply device having a 24V output and a 12V output on the secondary side, a 24V output as a stabilized output, and a 12V output as an unstabilized output is illustrated.
  • the main point is not limited to this, and it is possible to arbitrarily determine which output is a stabilized output or an unstabilized output.
  • the multi-output set voltage is not limited to 12V and 24V.
  • An input terminal TM1 and an input terminal TM2 are provided on the primary side of the switching power supply device 1.
  • the input terminals TM1 and TM2 are connected to an AC power source 2 such as a single-phase 100V (50 Hz, 60 Hz) commercial power source,
  • an AC power source 2 such as a single-phase 100V (50 Hz, 60 Hz) commercial power source
  • a 24V output terminal TM3, a 12V output terminal TM4, and a GND terminal are provided, a load Ld1 is connected between the 24V output terminal TM3 and the GND terminal, and a load Ld2 is connected to the 12V output terminal TM4. It is connected between the GND terminals.
  • the AC power supply 2 is connected to the full-wave rectification bridge 3 through the input terminals TM1 and TM2, and the AC voltage of the AC power supply 2 is converted into a DC voltage by the full-wave rectification bridge 3.
  • the pulsation component included in the DC output voltage of the full-wave rectification bridge 3 is smoothed by the capacitor C6 connected between the positive and negative output terminals of the full-wave rectification bridge 3 to obtain a DC voltage with less pulsation.
  • the switching power supply device 1 includes a transformer T1 having a primary winding P1, secondary windings S1 and S2, and a tertiary winding P2.
  • the positive output terminal of the full-wave rectifier bridge 3 is connected to one terminal of the primary winding P1 of the transformer T1, and the other terminal of the primary winding P1 is connected to the drain terminal of the MOSFET Q3 that is a switch element.
  • the source terminal of the MOSFET Q3 is connected to the negative output terminal of the full wave rectification bridge 3 (hereinafter, a line connected to the negative output terminal of the full wave rectification bridge 3 is referred to as a ground potential GND1) via the resistor R2. Yes.
  • a capacitor C5 is connected between the other terminal of the primary winding P1 and the ground potential GND1. Further, between the two terminals of the primary winding P1, a parallel body of a resistor R3 and a capacitor C4 is connected in series with a diode D6 whose forward direction is directed from the other terminal of the primary winding P1 to one terminal. The body is connected.
  • One terminal of the secondary winding S1 of the transformer T1 is connected to the anode terminal of the diode D3, and the cathode terminal of the diode D3 is connected to the 24V output terminal TM3.
  • One terminal of the capacitor C1 is connected between the cathode terminal of the diode D3 and the 24V output terminal TM3, and the other terminal of the capacitor C1 is connected to the output ground terminal GND (hereinafter referred to as the output ground terminal GND) of the switching power supply device 1.
  • the connected line is connected to the ground potential GND2.
  • the other terminal of the secondary winding S1 of the transformer T1 and one terminal of the secondary winding S2 are connected, and the other terminal of the secondary winding S2 is connected to the ground potential GND2.
  • the secondary windings S1 and S2 of the transformer T1 are connected in series and connected to the rectifying and smoothing circuit 11 including the diode D3 and the capacitor C1, and configured to output a DC voltage of 24V to the 24V output terminal TM3. ing.
  • the other terminal of the secondary winding S1 of the transformer T1 and one terminal of the secondary winding S2 are connected.
  • a tap is taken out from this connection point and connected to the anode terminal of the diode D4, and the cathode of the diode D4.
  • the terminal is connected to the 12V output terminal TM4.
  • one terminal of the capacitor C2 is connected between the cathode terminal of the diode D4 and the 12V output terminal TM4, and the other terminal of the capacitor C2 is connected to the ground potential GND2.
  • the secondary winding S2 of the transformer T1 is connected to the rectifying / smoothing circuit 12 including the diode D4 and the capacitor C2, and is configured to output a DC voltage of 12V to the 12V output terminal TM4.
  • the primary side control circuit 4 is a power conversion circuit configured by a transformer T1, a MOSFET Q3, and the like, that is, a control circuit that controls a flyback converter.
  • the power source of the primary side control circuit 4 is created and supplied by the tertiary winding P2 of the transformer T1, the diode D5, the capacitor C3, the starting resistor R1, and the like.
  • the secondary side 24V output voltage is fed back to the primary side control circuit 4 to stabilize the 24V output voltage. That is, the light emitting side of the photocoupler PC and the series detector of the voltage detector 6 are connected between the 24V output terminal and the ground potential GND2, and the light receiving side of the photocoupler PC is connected between the control input terminal of the primary side control circuit 4 and the ground potential GND1. It is connected.
  • a buck-boost converter 13a that stabilizes the unstabilized output is connected to the 24V output and the 12V output. That is, the source terminal of the switch element Q1 (P-type MOSFET) is connected to the connection point between the diode D3 and the 24V output terminal TM3, the drain terminal of the switch element Q1 is connected to the drain terminal of the switch element Q2 (N-type MOSFET), The source terminal of the switch element Q2 is connected to the ground potential GND2.
  • diodes D1 and D2 are connected in reverse parallel to each of the switch element Q1 and the switch element Q2 so that a current in a direction opposite to the current direction of the switch element Q1 and the switch element Q2 can flow.
  • one terminal of the reactor L1 is connected to a connection point where the drain terminal of the switch element Q1 and the drain terminal of the switch element Q2 are connected, and the other terminal of the reactor L1 is connected to the 12V output terminal TM4. .
  • the gate terminals of the switch element Q1 and the switch element Q2 are connected to the control terminal of the secondary side control circuit 5a that controls on / off of these.
  • the switching power supply device 1 of the present embodiment is characterized by the step-up / down converter 13a, and the other parts except the step-up / down converter 13a are the same as those of a power conversion circuit using a generally well-known flyback converter. Therefore, detailed description of the operation and the like is omitted here.
  • a thin alternate long and short dash line indicates a voltage characteristic of 12V output, which is the same as the characteristic shown in FIG.
  • the voltage characteristic of the upper 12V output shows the 12V output voltage characteristic with respect to the 12V output current when the 24V output is rated load.
  • the voltage characteristics of the lower 12V output show the 12V output voltage characteristics with respect to the 12V output current when the 24V output is lightly loaded (or no load).
  • the 12V output voltage has a characteristic that decreases as the 12V output current increases under the condition that the 24V output current is constant. Further, the 12V output voltage is affected by the load state of the 24V output, and the voltage decreases as shown in FIG. 18 as the 24V output becomes no load from the rated load.
  • the 12V output voltage when the 24V output is the rated load current increases to about 14V when the output current is 0%, and decreases to about 10V to 11V when the output current is 100%. If it is assumed that the voltage accuracy of the 12V output voltage is set within 5% (11.4V to 12.6V), the accuracy is not satisfied at all.
  • the characteristics of the two solid lines indicate the voltage characteristics of the 12V output of the embodiment to which the present invention is applied.
  • the characteristic of the upper solid line is the 12V output voltage characteristic for the 12V output current when the 24V output is rated load
  • the characteristic of the lower solid line is the 12V output voltage characteristic for the 12V output current when the 24V output is light load (or no load). It is.
  • An output voltage of 12V is a first predetermined voltage (a first predetermined voltage set within a voltage accuracy range indicated by a dotted line in FIG. 2).
  • the insufficient power is stepped down and supplied from the 24V output line to the 12V output line (step-down converter function of the step-up / down converter 13a). This is indicated by the upward arrow in FIG.
  • the first predetermined voltage and the second predetermined voltage are included within the accuracy of the 12V output voltage, and the second predetermined voltage is higher than the first predetermined voltage. Is set high with a predetermined potential difference.
  • the 12V output voltage accuracy can be kept within the required voltage accuracy, for example, within 5% by the action of the step-up / down converter 13a.
  • the rectifying and smoothing circuit 12 outputs the secondary windings S1 and S2 of the transformer T1 so that the 12V output voltage is a little lower than 12V, such as 11V, for example, under the condition that the 24V output is the rated load and the 12V output is the rated load.
  • the turn ratio S1: S2 is selected in advance.
  • the secondary winding of the transformer T1 so that the maximum value of the 12V output voltage does not exceed the upper limit value defined by the voltage accuracy of the 12V output under the minimum load condition such as a light load or no load condition of the 24V output.
  • the turn ratio S1: S2 of S1 and S2 is selected in advance.
  • FIG. 3 is a diagram showing a more detailed configuration of the buck-boost converter 13a and the secondary side control circuit 5a that controls the buck-boost converter 13a so as to stabilize the 12V output.
  • the secondary side control circuit 5a includes operational amplifiers (operational amplifiers) OP1 and OP2, comparators (comparators) CP1 and CP2, a reference voltage Vref1, a triangular wave oscillator OSC, resistors R4 to R10, capacitors C7 and C9, and the like. .
  • Resistors R4, R5, and R6 are connected in series between the 12V output terminal TM4 and the ground terminal GND. Therefore, the voltage Vcv1 at the connection point of the resistors R4 and R5 is a voltage obtained by dividing the voltage of 12V output by the ratio of (R4) :( R5 + R6), and the voltage Vcv2 at the connection point of the resistors R5 and R6 is a voltage of 12V output ( R4 + R5): The voltage is divided by the ratio of (R6).
  • the connection point between the resistors R4 and R5 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1, and the connection point between the resistors R5 and R6 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2.
  • the reference voltage Vref1 is input to the inverting input terminals of the operational amplifiers OP1 and OP2 through the resistors R8 and R10, respectively.
  • a series body of a resistor R7 and a capacitor C7 is connected as a negative feedback impedance between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier OP1, and a resistor R9 and a capacitor C9 are connected as a negative feedback impedance between the output terminal and the inverting input terminal of the operational amplifier OP2.
  • a series body is connected.
  • the output terminal of the operational amplifier OP1 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CP1
  • the output terminal of the operational amplifier OP2 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CP2.
  • the signals from the triangular wave oscillator OSC are input to the inverting input terminals of the comparators CP1 and CP2.
  • the output terminal of the comparator CP1 is connected to the gate terminal of the switch element Q1, and the output terminal of the comparator CP2 is connected to the gate terminal of the switch element Q2.
  • a circuit as a step-down converter includes a switching element Q1, a diode D2 connected in reverse parallel to the switching element Q2, a reactor L1, and a capacitor C2.
  • a circuit as a boost converter includes a switching element Q2, a diode D1, anti-parallel connection to the switching element Q1, a reactor L1, and a capacitor C2.
  • the operation switching of the step-up / step-down converter is performed by operational amplifiers OP1 and OP2 and comparators CP1 and CP2.
  • the buck-boost converter 13a recovers the voltage of the 12V output when detecting this voltage drop. Operates to power 12V output from output. The 12V output is restored to the first predetermined voltage by being supplied with power from the 24V output.
  • the operation of the step-up / down converter 13a as a step-down converter will be described in detail below.
  • the voltage at the connection point of the resistors R4 and R5 becomes the voltage of the 12V output (R4).
  • the voltage Vcv1 is differentiated from the reference voltage Vref1 by the operational amplifier OP1, and becomes the output Vop1 of the operational amplifier OP1.
  • the output Vop1 of the operational amplifier OP1 is input to the non-inverting input terminal of the comparator CP1, and is compared with the triangular wave signal input from the triangular wave oscillator OSC.
  • Vop1 and OSC in the period Ta in FIG. 4 illustrate the relationship between the output Vop1 of the operational amplifier OP1 and the signal voltage of the triangular wave oscillator OSC at this time.
  • the comparator CP1 causes the output signal Vcp1 to be a low level signal and the gate signal Vg1 of the switch element Q1 to be an ON signal (low level signal) during a period when the output Vop1 of the operational amplifier OP1 is lower than the triangular wave signal OSC. .
  • This operation waveform is shown as a signal waveform Vg1 in the period Ta in FIG.
  • the output Vop1 of the operational amplifier OP1 when the voltage of the 12V output gradually rises, the output Vop1 of the operational amplifier OP1 further rises and there is no period of crossing with the triangular wave signal OSC, the output Vcp1 of the comparator CP1 is fixed at the high level, and the gate of the switch element Q1
  • the step-down converter 13a turns on the switch element Q1, and the current i1 in FIG. As described above, current flows from the 24V output to the load Ld2 via the switching element Q1, the reactor L1, and the 12V output terminal TM4, and power is supplied from the 24V output to the 12V output.
  • the output signal Vg1 of the comparator CP1 in FIG. 3 is supplied to the gate of the switch element Q1 as an off signal (high level signal), the switch element Q1 is turned off, and the current i1 flowing through the reactor L1 is as shown in FIG.
  • the buck-boost converter 13a recovers the voltage of 12V output when detecting this voltage rise.
  • the power of 12V output is regenerated to the 24V output side, and the voltage of 12V output is reduced to the second predetermined voltage.
  • the 12V output is recovered to the second predetermined voltage by being regenerated into 24V output and supplied with electric power.
  • the operation of the buck-boost converter 13a as a boost converter will be described in detail below.
  • the voltage at the connection point of the resistors R5 and R6 becomes the voltage of the 12V output (R4 + R5).
  • the voltage Vcv2 is differentiated from the reference voltage Vref1 by the operational amplifier OP2, and becomes the output Vop2 of the operational amplifier OP2.
  • the output Vop2 of the operational amplifier OP2 is input to the non-inverting input terminal of the comparator CP2, and compared with the triangular wave signal input from the triangular wave oscillator OSC.
  • Vop2 and OSC in the period Tc in FIG. 4 illustrate the relationship between the output Vop2 of the operational amplifier OP2 and the signal voltage of the triangular wave oscillator OSC at this time.
  • the comparator CP2 sets the output signal Vcp2 to a high bell signal and sets the gate signal Vg2 of the switch element Q2 to an ON signal (high level signal) during a period when the output Vop2 of the operational amplifier OP2 is higher than the triangular wave signal OSC.
  • This operation waveform is shown as a signal waveform Vg2 in the Tc period of FIG.
  • the output Vop2 of the operational amplifier OP2 rises and the period in which it intersects with the triangular wave signal OSC gradually increases. Since the output Vcp2 of the comparator CP2 outputs a high level voltage during the intersection of the output Vop2 of the operational amplifier OP2 and the triangular wave signal OSC, an ON signal that is the gate signal Vg2 of the switch element Q2 is output. In the period Ta and the period Tb shown in FIG. 4, the output Vop2 of the operational amplifier OP2 does not have a period of intersection with the triangular wave signal OSC, and the gate signal Vg2 of the switch element Q2 remains an off signal (low level signal). .
  • step-up / down converter 13a when the output signal Vg2 of the comparator CP2 in FIG. 3 is supplied to the gate of the switch element Q2 as an on signal (high bell signal), the switch element Q2 is turned on, as shown by the current i3 in FIG. In addition, a current flows from the 12V output through the loop of the reactor L1 and the switching element Q2.
  • the output signal Vg2 of the comparator CP2 in FIG. 3 is supplied to the gate of the switch element Q2 as an off signal (low level signal), the switch element Q2 is turned off, and the current flowing through the reactor L1 is the current i4 in FIG.
  • the 12V output current flows as a regenerative current through the load Ld2, the reactor L1, and the diode D1 to the 24V output side.
  • the switch element Q1 is kept off.
  • the ratio of the on-period of the switching element Q2 to one period of the triangular wave signal OSC increases, and accordingly, the ratio of the electric power regenerated from the 12V output to the 24V output increases. .
  • the operation of the step-up / step-down converter is switched within the range of the input voltages Vcv1 and Vcv2 of the operational amplifiers OP1 and OP2, and there is a potential difference between Vcv1 and Vcv2, so that the step-up converter operation and the step-down converter operation are performed.
  • the voltages Vcv1 and Vcv2 correspond to the first predetermined voltage and the second predetermined voltage in FIG. 3, although the voltage levels are different.
  • a period Tb in FIG. 4 is a period in which neither the switch element Q1 nor the switch element Q2 is turned on / off.
  • the stabilized output feeds back to the primary side, so that a stable voltage can be obtained.
  • the voltage transiently changes due to the control delay of the feedback control. Depression occurs. This embodiment also works effectively against this voltage drop, and the voltage drop can be reduced.
  • the switching power supply device 1 (this embodiment to which the present invention is applied) and the present invention are applied when the 24V output current is changed in steps from a light load of about 10% to a rated load of 100%.
  • the change in the 12V output voltage and the 24V output voltage of the conventional technology (without the step-up / down converter 13a in FIG. 1) not shown is shown.
  • the transient voltage drop due to the sudden load change of the 24V output voltage is improved.
  • Example 2 according to the present invention will be described.
  • a step-up / down converter 13b shown in FIG. 8 is used instead of the step-up / down converter 13a of the switching power supply device 1 shown in FIG.
  • the switch element Q1 in the buck-boost converter 13a in the first embodiment is a P-type MOSFET
  • the switch element Q21 in the present embodiment corresponding to the switch element Q1 is an N-type MOSFET.
  • the drain terminal of the switch element Q21 is connected to the connection point between the diode D3 and the 24V output terminal TM3, the source terminal of the switch element Q21 is connected to the drain terminal of the switch element Q2, and the source terminal of the switch element Q2 is the ground potential GND2. It is connected to the.
  • diodes D1 and D2 are connected in reverse parallel to each of the switch element Q21 and the switch element Q2 so that a current in a direction opposite to the current direction of the switch element Q21 and the switch element Q2 can flow.
  • the diodes D1 and D2 may be replaced with parasitic diodes of the switch element Q21 and the switch element Q2, respectively.
  • one terminal of the reactor L1 is connected to a connection point where the source terminal of the switching element Q21 and the drain terminal of the switching element Q2 are connected, and the other terminal of the reactor L1 is connected to the 12V output terminal TM4. .
  • the gates of the switch element Q21 and the switch element Q2 are connected to a control terminal of a secondary side control circuit 5b that controls on / off of these elements.
  • the secondary side control circuit 5b of the present embodiment is different in configuration from the secondary side control circuit 5a of the first embodiment.
  • the switch element Q21 may be a P-type MOSFET by recombination of logic.
  • the buck-boost converter 13b steps down the insufficient power from the 24V output line to the 12V output line, which will be described in detail later with reference to FIG. (A step-down converter function of the step-up / down converter 13b). This is indicated by the upward arrow in FIG. Further, when the ratio of the 12V output voltage to the 24V output voltage increases, this will also be described in detail later with reference to FIG. 12, but the buck-boost converter 13b boosts excess power from the 12V output line to the 24V output line. (A boost converter function of the step-up / down converter 13b). This is indicated by the downward arrow in FIG.
  • the 12V output voltage accuracy can be kept within the required voltage accuracy, for example, within 5% by the action of the step-up / down converter 13b.
  • FIG. 8 is a diagram showing a detailed configuration of the step-up / down converter 13b and the secondary side control circuit 5b that controls on / off of the switch element Q21 and the switch element Q2 in the step-up / down converter 13b.
  • the portion indicated by the dotted line frame indicates the secondary side control circuit 5b.
  • the secondary side control circuit 5b includes comparators (comparators) CP1 and CP2, a reference voltage Vref2, a triangular wave oscillator OSC, resistors R24 and R25, a driver Hdr, and the like.
  • Resistors R24 and R25 are connected in series across the reference voltage Vref2. Therefore, the voltage Vadj at the connection point between the resistors R24 and R25 is a voltage obtained by dividing the voltage of the reference voltage Vref2 by the ratio of R24: R25.
  • the connection point between the resistors R24 and R25 is connected to the non-inverting input terminal of the comparator CP1 and the inverting input terminal of the comparator CP2.
  • the signal from the triangular wave oscillator OSC is input to the inverting input terminal of the comparator CP1 and the non-inverting input terminal of the comparator CP2.
  • the output terminal of the comparator CP1 is connected to the gate terminal of the switch element Q21 via a driver Hdr that level-shifts the signal output from the comparator CP1 to a signal based on the source terminal of the switch element Q21.
  • the output terminal is connected to the gate terminal of the switch element Q2.
  • the voltage at the connection point of the resistors R24 and R25 is the ratio of the reference voltage Vref2 to the ratio of R24: R25. Is obtained as a voltage Vadj divided by. This voltage is input to the non-inverting input terminal of the comparator CP1 and the inverting input terminal of the comparator CP2, and is compared with the triangular wave signal input from the triangular wave oscillator OSC.
  • FIG. 9 shows operation waveforms inside the secondary side control circuit 5b.
  • the output of the comparator CP1 is at a high level, and the gate signal Vg21 is input as an ON signal to the switch element Q21 via the driver Hdr. Further, the output of the comparator CP2 becomes low level, and the gate signal Vg2 is input to the switch element Q2 as an off signal.
  • the output of the comparator CP1 is at a low level, and the gate signal Vg21 is input as an off signal to the switch element Q21 via the driver Hdr. Further, the output of the comparator CP2 becomes high level, and the gate signal Vg2 is input to the switch element Q2 as an ON signal.
  • the switch element Q21 and the switch element Q2 are repeatedly turned on and off alternately at a constant duty ratio.
  • Vo2 which is an unstabilized output.
  • the voltage drop generated in the switching elements Q21 and Q2 and the diodes D1 and D2 is very small compared to the output voltages Vo1 and Vo2, and will be ignored for the sake of simplicity.
  • FIG. 10 is a diagram showing an operation waveform of the buck-boost converter 13b when the output voltage of the output Vo2 that is an unstabilized output is the rated output voltage. As shown in FIG. 10, the current of reactor L1 goes back and forth between Vo2 direction and Vo1 direction around 0A, and the average current becomes 0A.
  • the current ripple of reactor L1 when switch element Q21 is on and switch element Q2 is off is larger than the current ripple of reactor L1 when switch element Q21 is off and switch element Q2 is on. Therefore, the current of reactor L1 changes in the direction in which power is supplied from output Vo1 to output Vo2.
  • FIG. 11 is a diagram showing an operation waveform of the buck-boost converter 13b when the output voltage of the output Vo2 that is an unstabilized output is lower than the rated output voltage. As shown in FIG. 11, the current of the reactor L1 is biased toward the direction of supplying power from the output Vo1 to the output Vo2.
  • the output Vo2 at time t2 is at the voltage value Vo2a.
  • the output voltage of the output Vo2 rises due to the supply of power from the output Vo1, and at time t3 when it approaches the rated output voltage Vo2, the current ripple IL1a of the reactor L1 And IL1a 'are balanced to achieve stable operation.
  • the load condition in which the output Vo2 falls below the rated output voltage is when the stabilized output Vo1 is in a light load or no load state, but by the operation of the buck-boost converter 13b of the present invention.
  • the electric power supplied to the non-stabilized output Vo2 functions as a load when viewed from the stabilized output Vo1, and thus functions to further improve the cross regulation characteristics.
  • T / L1 IL1b ⁇ Vo1 / ⁇ Vo2 ⁇ (Vo1 ⁇ Vo2b) ⁇ (5 ′)
  • IL1b ′ IL1b ⁇ ⁇ Vo2b ⁇ (Vo1 ⁇ Vo2) ⁇ / ⁇ Vo2 ⁇ (Vo1 ⁇ Vo2b) ⁇ (6 ′)
  • Vo2 ⁇ Vo2b, and the right side of the equation (5 ′) holds IL1b ⁇ IL1b ′ because the numerator is large and the denominator is small.
  • the current ripple of reactor L1 when switch element Q21 is on and switch element Q2 is off is smaller than the current ripple of reactor L1 when switch element Q21 is off and switch element Q2 is on.
  • the current of reactor L1 changes in the direction in which power is supplied from output Vo2 to output Vo1.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an operation waveform of the buck-boost converter 13b when the output voltage of the output Vo2 that is an unstabilized output is higher than the rated output voltage. As shown in FIG. 12, the current in the reactor L1 is biased toward supplying power from the output Vo2 to the output Vo1.
  • the output Vo2 at time t4 is at the Vo2b voltage value, and the output Vo2 is decreased by the supply of power to the output Vo1, and at time t5 when it approaches the rated output voltage Vo2, the current ripple IL1b of the reactor L1 And IL1b 'are balanced to achieve a stable operation. Further, the load condition in which the output Vo2 rises above the rated output voltage appears more conspicuously as the load of the stabilized output Vo1 increases. However, the operation of the step-up / down converter 13b according to the present invention causes the stabilized output from the unstabilized output Vo2. By supplying electric power to Vo1, the electric power supplied from the secondary winding S1 to the stabilized output Vo1 is reduced, so that the cross regulation characteristic is further improved.
  • FIG. 13 shows a further detailed configuration of the step-up / down converter 13c according to the third embodiment of the present invention and the secondary side control circuit 5c that controls on / off of the switch element Q21 and the switch element Q2 in the step-up / down converter 13c.
  • FIG. 13 the portion indicated by the dotted line frame indicates the secondary side control circuit 5c.
  • the secondary side control circuit 5c has a configuration in which the resistors R24 and R25 of the secondary side control circuit 5b in the second embodiment of FIG. 8 are replaced with resistors R36 and R37 and an operational amplifier OP31.
  • Resistors R36 and R37 are connected in series to both ends of Vo2 which is an unstabilized output. Therefore, the voltage at the connection point between the resistors R36 and R37 is a voltage obtained by dividing the voltage of the output Vo2 by the ratio of R36: R37.
  • the connection point between the resistors R36 and R37 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP31.
  • the reference voltage Vref3 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP31.
  • the operational amplifier OP31 outputs an error signal obtained by comparing the voltage at the connection point between the resistors R36 and R37 and the reference voltage Vref3 as the voltage Vadj-a, and inputs the error signal to the non-inverting input terminal of the comparator CP1 and the inverting input terminal of the comparator CP2. .
  • the other configuration is the same as that of the secondary side control circuit 5 of the second embodiment of the present invention shown in FIG.
  • the operational amplifier OP31 outputs an error signal between the voltage obtained by dividing the voltage of the unstabilized output Vo2 by the resistors R36 and R37 and the reference voltage Vref3 as the voltage Vadj-a.
  • This voltage is input to the non-inverting input terminal of the comparator CP1 and the inverting input terminal of the comparator CP2, and is compared with the triangular wave signal input from the triangular wave oscillator OSC.
  • the switch element Q21 and the switch element Q2 are alternately turned on and off alternately at a duty ratio corresponding to the voltage Vadj-a.
  • the voltage Vadj-a decreases when the voltage at the connection point between the resistors R36 and R37 is higher than the reference voltage Vref3, and increases when the voltage is lower. That is, when the unstabilized output Vo2 increases, the on-duty of the switch element Q21 becomes narrow, and when the unstabilized output Vo1 decreases, the on-duty of the switch element Q21 increases.
  • the duty ratio between the switch element Q21 and the switch element Q2 is constant.
  • the current flowing in the step-up / down converter 13 causes a voltage drop in the switch elements Q21 and Q2 and the diodes D1 and D2, so that the voltage generated in the reactor L1 varies during the ON period of each switch element.
  • the switching elements Q21 and Q2 are switched on / off, there is generally a period during which both elements are off in order to prevent both elements from being on simultaneously.
  • the method of the second embodiment it is possible to improve the cross regulation characteristic within a voltage accuracy of 5%, for example, but it is completely controlled to the rated output voltage set by the duty ratio of the switch element Q21 and the switch element Q2. I can't do it.
  • the voltage of Vo2 that is an unstabilized output is detected to control the duty ratio between the switch element Q21 and the switch element Q2, so that a more accurate cross regulation characteristic can be obtained. it can.
  • FIG. 14 shows a fourth embodiment of the present invention.
  • the circuit configuration of the buck-boost converter 13d according to the fourth embodiment of the present invention shown in FIG. 14 is the reference of the secondary side control circuit 5c with respect to the circuit configuration of the buck-boost converter 13c according to the third embodiment of the present invention shown in FIG.
  • a connection point of resistors R48 and R49 connected in series to both ends of the output voltage Vo1 is a secondary side control circuit 5d connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP31.
  • the configuration is exactly the same.
  • the relationship between the output voltage Vo1 and the output voltage Vo2 is a voltage that is twice the turn ratio of the secondary winding S1 and the secondary winding (S1 + S2). Therefore, when the voltage of the stabilized output Vo1 fluctuates due to variations in detection accuracy of the voltage detector 6 or drooping of the output voltage in an overload state, the voltage generated in the secondary winding S1 fluctuates proportionally. To do. Therefore, by changing the control voltage of the buck-boost converter 13d (the voltage input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP31) in accordance with the fluctuation of the output Vo1, the power handled by the buck-boost converter 13d can be kept small.
  • the voltage obtained by dividing the output voltage of the stabilized output Vo1 by the resistors R48 and R49 and the voltage of the unstabilized output Vo2 are provided.
  • a voltage divided by the resistors R36 and R37 is input, and an error signal of these two voltages is output as a voltage Vadj-b. That is, when the output voltage of the stabilized output Vo1 varies, the control voltage of the secondary side control circuit 5d also varies.
  • the relationship between the resistors R36 and R48 is obtained from the turn ratio S1: S2 of the secondary winding of the transformer T1.
  • a step-up / down converter 13a comprising a switch element Q21, a switch element Q2, a reactor L1, a secondary side control circuit 5a to 5d and the like between an output Vo1 and an output Vo2. 13d are connected, and this has a circuit configuration similar to that of a step-down chopper that has been generally used.
  • the conventional step-down chopper steps down the output Vo1 on the higher output voltage side and outputs all power to the output Vo2
  • the power loss in the step-down chopper increases and the switch element is expensive.
  • a reactor are required.
  • the buck-boost converters 13a to 13d of the first to fourth embodiments convert only the excess and deficiency of the power of the unregulated output, so the power handled is very small and uses inexpensive switch elements and reactors. can do.
  • an unstabilized output is controlled to a set voltage in an abnormal state such as an overload, the current that must be passed through the buck-boost converters 13a to 13d increases, causing damage to the switch element. There is a fear.
  • FIG. 15 is a fifth embodiment of the present invention for solving the above problem.
  • the fifth embodiment of the present invention shown in FIG. 15 is different from the fourth embodiment shown in FIG. 14 in that a current detection resistor R56 is inserted between the reactor L1 of the buck-boost converter 13e and the capacitor C2, and the secondary side control circuit 5e.
  • the configuration is different.
  • Resistors R51, R52, and R53 are connected in series between the connection point of the resistor R56 and the capacitor C2 and the GND terminal.
  • the connection point of the resistors R51 and R52 is input to the inverting input terminal of the comparator CP1 as the voltage Va.
  • the connection point between the resistors R52 and R53 is input as a voltage Vb to the non-inverting input terminal of the comparator CP2.
  • resistors R54 and R55 are connected in series.
  • the connection point of the resistors R54 and R55 is the non-inverting input terminal of the comparator CP1 and the inverting input terminal of the comparator CP2. Is input as a voltage Vc.
  • the output terminal of the comparator CP1 is connected to the reset input terminal R of the RS flip-flop FF that changes state at the rising edge, and the output terminal of the comparator CP2 is input to the set input terminal S of the RS flip-flop FF.
  • the output Q of the RS flip-flop FF is connected to the gate terminal of the switch element Q21 via a driver Hdr for level-shifting the signal, and the output -Q is connected to the gate terminal of the switch element Q2.
  • the output voltage Vo2 is divided by resistors R36 and R37 and connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP31, and the output voltage Vo1 is divided by resistors R48 and R49 to be output from the operational amplifier OP31.
  • the output terminal of the operational amplifier OP31 is connected to a connection point between the resistors R51 and R52 via a resistor R50 and a diode D7 connected in series.
  • the diode D7 has an anode terminal connected to a connection point between the resistors R51 and R52.
  • FIG. 16 shows operation waveforms of the step-up / down converter 5e.
  • the voltage Va at the connection point between the resistors R51 and R52 is a voltage obtained by dividing the output voltage Vo2 by a ratio of (R51) :( R52 + R53), and the voltage Vb at the connection point between the resistors R52 and R53 is the output voltage Vo2 (R52 + R53):
  • the voltage is divided by the ratio of (R51) and is lower than the voltage Va.
  • the voltage Vc at the connection point between the resistors R54 and R55 is a voltage obtained by dividing the voltage between the connection point between the reactor L1 and the resistor R56 and the GND terminal by the ratio of R54: R55.
  • the resistance values of the resistors R51 to R55 are such that there is no voltage drop of the resistor R56, and the voltage Vc is about several hundred mV lower than the voltage Va when the diode D7 is not connected to the connection point of the resistors R51 and R52. It is assumed that it is set to.
  • the output of the operational amplifier OP31 becomes high level. Since the diode D7 is connected between the output terminal of the operational amplifier OP31 and the connection point between the resistors R51 and R52, the voltage Va at the connection point between the resistors R51 and R52 and the voltage Vb at the connection point between the resistors R52 and R53 are connected. There is no effect. Therefore, as described above, when there is no voltage drop across the resistor R56, the voltage Vc is lower than the voltage Va.
  • the step-up / down converter 13e has the switching element Q21, the switching element based on the peak value of the current flowing through the reactor L1 during the ON period of the switching element Q21 and the peak value of the current flowing through the reactor L1 during the ON period of the switching element Q2.
  • the ON period of Q2 it is possible to realize the operation of the step-down converter that supplies insufficient power from the stabilized output Vo1 to the non-stabilized output Vo2 as in the fourth embodiment of FIG.
  • the maximum value of the current flowing from the output Vo1 to the output Vo2 can be limited by the resistance values of the resistors R51 to R55 and the current detection resistor R56, an excessive current flows in the buck-boost converter 13e even during an overload. Therefore, an inexpensive switching element or the like can be used.
  • the output of the operational amplifier OP31 becomes low level.
  • a current is drawn from the connection point of the resistors R51 and R52 through the resistor R50 and the diode D7.
  • the resistor R50 is set to a resistance value such that the voltage Vb is about several hundred mV lower than the voltage Vc when there is no voltage drop across the resistor R56.
  • the step-up / down converter 13e has the switching element Q21, the switching element based on the peak value of the current flowing through the reactor L1 during the ON period of the switching element Q2 and the peak value of the current flowing through the reactor L1 when the switching element Q21 is ON.
  • the ON period of Q2 it is possible to realize the operation of the boost converter that discharges excess power from the stabilized output Vo2 to the unstabilized output Vo1 as in the fourth embodiment of FIG.
  • the maximum value of the current flowing from the output Vo2 to the reactor L1 during the ON period of the switch element Q2 can be limited by the resistance values of the resistors R51 to R55 and R50 and the current detection resistor R56.
  • an excessive current does not flow through the buck-boost converter 13e, and an inexpensive switching element or the like can be used.
  • the buck-boost converters 13a to 13e have insufficient or excessive power on the stabilized output side and the unregulated output. Therefore, a switching power supply device with high power efficiency and no power loss as in the prior art can be obtained. Further, according to the above embodiment of the present invention, the magnitude relationship between the voltage of the stabilized output and the voltage of the unstabilized output is not restricted. In other words, there is a restriction that it operates only in the relationship of (stabilized output voltage)> (unstabilized output voltage) or (stabilized output voltage) ⁇ (unstabilized output voltage). Absent.
  • the 24V output is a stabilized output and the 12V output is an unstabilized output
  • the same effect can be obtained even if the relationship is reversed.
  • not only a static load but also a dynamic load change a transient voltage fluctuation of a stabilized output is suppressed, and an output voltage of an unstabilized output is stabilized. This has the effect of increasing the voltage accuracy of the output.
  • Switch element Q3 ... MOSFET PC ... Photocouplers TM1, TM2 ... Input terminal TM3 ... 24V output terminal TM4 ... 12V output terminal GND ... GND terminals GND1, GND2 ... Ground potential Ld1, Ld2 ... Load OSC ..Triangular wave oscillators OP1, OP2, OP31 ... operational amplifier (operational amplifier) CP1, CP2 ... comparators (comparators) Vop1 ... Output Vop2 of operational amplifier OP1 ... Output Vg1 of operational amplifier OP2 ... Gate signal Vg2 of switch element Q1 ... Gate signal Vg21 of switch element Q2 ... Gate signals Vref1 to Vref3 of switch element Q21 ..Reference voltage FF ... RS flip-flop Hdr ... driver

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Abstract

　従来の多出力スイッチング電源装置は、比較的高圧側の出力から比較的低圧側の出力へ、比較的大きな電力損失を生じるドロッパー回路を介して電力供給し、非安定化出力の電圧精度を改善しているので、電源効率が悪く、ドロッパー回路の発熱も大きい。 　２次側の複数の直流電源のうち１つの直流電源は、その出力電圧を１次側制御回路４にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力（２４Ｖ出力端子ＴＭ３）であり、前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックする電圧安定化手段を有しない非安定化出力（１２Ｖ出力端子ＴＭ４）であり、非安定化出力の出力と安定化出力の出力との間に昇降圧コンバータを備え、非安定化出力電圧に応じて各出力間の電力授受を行い、非安定化出力の電圧精度を改善する。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、多出力をもつスイッチング電源装置に係り、特に、２次側から１次側へ電圧安定化のフィードバック制御をかけていない非安定化出力に対して、電力損失の少ない手段で電圧を安定化することができるスイッチング電源装置に関する。
　従来、一つのトランスの２次側に出力電圧が２回路以上あるスイッチング電源において、負荷電力の大きい出力側に安定した定電圧を得るために、１次側制御回路へフィードバック制御をかけ、他の出力電圧はドロッパー回路またはチョッパー回路などの降圧回路を介して各々安定電圧を得る構成が一般的である。しかし、上記の構成においては、常時ドロッパー回路による電力損失、又はチョッパー回路による変換時の損失が発生することは避けられない。
　図１７は、２次側に１２Ｖと２４Ｖの２出力を有し、２４Ｖ出力を安定化出力（１次側制御回路へフィードバックを行う出力を、以下安定化出力という）、１２Ｖ出力を非安定化出力（１次側制御回路へフィードバックを行っていない他の出力を、以下非安定化出力という）としたときの、１２Ｖ出力電流対１２Ｖ出力電圧特性の一例を示したものである。図１８は、２次側に１２Ｖと２４Ｖの２出力を有し、２４Ｖ出力を安定化出力、１２Ｖ出力を非安定化出力としたときの、２４Ｖ出力電流対１２Ｖ出力電圧特性の一例を示したものである。このように非安定化出力である１２Ｖ出力の電圧は、１２Ｖ出力、あるいは２４Ｖ出力の負荷状態により変動する。
　効率を重視し、トランスの巻線電圧及び構造を工夫して２次側巻線の変動を少なくし、安定化出力の電流変化に対し、非安定化出力の電圧変動を抑制する方法もあるが、非安定化出力の電圧精度は安定化出力よりも電圧精度が悪く、出力電圧の変動範囲が広くなる。さらに、安定化出力の電流が過電流領域に達した場合には、非安定化出力のトランス巻線にはトランスに存在するリーケージインダクタンスの影響でサージ電圧が発生し、非安定化出力の電圧は大幅に上昇してしまう。また、非安定化出力をドロッパー回路で安定化するように構成している場合には、ドロッパー回路の入力電圧が上昇して最大定格電圧を超えてしまう場合もある。
　ここで、上記問題を改善するため、下記特許文献１～３などの従来技術では、比較的高圧側の出力から比較的低圧側の出力へドロッパー回路を介して電力供給をすることで、非安定化出力の電圧精度を改善することを提案している。
特開平４－３３５７１号公報 特開平３－８２３６７号公報 特開昭５７－１２９１３１号公報
　しかし、上記従来技術の方式では、比較的高圧側の出力から比較的低圧側の出力へ、比較的大きな電力損失を生じるドロッパー回路を介して電力供給し、非安定化出力の電圧精度を改善しているので、電源効率が悪く、また、ドロッパー回路の発熱も大きい問題がある。
　また、上記従来技術の方式では、安定化出力の電圧と非安定化出力の電圧との大小関係が制約されているという問題がある。すなわち、特許文献１、２の技術は（安定化出力の電圧）＞（非安定化出力の電圧）の関係、特許文献３の技術は（安定化出力の電圧）＜（非安定化出力の電圧）の関係でしかドロッパー回路は動作しない。
　また、上記従来技術の方式では、ダイナミック負荷変動に対して直流出力電圧の変動を抑制する効果がないという問題がある。
　本発明の目的は、上記問題点に鑑み、電源効率の向上を図り、かつ直流出力電圧の精度を高めた多出力のスイッチング電源装置を提供することにある。
　本発明のスイッチング電源装置は、１次側に入力された交流電源を２次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、前記複数の直流電源のうち１つの直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックする電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、前記非安定化出力の出力電圧が第１の所定の電圧を下回ったとき前記安定化出力から電力を供し、前記非安定化出力の出力電圧が第２の所定の電圧を上回ったとき前記非安定化出力から前記安定化出力に電力を回生するコンバータを備えたことを特徴とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、前記コンバータが、昇圧コンバータ機能と降圧コンバータ機能を有する昇降圧コンバータであり、且つ前記安定化出力の出力電圧は前記非安定化出力の出力電圧より高く設定され、前記昇降圧コンバータは、前記非安定化出力の出力電圧が前記第１の所定の電圧を下回ったとき降圧コンバータ機能により前記安定化出力の出力電圧を降圧して前記非安定化出力に電力を供給し、前記非安定化出力の出力電圧が前記第２の所定の電圧を上回ったとき昇圧コンバータ機能により前記非安定化出力の出力電圧を昇圧して前記安定化出力に電力を回生することを特徴とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、前記第１の所定の電圧と前記第２の所定の電圧が、前記非安定化出力の出力電圧精度が所定の精度になるように定めた電圧精度範囲内に設定され、且つ前記第２の所定の電圧は前記第１の所定の電圧に対して所定の電位差で高く設定されていることを特徴とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、１次側に入力された交流電源を２次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、前記複数の直流電源のうち１つの直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックする電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、前記安定化出力と前記非安定化出力の間には、交互にオン・オフを繰り返す第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子およびリアクトルを有する昇降圧コンバータが接続され、前記昇降圧コンバータは前記非安定化出力の出力電圧に応じて、前記安定出力と前記非安定出力間で電力の授受を切り替えることを特徴とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記安定化出力の出力電圧と、前記非安定化出力の出力電圧の比に対応した一定のデューティー比で前記第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子をオン・オフさせることを特徴とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記非安定化出力の出力電圧が、所定の電圧となるように前期第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子のデューティー比を制御することを特徴とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流を所定の電流値で制限することを特徴とする。
　また、本発明のスイッチング電源装置は、前記昇降圧コンバータが、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記非安定化出力の出力電圧が所定の電圧となるように、前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を制御することを特徴とする。
　本発明によれば、電源効率の向上を図り、かつ直流出力電圧の精度を高めた多出力のスイッチング電源装置を提供することできる。
本発明に係る実施例１の、スイッチング電源装置の回路構成図である。 本発明に係る実施例の、スイッチング電源装置の出力電圧特性を説明する図である。 本発明に係る実施例１の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの回路構成図である。 本発明に係る実施例１の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの動作を説明する図である。 本発明に係る実施例１の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの降圧動作を説明する図である。 本発明に係る実施例１の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの昇圧動作を説明する図である。 本発明に係る実施例１の、スイッチング電源装置のダイナミック負荷変動時における出力電圧変動を説明する図である。 本発明に係る実施例２の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの基本回路構成図である。 本発明に係る実施例２の、スイッチング電源装置における２次側制御回路の動作を説明する図である。 本発明に係る実施例２の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの動作を説明する図である。 本発明に係る実施例２の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの降圧動作を説明する図である。 本発明に係る実施例２の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの昇圧動作を説明する図である。 本発明に係る実施例３の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの基本回路構成図である。 本発明に係る実施例４の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの基本回路構成図である。 本発明に係る実施例５の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの基本回路構成図である。 本発明に係る実施例５の、スイッチング電源装置における昇降圧コンバータの動作を説明する図である。 従来技術によるスイッチング電源装置の出力電圧特性を説明する図である。 従来技術によるスイッチング電源装置の出力電圧特性を説明する図である。
　次に、本発明を実施するための形態を、図面を参照して具体的に説明する。
　図１は本発明に係る実施例１の昇降圧コンバータを含むスイッチング電源装置の構成図である。
　図１に示したスイッチング電源装置１に備わる電力変換回路はフライバックコンバータであるが、これは例示であり、スイッチング電源装置１の電力変換回路はフライバックコンバータに限定されるものではなく、２次側の複数の巻線電圧で多出力を得る電力変換回路であればよい。また、スイッチング電源装置１として、２次側に２４Ｖ出力と１２Ｖ出力を有し、２４Ｖ出力を安定化出力、１２Ｖ出力を非安定化出力とした多出力のスイッチング電源装置を例示しているが、これに限る主旨ではなく、どの出力を安定化出力、非安定化出力にするかは任意に決定することができる。また、多出力の設定電圧は１２Ｖ、２４Ｖに限定されないことは勿論である。
　以下、スイッチング電源装置１の回路構成を説明する。
　スイッチング電源装置１の１次側には入力端子ＴＭ１、入力端子ＴＭ２が設けられ、この入力端子ＴＭ１、ＴＭ２は、単相１００Ｖ（５０Ｈｚ，６０Ｈｚ）商用電源などの交流電源２に接続され、また、スイッチング電源装置１の２次側には２４Ｖ出力端子ＴＭ３、１２Ｖ出力端子ＴＭ４、及びＧＮＤ端子が設けられ、負荷Ｌd1が２４Ｖ出力端子ＴＭ３とＧＮＤ端子間に接続され、負荷Ｌd2が１２Ｖ出力端子ＴＭ４とＧＮＤ端子間に接続されている。
　交流電源２は入力端子ＴＭ１、ＴＭ２を介して全波整流ブリッジ３に接続され、交流電源２の交流電圧が全波整流ブリッジ３で直流電圧に変換される。全波整流ブリッジ３の直流出力電圧に含まれる脈動分は、全波整流ブリッジ３の正極・負極両出力端子間に接続されたコンデンサＣ６により平滑され、脈動の少ない直流電圧とされる。
　スイッチング電源装置１には１次巻線Ｐ１、２次巻線Ｓ１、Ｓ２、３次巻線Ｐ２を有するトランスＴ１を備えている。全波整流ブリッジ３の正極出力端子はトランスＴ１の１次巻線Ｐ１の一方の端子に接続され、１次巻線Ｐ１の他方の端子はスイッチ素子であるＭＯＳＦＥＴＱ３のドレイン端子に接続されている。また、ＭＯＳＦＥＴＱ３のソース端子は抵抗Ｒ２を介して全波整流ブリッジ３の負極出力端子（以下、全波整流ブリッジ３の負極出力端子に接続されたラインを接地電位ＧＮＤ１とする。）に接続されている。また、１次巻線Ｐ１の他方の端子と接地電位ＧＮＤ１間にはコンデンサＣ５が接続されている。また、１次巻線Ｐ１の両端子間には、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ４の並列体を、順方向が１次巻線Ｐ１の他方の端子から一方の端子に向いたダイオードＤ６と直列接続した直列体が接続されている。
　トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の一方の端子はダイオードＤ３のアノード端子に接続され、ダイオードＤ３のカソード端子は２４Ｖ出力端子ＴＭ３に接続されている。また、ダイオードＤ３のカソード端子と２４Ｖ出力端子ＴＭ３間にはコンデンサＣ１の一方の端子が接続され、コンデンサＣ１の他方の端子はスイッチング電源装置１の出力接地端子ＧＮＤ（以下、出力接地端子ＧＮＤに接続されたラインを接地電位ＧＮＤ２とする）に接続されている。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の他方の端子と２次巻線Ｓ２の一方の端子が接続され、２次巻線Ｓ２の他方の端子は接地電位ＧＮＤ２に接続されている。このように、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１とＳ２は直列接続されてダイオードＤ３とコンデンサＣ１からなる整流平滑回路１１に接続され、２４Ｖ出力端子ＴＭ３に２４Ｖの直流電圧を出力するように構成されている。
　また、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の他方の端子と２次巻線Ｓ２の一方の端子が接続され、この接続点からタップが取り出されてダイオードＤ４のアノード端子に接続され、ダイオードＤ４のカソード端子は１２Ｖ出力端子ＴＭ４に接続されている。また、ダイオードＤ４のカソード端子と１２Ｖ出力端子ＴＭ４間にはコンデンサＣ２の一方の端子が接続され、コンデンサＣ２の他方の端子は接地電位ＧＮＤ２に接続されている。このように、トランスＴ１の２次巻線Ｓ２はダイオードＤ４とコンデンサＣ２からなる整流平滑回路１２に接続され、１２Ｖ出力端子ＴＭ４に１２Ｖの直流電圧を出力するように構成されている。
　１次側制御回路４は、トランスＴ１、ＭＯＳＦＥＴＱ３などで構成される電力変換回路、すなわちフライバックコンバータを制御する制御回路である。１次側制御回路４の電源は、トランスＴ１の３次巻線Ｐ２、ダイオードＤ５、コンデンサＣ３、起動抵抗Ｒ１などにより作成されて供給される。
　また、１次側制御回路４には２次側の２４Ｖ出力の電圧がフィードバックされ、２４Ｖ出力の電圧を安定化させるようになっている。すなわち、２４Ｖ出力端子と接地電位ＧＮＤ２間にはホトカプラＰＣの発光側と電圧検出器６の直列体が接続され、ホトカプラＰＣの受光側が１次側制御回路４の制御入力端子と接地電位ＧＮＤ１間に接続されている。
　２４Ｖ出力と１２Ｖ出力には、非安定化出力を安定化する昇降圧コンバータ１３ａが接続されている。すなわち、ダイオードＤ３と２４Ｖ出力端子ＴＭ３の接続点にスイッチ素子Ｑ１（Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ）のソース端子が接続され、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子がスイッチ素子Ｑ２（Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ）のドレイン端子に接続され、スイッチ素子Ｑ２のソース端子が接地電位ＧＮＤ２に接続されている。また、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ２のそれぞれには、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ２の電流方向とは逆方向の電流を流すことのできるようにダイオードＤ１、Ｄ２が逆並列接続されている。また、スイッチ素子Ｑ１のドレイン端子とスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子とが接続された接続点にはリアクトルＬ１の一方の端子が接続され、リアクトルＬ１の他方の端子は１２Ｖ出力端子ＴＭ４に接続されている。スイッチ素子Ｑ１とスイッチ素子Ｑ２のゲート端子にはこれらをオン・オフ制御する２次側制御回路５ａの制御端子がそれぞれ接続されている。
　次に、上記のように構成された本実施例のスイッチング電源装置１の動作を説明する。なお、本実施例のスイッチング電源装置１は、昇降圧コンバータ１３ａに特徴があり、昇降圧コンバータ１３ａを除いたその他の部分は、一般によく知られているフライバックコンバータを用いた電力変換回路に同じなので、ここではその動作などについての詳細説明は省略する。
　まず、昇降圧コンバータ１３ａが接続されていない場合（従来技術の場合）について、１２Ｖ出力と２４Ｖ出力の特性を説明する。
　図２において、細い一点鎖線が１２Ｖ出力の電圧特性を示したもので、図１７に示した特性に同じである。上側の１２Ｖ出力の電圧特性は、２４Ｖ出力が定格負荷時の１２Ｖ出力電流に対する１２Ｖ出力電圧特性を示したものである。また、下側の１２Ｖ出力の電圧特性は、２４Ｖ出力が軽負荷（あるいは無負荷）時の１２Ｖ出力電流に対する１２Ｖ出力電圧特性を示したものである。図示されるように、１２Ｖ出力電圧は、２４Ｖ出力電流を一定とした条件のとき１２Ｖ出力電流の増加と共に低下する特性になる。また、１２Ｖ出力電圧は２４Ｖ出力の負荷状態により影響を受け、２４Ｖ出力が定格負荷から無負荷になるに従って図１８に示したように電圧が低下する特性になる。
　このように、１２Ｖ出力は、１２Ｖ出力電流が一定であったとしても、２４Ｖ出力の負荷状態に関連して出力電圧が大きく変化し、いわゆるクロスレギュレーション特性が顕著に現れる。例えば図２の例では、２４Ｖ出力が定格負荷電流時の１２Ｖ出力電圧は、出力電流が０％においておよそ１４Ｖまで上昇し、１００％の出力電流時には、１０Ｖ～１１Ｖ程度まで低下してしまう。１２Ｖの出力電圧の電圧精度を５％以内（１１．４Ｖ～１２．６Ｖ）に設定すると仮定した場合には、全く精度を満足しないことになる。
　次に、本発明を適用するため昇降圧コンバータ１３ａを２４Ｖ出力ラインと１２Ｖ出力ライン間に接続した図１のスイッチング電源装置１の動作を説明する。
　図２において、２つの実線の特性は、本発明が適用された実施例の１２Ｖ出力の電圧特性を示したものである。上側の実線の特性は２４Ｖ出力が定格負荷時の１２Ｖ出力電流に対する１２Ｖ出力電圧特性で、下側の実線の特性は２４Ｖ出力が軽負荷（あるいは無負荷）時の１２Ｖ出力電流に対する１２Ｖ出力電圧特性である。
　昇降圧コンバータ１３ａの機能は、後で詳細に述べるが、１２Ｖの出力電圧が、第１の所定の電圧（図２の点線で示した電圧精度範囲内に設定された第１の所定の電圧）以下に下がった場合、これも図５を参照して後で詳細に述べるが、２４Ｖ出力ラインから１２Ｖ出力ラインへ不足電力を降圧して供給する（昇降圧コンバータ１３ａの降圧コンバータ機能）。この様子を図２の上向き矢印で示した。
　また、１２Ｖの出力電圧が、第２の所定の電圧（図２の点線で示した電圧精度範囲内に設定された第２の所定の電圧）以上に上がった場合、これも図６を参照して後で詳細に述べるが、１２Ｖ出力ラインから２４Ｖ出力ラインへ過剰電力を昇圧して回生する（昇降圧コンバータ１３ａの昇圧コンバータ機能）。この様子を図２の下向き矢印で示した。
　ここで、図２に示すように、第１の所定の電圧と第２の所定の電圧は、１２Ｖ出力電圧精度以内に含まれるものとし、第１の所定の電圧よりも第２の所定の電圧は所定の電位差で高く設定するものとする。本実施例によれば、上記の昇降圧コンバータ１３ａの作用により、１２Ｖ出力電圧精度を、要求される電圧精度、例えば５％以内に納めることができる。
　ここで、２次巻線Ｓ１とＳ２の巻数比選定について述べる。整流平滑回路１２は、例えば２４Ｖ出力が定格負荷、１２Ｖ出力が定格負荷の条件において、１２Ｖ出力電圧が例えば１１Ｖなど１２Ｖを少し下回る電圧を出力するように、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２の巻数比Ｓ１：Ｓ２を予め選定しておく。または、２４Ｖ出力が軽負荷あるいは無負荷状態などの最小負荷条件にて、１２Ｖ出力電圧の最大値が１２Ｖ出力の電圧精度で規定される上限値を超えないように、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１、Ｓ２の巻数比Ｓ１：Ｓ２を予め選定しておく。
　図３は、昇降圧コンバータ１３ａ、及びその昇降圧コンバータ１３ａにおいて１２Ｖ出力を安定化するように制御している２次側制御回路５ａのさらに詳細な構成を示した図である。図３において、点線枠で示した部分が２次側制御回路５ａを示している。２次側制御回路５ａは、オペアンプ（演算増幅器）ＯＰ１、ＯＰ２、コンパレータ（比較器）ＣＰ１、ＣＰ２、基準電圧Ｖref1、三角波発信器ＯＳＣ、抵抗Ｒ４～Ｒ１０、コンデンサＣ７、Ｃ９などから構成されている。
　１２Ｖ出力端子ＴＭ４と接地端子ＧＮＤ間に抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６が直列に接続される。したがって、抵抗Ｒ４とＲ５の接続点の電圧Ｖcv1は１２Ｖ出力の電圧を（Ｒ４）：（Ｒ５＋Ｒ６）の比で分圧した電圧、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点の電圧Ｖcv2は１２Ｖ出力の電圧を（Ｒ４＋Ｒ５）：（Ｒ６）の比で分圧した電圧となる。そして、抵抗Ｒ４とＲ５の接続点がオペアンプＯＰ１の非反転入力端子に接続され、また、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点がオペアンプＯＰ２の非反転入力端子に接続されている。
　オペアンプＯＰ１、ＯＰ２の反転入力端子にはそれぞれ抵抗Ｒ８、Ｒ１０を介して基準電圧Ｖref1が入力されている。オペアンプＯＰ１の出力端子と反転入力端子間には負帰還インピーダンスとして抵抗Ｒ７とコンデンサＣ７の直列体が接続され、オペアンプＯＰ２の出力端子と反転入力端子間には負帰還インピーダンスとして抵抗Ｒ９とコンデンサＣ９の直列体が接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に接続され、オペアンプＯＰ２の出力端子はコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に接続されている。
　コンパレータＣＰ１、ＣＰ２の反転入力端子には三角波発信器ＯＳＣからの信号が入力されている。そしてコンパレータＣＰ１の出力端子は、スイッチ素子Ｑ１のゲート端子に接続され、コンパレータＣＰ２の出力端子は、スイッチ素子Ｑ２のゲート端子に接続されている。
　上記の昇降圧コンバータ１３ａの構成の内、降圧コンバータとしての回路は、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ２に逆並列接続されたダイオードＤ２、リアクトルＬ１、コンデンサＣ２で構成される。
　また、上記の昇降圧コンバータ１３ａの構成の内、昇圧コンバータとしての回路は、スイッチ素子Ｑ２、スイッチ素子Ｑ１に逆並列接続されたダイオードＤ１、リアクトルＬ１、コンデンサＣ２で構成される。
　昇圧・降圧コンバータの動作切り替えは、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２及びコンパレータＣＰ１、ＣＰ２により行われる。
　１２Ｖ出力の電圧が、図２に示した電圧精度範囲に設定された第１の所定電圧より低下した場合、昇降圧コンバータ１３ａは、この電圧低下を検出すると１２Ｖ出力の電圧を回復させるため、２４Ｖ出力から１２Ｖ出力に電力供給するように動作する。１２Ｖ出力は２４Ｖ出力から電力を供給されることにより第１の所定の電圧まで回復する。昇降圧コンバータ１３ａの降圧コンバータとしての動作を以下詳細に説明する。
　図３に示したように、１２Ｖ出力端子ＴＭ４と接地端子ＧＮＤ間に直列に接続された抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６により、抵抗Ｒ４とＲ５の接続点の電圧が、１２Ｖ出力の電圧を（Ｒ４）：（Ｒ５＋Ｒ６）の比で分圧した電圧Ｖcv1として得られる。この電圧Ｖcv1はオペアンプＯＰ１により基準電圧Ｖref1と差分が取られ、オペアンプＯＰ１の出力Ｖop1となる。オペアンプＯＰ１の出力Ｖop1はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子に入力され、三角波発信器ＯＳＣから入力された三角波信号と比較される。図４の期間ＴaにおけるＶop1、ＯＳＣはこのときのオペアンプＯＰ１の出力Ｖop1と三角波発信器ＯＳＣの信号電圧の関係を図示したものである。コンパレータＣＰ１は、オペアンプＯＰ１の出力Ｖop1が三角波信号ＯＳＣよりも低い期間には、その出力信号Ｖcp1をローレベル信号とし、スイッチ素子Ｑ１のゲート信号Ｖg1がオン信号（ローレベル信号）となるようにする。この動作波形を図４の期間Ｔaに信号波形Ｖg1として示す。ここで、徐々に１２Ｖ出力の電圧が上昇すると、オペアンプＯＰ１の出力Ｖop1は更に上昇し三角波信号ＯＳＣとの交差する期間がなくなり、コンパレータＣＰ１の出力Ｖcp1はハイレベルに固定され、スイッチ素子Ｑ１のゲート信号Ｖg1（＝コンパレータＣＰ１の出力Ｖcp1）はオフ信号（ハイレベル信号）のままとなる（期間Ｔb、期間Ｔc）。
　昇降圧コンバータ１３ａの降圧コンバータは、図３におけるコンパレータＣＰ１の出力信号Ｖg1がオン信号（ローレベル信号）としてスイッチ素子Ｑ１のゲートに供給されるとスイッチ素子Ｑ１がオンし、図５の電流ｉ１のように、２４Ｖ出力からスイッチ素子Ｑ１、リアクトルＬ１、１２Ｖ出力端子ＴＭ４を介して負荷Ｌd2に電流が流れ、２４Ｖ出力から１２Ｖ出力に電力が供給される。また、図３におけるコンパレータＣＰ１の出力信号Ｖg1がオフ信号（ハイレベル信号）としてスイッチ素子Ｑ１のゲートに供給されるとスイッチ素子Ｑ１がオフし、リアクトルＬ１を流れていた電流ｉ１は、図５のｉ２のように、リアクトルＬ１、負荷Ｌd2、ダイオードＤ２を介して循環電流として流れる。このときスイッチ素子Ｑ２はオフ状態を保っている。１２Ｖ出力の電圧が低くなるに従いスイッチ素子Ｑ１のオン期間の三角波信号ＯＳＣの１周期に占める割合が多くなるので、これに従い２４Ｖ出力から１２Ｖ出力に供給される電力の割合が多くなるように動作する。
　１２Ｖ出力の電圧が、図２に示した電圧精度範囲に設定された第２の所定の電圧より上昇した場合、昇降圧コンバータ１３ａは、この電圧上昇を検出すると１２Ｖ出力の電圧を回復させるため、１２Ｖ出力の電力を２４Ｖ出力側に回生して、１２Ｖ出力の電圧を第２の所定の電圧まで低下させるように動作する。１２Ｖ出力は２４Ｖ出力に回生して電力を供給されることにより第２の所定の電圧に回復する。昇降圧コンバータ１３ａの昇圧コンバータとしての動作を以下詳細に説明する。
　図３に示したように、１２Ｖ出力端子ＴＭ４と接地端子ＧＮＤ間に直列に接続された抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６により、抵抗Ｒ５とＲ６の接続点の電圧が、１２Ｖ出力の電圧を（Ｒ４＋Ｒ５）：（Ｒ６）の比で分圧した電圧Ｖcv2として得られる。この電圧Ｖcv2はオペアンプＯＰ２により基準電圧Ｖref1と差分が取られ、オペアンプＯＰ２の出力Ｖop2となる。オペアンプＯＰ２の出力Ｖop2はコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に入力され、三角波発信器ＯＳＣから入力された三角波信号と比較される。図４の期間ＴcにおけるＶop2、ＯＳＣはこのときのオペアンプＯＰ２の出力Ｖop2と三角波発信器ＯＳＣの信号電圧の関係を図示したものである。コンパレータＣＰ２は、オペアンプＯＰ２の出力Ｖop2が三角波信号ＯＳＣよりも高い期間には、その出力信号Ｖcp2をハイベル信号とし、スイッチ素子Ｑ２のゲート信号Ｖg2がオン信号（ハイレベル信号）となるようにする。この動作波形を図４のＴc期間に信号波形Ｖg2として示す。ここで、徐々に１２Ｖ出力の電圧が上昇すると、オペアンプＯＰ２の出力Ｖop2は上昇し三角波信号ＯＳＣとの交差する期間が徐々に増加する。コンパレータＣＰ２の出力Ｖcp2はオペアンプＯＰ２の出力Ｖop2と三角波信号ＯＳＣとの交差する期間、ハイレベル電圧を出力するので、スイッチ素子Ｑ２のゲート信号Ｖg2であるオン信号を出力する。
　なお、図４に示す期間Ｔaと期間Ｔbにおいては、オペアンプＯＰ２の出力Ｖop2は三角波信号ＯＳＣとの交差する期間がなく、スイッチ素子Ｑ２のゲート信号Ｖg2はオフ信号（ローレベル信号）のままとなる。
　昇降圧コンバータ１３ａの昇圧コンバータは、図３におけるコンパレータＣＰ２の出力信号Ｖg2がオン信号（ハイベル信号）としてスイッチ素子Ｑ２のゲートに供給されるとスイッチ素子Ｑ２がオンし、図６の電流ｉ３のように、１２Ｖ出力からリアクトルＬ１、スイッチ素子Ｑ２のループで電流が流れる。また、図３におけるコンパレータＣＰ２の出力信号Ｖg2がオフ信号（ローレベル信号）としてスイッチ素子Ｑ２のゲートに供給されるとスイッチ素子Ｑ２がオフし、リアクトルＬ１を流れていた電流は図６の電流ｉ４のように、負荷Ｌd2、リアクトルＬ１、ダイオードＤ１を通って、１２Ｖ出力の電流が２４Ｖ出力側に回生電流として流れる。このときスイッチ素子Ｑ１はオフ状態を保っている。１２Ｖ出力の電圧が高くなるに従いスイッチ素子Ｑ２のオン期間の三角波信号ＯＳＣの１周期に占める割合が多くなるので、これに従い１２Ｖ出力から２４Ｖ出力に回生される電力の割合が多くなるように動作する。
　上記のように、昇圧、降圧コンバータの動作切り替えは、オペアンプＯＰ１、ＯＰ２の入力電圧Ｖcv1と電圧Ｖcv2の範囲内で切換が行われ、Ｖcv1とＶcv2に電位差があるため、昇圧コンバータ動作と降圧コンバータ動作が同時に行われることは無い。また、電圧Ｖcv1とＶcv2は、電圧レベルは異なるが、図３における第１の所定の電圧と第２の所定の電圧に相当する。
　なお、図４における期間Ｔbは、スイッチ素子Ｑ１、スイッチ素子Ｑ２のいずれもオン・オフ動作しない期間である。
　通常、安定化出力は１次側にフィードバックを行っているので、安定した電圧が得られるが、負荷が急変するようなダイナミック負荷変動に対しては、フィードバック制御の制御遅れにより過渡的に電圧の落ち込みが生じる。この電圧落ち込みに対しても本実施例は有効に働き、電圧落ち込みを少なくすることができる。
　本実施例によれば、ダイナミック負荷変動の場合では、２４Ｖ出力電圧の電圧ディップは改善し、１２Ｖ出力電圧も２４Ｖ出力へ電圧回生によりクロスレギュレーションの影響による電圧精度を改善できる。図７に、２４Ｖ出力電流を１０％程度の軽負荷から１００％の定格負荷にステップ状に変化させたときの、スイッチング電源装置１（本発明を適用した本実施例）と本発明を適用していない従来技術（図１において昇降圧コンバータ１３ａを備えていないもの）の１２Ｖ出力電圧、２４Ｖ出力電圧の変化を示した。図７によれば、２４Ｖ出力電圧の負荷急変による過渡的な電圧落ち込みが改善されている。また、２４Ｖ負荷が軽負荷になった時点で１２Ｖ出力電圧の余剰電力の行き場がなくなるので、１２Ｖ出力電圧は少し上昇する影響は残るが、１２Ｖ出力電圧も２４Ｖ出力へ電力回生しているので、クロスレギュレーションの影響による電圧精度の悪化を改善できる。
　次に、本発明に係る実施例２について説明する。本実施例は、図１に示したスイッチング電源装置１の昇降圧コンバータ１３ａに代えて図８の昇降圧コンバータ１３ｂのように構成したものである。ここで、実施例１における昇降圧コンバータ１３ａにおけるスイッチ素子Ｑ１はＰ型ＭＯＳＦＥＴであるのに対し、このスイッチ素子Ｑ１に相当する本実施例のスイッチ素子Ｑ２１はＮ型ＭＯＳＦＥＴとなっている点が異なっている。すなわち、ダイオードＤ３と２４Ｖ出力端子ＴＭ３の接続点にスイッチ素子Ｑ２１のドレイン端子が接続され、スイッチ素子Ｑ２１のソース端子がスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子に接続され、スイッチ素子Ｑ２のソース端子が接地電位ＧＮＤ２に接続されている。また、スイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２のそれぞれには、スイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２の電流方向とは逆方向の電流を流すことのできるようにダイオードＤ１、Ｄ２が逆並列接続されている。ダイオードＤ１、Ｄ２はそれぞれスイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２の寄生ダイオードで代用してもよい。また、スイッチ素子Ｑ２１のソース端子とスイッチ素子Ｑ２のドレイン端子とが接続された接続点にはリアクトルＬ１の一方の端子が接続され、リアクトルＬ１の他方の端子は１２Ｖ出力端子ＴＭ４に接続されている。スイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２のゲートにはこれらをオン・オフ制御する２次側制御回路５ｂの制御端子がそれぞれ接続されている。また、実施例１における２次側制御回路５ａに対し、本実施例の２次側制御回路５ｂは構成が異なっている。なお、実施例２においても論理の組み換えによりスイッチ素子Ｑ２１をＰ型ＭＯＳＦＥＴとしてもよい。
　本実施例では、２４Ｖ出力電圧に対する１２Ｖ出力電圧の比率が低下した場合、図１１を参照して後で詳細に述べるが、昇降圧コンバータ１３ｂは、２４Ｖ出力ラインから１２Ｖ出力ラインへ不足電力を降圧して供給する（昇降圧コンバータ１３ｂの降圧コンバータ機能）。この様子を図２の上向き矢印で示した。
　また、２４Ｖ出力電圧に対する１２Ｖ出力電圧の比率が上昇した場合、これも図１２を参照して後で詳細に述べるが、昇降圧コンバータ１３ｂは、１２Ｖ出力ラインから２４Ｖ出力ラインへ過剰電力を昇圧して供給する（昇降圧コンバータ１３ｂの昇圧コンバータ機能）。この様子を図２の下向き矢印で示す。
　本実施例によれば、上記昇降圧コンバータ１３ｂの作用により、１２Ｖ出力電圧精度を、要求される電圧精度、例えば５％以内に納めることができる。
　図８は、昇降圧コンバータ１３ｂ、及びその昇降圧コンバータ１３ｂにおいてスイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフを制御している２次側制御回路５ｂの詳細な構成を示した図である。図８において、点線枠で示した部分が２次側制御回路５ｂを示している。２次側制御回路５ｂは、コンパレータ（比較器）ＣＰ１、ＣＰ２、基準電圧Ｖref2、三角波発信器ＯＳＣ、抵抗Ｒ２４、Ｒ２５、ドライバＨdrなどから構成されている。
　なお、図示していないが、スイッチ素子Ｑ２１、Ｑ２のオンオフ制御において、オンオフ切替時に前記スイッチ素子Ｑ２１、Ｑ２が同時にオンしないデッドタイム期間を設ける回路を備えることが好ましい。
　基準電圧Ｖref2の両端には抵抗Ｒ２４、Ｒ２５が直列に接続されている。したがって、抵抗Ｒ２４とＲ２５の接続点の電圧Ｖａｄｊは、基準電圧Ｖref2の電圧をＲ２４：Ｒ２５の比で分圧した電圧となる。そして、抵抗Ｒ２４とＲ２５の接続点はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子と、コンパレータＣＰ２の反転入力端子に接続されている。
　コンパレータＣＰ１の反転入力端子とコンパレータＣＰ２の非反転入力端子には三角波発信器ＯＳＣからの信号が入力されている。そしてコンパレータＣＰ１の出力端子は、コンパレータＣＰ１が出力する信号を、スイッチ素子Ｑ２１のソース端子を基準とする信号にレベルシフトするドライバＨdrを介して、スイッチ素子Ｑ２１のゲート端子に接続され、コンパレータＣＰ２の出力端子は、スイッチ素子Ｑ２のゲート端子に接続されている。
　二次側制御回路５ｂの動作を以下詳細に説明する。
　図８に示したように、基準電圧Ｖref2と接地電位ＧＮＤ間に直列に接続された抵抗Ｒ２４、Ｒ２５により、抵抗Ｒ２４とＲ２５の接続点の電圧は、基準電圧Ｖref2の電圧をＲ２４：Ｒ２５の比で分圧した電圧Ｖａｄｊとして得られる。この電圧はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子と、コンパレータＣＰ２の反転入力端子に入力され、三角波発信器ＯＳＣから入力された三角波信号と比較される。
　図９は２次側制御回路５ｂ内部の動作波形を示したものである。電圧Ｖａｄｊが三角波信号ＯＳＣより高い期間には、コンパレータＣＰ１の出力はハイレベルとなり、ドライバＨdrを介してスイッチ素子Ｑ２１にゲート信号Ｖg21がオン信号として入力される。また、コンパレータＣＰ２の出力はローレベルとなり、スイッチ素子Ｑ２にゲート信号Ｖg2がオフ信号として入力される。電圧Ｖａｄｊが三角波信号ＯＳＣより低い期間には、コンパレータＣＰ１の出力はローレベルとなり、ドライバＨdrを介してスイッチ素子Ｑ２１にゲート信号Ｖg21がオフ信号として入力される。また、コンパレータＣＰ２の出力はハイレベルとなり、スイッチ素子Ｑ２にゲート信号Ｖg2がオン信号として入力される。
　次に、このように動作する昇降圧コンバータ１３ｂの動作を以下詳細に説明する。また、より一般的な説明とするために、２つの出力のうち、出力電圧が高い方（図１では２４Ｖ出力）をＶｏ１とし、出力電圧が低いほう（図１では１２Ｖ出力）をＶｏ２として説明する。前述したようにスイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２は一定のデューティー比で交互にオン・オフを繰り返す。また、このデューティー比は抵抗Ｒ２４とＲ２５の比率により任意の値に設定可能である。このデューティー比は、Ｄｏｎ＝（Ｖｏ２／Ｖｏ１）となるように設定するとより効果的で、例えば出力電圧が２４Ｖと１２Ｖの場合、１２Ｖ／２４Ｖ＝５０％となるように抵抗Ｒ２４、Ｒ２５を設定する。このように、スイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２はＤｏｎ＝（Ｖｏ２／Ｖｏ１）でオン・オフを繰り返しているものとする。
　以下、非安定化出力であるＶｏ２の出力電圧によって３つの状態に分けて説明する。またスイッチ素子Ｑ２１、Ｑ２およびダイオードＤ１、Ｄ２に発生する電圧降下は、出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２に比べ非常に小さく、説明の簡略化のために無視して説明する。
　まず、非安定化出力である出力Ｖｏ２が定格出力電圧（図１では１２Ｖ）となる負荷条件の場合の動作について説明する。
　スイッチ素子Ｑ２１がオン状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態のとき、リアクトルＬ１には出力Ｖｏ１と出力Ｖｏ２の電圧の差、つまり（Ｖｏ１－Ｖｏ２）が印加される。昇降圧コンバータ１３ｂのスイッチング周波数の１周期をＴとすると、このときにリアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１は、
　　ＩＬ１＝｛（Ｖｏ１－Ｖｏ２）／Ｌ１｝×Ｔ×（Ｖｏ２／Ｖｏ１）　　・・・（１）
となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ２１がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオン状態のとき、リアクトルＬ１には出力Ｖｏ２の電圧が発生する。このときのリアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１′は
　　ＩＬ１′＝（Ｖｏ２／Ｌ１）×Ｔ×｛１－（Ｖｏ２／Ｖｏ１）｝　　・・・（２）
となる。
　（１）式、（２）式を整理すると、これら２つの式は同じ式となる。つまり、スイッチ素子Ｑ２１がオン状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態のときと、スイッチ素子Ｑ２１がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオン状態のときのリアクトルＬ１の電流リップルが同じであり、出力Ｖｏ１と出力Ｖｏ２の間で平均すると電力の移動がないと言える。
　図１０は、非安定化出力である出力Ｖｏ２の出力電圧が定格出力電圧の場合の昇降圧コンバータ１３ｂの動作波形を示した図である。図１０に示すように、リアクトルＬ１の電流は０Ａを中心にＶｏ２方向と、Ｖｏ１方向を行き来し、その平均電流は０Ａとなる。
　次に、非安定化出力である出力Ｖｏ２が定格出力電圧Ｖｏ２より低い電圧Ｖｏ２ａとなる負荷条件の場合の動作について説明する。
スイッチ素子Ｑ２１がオン状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態のとき、リアクトルＬ１には出力Ｖｏ１と出力Ｖｏ２の電圧の差、つまり（Ｖｏ１－Ｖｏ２ａ）が印加される。このときのリアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１ａは、
　　ＩＬ１ａ＝｛（Ｖｏ１－Ｖｏ２ａ）／Ｌ１｝×Ｔ×（Ｖｏ２／Ｖｏ１）　・・・（３）
となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ２１がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオン状態のとき、リアクトルＬ１には出力電圧Ｖｏ２ａが発生する。このときのリアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１ａ′は、
　　ＩＬ１ａ′＝（Ｖｏ２ａ／Ｌ１）×Ｔ×｛１－（Ｖｏ２／Ｖｏ１）｝　・・・（４）
となる。
　ここで、（３）式を変形し、（４）式に代入し整理すると、
　　Ｔ／Ｌ１＝ＩＬ１ａ×Ｖｏ１／｛Ｖｏ２×（Ｖｏ１－Ｖｏ２ａ）}　・・・（３′）
　　ＩＬ１ａ′＝ＩＬ１ａ×｛Ｖｏ２ａ×（Ｖｏ１－Ｖｏ２）｝／｛Ｖｏ２×（Ｖｏ１－Ｖｏ２ａ）｝　・・・（４′）
となり、Ｖｏ２＞Ｖｏ２ａであり、（４´）式の右辺は、分子が小さく分母が大きくなるのでＩＬ１ａ＞ＩＬ１ａ′が成り立つ。
　つまり、スイッチ素子Ｑ２１がオン状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態のときのリアクトルＬ１の電流リップルが、スイッチ素子Ｑ２１がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオン状態のときのリアクトルＬ１の電流リップルより大きいことになり、出力Ｖｏ１から出力Ｖｏ２へ電力を供給する方向にリアクトルＬ１の電流が変化することになる。
　図１１は、非安定化出力である出力Ｖｏ２の出力電圧が定格出力電圧よりも低い場合の昇降圧コンバータ１３ｂの動作波形を示した図である。図１１に示すように、リアクトルＬ１の電流は出力Ｖｏ１から出力Ｖｏ２へ電力を供給する方向に偏ってくる。
　時刻ｔ２での出力Ｖｏ２はＶｏ２ａ電圧値にあり、出力Ｖｏ２は出力Ｖｏ１からの電力の供給により出力電圧が上昇し、定格出力電圧であるＶｏ２に近づいた時刻ｔ３のとき、リアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１aとＩＬ１a′がつり合い安定動作となる。また、図２に示すように出力Ｖｏ２が定格出力電圧より低下する負荷条件は、安定化出力であるＶｏ１が軽負荷あるいは無負荷状態のときであるが、本発明の昇降圧コンバータ１３ｂの動作により非安定化出力Ｖｏ２に供給される電力は、安定化出力Ｖｏ１からみれば負荷として働くため、クロスレギュレーション特性を更に改善する方向に機能する。
　次に、非安定化出力である出力Ｖｏ２が定格出力電圧Ｖｏ２より高い電圧Ｖｏ２ｂとなる負荷条件の場合の動作について説明する。
スイッチ素子Ｑ２１がオン状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態のとき、リアクトルＬ１には出力Ｖｏ１と出力Ｖｏ２の電圧の差、つまり（Ｖｏ１－Ｖｏ２ｂ）が印加される。このときのリアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１ｂは、
　　ＩＬ１ｂ＝｛（Ｖｏ１－Ｖｏ２ｂ）／Ｌ１｝×Ｔ×（Ｖｏ２／Ｖｏ１）　・・・（５）
となる。
　次に、スイッチ素子Ｑ２１がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオン状態のとき、リアクトルＬ１には出力Ｖｏ２ｂの電圧が発生する。このときのリアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１ｂ′は、
　　ＩＬ１ｂ′＝（ Ｖｏ２ｂ／Ｌ１）×Ｔ×｛１－（Ｖｏ２／Ｖｏ１）｝　　・・・（６）
となる。
　ここで（５）式を変形して、（６）式に代入し整理すると、
　　Ｔ／Ｌ１＝ＩＬ１ｂ×Ｖｏ１／｛Ｖｏ２×（Ｖｏ１－Ｖｏ２ｂ）}　・・・（５´）
　　ＩＬ１ｂ′＝ＩＬ１ｂ×｛Ｖｏ２ｂ×（Ｖｏ１－Ｖｏ２）｝／｛Ｖｏ２×（Ｖｏ１－Ｖｏ２ｂ）｝　・・・（６´）
となり、Ｖｏ２＜Ｖｏ２ｂであり、（５´）式の右辺は、分子が大きく分母が小さくなるのでＩＬ１ｂ＜ＩＬ１ｂ′が成り立つ。
　つまり、スイッチ素子Ｑ２１がオン状態で、スイッチ素子Ｑ２がオフ状態のときのリアクトルＬ１の電流リップルが、スイッチ素子Ｑ２１がオフ状態で、スイッチ素子Ｑ２がオン状態のときのリアクトルＬ１の電流リップルより小さいことになり、出力Ｖｏ２から出力Ｖｏ１へ電力を供給する方向にリアクトルＬ１の電流が変化することになる。
　図１２は、非安定化出力である出力Ｖｏ２の出力電圧が定格出力電圧よりも高い場合の昇降圧コンバータ１３ｂの動作波形を示した図である。図１２に示すように、リアクトルＬ１の電流は出力Ｖｏ２から出力Ｖｏ１へ電力を供給する向きに偏ってくる。
　時刻ｔ４の出力Ｖｏ２はＶｏ２ｂ電圧値にあり、出力Ｖｏ２は出力Ｖｏ１への電力の供給により、出力電圧が低下し、定格出力電圧であるＶｏ２に近づいた時刻ｔ５のとき、リアクトルＬ１の電流リップルＩＬ１ｂとＩＬ１ｂ´がつり合い安定動作となる。また、出力Ｖｏ２が定格出力電圧より上昇する負荷条件は、安定化出力であるＶｏ１の負荷が大きいほど顕著に現れるが、本発明の昇降圧コンバータ１３ｂの動作により非安定化出力Ｖｏ２から安定化出力Ｖｏ１に電力が供給されることにより、二次巻線Ｓ１から安定化出力Ｖｏ１へ供給される電力は軽減されるため、クロスレギュレーション特性を更に改善する方向に機能する。
　次に本発明の実施例３について説明する。図１３は本発明の実施例３にかかる昇降圧コンバータ１３ｃ、及びその昇降圧コンバータ１３ｃにおいてスイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２のオン・オフを制御している２次側制御回路５ｃのさらに詳細な構成を示した図である。図１３において、点線枠で示した部分が２次側制御回路５ｃを示している。２次側制御回路５ｃは、図８の実施例２における２次側制御回路５ｂの抵抗Ｒ２４、Ｒ２５が、抵抗Ｒ３６、Ｒ３７、オペアンプＯＰ３１に置き換えられた構成となっている。
　非安定化出力であるＶｏ２の両端には抵抗Ｒ３６、Ｒ３７が直列に接続されている。したがって、抵抗Ｒ３６とＲ３７の接続点の電圧は、出力Ｖｏ２の電圧をＲ３６：Ｒ３７の比で分圧した電圧となる。そして、抵抗Ｒ３６とＲ３７の接続点はオペアンプＯＰ３１の反転入力端子に接続されている。
　オペアンプＯＰ３１の非反転入力端子には基準電圧であるＶref3が接続されている。そしてオペアンプＯＰ３１は、抵抗Ｒ３６とＲ３７の接続点の電圧と基準電圧Ｖref3を比較した誤差信号を電圧Ｖａｄｊ－ａとして出力し、コンパレータＣＰ１の非反転入力端子と、コンパレータＣＰ２の反転入力端子に入力する。それ以外の構成は図８に示す本発明の実施例２の２次側制御回路５と同じ構成なので説明は省略する。
　二次側制御回路５ｃの動作を以下詳細に説明する。
　図１３に示したように、オペアンプＯＰ３１は非安定化出力Ｖｏ２の電圧を抵抗Ｒ３６、Ｒ３７で分圧した電圧と、基準電圧Ｖref3との誤差信号を電圧Ｖａｄｊ－ａとして出力する。この電圧はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子と、コンパレータＣＰ２の反転入力端子に入力され、三角波発信器ＯＳＣから入力された三角波信号と比較される。実施例２と同様に、スイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２は電圧Ｖａｄｊ－ａの電圧に応じたデューティー比で交互にオン・オフを繰り返す。電圧Ｖａｄｊ－ａは抵抗Ｒ３６とＲ３７の接続点の電圧が基準電圧Ｖref3より高くなると低下し、低くなると上昇する。つまり、非安定化出力Ｖｏ２が上昇するとスイッチ素子Ｑ２１のオンデューティーが狭くなり、非安定化出力Ｖｏ１が低下するとスイッチ素子Ｑ２１のオンデューティーが広がる。
図８に示す実施例２の２次側制御回路では、スイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２のデューティー比は一定としていた。しかし実際には昇降圧コンバータ１３に流れる電流によりスイッチ素子Ｑ２１、Ｑ２、ダイオードＤ１、Ｄ２の電圧降下が生じるため、各スイッチ素子のオン期間にリアクトルＬ１に生じる電圧が異なってくる。また、スイッチ素子Ｑ２１とＱ２のオン・オフの切り替わり時には、両方の素子が同時にオンとなることを防ぐために、一般的には両方の素子がオフとなる期間が存在する。そのため実施例２の方法では、例えば５％などの電圧精度内にクロスレギュレーション特性を改善することは可能であるが、スイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２のデューティー比により設定した定格出力電圧に完全に制御することはできない。しかし図１３の実施例３によれば、非安定化出力であるＶｏ２の電圧を検出してスイッチ素子Ｑ２１とスイッチ素子Ｑ２のデューティー比を制御するため、より高精度のクロスレギュレーション特性を得ることができる。
　図１４は、本発明の実施例４を示したものである。図１４に示す本発明の実施例４の昇降圧コンバータ１３ｄの回路構成は、図１３に示す本発明の実施例３の昇降圧コンバータ１３ｃの回路構成に対して、２次側制御回路５ｃの基準電圧Ｖref3に代えて、出力電圧Ｖｏ１の両端に直列に接続された抵抗Ｒ４８、Ｒ４９の接続点がオペアンプＯＰ３１の非反転入力端子に接続されている２次側制御回路５ｄとなっている。それ以外はまったく同じ構成である。
　出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２の関係は、二次巻線Ｓ１と二次巻線（Ｓ１＋Ｓ２）の巻数比倍の電圧となることが理想的である。そのため、安定化出力Ｖｏ１の電圧が、電圧検出器６の検出精度のばらつきや、過負荷状態における出力電圧の垂下などにより変動した場合、二次巻線Ｓ１に発生する電圧もそれに比例して変動する。そのため、昇降圧コンバータ１３ｄの制御電圧（オペアンプＯＰ３１の非反転入力端子に入力する電圧）も出力Ｖｏ１の変動に合わせて変化させることにより、昇降圧コンバータ１３ｄが取り扱う電力を小さく抑えられる。
　図１４に示す本発明の実施例４における２次側制御回路５ｄのオペアンプＯＰ３１には、安定化出力Ｖｏ１の出力電圧を抵抗Ｒ４８、Ｒ４９で分圧した電圧と、非安定化出力Ｖｏ２の電圧を抵抗Ｒ３６、Ｒ３７で分圧した電圧が入力され、これら２つの電圧の誤差信号を電圧Ｖａｄｊ－ｂとして出力する。つまり、安定化出力Ｖｏ１の出力電圧が変動した場合、２次側制御回路５ｄの制御電圧も変動する構成となっている。Ｒ３７＝Ｒ４９＝ｒとした場合、抵抗Ｒ３６とＲ４８の関係を、トランスＴ１の２次巻線の巻数比Ｓ１：Ｓ２から求めると、
Ｒ４８＝｛Ｓ１×Ｒ３６＋（Ｓ１－Ｓ２）×ｒ｝／Ｓ２
とすることにより、二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２の巻数比と同じ比率で、出力電圧Ｖｏ１と出力電圧Ｖｏ２を制御することができる。
　次に本発明の実施例５について説明する。
　上記本発明の実施例は、図１に示すように、出力Ｖｏ１と出力Ｖｏ２に間に、スイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２、リアクトルＬ１、２次側制御回路５ａ～５ｄなどからなる昇降圧コンバータ１３ａ～１３ｄが接続された構成で、これは従来から一般的に用いられていた降圧チョッパと同様の回路構成となっている。
　従来の降圧チョッパは、出力電圧が高い側の出力Ｖｏ１を降圧して出力Ｖｏ２に全電力を出力するため、出力Ｖｏ２の電力が大きい場合、降圧チョッパでの電力損失が大きくなり、高価なスイッチ素子やリアクトルが必要となる。それに対して上記実施例１～４の昇降圧コンバータ１３ａ～１３ｄは、非安定化出力の電力の過不足分のみを電力変換するため、取り扱う電力は非常に小さく、安価なスイッチ素子やリアクトルを使用することができる。
　しかしながら、過負荷などの異常状態となった場合に非安定化出力を設定電圧に制御しようとした場合、昇降圧コンバータ１３ａ～１３ｄに流さなければならない電流が増大し、スイッチ素子の破損などを引き起こす恐れがある。
　図１５は、上記の問題を解決するための本発明の実施例５である。図１５に示す本発明の実施例５は、図１４に示す実施例４に対して、昇降圧コンバータ１３ｅのリアクトルＬ１とコンデンサＣ２の間に電流検出抵抗Ｒ５６が挿入され、２次側制御回路５ｅの構成が異なっている。
　抵抗Ｒ５６とコンデンサＣ２の接続点とＧＮＤ端子の間には、抵抗Ｒ５１、Ｒ５２、Ｒ５３が直列に接続されていて、抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点はコンパレータＣＰ１の反転入力端子に電圧Ｖａとして入力され、抵抗Ｒ５２とＲ５３の接続点はコンパレータＣＰ２の非反転入力端子に電圧Ｖｂとして入力されている。リアクトルＬ１と抵抗Ｒ５６の接続点とＧＮＤ端子の間には、抵抗Ｒ５４とＲ５５が直列に接続されていて、抵抗Ｒ５４とＲ５５の接続点はコンパレータＣＰ１の非反転入力端子とコンパレータＣＰ２の反転入力端子に電圧Ｖｃとして入力されている。
　コンパレータＣＰ１の出力端子は立ち上がりエッジで状態遷移するＲＳフリップフロップＦＦのリセット入力端子Ｒに接続され、コンパレータＣＰ２の出力端子はＲＳフリップフロップＦＦのセット入力端子Ｓに入力されている。ＲＳフリップフロップＦＦの出力Ｑは信号をレベルシフトするドライバＨdrを介してスイッチ素子Ｑ２１のゲート端子に接続され、出力-Ｑはスイッチ素子Ｑ２のゲート端子に接続されている。
　図１４に示す実施例４と同様に、出力電圧Ｖｏ２は抵抗Ｒ３６、Ｒ３７で分圧されてオペアンプＯＰ３１の反転入力端子に接続され、出力電圧Ｖｏ１は抵抗Ｒ４８、Ｒ４９で分圧されてオペアンプＯＰ３１の非反転入力端子に接続されている。そして、オペアンプＯＰ３１の出力端子は直列に接続された抵抗Ｒ５０とダイオードＤ７を介して、抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点に接続されている。ダイオードＤ７はアノード端子が抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点に接続される向きとなっている。
　以下、２次側制御回路５ｅの詳細な動作について説明する。
　図１６は昇降圧コンバータ５ｅの動作波形を示したものである。
　抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点の電圧Ｖａは出力電圧Ｖｏ２を（Ｒ５１）：（Ｒ５２＋Ｒ５３）の比で分圧した電圧となり、抵抗Ｒ５２とＲ５３の接続点の電圧Ｖｂは出力電圧Ｖｏ２を（Ｒ５２＋Ｒ５３）：（Ｒ５１）の比で分圧した電圧で、電圧Ｖａよりも低い電圧となる。また抵抗Ｒ５４とＲ５５の接続点の電圧ＶｃはリアクトルＬ１と抵抗Ｒ５６との接続点とＧＮＤ端子間の電圧を、Ｒ５４：Ｒ５５の比で分圧した電圧となる。抵抗Ｒ５１～Ｒ５５の抵抗値は、抵抗Ｒ５６の電圧降下がなく、抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点にダイオードＤ７が接続されていない場合、電圧Ｖｃが電圧Ｖａよりも数１００ｍＶ程度低くなるような抵抗値に設定されているものとする。
　まず、非安定化出力Ｖｏ２が設定電圧であるＶｏ２より低い場合（図１６の期間１）、オペアンプＯＰ３１の出力はハイレベルとなる。オペアンプＯＰ３１の出力端子と抵抗Ｒ５１、Ｒ５２の接続点の間にはダイオードＤ７が接続されているので、抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点の電圧Ｖａ、および抵抗Ｒ５２とＲ５３の接続点の電圧Ｖｂへの影響はない。そのため上述の通り抵抗Ｒ５６の電圧降下がない場合には、電圧Ｖｃが電圧Ｖａより低い状態にある。
　スイッチ素子Ｑ２１がオン状態の場合、リアクトルＬ１には出力Ｖｏ１から出力Ｖｏ２の方向に電流が流れ、抵抗Ｒ５６に電圧降下が発生し、これに合わせて電圧Ｖｃも上昇する。電圧Ｖｃが電圧Ｖａに達するとコンパレータＣＰ１の出力がハイとなり、ＲＳフリップフロップＦＦの出力が反転して、スイッチ素子Ｑ２１がオフに切り替わり、スイッチ素子Ｑ２がオンに切り替わる。スイッチ素子Ｑ２１がオフすると、リアクトルＬ１の電流はスイッチ素子Ｑ２を通り出力Ｖｏ２に放出され、リアクトルＬ１の電流は徐々に減少していく。それに伴い抵抗Ｒ５６の電圧降下も減少し、電圧Ｖｃも低下していく。電圧Ｖｃが電圧Ｖｂまで低下すると、コンパレータＣＰ２の出力がハイとなり、ＲＳフリップフロップＦＦの出力が反転して、スイッチ素子Ｑ２がオフに切り替わり、スイッチ素子Ｑ２１が再度オンに切り替わる。
　以上のように、昇降圧コンバータ１３ｅはスイッチ素子Ｑ２１のオン期間にリアクトルＬ１に流れる電流のピーク値と、スイッチ素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に流れる電流のピーク値により、スイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２のオン期間を決定することにより、図１４の実施例４と同様に、安定化出力Ｖｏ１から非安定化出力Ｖｏ２へ不足電力を供給する降圧コンバータの動作を実現することができる。また、抵抗Ｒ５１～Ｒ５５及び電流検出用の抵抗Ｒ５６の抵抗値により、出力Ｖｏ１から出力Ｖｏ２に流れる電流の最大値を制限することができるので、過負荷時などでも昇降圧コンバータ１３ｅに過大な電流が流れることがなく、安価なスイッチング素子などを使用することができる。
　次に、非安定化出力Ｖｏ２が設定電圧であるＶｏ２より高い場合（図１６の期間３）、オペアンプＯＰ３１の出力はローレベルとなる。オペアンプＯＰ３１の出力がローレベルとなると、抵抗Ｒ５０とダイオードＤ７を通して抵抗Ｒ５１、Ｒ５２の接続点から電流が引き抜かれる。抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点からオペアンプＯＰ３１へ電流が引き抜かれることにより、抵抗Ｒ５１とＲ５２の接続点の電圧Ｖａ、および抵抗Ｒ５２とＲ５３の接続点の電圧Ｖｂは低下する。抵抗Ｒ５０は、この状態において、抵抗Ｒ５６の電圧降下がない場合に、電圧Ｖｂが電圧Ｖｃよりも数１００ｍＶ程度低くなるような抵抗値に設定されているものとする。
　スイッチ素子Ｑ２がオン状態の場合、リアクトルＬ１には出力Ｖｏ２の電圧が印加され、コンデンサＣ２からリアクトルＬ１の方向に電流が流れる。この電流により抵抗Ｒ５６に電圧降下が発生し、電圧Ｖｃが低下する。電圧Ｖｃが電圧Ｖｂに達するとコンパレータＣＰ２の出力がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップＦＦの出力が反転して、スイッチ素子Ｑ２がオフに切り替わり、スイッチ素子Ｑ２１がオンに切り替わる。スイッチ素子Ｑ２がオフすると、リアクトルＬ１の電流はスイッチ素子Ｑ２１を通り出力Ｖｏ２から出力Ｖｏ１に放出され、リアクトルＬ１の電流は徐々に減少していく。それに伴い抵抗Ｒ５６の電圧降下も減少し、電圧Ｖｃは上昇していく。電圧Ｖｃが電圧Ｖａに達すると、コンパレータＣＰ１の出力がハイレベルとなり、ＲＳフリップフロップＦＦの出力が反転して、スイッチ素子Ｑ２１がオフに切り替わり、スイッチ素子Ｑ２が再度オンに切り替わる。
　以上のように、昇降圧コンバータ１３ｅはスイッチ素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に流れる電流のピーク値と、スイッチ素子Ｑ２１のオン期間にリアクトルＬ１に流れる電流のピーク値により、スイッチ素子Ｑ２１、スイッチ素子Ｑ２のオン期間を決定することにより、図１４の実施例４と同様に、安定化出力Ｖｏ２から非安定化出力Ｖｏ１へ過剰電力を放出する昇圧コンバータの動作を実現することができる。また、抵抗Ｒ５１～Ｒ５５及びＲ５０、電流検出用の抵抗Ｒ５６の抵抗値により、スイッチ素子Ｑ２のオン期間に出力Ｖｏ２からリアクトルＬ１に流れる電流の最大値を制限することができるので、過負荷時などでも昇降圧コンバータ１３ｅに過大な電流が流れることがなく、安価なスイッチング素子などを使用することができる。
　非安定化出力Ｖｏ２が設定電圧であるＶｏ２である場合（図１６の期間２）、出力Ｖｏ２に電力の過不足がないため、オペアンプＯＰ３１によりリアクトルＬ１に流れる電流が０Ａとなるような電圧Ｖａおよび電圧Ｖｂに制御される。
　以上、本発明の上記実施例によれば、非安定化出力の電圧が降下、あるいは上昇したとき、昇降圧コンバータ１３ａ～１３ｅで安定化出力側と非安定化出力で電力の不足分、あるいは過剰分をやり取りするようにしたので、従来技術のような電力の損失を伴わない、電力効率のよいスイッチング電源装置を得ることができる。
　また、本発明の上記実施例によれば、安定化出力の電圧と非安定化出力の電圧との大小関係が制約されない。すなわち、（安定化出力の電圧）＞（非安定化出力の電圧）の関係、あるいは（安定化出力の電圧）＜（非安定化出力の電圧）の関係でしか動作しないというような制約を生じない。したがって、また、２４Ｖ出力を安定化出力とし、１２Ｖ出力を非安定化出力としたが、その関係が逆でもあっても同様の効果が得られる。
　また、本実施例によれば、静的な負荷はもとより、ダイナミック負荷変動に対しても安定化出力の過渡的な電圧変動を抑制して非安定化出力の出力電圧を安定化させ、非安定化出力の電圧精度を高める効果がある。
　また、本発明の実施例５によれば、昇降圧コンバータ１３ｅに流れる電流を制限することも可能であり、より安価なスイッチング素子、リアクトルで構成することが可能となる。
　以上、本発明を具体的な実施例で説明したが、これら実施例は例示であって、本発明はこれら実施例に限定されないことは言うまでも無い。
１・・・スイッチング電源装置
２・・・交流電源
３・・・全波整流ブリッジ
４・・・１次側制御回路
５ａ～５ｅ・・・２次側制御回路
６・・・電圧検出器
１１、１２・・・整流平滑回路
１３ａ～１３ｅ・・・昇降圧コンバータ
Ｔ１・・・トランス
Ｐ１・・・トランスＴ１の１次巻線
Ｓ１、Ｓ２・・・トランスＴ１の２次巻線
Ｐ２・・・トランスＴ１の３次巻線
Ｒ１～Ｒ１０・・・抵抗
Ｒ２４、Ｒ２５、Ｒ３６、Ｒ３７、Ｒ４８、Ｒ４９、Ｒ５０～Ｒ５６・・・抵抗
Ｃ１～Ｃ７、Ｃ９・・・コンデンサ
Ｌ１・・・リアクトル
Ｄ１～Ｄ７・・・ダイオード
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ２１・・・スイッチ素子
Ｑ３・・・ＭＯＳＦＥＴ
ＰＣ・・・ホトカプラ
ＴＭ１、ＴＭ２・・・入力端子
ＴＭ３・・・２４Ｖ出力端子
ＴＭ４・・・１２Ｖ出力端子
ＧＮＤ・・・ＧＮＤ端子
ＧＮＤ１、ＧＮＤ２・・・接地電位
Ｌd1、Ｌd2・・・負荷
ＯＳＣ・・・三角波発振器
ＯＰ１、ＯＰ２、ＯＰ３１・・・オペアンプ（演算増幅器）
ＣＰ１、ＣＰ２・・・コンパレータ（比較器）
Ｖop1・・・オペアンプＯＰ１の出力
Ｖop2・・・オペアンプＯＰ２の出力
Ｖg1・・・スイッチ素子Ｑ１のゲート信号
Ｖg2・・・スイッチ素子Ｑ２のゲート信号
Ｖg21・・・スイッチ素子Ｑ２１のゲート信号
Ｖref1～Ｖref3・・・基準電圧
ＦＦ・・・ＲＳフリップフロップ
Ｈdr・・・ドライバ

Claims (8)

  1. 　１次側に入力された交流電源を２次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、
    前記複数の直流電源のうち１つの直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、
    前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックする電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、
    前記非安定化出力の出力電圧が第１の所定の電圧を下回ったとき前記安定化出力から電力を供し、前記非安定化出力の出力電圧が第２の所定の電圧を上回ったとき前記非安定化出力から前記安定化出力に電力を回生するコンバータを備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 　前記コンバータは、昇圧コンバータ機能と降圧コンバータ機能を有する昇降圧コンバータであり、且つ前記前記安定化出力の出力電圧は前記非安定化出力の出力電圧より高く設定され、
    前記昇降圧コンバータは、
    前記非安定化出力の出力電圧が前記第１の所定の電圧を下回ったとき降圧コンバータ機能により前記安定化出力の出力電圧を降圧して前記非安定化出力に電力を供給し、
    前記非安定化出力の出力電圧が前記第２の所定の電圧を上回ったとき昇圧コンバータ機能により前記非安定化出力の出力電圧を昇圧して前記安定化出力に電力を回生することを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記第１の所定の電圧と前記第２の所定の電圧は、前記非安定化出力の出力電圧精度が所定の精度になるように定めた電圧精度範囲内に設定され、且つ前記第２の所定の電圧は前記第１の所定の電圧に対して所定の電位差で高く設定されていることを特徴とする請求項１または請求項２のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　１次側に入力された交流電源を２次側の複数の直流電源に変換して出力するスイッチング電源装置において、
    前記複数の直流電源のうち１つの直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックして安定化する電圧安定化手段を有した安定化出力であり、前記複数の直流電源のうち残りの他の直流電源は、その出力電圧を１次側にフィードバックする電圧安定化手段を有しない非安定化出力であり、前記安定化出力と前記非安定化出力の間には、交互にオン・オフを繰り返す第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子およびリアクトルを有する昇降圧コンバータが接続され、前記昇降圧コンバータは前記非安定化出力の出力電圧に応じて、前記安定出力と前記非安定出力間で電力の授受を切り替えることを特徴とするスイッチング電源装置。
  5. 　前記昇降圧コンバータは、前記安定化出力の出力電圧と、前記非安定化出力の出力電圧の比に対応した一定のデューティー比で前記第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子をオン・オフさせることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記昇降圧コンバータは、前記非安定化出力の出力電圧が、所定の電圧となるように前期第１のスイッチ素子、第２のスイッチ素子のデューティー比を制御することを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記昇降圧コンバータは、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流を所定の電流値で制限することを特徴とする請求項４乃至６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記昇降圧コンバータは、前記リアクトルに流れる電流を検出する手段を備え、前記非安定化出力の出力電圧が所定の電圧となるように、前記第１のスイッチ素子および第２のスイッチ素子のそれぞれのオン期間において、前記リアクトルに流れる電流のピーク値を制御することを特徴とする請求項４乃至６のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10690705B2 (en) 2016-06-15 2020-06-23 Watlow Electric Manufacturing Company Power converter for a thermal system

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101381631B1 (ko) * 2011-09-29 2014-04-04 주식회사엘디티 직류-직류 변환기의 출력전압 안정화 회로
TWI458236B (zh) * 2012-04-30 2014-10-21 Univ Yuan Ze 單輸入多輸出直流／直流轉換器
CN102655378B (zh) * 2012-05-08 2014-06-04 成都芯源***有限公司 一种隔离式电压转换器电路及其控制方法
CN103595252B (zh) * 2012-08-13 2016-03-09 艾默生网络能源有限公司 一种电源反馈装置
JP6160547B2 (ja) * 2014-04-10 2017-07-12 トヨタ自動車株式会社 電力変換装置及び電力変換方法
US20150357920A1 (en) * 2014-06-10 2015-12-10 Osram Sylvania Inc. Generation and regulation of multiple voltage auxiliary source
WO2016030933A1 (ja) * 2014-08-25 2016-03-03 富士電機株式会社 電力変換装置
TWI628896B (zh) 2016-12-12 2018-07-01 群光電能科技股份有限公司 具有寬範圍輸出電壓之充電器
FR3071979B1 (fr) * 2017-10-02 2021-09-24 Schneider Electric Ind Sas Dispositif d'alimentation electrique pour une prise murale pourvue d'un connecteur et prise murale pourvue d'un connecteur et comprenant un tel dispositif d'alimentation electrique
JP2021191079A (ja) * 2020-05-28 2021-12-13 ミツミ電機株式会社 直流電源装置およびそれに用いる電流安定化回路並びに電源ラインのノイズ抑制方法
US11183927B1 (en) 2020-12-04 2021-11-23 Astec International Limited Voltage sense circuit

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6268491U (ja) * 1985-10-17 1987-04-28
JPH03111182U (ja) * 1990-02-22 1991-11-14
JPH0425477U (ja) * 1990-06-20 1992-02-28
JPH07115730A (ja) * 1993-10-15 1995-05-02 Fuji Electric Co Ltd 蓄電池の充放電回路の制御方法およびその制御器

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS57129131A (en) 1981-02-02 1982-08-11 Sony Corp Power source device
JPH0382367A (ja) 1989-08-24 1991-04-08 Nec Corp スイッチング電源回路
JPH0433571A (ja) 1990-05-28 1992-02-04 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源装置
EP0765541B1 (en) 1995-04-05 2000-08-09 Koninklijke Philips Electronics N.V. Switched-mode power supply
US5991168A (en) 1998-05-05 1999-11-23 Lucent Technologies Inc. Transient response network, method of diverting energy in a multiple output power converter and a power converter employing the same
US6492794B2 (en) * 2001-03-30 2002-12-10 Champion Microelectronic Corp. Technique for limiting current through a reactive element in a voltage converter
CN1497828A (zh) 2002-10-11 2004-05-19 罗姆股份有限公司 开关电源装置
JP3427935B1 (ja) * 2002-10-11 2003-07-22 ローム株式会社 スイッチング電源装置
US7782039B1 (en) * 2005-04-27 2010-08-24 Marvell International Ltd. Mixed mode digital control for switching regulator
JP4886562B2 (ja) * 2007-03-19 2012-02-29 本田技研工業株式会社 電力変換器及び多入出力電力変換器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS6268491U (ja) * 1985-10-17 1987-04-28
JPH03111182U (ja) * 1990-02-22 1991-11-14
JPH0425477U (ja) * 1990-06-20 1992-02-28
JPH07115730A (ja) * 1993-10-15 1995-05-02 Fuji Electric Co Ltd 蓄電池の充放電回路の制御方法およびその制御器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10690705B2 (en) 2016-06-15 2020-06-23 Watlow Electric Manufacturing Company Power converter for a thermal system

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