JPH10225116A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JPH10225116A JPH10225116A JP2554697A JP2554697A JPH10225116A JP H10225116 A JPH10225116 A JP H10225116A JP 2554697 A JP2554697 A JP 2554697A JP 2554697 A JP2554697 A JP 2554697A JP H10225116 A JPH10225116 A JP H10225116A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流電源装置の高温環境下での動作時におけ
る内部損失の低減及び電気部品やケース等の過熱の防止
を図る。 【解決手段】 直流電源装置が高温環境下に置かれ、装
置内部の温度が異常に上昇すると、第１又は第２の正特
性サーミスタ５２、５３の抵抗値が急激に増加して定電
力制御用又は定電流制御用ツェナダイオード３０、３７
に流れるバイアス電流が急激に減少し、定電力制御用又
は定電流制御用ツェナダイオード３０、３７がツェナ電
圧を維持できなくなる。このため、定電力制御用又は定
電流制御用ツェナダイオード３０、３７の基準電圧
ＶR2、ＶR3が低下し、定電力制御回路２０又は定電流制
御回路２１による直流出力電流ＩO又は充電電流ＩBの制
限が常温時より少ない電流値でかかる。よって、高温環
境下での動作時において出力電力や出力電流を更に制限
できるので、高温環境下での直流電源装置の内部損失を
低減でき、電気部品やケース等の過熱を防止できる。
る内部損失の低減及び電気部品やケース等の過熱の防止
を図る。 【解決手段】 直流電源装置が高温環境下に置かれ、装
置内部の温度が異常に上昇すると、第１又は第２の正特
性サーミスタ５２、５３の抵抗値が急激に増加して定電
力制御用又は定電流制御用ツェナダイオード３０、３７
に流れるバイアス電流が急激に減少し、定電力制御用又
は定電流制御用ツェナダイオード３０、３７がツェナ電
圧を維持できなくなる。このため、定電力制御用又は定
電流制御用ツェナダイオード３０、３７の基準電圧
ＶR2、ＶR3が低下し、定電力制御回路２０又は定電流制
御回路２１による直流出力電流ＩO又は充電電流ＩBの制
限が常温時より少ない電流値でかかる。よって、高温環
境下での動作時において出力電力や出力電流を更に制限
できるので、高温環境下での直流電源装置の内部損失を
低減でき、電気部品やケース等の過熱を防止できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高温環境下での動
作時における内部損失の低減及び電気部品やケース等の
過熱の防止を図った直流電源装置に関するものである。
作時における内部損失の低減及び電気部品やケース等の
過熱の防止を図った直流電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】直流電源の直流入力をオン・オフ動作に
より断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのス
イッチング素子と、高周波電力を負荷に供給する直流出
力に変換する整流平滑回路と、直流出力に応じてスイッ
チング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備えた直
流電源装置は、従来からＡＣアダプタや無停電電源装置
（ＵＰＳ）等の電源機器の分野で幅広く使用されてい
る。例えば、図５に示す従来の直流電源装置は、直流電
源１の両端に直列接続されたスイッチング素子としての
第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３と、１次巻線４aと
第１及び第２の２次巻線４b、４cとを有するトランス４
と、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各々に対し
て直列に接続されたトランス４の１次巻線４a及び電流
共振用コンデンサ５と、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３の各々と並列に接続された第１及び第２の電圧共
振用コンデンサ６、７とを備えている。トランス４の第
１及び第２の２次巻線４b、４cと出力端子８、９、１０
との間には、第１及び第２の出力整流ダイオード１１、
１２と出力平滑用コンデンサ１３で構成される整流平滑
回路と、直流出力に応じて第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２、３をオン・オフ制御する制御回路１４の定電圧制
御部、定電力制御部及び定電流制御部を構成する制御用
ＩＣ１５と、制御用ＩＣ１５の制御出力信号により駆動
されるフォトカプラ１６の発光部１６aが接続されてい
る。フォトカプラ１６の発光部１６aと第１及び第２の
ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各ゲート端子との間には、フォ
トカプラ１６の受光部１６bと、フォトカプラ１６の受
光部１６bの出力信号に基づいて可変周波数のパルス信
号を発生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７と、電圧制
御発振器１７の出力パルス信号から第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３の各ゲート端子に付与する各オン・オ
フ制御信号ＶG1、ＶG2を発生する制御信号形成回路１８
が接続されている。制御用ＩＣ１５は、出力端子８に接
続されるシステム負荷電圧検出端子１５aと、出力端子
９に接続されるバッテリ負荷電圧検出端子１５bと、フ
ォトカプラ１６の発光部１６aに接続される制御信号出
力端子１５cと、出力端子１０に接続される接地端子１
５dと、出力平滑用コンデンサ１３の負側端子に接続さ
れる出力電流検出端子１５eとを備えている。電圧制御
発振器１７及び制御信号形成回路１８は制御回路１４の
制御信号形成部を構成する。また、トランス４は漏洩イ
ンダクタンスを有するリーケージトランスが使用され、
１次巻線４aと直列に図示しない電流共振用リアクトル
が形成される。更に、簡略のため図示を省略するが、出
力端子８、１０間にはパーソナルコンピュータ等のシス
テム負荷が接続され、出力端子９、１０間にはシステム
負荷のバックアップ電源用の蓄電池等のバッテリ負荷が
接続される。
より断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのス
イッチング素子と、高周波電力を負荷に供給する直流出
力に変換する整流平滑回路と、直流出力に応じてスイッ
チング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備えた直
流電源装置は、従来からＡＣアダプタや無停電電源装置
（ＵＰＳ）等の電源機器の分野で幅広く使用されてい
る。例えば、図５に示す従来の直流電源装置は、直流電
源１の両端に直列接続されたスイッチング素子としての
第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３と、１次巻線４aと
第１及び第２の２次巻線４b、４cとを有するトランス４
と、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各々に対し
て直列に接続されたトランス４の１次巻線４a及び電流
共振用コンデンサ５と、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３の各々と並列に接続された第１及び第２の電圧共
振用コンデンサ６、７とを備えている。トランス４の第
１及び第２の２次巻線４b、４cと出力端子８、９、１０
との間には、第１及び第２の出力整流ダイオード１１、
１２と出力平滑用コンデンサ１３で構成される整流平滑
回路と、直流出力に応じて第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥ
Ｔ２、３をオン・オフ制御する制御回路１４の定電圧制
御部、定電力制御部及び定電流制御部を構成する制御用
ＩＣ１５と、制御用ＩＣ１５の制御出力信号により駆動
されるフォトカプラ１６の発光部１６aが接続されてい
る。フォトカプラ１６の発光部１６aと第１及び第２の
ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各ゲート端子との間には、フォ
トカプラ１６の受光部１６bと、フォトカプラ１６の受
光部１６bの出力信号に基づいて可変周波数のパルス信
号を発生する電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７と、電圧制
御発振器１７の出力パルス信号から第１及び第２のＭＯ
Ｓ-ＦＥＴ２、３の各ゲート端子に付与する各オン・オ
フ制御信号ＶG1、ＶG2を発生する制御信号形成回路１８
が接続されている。制御用ＩＣ１５は、出力端子８に接
続されるシステム負荷電圧検出端子１５aと、出力端子
９に接続されるバッテリ負荷電圧検出端子１５bと、フ
ォトカプラ１６の発光部１６aに接続される制御信号出
力端子１５cと、出力端子１０に接続される接地端子１
５dと、出力平滑用コンデンサ１３の負側端子に接続さ
れる出力電流検出端子１５eとを備えている。電圧制御
発振器１７及び制御信号形成回路１８は制御回路１４の
制御信号形成部を構成する。また、トランス４は漏洩イ
ンダクタンスを有するリーケージトランスが使用され、
１次巻線４aと直列に図示しない電流共振用リアクトル
が形成される。更に、簡略のため図示を省略するが、出
力端子８、１０間にはパーソナルコンピュータ等のシス
テム負荷が接続され、出力端子９、１０間にはシステム
負荷のバックアップ電源用の蓄電池等のバッテリ負荷が
接続される。
【０００３】図６に示すように、制御用ＩＣ１５内に
は、出力端子８、１０間に接続されるシステム負荷に供
給される直流出力電圧ＶOが一定となるように第１及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のそれぞれのオン・オフ期
間を制御するための定電圧制御信号を出力する定電圧制
御回路１９と、システム負荷に供給される直流出力電流
ＩOが定格値を越える場合にシステム負荷に供給される
直流電力、即ち直流出力電圧ＶOと直流出力電流ＩOとの
積が一定となるように第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３のそれぞれのオン・オフ期間を制御するための定
電力制御信号を出力する定電力制御回路２０と、出力端
子９、１０間に接続されるバッテリ負荷に流れる充電電
流ＩBが定格値を越える場合にその充電電流ＩBが一定と
なるように第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のそれ
ぞれのオン・オフ期間を制御するための定電流制御信号
を出力する定電流制御回路２１が設けられている。定電
圧制御回路１９は、システム負荷電圧検出端子１５a及
び接地端子１５d間に接続されかつ出力端子８、１０間
に接続されるシステム負荷に供給される直流出力電圧Ｖ
Oを分圧する定電圧制御用分圧抵抗２２、２３と、直流
出力電圧ＶOの基準値を規定する基準電圧ＶR1を発生す
る定電圧制御用定電圧素子としての定電圧制御用ツェナ
ダイオード２４と、ベース端子に入力される定電圧制御
用分圧抵抗２２、２３の分圧点の電圧とエミッタ端子に
入力される定電圧制御用ツェナダイオード２４の基準電
圧ＶR1とを比較してそれらの誤差電圧を定電圧制御信号
としてコレクタ端子から出力する定電圧制御用比較手段
としての定電圧制御用トランジスタ２５とから構成され
ている。定電力制御回路２０は、出力電流検出端子１５
e及び接地端子１５d間に接続されかつ出力端子８、１０
間に接続されるシステム負荷に供給される直流出力電流
ＩOを電流ＩOに対応する電圧として検出する出力電流検
出手段としての出力電流検出用抵抗２６と、システム負
荷電圧検出端子１５a及び接地端子１５d間に接続されか
つ出力端子８、１０間に接続されるシステム負荷に供給
される直流出力電圧ＶOを分圧する定電力制御用分圧抵
抗２７、２８と、システム負荷電圧検出端子１５a及び
出力電流検出端子１５e間に数ｋΩ程度の抵抗値を有す
るバイアス抵抗２９を介して接続されかつ直流出力電流
ＩOの制限値に対応する基準電圧ＶR2を発生する定電力
制御用定電圧素子としての定電力制御用ツェナダイオー
ド３０と、定電力制御用ツェナダイオード３０と並列に
接続されかつ基準電圧ＶR2を分圧する基準電圧分圧用抵
抗３１、３２と、反転入力端子に入力される定電力制御
用分圧抵抗２７、２８の分圧点の電圧及び出力電流検出
用抵抗２６の検出電圧の和の電圧と非反転入力端子に入
力される基準電圧分圧用抵抗３１、３２の分圧点の電圧
とを比較してそれらの誤差電圧を定電力制御信号として
出力する定電力制御用比較手段としての定電力制御用オ
ペアンプ３３とから構成されている。定電流制御回路２
１は、バッテリ負荷電圧検出端子１５b及びシステム負
荷電圧検出端子１５a間に接続されかつ出力端子９、１
０間に接続されるバッテリ負荷に流れる充電電流ＩBを
電流ＩBに対応する電圧として検出する負荷電流検出手
段としての充電電流検出用抵抗３４と、充電電流検出用
抵抗３４に対して直列に接続される直列抵抗３５と、出
力電流検出端子１５e及びバッテリ負荷電圧検出端子１
５b間に数ｋΩ程度の抵抗値を有するバイアス抵抗３６
を介して接続されかつ充電電流ＩBの制限値に対応する
基準電圧ＶR3を発生する定電流制御用定電圧素子として
の定電流制御用ツェナダイオード３７と、定電流制御用
ツェナダイオード３７と並列に接続されかつ基準電圧Ｖ
R3を分圧する基準電圧分圧用抵抗３８、３９と、直列抵
抗３５を介して反転入力端子に入力される充電電流検出
用抵抗３４の検出電圧と非反転入力端子に入力される基
準電圧分圧用抵抗３８、３９の分圧点の電圧とを比較し
てそれらの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定
電流制御用比較手段としての定電流制御用オペアンプ４
０とから構成されている。定電力制御回路２０の定電力
制御用オペアンプ３３の定電力制御信号及び定電流制御
回路２１の定電流制御用オペアンプ４０の定電流制御信
号はダイオード４１、４２によりこれらの論理和信号と
なる。定電力制御信号と定電流制御信号との論理和信号
は、更に抵抗４３、４４を介して定電圧制御回路１９の
定電圧制御用トランジスタ２５の定電圧制御信号との論
理和信号となり、制御信号出力端子１５cから出力され
る。
は、出力端子８、１０間に接続されるシステム負荷に供
給される直流出力電圧ＶOが一定となるように第１及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のそれぞれのオン・オフ期
間を制御するための定電圧制御信号を出力する定電圧制
御回路１９と、システム負荷に供給される直流出力電流
ＩOが定格値を越える場合にシステム負荷に供給される
直流電力、即ち直流出力電圧ＶOと直流出力電流ＩOとの
積が一定となるように第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３のそれぞれのオン・オフ期間を制御するための定
電力制御信号を出力する定電力制御回路２０と、出力端
子９、１０間に接続されるバッテリ負荷に流れる充電電
流ＩBが定格値を越える場合にその充電電流ＩBが一定と
なるように第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のそれ
ぞれのオン・オフ期間を制御するための定電流制御信号
を出力する定電流制御回路２１が設けられている。定電
圧制御回路１９は、システム負荷電圧検出端子１５a及
び接地端子１５d間に接続されかつ出力端子８、１０間
に接続されるシステム負荷に供給される直流出力電圧Ｖ
Oを分圧する定電圧制御用分圧抵抗２２、２３と、直流
出力電圧ＶOの基準値を規定する基準電圧ＶR1を発生す
る定電圧制御用定電圧素子としての定電圧制御用ツェナ
ダイオード２４と、ベース端子に入力される定電圧制御
用分圧抵抗２２、２３の分圧点の電圧とエミッタ端子に
入力される定電圧制御用ツェナダイオード２４の基準電
圧ＶR1とを比較してそれらの誤差電圧を定電圧制御信号
としてコレクタ端子から出力する定電圧制御用比較手段
としての定電圧制御用トランジスタ２５とから構成され
ている。定電力制御回路２０は、出力電流検出端子１５
e及び接地端子１５d間に接続されかつ出力端子８、１０
間に接続されるシステム負荷に供給される直流出力電流
ＩOを電流ＩOに対応する電圧として検出する出力電流検
出手段としての出力電流検出用抵抗２６と、システム負
荷電圧検出端子１５a及び接地端子１５d間に接続されか
つ出力端子８、１０間に接続されるシステム負荷に供給
される直流出力電圧ＶOを分圧する定電力制御用分圧抵
抗２７、２８と、システム負荷電圧検出端子１５a及び
出力電流検出端子１５e間に数ｋΩ程度の抵抗値を有す
るバイアス抵抗２９を介して接続されかつ直流出力電流
ＩOの制限値に対応する基準電圧ＶR2を発生する定電力
制御用定電圧素子としての定電力制御用ツェナダイオー
ド３０と、定電力制御用ツェナダイオード３０と並列に
接続されかつ基準電圧ＶR2を分圧する基準電圧分圧用抵
抗３１、３２と、反転入力端子に入力される定電力制御
用分圧抵抗２７、２８の分圧点の電圧及び出力電流検出
用抵抗２６の検出電圧の和の電圧と非反転入力端子に入
力される基準電圧分圧用抵抗３１、３２の分圧点の電圧
とを比較してそれらの誤差電圧を定電力制御信号として
出力する定電力制御用比較手段としての定電力制御用オ
ペアンプ３３とから構成されている。定電流制御回路２
１は、バッテリ負荷電圧検出端子１５b及びシステム負
荷電圧検出端子１５a間に接続されかつ出力端子９、１
０間に接続されるバッテリ負荷に流れる充電電流ＩBを
電流ＩBに対応する電圧として検出する負荷電流検出手
段としての充電電流検出用抵抗３４と、充電電流検出用
抵抗３４に対して直列に接続される直列抵抗３５と、出
力電流検出端子１５e及びバッテリ負荷電圧検出端子１
５b間に数ｋΩ程度の抵抗値を有するバイアス抵抗３６
を介して接続されかつ充電電流ＩBの制限値に対応する
基準電圧ＶR3を発生する定電流制御用定電圧素子として
の定電流制御用ツェナダイオード３７と、定電流制御用
ツェナダイオード３７と並列に接続されかつ基準電圧Ｖ
R3を分圧する基準電圧分圧用抵抗３８、３９と、直列抵
抗３５を介して反転入力端子に入力される充電電流検出
用抵抗３４の検出電圧と非反転入力端子に入力される基
準電圧分圧用抵抗３８、３９の分圧点の電圧とを比較し
てそれらの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定
電流制御用比較手段としての定電流制御用オペアンプ４
０とから構成されている。定電力制御回路２０の定電力
制御用オペアンプ３３の定電力制御信号及び定電流制御
回路２１の定電流制御用オペアンプ４０の定電流制御信
号はダイオード４１、４２によりこれらの論理和信号と
なる。定電力制御信号と定電流制御信号との論理和信号
は、更に抵抗４３、４４を介して定電圧制御回路１９の
定電圧制御用トランジスタ２５の定電圧制御信号との論
理和信号となり、制御信号出力端子１５cから出力され
る。
【０００４】制御用ＩＣ１５の制御信号出力端子１５c
からの出力信号により、フォトカプラ１６の発光部１６
aが駆動され、この出力信号に基づいてフォトカプラ１
６の発光部１６aの光出力が制御される。フォトカプラ
１６の発光部１６aの光出力は受光部１６bに伝達され、
発光部１６aの光出力に応じて受光部１６bに流れる電流
が制御される。フォトカプラ１６の受光部１６bに流れ
る電流により、受光部１６bのエミッタ端子に直列接続
された抵抗４５の接続点に電圧が発生し、この電圧に基
づいて電圧制御発振器１７から可変周波数のパルス信号
が出力される。この出力パルス信号は制御信号形成回路
１８に入力され、電圧制御発振器１７の出力パルス信号
に応じて第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各ゲー
ト端子に付与する各オン・オフ制御信号ＶG1、ＶG2のオ
フ期間がオン期間を一定として制御され、各オン・オフ
制御信号ＶG1、ＶG2がパルス周波数変調（ＰＦＭ）され
る。これにより、出力端子８、１０間に接続されるシス
テム負荷に供給される直流出力電圧ＶO及び直流出力電
流ＩO並びに出力端子９、１０間に接続されるバッテリ
負荷に流れる充電電流ＩBに応じて制御回路１４により
第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオン・オフ期間
が制御され、システム負荷及びバッテリ負荷に常時安定
した直流出力が供給される。
からの出力信号により、フォトカプラ１６の発光部１６
aが駆動され、この出力信号に基づいてフォトカプラ１
６の発光部１６aの光出力が制御される。フォトカプラ
１６の発光部１６aの光出力は受光部１６bに伝達され、
発光部１６aの光出力に応じて受光部１６bに流れる電流
が制御される。フォトカプラ１６の受光部１６bに流れ
る電流により、受光部１６bのエミッタ端子に直列接続
された抵抗４５の接続点に電圧が発生し、この電圧に基
づいて電圧制御発振器１７から可変周波数のパルス信号
が出力される。この出力パルス信号は制御信号形成回路
１８に入力され、電圧制御発振器１７の出力パルス信号
に応じて第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の各ゲー
ト端子に付与する各オン・オフ制御信号ＶG1、ＶG2のオ
フ期間がオン期間を一定として制御され、各オン・オフ
制御信号ＶG1、ＶG2がパルス周波数変調（ＰＦＭ）され
る。これにより、出力端子８、１０間に接続されるシス
テム負荷に供給される直流出力電圧ＶO及び直流出力電
流ＩO並びに出力端子９、１０間に接続されるバッテリ
負荷に流れる充電電流ＩBに応じて制御回路１４により
第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオン・オフ期間
が制御され、システム負荷及びバッテリ負荷に常時安定
した直流出力が供給される。
【０００５】図５に示す直流電源装置の主回路の動作は
次の通りである。直流電源１からの直流入力電圧を第１
及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の直列回路に印加し、
制御回路１４内の制御信号形成回路１８からの各オン・
オフ制御信号ＶG1、ＶG2により第１及び第２のＭＯＳ-
ＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動作させると、トラン
ス４の１次巻線４a及び電流共振用コンデンサ５に高周
波電流が流れる。これにより、トランス４内の電流共振
用リアクトルと電流共振用コンデンサ５とが共振し、ト
ランス４内の電流共振用リアクトル及び電流共振用コン
デンサ５で構成される直列共振回路に正弦波状の共振電
流が流れる。このため、第１又は第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３のターンオン時において、それぞれのＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２、３に共振電流が流れ、各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
に流れるドレイン電流の立上りが正弦波状となる。ま
た、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のターンオフ
時には、トランス４の１次巻線４aと第１及び第２の電
圧共振用コンデンサ６、７とが電圧共振して各ＭＯＳ-
ＦＥＴ２、３のドレイン−ソース端子間の電圧がそれぞ
れ０Ｖから緩やかに上昇する。更に、トランス４の１次
巻線４aに流れる高周波電流により第１及び第２の２次
巻線４b、４cに高周波電圧が誘起され、この高周波電圧
は第１及び第２の出力整流ダイオード１１、１２と平滑
コンデンサ１３とから成る整流平滑回路により整流平滑
されて直流電圧に変換され、出力端子８、１０間に接続
されるシステム負荷に直流出力が供給される。これと同
時に、出力端子９、１０間に接続されるバッテリ負荷に
制御用ＩＣ１５内の充電電流検出用抵抗３４を介して充
電電流ＩBが流れ、バッテリ負荷が充電される。
次の通りである。直流電源１からの直流入力電圧を第１
及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３の直列回路に印加し、
制御回路１４内の制御信号形成回路１８からの各オン・
オフ制御信号ＶG1、ＶG2により第１及び第２のＭＯＳ-
ＦＥＴ２、３を交互にオン・オフ動作させると、トラン
ス４の１次巻線４a及び電流共振用コンデンサ５に高周
波電流が流れる。これにより、トランス４内の電流共振
用リアクトルと電流共振用コンデンサ５とが共振し、ト
ランス４内の電流共振用リアクトル及び電流共振用コン
デンサ５で構成される直列共振回路に正弦波状の共振電
流が流れる。このため、第１又は第２のＭＯＳ-ＦＥＴ
２、３のターンオン時において、それぞれのＭＯＳ-Ｆ
ＥＴ２、３に共振電流が流れ、各ＭＯＳ-ＦＥＴ２、３
に流れるドレイン電流の立上りが正弦波状となる。ま
た、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のターンオフ
時には、トランス４の１次巻線４aと第１及び第２の電
圧共振用コンデンサ６、７とが電圧共振して各ＭＯＳ-
ＦＥＴ２、３のドレイン−ソース端子間の電圧がそれぞ
れ０Ｖから緩やかに上昇する。更に、トランス４の１次
巻線４aに流れる高周波電流により第１及び第２の２次
巻線４b、４cに高周波電圧が誘起され、この高周波電圧
は第１及び第２の出力整流ダイオード１１、１２と平滑
コンデンサ１３とから成る整流平滑回路により整流平滑
されて直流電圧に変換され、出力端子８、１０間に接続
されるシステム負荷に直流出力が供給される。これと同
時に、出力端子９、１０間に接続されるバッテリ負荷に
制御用ＩＣ１５内の充電電流検出用抵抗３４を介して充
電電流ＩBが流れ、バッテリ負荷が充電される。
【０００６】次に、図５に示す直流電源装置の出力制御
動作について説明する。出力端子８、１０間に接続され
るシステム負荷に流れる直流出力電流ＩOが定格値Ｉ
OMAX以内である場合は、制御回路１４における制御用Ｉ
Ｃ１５内の定電圧制御回路１９によりシステム負荷に供
給する直流出力電圧ＶOが図７のＡ線に示すように一定
値Ｖ1に制御される。このとき、出力端子８、１０間の
直流出力電圧ＶOは制御用ＩＣ１５のシステム負荷電圧
検出端子１５aに入力され、定電圧制御回路１９の定電
圧制御用分圧抵抗２２、２３により分圧される。定電圧
制御用分圧抵抗２２、２３の分圧点の電圧は定電圧制御
用トランジスタ２５のベース端子に入力され、エミッタ
端子に入力される定電圧制御用ツェナダイオード２４の
基準電圧ＶR1と比較されてそれらの誤差電圧が定電圧制
御信号として同トランジスタ２５のコレクタ端子から出
力される。定電圧制御用トランジスタ２５のコレクタ端
子からの定電圧制御信号は、抵抗４４を介して制御用Ｉ
Ｃ１５の制御信号出力端子１５cからフォトカプラ１６
の発光部１６aに出力される。したがって、例えば直流
出力電圧ＶOの分圧電圧が定電圧制御用ツェナダイオー
ド２４の基準電圧ＶR1より低い場合は、定電圧制御用ト
ランジスタ２５のコレクタ端子から出力される誤差電圧
が正の値となり、フォトカプラ１６の発光部１６aの光
出力が小さくなるので、受光部１６bに流れる電流が減
少する。このため、電圧制御発振器１７に入力される電
圧が高くなりかつ出力されるパルス信号の周波数が高く
なるので、制御信号形成回路１８から出力されるオン・
オフ制御信号ＶG1、ＶG2の周波数が高くなり、第１及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期間が短くなる。こ
れとは逆に、直流出力電圧ＶOが定電圧制御用ツェナダ
イオード２４の基準電圧ＶR1より高い場合は、前記と全
く逆の動作が制御回路１４内において行なわれ、第１及
び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期間が長くなる。
これにより、直流出力電圧ＶOが一定値Ｖ1に制御され、
出力端子８、１０からシステム負荷に定電圧の直流出力
が供給される。
動作について説明する。出力端子８、１０間に接続され
るシステム負荷に流れる直流出力電流ＩOが定格値Ｉ
OMAX以内である場合は、制御回路１４における制御用Ｉ
Ｃ１５内の定電圧制御回路１９によりシステム負荷に供
給する直流出力電圧ＶOが図７のＡ線に示すように一定
値Ｖ1に制御される。このとき、出力端子８、１０間の
直流出力電圧ＶOは制御用ＩＣ１５のシステム負荷電圧
検出端子１５aに入力され、定電圧制御回路１９の定電
圧制御用分圧抵抗２２、２３により分圧される。定電圧
制御用分圧抵抗２２、２３の分圧点の電圧は定電圧制御
用トランジスタ２５のベース端子に入力され、エミッタ
端子に入力される定電圧制御用ツェナダイオード２４の
基準電圧ＶR1と比較されてそれらの誤差電圧が定電圧制
御信号として同トランジスタ２５のコレクタ端子から出
力される。定電圧制御用トランジスタ２５のコレクタ端
子からの定電圧制御信号は、抵抗４４を介して制御用Ｉ
Ｃ１５の制御信号出力端子１５cからフォトカプラ１６
の発光部１６aに出力される。したがって、例えば直流
出力電圧ＶOの分圧電圧が定電圧制御用ツェナダイオー
ド２４の基準電圧ＶR1より低い場合は、定電圧制御用ト
ランジスタ２５のコレクタ端子から出力される誤差電圧
が正の値となり、フォトカプラ１６の発光部１６aの光
出力が小さくなるので、受光部１６bに流れる電流が減
少する。このため、電圧制御発振器１７に入力される電
圧が高くなりかつ出力されるパルス信号の周波数が高く
なるので、制御信号形成回路１８から出力されるオン・
オフ制御信号ＶG1、ＶG2の周波数が高くなり、第１及び
第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期間が短くなる。こ
れとは逆に、直流出力電圧ＶOが定電圧制御用ツェナダ
イオード２４の基準電圧ＶR1より高い場合は、前記と全
く逆の動作が制御回路１４内において行なわれ、第１及
び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期間が長くなる。
これにより、直流出力電圧ＶOが一定値Ｖ1に制御され、
出力端子８、１０からシステム負荷に定電圧の直流出力
が供給される。
【０００７】また、出力端子８、１０間に接続されるシ
ステム負荷に流れる直流出力電流ＩOが定格値ＩOMAXを
越える場合は、制御回路１４における制御用ＩＣ１５内
の定電力制御回路２０によりシステム負荷に供給する直
流電力、即ち直流出力電圧ＶOと直流出力電流ＩOとの積
が一定となるように制御される。よって、システム負荷
に供給される直流出力電圧ＶOの低下にともなってシス
テム負荷に供給される直流出力電流ＩOが増加するよう
に制御されるので、図７に示す直流出力電流ＩOに対す
る直流出力電圧ＶOの特性は同図のＢ線に示すように右
下がりの特性となる。このとき、システム負荷に供給さ
れる直流出力電流ＩOは制御用ＩＣ１５の接地端子１５d
から出力電流検出用抵抗２６を通して出力電流検出端子
１５eに流れ、電流ＩOに対応する電圧として検出され
る。システム負荷に供給される直流出力電圧ＶOは制御
用ＩＣ１５のシステム負荷電圧検出端子１５aに入力さ
れ、定電力制御回路２０の定電力制御用分圧抵抗２７、
２８により分圧される。一方、定電力制御用ツェナダイ
オード３０の基準電圧ＶR2は基準電圧分圧用抵抗３１、
３２により分圧される。出力電流検出用抵抗２６の検出
電圧は、定電力制御用分圧抵抗２７、２８の分圧点にお
ける電圧と加算されて定電力制御用オペアンプ３３の反
転入力端子に入力され、非反転入力端子に入力される基
準電圧分圧用抵抗３１、３２の分圧点の電圧と比較され
てそれらの誤差電圧が定電力制御信号として同オペアン
プ３３の出力端子から出力される。定電力制御用オペア
ンプ３３の出力端子からの定電力制御信号はダイオード
４１及び抵抗４３を介して前述の定電圧制御信号との論
理和信号となり、制御用ＩＣ１５の制御信号出力端子１
５cからフォトカプラ１６の発光部１６aに出力される。
したがって、直流出力電流ＩOが定格値ＩOMAXを越え、
定電力制御用オペアンプ３３の反転入力端子に入力され
る電圧が非反転入力端子に入力される定電力制御用ツェ
ナダイオード３０の基準電圧ＶR2の分圧電圧より高くな
ると、定電力制御用オペアンプ３３の誤差電圧が負の値
となり、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期
間が長くなるので、システム負荷に供給される直流出力
電圧ＶOが低下する。一方、定電力制御用オペアンプ３
３の反転入力端子に入力される電圧には定電力制御用分
圧抵抗２７により直流出力電圧ＶOに比例したバイアス
がかかるため、直流出力電圧ＶOが低下すると直流出力
電流ＩOが増加する図７のＢ線に示すような右下がりの
定電力出力特性が得られる。
ステム負荷に流れる直流出力電流ＩOが定格値ＩOMAXを
越える場合は、制御回路１４における制御用ＩＣ１５内
の定電力制御回路２０によりシステム負荷に供給する直
流電力、即ち直流出力電圧ＶOと直流出力電流ＩOとの積
が一定となるように制御される。よって、システム負荷
に供給される直流出力電圧ＶOの低下にともなってシス
テム負荷に供給される直流出力電流ＩOが増加するよう
に制御されるので、図７に示す直流出力電流ＩOに対す
る直流出力電圧ＶOの特性は同図のＢ線に示すように右
下がりの特性となる。このとき、システム負荷に供給さ
れる直流出力電流ＩOは制御用ＩＣ１５の接地端子１５d
から出力電流検出用抵抗２６を通して出力電流検出端子
１５eに流れ、電流ＩOに対応する電圧として検出され
る。システム負荷に供給される直流出力電圧ＶOは制御
用ＩＣ１５のシステム負荷電圧検出端子１５aに入力さ
れ、定電力制御回路２０の定電力制御用分圧抵抗２７、
２８により分圧される。一方、定電力制御用ツェナダイ
オード３０の基準電圧ＶR2は基準電圧分圧用抵抗３１、
３２により分圧される。出力電流検出用抵抗２６の検出
電圧は、定電力制御用分圧抵抗２７、２８の分圧点にお
ける電圧と加算されて定電力制御用オペアンプ３３の反
転入力端子に入力され、非反転入力端子に入力される基
準電圧分圧用抵抗３１、３２の分圧点の電圧と比較され
てそれらの誤差電圧が定電力制御信号として同オペアン
プ３３の出力端子から出力される。定電力制御用オペア
ンプ３３の出力端子からの定電力制御信号はダイオード
４１及び抵抗４３を介して前述の定電圧制御信号との論
理和信号となり、制御用ＩＣ１５の制御信号出力端子１
５cからフォトカプラ１６の発光部１６aに出力される。
したがって、直流出力電流ＩOが定格値ＩOMAXを越え、
定電力制御用オペアンプ３３の反転入力端子に入力され
る電圧が非反転入力端子に入力される定電力制御用ツェ
ナダイオード３０の基準電圧ＶR2の分圧電圧より高くな
ると、定電力制御用オペアンプ３３の誤差電圧が負の値
となり、第１及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期
間が長くなるので、システム負荷に供給される直流出力
電圧ＶOが低下する。一方、定電力制御用オペアンプ３
３の反転入力端子に入力される電圧には定電力制御用分
圧抵抗２７により直流出力電圧ＶOに比例したバイアス
がかかるため、直流出力電圧ＶOが低下すると直流出力
電流ＩOが増加する図７のＢ線に示すような右下がりの
定電力出力特性が得られる。
【０００８】更に、出力端子９、１０間に接続されるバ
ッテリ負荷に流れる充電電流ＩBが定格値ＩBMAXを越え
る場合は、制御回路１４における制御用ＩＣ１５内の定
電流制御回路２１によりバッテリ負荷に供給する充電電
流ＩBが図７のＣ線に示すように定格値ＩBMAX一定に制
御される。このとき、バッテリ負荷に流れる充電電流Ｉ
Bは制御用ＩＣ１５内の充電電流検出用抵抗３４を介し
て流れ、充電電流ＩBに対応する電圧として検出され
る。一方、定電流制御用ツェナダイオード３７の基準電
圧ＶR3は基準電圧分圧用抵抗３８、３９により分圧され
る。充電電流検出用抵抗３４の検出電圧は直列抵抗３５
を介して定電流制御用オペアンプ４０の反転入力端子に
入力され、非反転入力端子に入力される基準電圧分圧用
抵抗３８、３９の分圧点の電圧と比較されてそれらの誤
差電圧が定電流制御信号として同オペアンプ４０の出力
端子から出力される。定電流制御用オペアンプ４０の出
力端子からの定電流制御信号はダイオード４２及び抵抗
４３を介して前述の定電圧制御信号との論理和信号とな
り、制御用ＩＣ１５の制御信号出力端子１５cからフォ
トカプラ１６の発光部１６aに出力される。したがっ
て、バッテリ負荷に流れる充電電流ＩBが定格値ＩBMAX
を越え、直列抵抗３５を介して検出される充電電流検出
用抵抗３４の検出電圧が定電流制御用ツェナダイオード
３７の基準電圧ＶR3の分圧電圧より高くなると、定電流
制御用オペアンプ４０の誤差電圧が負の値となり、第１
及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期間が長くなる
ので、直流出力電圧ＶOが急激に低下してバッテリ負荷
に流れる充電電流ＩBが図７のＣ線に示すように定格値
ＩBMAX一定となり、定電流出力特性が得られる。
ッテリ負荷に流れる充電電流ＩBが定格値ＩBMAXを越え
る場合は、制御回路１４における制御用ＩＣ１５内の定
電流制御回路２１によりバッテリ負荷に供給する充電電
流ＩBが図７のＣ線に示すように定格値ＩBMAX一定に制
御される。このとき、バッテリ負荷に流れる充電電流Ｉ
Bは制御用ＩＣ１５内の充電電流検出用抵抗３４を介し
て流れ、充電電流ＩBに対応する電圧として検出され
る。一方、定電流制御用ツェナダイオード３７の基準電
圧ＶR3は基準電圧分圧用抵抗３８、３９により分圧され
る。充電電流検出用抵抗３４の検出電圧は直列抵抗３５
を介して定電流制御用オペアンプ４０の反転入力端子に
入力され、非反転入力端子に入力される基準電圧分圧用
抵抗３８、３９の分圧点の電圧と比較されてそれらの誤
差電圧が定電流制御信号として同オペアンプ４０の出力
端子から出力される。定電流制御用オペアンプ４０の出
力端子からの定電流制御信号はダイオード４２及び抵抗
４３を介して前述の定電圧制御信号との論理和信号とな
り、制御用ＩＣ１５の制御信号出力端子１５cからフォ
トカプラ１６の発光部１６aに出力される。したがっ
て、バッテリ負荷に流れる充電電流ＩBが定格値ＩBMAX
を越え、直列抵抗３５を介して検出される充電電流検出
用抵抗３４の検出電圧が定電流制御用ツェナダイオード
３７の基準電圧ＶR3の分圧電圧より高くなると、定電流
制御用オペアンプ４０の誤差電圧が負の値となり、第１
及び第２のＭＯＳ-ＦＥＴ２、３のオフ期間が長くなる
ので、直流出力電圧ＶOが急激に低下してバッテリ負荷
に流れる充電電流ＩBが図７のＣ線に示すように定格値
ＩBMAX一定となり、定電流出力特性が得られる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、ＡＣアダプ
タ等の小形の直流電源装置は近年急激に小形化が進み、
これに伴ってこれらの直流電源装置が製造者の意図に反
した条件下で使用される機会が増えている。例えば、机
や床の上のような常温環境下で使用することを前提とし
て製造された小形のＡＣアダプタは、布団やこたつの中
のような高温環境下で使用することは考慮されていない
ことが多い。また、図５及び図６に示す直流電源装置の
出力制御動作は、周囲環境の温度変化とは無関係に一定
である。したがって、図５及び図６に示す従来の直流電
源装置を前述のＡＣアダプタ等に適用した場合、高温環
境下での動作時において内部損失が増加して電気部品や
ケース等が異常に過熱し、電気部品の破損やケースの変
形等が発生したり、過度の場合には発煙、発火や感電事
故等を引き起こす恐れがある。
タ等の小形の直流電源装置は近年急激に小形化が進み、
これに伴ってこれらの直流電源装置が製造者の意図に反
した条件下で使用される機会が増えている。例えば、机
や床の上のような常温環境下で使用することを前提とし
て製造された小形のＡＣアダプタは、布団やこたつの中
のような高温環境下で使用することは考慮されていない
ことが多い。また、図５及び図６に示す直流電源装置の
出力制御動作は、周囲環境の温度変化とは無関係に一定
である。したがって、図５及び図６に示す従来の直流電
源装置を前述のＡＣアダプタ等に適用した場合、高温環
境下での動作時において内部損失が増加して電気部品や
ケース等が異常に過熱し、電気部品の破損やケースの変
形等が発生したり、過度の場合には発煙、発火や感電事
故等を引き起こす恐れがある。
【００１０】そこで、本発明では高温環境下での動作時
において内部損失を低減しかつ電気部品やケース等の過
熱を防止できる直流電源装置を提供することを目的とす
る。
において内部損失を低減しかつ電気部品やケース等の過
熱を防止できる直流電源装置を提供することを目的とす
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明による直流電源装
置は、直流電源の直流入力をオン・オフ動作により断続
して高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチン
グ素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直流出力に
変換する整流平滑回路と、前記直流出力に応じて前記ス
イッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備
え、前記制御回路は、前記負荷に供給される直流出力電
圧が一定となるように前記スイッチング素子のオン・オ
フ期間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御
部と、前記負荷に供給される直流出力電流が定格値を越
える場合に前記負荷に供給される直流電力が一定となる
ように前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御す
る定電力制御信号を出力する定電力制御部と、前記定電
圧制御信号及び前記定電力制御信号に基づいて前記スイ
ッチング素子の制御端子に付与するオン・オフ制御信号
を形成する制御信号形成部とを有し、前記定電圧制御部
は、前記負荷に供給される直流出力電圧を分圧する定電
圧制御用分圧抵抗と、前記直流出力電圧の基準値を規定
する基準電圧を発生する定電圧制御用定電圧素子と、前
記定電圧制御用分圧抵抗の分圧点の電圧と前記定電圧制
御用定電圧素子の基準電圧とを比較してそれらの誤差電
圧を定電圧制御信号として出力する定電圧制御用比較手
段とから成り、前記定電力制御部は、前記負荷に供給さ
れる直流出力電流を該電流に対応する電圧として検出す
る出力電流検出手段と、前記負荷に供給される直流出力
電圧を分圧する定電力制御用分圧抵抗と、前記直流出力
電圧にバイアスされかつ前記直流出力電流の制限値に対
応する基準電圧を発生する定電力制御用定電圧素子と、
前記定電力制御用分圧抵抗の分圧点の電圧及び前記出力
電流検出手段の検出電圧の和の電圧と前記定電力制御用
定電圧素子の基準電圧とを比較してそれらの誤差電圧を
定電力制御信号として出力する定電力制御用比較手段と
から成る。この直流電源装置では、周囲温度の変化に正
比例して抵抗値が変化する正特性の感温素子を前記定電
力制御用定電圧素子と直列に接続している。
置は、直流電源の直流入力をオン・オフ動作により断続
して高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチン
グ素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直流出力に
変換する整流平滑回路と、前記直流出力に応じて前記ス
イッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備
え、前記制御回路は、前記負荷に供給される直流出力電
圧が一定となるように前記スイッチング素子のオン・オ
フ期間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御
部と、前記負荷に供給される直流出力電流が定格値を越
える場合に前記負荷に供給される直流電力が一定となる
ように前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御す
る定電力制御信号を出力する定電力制御部と、前記定電
圧制御信号及び前記定電力制御信号に基づいて前記スイ
ッチング素子の制御端子に付与するオン・オフ制御信号
を形成する制御信号形成部とを有し、前記定電圧制御部
は、前記負荷に供給される直流出力電圧を分圧する定電
圧制御用分圧抵抗と、前記直流出力電圧の基準値を規定
する基準電圧を発生する定電圧制御用定電圧素子と、前
記定電圧制御用分圧抵抗の分圧点の電圧と前記定電圧制
御用定電圧素子の基準電圧とを比較してそれらの誤差電
圧を定電圧制御信号として出力する定電圧制御用比較手
段とから成り、前記定電力制御部は、前記負荷に供給さ
れる直流出力電流を該電流に対応する電圧として検出す
る出力電流検出手段と、前記負荷に供給される直流出力
電圧を分圧する定電力制御用分圧抵抗と、前記直流出力
電圧にバイアスされかつ前記直流出力電流の制限値に対
応する基準電圧を発生する定電力制御用定電圧素子と、
前記定電力制御用分圧抵抗の分圧点の電圧及び前記出力
電流検出手段の検出電圧の和の電圧と前記定電力制御用
定電圧素子の基準電圧とを比較してそれらの誤差電圧を
定電力制御信号として出力する定電力制御用比較手段と
から成る。この直流電源装置では、周囲温度の変化に正
比例して抵抗値が変化する正特性の感温素子を前記定電
力制御用定電圧素子と直列に接続している。
【００１２】図示の実施形態では、前記制御回路は、前
記負荷と並列に接続される他の負荷に流れる電流が定格
値を越える場合に該電流が一定となるように前記スイッ
チング素子のオン・オフ期間を制御する定電流制御信号
を出力する定電流制御部と、前記定電流制御信号に基づ
いて前記スイッチング素子の制御端子に付与するオン・
オフ制御信号を形成する制御信号形成部とを有し、前記
定電流制御部は、前記他の負荷に流れる電流を該電流に
対応する電圧として検出する負荷電流検出手段と、前記
直流出力電圧にバイアスされかつ前記他の負荷に流れる
電流の制限値に対応する基準電圧を発生する定電流制御
用定電圧素子と、前記負荷電流検出手段の検出電圧と前
記定電流制御用定電圧素子の基準電圧とを比較してそれ
らの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定電流制
御用比較手段とから成り、周囲温度の変化に正比例して
抵抗値が変化する正特性の感温素子を前記定電流制御用
定電圧素子と直列に接続している。
記負荷と並列に接続される他の負荷に流れる電流が定格
値を越える場合に該電流が一定となるように前記スイッ
チング素子のオン・オフ期間を制御する定電流制御信号
を出力する定電流制御部と、前記定電流制御信号に基づ
いて前記スイッチング素子の制御端子に付与するオン・
オフ制御信号を形成する制御信号形成部とを有し、前記
定電流制御部は、前記他の負荷に流れる電流を該電流に
対応する電圧として検出する負荷電流検出手段と、前記
直流出力電圧にバイアスされかつ前記他の負荷に流れる
電流の制限値に対応する基準電圧を発生する定電流制御
用定電圧素子と、前記負荷電流検出手段の検出電圧と前
記定電流制御用定電圧素子の基準電圧とを比較してそれ
らの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定電流制
御用比較手段とから成り、周囲温度の変化に正比例して
抵抗値が変化する正特性の感温素子を前記定電流制御用
定電圧素子と直列に接続している。
【００１３】また、本発明による他の直流電源装置で
は、直流電源の直流入力をオン・オフ動作により断続し
て高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチング
素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直流出力に変
換する整流平滑回路と、前記直流出力に応じて前記スイ
ッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記負荷に供給される直流出力電圧が
一定となるように前記スイッチング素子のオン・オフ期
間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御部
と、前記負荷に流れる電流が定格値を越える場合に該電
流が一定となるように前記スイッチング素子のオン・オ
フ期間を制御する定電流制御信号を出力する定電流制御
部と、前記定電圧制御信号及び前記定電流制御信号に基
づいて前記スイッチング素子の制御端子に付与するオン
・オフ制御信号を形成する制御信号形成部とを有し、前
記定電圧制御部は、前記負荷に供給される直流出力電圧
を分圧する定電圧制御用分圧抵抗と、前記直流出力電圧
の基準値を規定する基準電圧を発生する定電圧制御用定
電圧素子と、前記定電圧制御用分圧抵抗の分圧点の電圧
と前記定電圧制御用定電圧素子の基準電圧とを比較して
それらの誤差電圧を定電圧制御信号として出力する定電
圧制御用比較手段とから成り、前記定電流制御部は、前
記負荷に流れる電流を該電流に対応する電圧として検出
する負荷電流検出手段と、前記直流出力電圧にバイアス
されかつ前記負荷に流れる電流の制限値に対応する基準
電圧を発生する定電流制御用定電圧素子と、前記負荷電
流検出手段の検出電圧と前記定電流制御用定電圧素子の
基準電圧とを比較してそれらの誤差電圧を定電流制御信
号として出力する定電流制御用比較手段とから成る。こ
の直流電源装置では、周囲温度の変化に正比例して抵抗
値が変化する正特性の感温素子を前記定電流制御用定電
圧素子と直列に接続している。
は、直流電源の直流入力をオン・オフ動作により断続し
て高周波電力に変換する少なくとも１つのスイッチング
素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直流出力に変
換する整流平滑回路と、前記直流出力に応じて前記スイ
ッチング素子をオン・オフ制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記負荷に供給される直流出力電圧が
一定となるように前記スイッチング素子のオン・オフ期
間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御部
と、前記負荷に流れる電流が定格値を越える場合に該電
流が一定となるように前記スイッチング素子のオン・オ
フ期間を制御する定電流制御信号を出力する定電流制御
部と、前記定電圧制御信号及び前記定電流制御信号に基
づいて前記スイッチング素子の制御端子に付与するオン
・オフ制御信号を形成する制御信号形成部とを有し、前
記定電圧制御部は、前記負荷に供給される直流出力電圧
を分圧する定電圧制御用分圧抵抗と、前記直流出力電圧
の基準値を規定する基準電圧を発生する定電圧制御用定
電圧素子と、前記定電圧制御用分圧抵抗の分圧点の電圧
と前記定電圧制御用定電圧素子の基準電圧とを比較して
それらの誤差電圧を定電圧制御信号として出力する定電
圧制御用比較手段とから成り、前記定電流制御部は、前
記負荷に流れる電流を該電流に対応する電圧として検出
する負荷電流検出手段と、前記直流出力電圧にバイアス
されかつ前記負荷に流れる電流の制限値に対応する基準
電圧を発生する定電流制御用定電圧素子と、前記負荷電
流検出手段の検出電圧と前記定電流制御用定電圧素子の
基準電圧とを比較してそれらの誤差電圧を定電流制御信
号として出力する定電流制御用比較手段とから成る。こ
の直流電源装置では、周囲温度の変化に正比例して抵抗
値が変化する正特性の感温素子を前記定電流制御用定電
圧素子と直列に接続している。
【００１４】直流電源装置が常温環境下において動作し
ている場合は、感温素子の抵抗値が十分に低く、直流出
力電圧にバイアスされた定電力制御用定電圧素子又は定
電流制御用定電圧素子に十分大きなバイアス電流が供給
されるため、定電力制御用定電圧素子又は定電流制御用
定電圧素子の基準電圧が降伏電圧に維持される。直流電
源装置が高温環境下に置かれ、装置内部の温度が異常に
上昇すると、感温素子の抵抗値が急激に増加して定電力
制御用定電圧素子又は定電流制御用定電圧素子に流れる
バイアス電流が急激に減少し、定電力制御用定電圧素子
又は定電流制御用定電圧素子が降伏電圧を維持できなく
なる。このため、定電力制御用定電圧素子又は定電流制
御用定電圧素子の基準電圧が低下して直流出力電流又は
負荷電流の制限値が常温時より低くなり、電流制限が常
温時より少ない電流値でかかるようになる。これによ
り、高温環境下での動作時において出力電力や出力電流
が常温動作時より強く制限され、直流電源装置の内部損
失を低減できると共に電気部品やケース等の過熱を防止
することができる。
ている場合は、感温素子の抵抗値が十分に低く、直流出
力電圧にバイアスされた定電力制御用定電圧素子又は定
電流制御用定電圧素子に十分大きなバイアス電流が供給
されるため、定電力制御用定電圧素子又は定電流制御用
定電圧素子の基準電圧が降伏電圧に維持される。直流電
源装置が高温環境下に置かれ、装置内部の温度が異常に
上昇すると、感温素子の抵抗値が急激に増加して定電力
制御用定電圧素子又は定電流制御用定電圧素子に流れる
バイアス電流が急激に減少し、定電力制御用定電圧素子
又は定電流制御用定電圧素子が降伏電圧を維持できなく
なる。このため、定電力制御用定電圧素子又は定電流制
御用定電圧素子の基準電圧が低下して直流出力電流又は
負荷電流の制限値が常温時より低くなり、電流制限が常
温時より少ない電流値でかかるようになる。これによ
り、高温環境下での動作時において出力電力や出力電流
が常温動作時より強く制限され、直流電源装置の内部損
失を低減できると共に電気部品やケース等の過熱を防止
することができる。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明による直流電源装置
の一実施形態を図１〜図４に基づいて説明する。但し、
これらの図面では図５〜図７に示す箇所と同一の部分に
は同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施形態
の直流電源装置は、図５に示す直流電源装置の制御用Ｉ
Ｃ１５を図１に示す過熱保護装置付きの制御用ＩＣ５１
に置き換えたものである。本実施形態で使用する制御用
ＩＣ５１は、図１に示すように、図６に示す制御用ＩＣ
１５内において定電力制御用ツェナダイオード３０に直
列に接続されたバイアス抵抗２９と直列に正特性の感温
素子としての第１の正特性サーミスタ５２を接続し、定
電流制御用ツェナダイオード３７に直列に接続されたバ
イアス抵抗３６と直列に正特性の感温素子としての第２
の正特性サーミスタ５３を接続したものである。第１及
び第２の正特性サーミスタ５２、５３は、図２に示すよ
うに周囲温度が常温（２５℃前後）以上の領域におい
て、周囲温度の上昇に略正比例して抵抗値が増加し、特
に周囲温度が５０℃付近を越えると抵抗値が急激に増加
する特性を有する。その他の構成は、図６に示す制御用
ＩＣ１５と略同様である。
の一実施形態を図１〜図４に基づいて説明する。但し、
これらの図面では図５〜図７に示す箇所と同一の部分に
は同一の符号を付し、その説明を省略する。本実施形態
の直流電源装置は、図５に示す直流電源装置の制御用Ｉ
Ｃ１５を図１に示す過熱保護装置付きの制御用ＩＣ５１
に置き換えたものである。本実施形態で使用する制御用
ＩＣ５１は、図１に示すように、図６に示す制御用ＩＣ
１５内において定電力制御用ツェナダイオード３０に直
列に接続されたバイアス抵抗２９と直列に正特性の感温
素子としての第１の正特性サーミスタ５２を接続し、定
電流制御用ツェナダイオード３７に直列に接続されたバ
イアス抵抗３６と直列に正特性の感温素子としての第２
の正特性サーミスタ５３を接続したものである。第１及
び第２の正特性サーミスタ５２、５３は、図２に示すよ
うに周囲温度が常温（２５℃前後）以上の領域におい
て、周囲温度の上昇に略正比例して抵抗値が増加し、特
に周囲温度が５０℃付近を越えると抵抗値が急激に増加
する特性を有する。その他の構成は、図６に示す制御用
ＩＣ１５と略同様である。
【００１６】上記の構成において、直流電源装置の主回
路の動作及び制御用ＩＣ５１内の定電圧制御回路１９に
よる直流出力電圧ＶOの定電圧制御動作については先述
の図５及び図６に示す場合と略同様であるので、説明は
省略する。直流電源装置が常温（２５℃前後）の環境下
において動作している場合の図１に示す制御用ＩＣ５１
内の定電力制御回路２０による定電力制御動作は、図２
に示すように第１の正特性サーミスタ５２の抵抗値がバ
イアス抵抗２９（数ｋΩ程度）に比較して十分に低い
（４００Ω程度）ため、制御用ＩＣ５１のシステム負荷
電圧検出端子５１aからバイアス抵抗２９を介して定電
力制御用ツェナダイオード３０に十分大きなバイアス電
流が供給され、定電力制御用ツェナダイオード３０の基
準電圧ＶR2がツェナ電圧（降伏電圧）に維持される。こ
のため、この場合における図１に示す制御用ＩＣ５１内
の定電力制御回路２０による定電力制御動作は、先述の
図６に示す制御用ＩＣ１５内の定電力制御回路２０によ
る定電力制御動作と略同様となる。したがって、この場
合における直流電源装置の定電力出力特性は、図３のＡ
線に示すように図７のＢ線と同様の右下がりの垂下特性
となる。ここで、直流電源装置が高温（５０℃以上）の
環境下に置かれ、装置内部の温度が異常に上昇すると、
図２に示すように定電力制御回路２０内における第１の
正特性サーミスタ５２の抵抗値が急激に増加するため、
制御用ＩＣ５１のシステム負荷電圧検出端子５１aから
バイアス抵抗２９を介して定電力制御用ツェナダイオー
ド３０に供給されるバイアス電流が急激に減少する。こ
のため、定電力制御用ツェナダイオード３０はツェナ電
圧を維持できなくなり、定電力制御用ツェナダイオード
３０の基準電圧ＶR2が低下して出力端子８からシステム
負荷に供給する直流出力電流ＩOの制限値が常温時より
低くなる。したがって、定電力制御回路２０による直流
出力電流ＩOの制限が常温時より少ない電流値において
かかるようになるので、この場合における直流電源装置
の定電力出力特性は、図３のＢ線〜Ｅ線に示すように周
囲環境の温度が高いほどフの字形の垂下特性に近づいて
行く。直流電源装置の周囲環境の温度が高温から常温に
復帰すれば、定電力制御回路２０内における第１の正特
性サーミスタ５２の抵抗値が減少して前述の常温環境下
における定電力制御動作に復帰する。
路の動作及び制御用ＩＣ５１内の定電圧制御回路１９に
よる直流出力電圧ＶOの定電圧制御動作については先述
の図５及び図６に示す場合と略同様であるので、説明は
省略する。直流電源装置が常温（２５℃前後）の環境下
において動作している場合の図１に示す制御用ＩＣ５１
内の定電力制御回路２０による定電力制御動作は、図２
に示すように第１の正特性サーミスタ５２の抵抗値がバ
イアス抵抗２９（数ｋΩ程度）に比較して十分に低い
（４００Ω程度）ため、制御用ＩＣ５１のシステム負荷
電圧検出端子５１aからバイアス抵抗２９を介して定電
力制御用ツェナダイオード３０に十分大きなバイアス電
流が供給され、定電力制御用ツェナダイオード３０の基
準電圧ＶR2がツェナ電圧（降伏電圧）に維持される。こ
のため、この場合における図１に示す制御用ＩＣ５１内
の定電力制御回路２０による定電力制御動作は、先述の
図６に示す制御用ＩＣ１５内の定電力制御回路２０によ
る定電力制御動作と略同様となる。したがって、この場
合における直流電源装置の定電力出力特性は、図３のＡ
線に示すように図７のＢ線と同様の右下がりの垂下特性
となる。ここで、直流電源装置が高温（５０℃以上）の
環境下に置かれ、装置内部の温度が異常に上昇すると、
図２に示すように定電力制御回路２０内における第１の
正特性サーミスタ５２の抵抗値が急激に増加するため、
制御用ＩＣ５１のシステム負荷電圧検出端子５１aから
バイアス抵抗２９を介して定電力制御用ツェナダイオー
ド３０に供給されるバイアス電流が急激に減少する。こ
のため、定電力制御用ツェナダイオード３０はツェナ電
圧を維持できなくなり、定電力制御用ツェナダイオード
３０の基準電圧ＶR2が低下して出力端子８からシステム
負荷に供給する直流出力電流ＩOの制限値が常温時より
低くなる。したがって、定電力制御回路２０による直流
出力電流ＩOの制限が常温時より少ない電流値において
かかるようになるので、この場合における直流電源装置
の定電力出力特性は、図３のＢ線〜Ｅ線に示すように周
囲環境の温度が高いほどフの字形の垂下特性に近づいて
行く。直流電源装置の周囲環境の温度が高温から常温に
復帰すれば、定電力制御回路２０内における第１の正特
性サーミスタ５２の抵抗値が減少して前述の常温環境下
における定電力制御動作に復帰する。
【００１７】また、直流電源装置が常温環境下において
動作している場合の図１に示す制御用ＩＣ５１内の定電
流制御回路２１による定電流制御動作は、第２の正特性
サーミスタ５３の抵抗値がバイアス抵抗３６（数ｋΩ程
度）に比較して十分に低い（４００Ω程度）ため、バイ
アス抵抗３６を介して定電流制御用ツェナダイオード３
７に十分大きなバイアス電流が供給され、定電流制御用
ツェナダイオード３７の基準電圧ＶR3がツェナ電圧に維
持される。このため、この場合における図１に示す制御
用ＩＣ５１内の定電流制御回路２１による定電流制御動
作は、先述の図６に示す制御用ＩＣ１５内の定電流制御
回路２１による定電流制御動作と略同様となる。したが
って、この場合における直流電源装置の定電流出力特性
は、図４のＡ線に示すように図７のＣ線と同様の直線的
な垂下特性となる。ここで、直流電源装置が高温環境下
に置かれ、装置内部の温度が異常に上昇すると、図２に
示すように定電流制御回路２１内における第２の正特性
サーミスタ５３の抵抗値が急激に増加するため、制御用
ＩＣ５１のシステム負荷電圧検出端子５１aから充電電
流検出用抵抗３４を介して定電流制御用ツェナダイオー
ド３７に供給されるバイアス電流が急激に減少する。こ
のため、定電流制御用ツェナダイオード３７はツェナ電
圧を維持できなくなり、定電流制御用ツェナダイオード
３７の基準電圧ＶR3が低下して出力端子９からバッテリ
負荷に供給する充電電流ＩBの制限値が常温時より低く
なる。したがって、定電流制御回路２１による充電電流
ＩBの制限が常温時より少ない電流値においてかかるよ
うになるので、この場合における直流電源装置の定電流
出力特性は、図４のＢ線及びＣ線に示すように周囲環境
の温度が高いほどフの字形の垂下特性に近づいて行く。
直流電源装置の周囲環境の温度が高温から常温に復帰す
れば、定電流制御回路２１内における第２の正特性サー
ミスタ５３の抵抗値が減少して前述の常温環境下におけ
る定電流制御動作に復帰する。
動作している場合の図１に示す制御用ＩＣ５１内の定電
流制御回路２１による定電流制御動作は、第２の正特性
サーミスタ５３の抵抗値がバイアス抵抗３６（数ｋΩ程
度）に比較して十分に低い（４００Ω程度）ため、バイ
アス抵抗３６を介して定電流制御用ツェナダイオード３
７に十分大きなバイアス電流が供給され、定電流制御用
ツェナダイオード３７の基準電圧ＶR3がツェナ電圧に維
持される。このため、この場合における図１に示す制御
用ＩＣ５１内の定電流制御回路２１による定電流制御動
作は、先述の図６に示す制御用ＩＣ１５内の定電流制御
回路２１による定電流制御動作と略同様となる。したが
って、この場合における直流電源装置の定電流出力特性
は、図４のＡ線に示すように図７のＣ線と同様の直線的
な垂下特性となる。ここで、直流電源装置が高温環境下
に置かれ、装置内部の温度が異常に上昇すると、図２に
示すように定電流制御回路２１内における第２の正特性
サーミスタ５３の抵抗値が急激に増加するため、制御用
ＩＣ５１のシステム負荷電圧検出端子５１aから充電電
流検出用抵抗３４を介して定電流制御用ツェナダイオー
ド３７に供給されるバイアス電流が急激に減少する。こ
のため、定電流制御用ツェナダイオード３７はツェナ電
圧を維持できなくなり、定電流制御用ツェナダイオード
３７の基準電圧ＶR3が低下して出力端子９からバッテリ
負荷に供給する充電電流ＩBの制限値が常温時より低く
なる。したがって、定電流制御回路２１による充電電流
ＩBの制限が常温時より少ない電流値においてかかるよ
うになるので、この場合における直流電源装置の定電流
出力特性は、図４のＢ線及びＣ線に示すように周囲環境
の温度が高いほどフの字形の垂下特性に近づいて行く。
直流電源装置の周囲環境の温度が高温から常温に復帰す
れば、定電流制御回路２１内における第２の正特性サー
ミスタ５３の抵抗値が減少して前述の常温環境下におけ
る定電流制御動作に復帰する。
【００１８】以上のように、本実施形態では直流電源装
置の高温環境下での動作時においてシステム負荷及びバ
ッテリ負荷にそれぞれ供給される直流出力電流ＩO及び
充電電流ＩBが常温時より強く制限されるので、直流電
源装置の内部損失を低減しかつ電気部品やケース等の過
熱を防止することができる。また、定電力制御用ツェナ
ダイオード３０及び定電流制御用ツェナダイオード３７
のそれぞれに対して直列に第１及び第２の正特性サーミ
スタ５２、５３を接続する程度の簡単な回路改善で直流
電源装置の過熱保護対策を行なうことができるので、回
路改善のための電気部品数を最小限に抑えることがで
き、正特性サーミスタのように比較的安価な電気部品を
使用して回路改善のためのコストを抑制できる利点があ
る。
置の高温環境下での動作時においてシステム負荷及びバ
ッテリ負荷にそれぞれ供給される直流出力電流ＩO及び
充電電流ＩBが常温時より強く制限されるので、直流電
源装置の内部損失を低減しかつ電気部品やケース等の過
熱を防止することができる。また、定電力制御用ツェナ
ダイオード３０及び定電流制御用ツェナダイオード３７
のそれぞれに対して直列に第１及び第２の正特性サーミ
スタ５２、５３を接続する程度の簡単な回路改善で直流
電源装置の過熱保護対策を行なうことができるので、回
路改善のための電気部品数を最小限に抑えることがで
き、正特性サーミスタのように比較的安価な電気部品を
使用して回路改善のためのコストを抑制できる利点があ
る。
【００１９】本発明の実施態様は前記の実施形態に限定
されず種々の変更が可能である。例えば、上記の実施形
態では直流電源装置を所謂ハーフブリッジ形の電流共振
型（ＳＭＺ方式）ＤＣ−ＤＣコンバータで構成したもの
を示したが、ハーフブリッジ形以外のフルブリッジ形、
プッシュプル形等の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータで
構成してもよい。また、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タに限らず、電圧共振型等の他の共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータ又はフライバック型、フォワード型等の通常のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータでもよい。また、フライバック型又
はフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の入出力絶縁用
のトランスを有する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ以外
に、入出力絶縁用のトランスを使用しない昇圧又は降圧
チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の非絶縁型のＤＣ−
ＤＣコンバータで構成することも可能である。また、上
記の実施形態では定電圧制御回路１９、定電力制御回路
２０及び定電流制御回路２１を備えた過熱保護装置付き
の制御用ＩＣ５１を使用した形態を示したが、定電力制
御機能又は定電流制御機能の何れかが不要な場合は定電
力制御回路２０又は定電流制御回路２１の何れかを省略
してもよい。更に、上記の実施形態ではスイッチング素
子としてＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジス
タ）を使用した形態を示したが、接合型バイポーラトラ
ンジスタ、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジス
タ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジスタ）又はＳＣ
Ｒ（逆阻止３端子サイリスタ）等も使用可能である。
されず種々の変更が可能である。例えば、上記の実施形
態では直流電源装置を所謂ハーフブリッジ形の電流共振
型（ＳＭＺ方式）ＤＣ−ＤＣコンバータで構成したもの
を示したが、ハーフブリッジ形以外のフルブリッジ形、
プッシュプル形等の電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバータで
構成してもよい。また、電流共振型ＤＣ−ＤＣコンバー
タに限らず、電圧共振型等の他の共振型ＤＣ−ＤＣコン
バータ又はフライバック型、フォワード型等の通常のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータでもよい。また、フライバック型又
はフォワード型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の入出力絶縁用
のトランスを有する絶縁型のＤＣ−ＤＣコンバータ以外
に、入出力絶縁用のトランスを使用しない昇圧又は降圧
チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ等の非絶縁型のＤＣ−
ＤＣコンバータで構成することも可能である。また、上
記の実施形態では定電圧制御回路１９、定電力制御回路
２０及び定電流制御回路２１を備えた過熱保護装置付き
の制御用ＩＣ５１を使用した形態を示したが、定電力制
御機能又は定電流制御機能の何れかが不要な場合は定電
力制御回路２０又は定電流制御回路２１の何れかを省略
してもよい。更に、上記の実施形態ではスイッチング素
子としてＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジス
タ）を使用した形態を示したが、接合型バイポーラトラ
ンジスタ、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効果トランジス
タ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジスタ）又はＳＣ
Ｒ（逆阻止３端子サイリスタ）等も使用可能である。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、直流電源装置の高温環
境下での動作時において負荷に供給される出力電力や出
力電流を常温時より強く制限できるので、直流電源装置
の内部損失を低減して電気部品やケース等の過熱による
電気部品の破損やケースの変形等を防止できる。したが
って、布団やこたつの中のような高温環境下に置かれる
機会の多いＡＣアダプタ等の小形の直流電源装置におい
ても、電源装置内部の異常な過熱による発煙、発火や感
電事故を未然に防止して安全性を向上することが可能と
なる。また、制御回路内のツェナダイオード等の定電圧
素子と直列に正特性サーミスタ等の感温素子を接続する
程度の簡単な回路改善により、低コストで直流電源装置
の過熱保護対策を行なうことができる利点がある。
境下での動作時において負荷に供給される出力電力や出
力電流を常温時より強く制限できるので、直流電源装置
の内部損失を低減して電気部品やケース等の過熱による
電気部品の破損やケースの変形等を防止できる。したが
って、布団やこたつの中のような高温環境下に置かれる
機会の多いＡＣアダプタ等の小形の直流電源装置におい
ても、電源装置内部の異常な過熱による発煙、発火や感
電事故を未然に防止して安全性を向上することが可能と
なる。また、制御回路内のツェナダイオード等の定電圧
素子と直列に正特性サーミスタ等の感温素子を接続する
程度の簡単な回路改善により、低コストで直流電源装置
の過熱保護対策を行なうことができる利点がある。
【図１】 本発明による直流電源装置の実施形態におけ
る制御用ＩＣの内部構成を示す電気回路図
る制御用ＩＣの内部構成を示す電気回路図
【図２】 図１の制御用ＩＣにおける正特性サーミスタ
の温度−抵抗特性を示すグラフ
の温度−抵抗特性を示すグラフ
【図３】 本発明による直流電源装置の定常動作時及び
過熱保護動作時の定電力出力特性を示すグラフ
過熱保護動作時の定電力出力特性を示すグラフ
【図４】 本発明による直流電源装置の定常動作時及び
過熱保護動作時の定電流出力特性を示すグラフ
過熱保護動作時の定電流出力特性を示すグラフ
【図５】 従来の直流電源装置を示す電気回路図
【図６】 図５の直流電源装置における制御用ＩＣの内
部構成を示す電気回路図
部構成を示す電気回路図
【図７】 図５の直流電源装置の出力特性を示すグラフ
１．．．直流電源、２．．．第１のＭＯＳ-ＦＥＴ（ス
イッチング素子）、３．．．第２のＭＯＳ-ＦＥＴ（ス
イッチング素子）、４．．．トランス、４a．．．１次
巻線、４b．．．第１の２次巻線、４c．．．第２の２次
巻線、５．．．電流共振用コンデンサ、６．．．第１の
電圧共振用コンデンサ、７．．．第２の電圧共振用コン
デンサ、８，９，１０．．．出力端子、１１．．．第１
の出力整流ダイオード、１２．．．第２の出力整流ダイ
オード、１３．．．出力平滑用コンデンサ、１４．．．
制御回路、１５．．．制御用ＩＣ、１５a．．．システ
ム負荷電圧検出端子、１５b．．．バッテリ負荷電圧検
出端子、１５c．．．制御信号出力端子、１５d．．．接
地端子、１５e．．．出力電流検出端子、１６．．．フ
ォトカプラ、１６a．．．発光部、１６b．．．受光部、
１７．．．電圧制御発振器、１８．．．制御信号形成回
路、１９．．．定電圧制御回路（定電圧制御部）、２
０．．．定電力制御回路（定電力制御部）、２１．．．
定電流制御回路（定電流制御部）、２２，２３．．．定
電圧制御用分圧抵抗、２４．．．定電圧制御用ツェナダ
イオード（定電圧制御用定電圧素子）、２５．．．定電
圧制御用トランジスタ（定電圧制御用比較手段）、２
６．．．出力電流検出用抵抗（出力電流検出手段）、２
７，２８．．．定電力制御用分圧抵抗、２９．．．バイ
アス抵抗、３０．．．定電力制御用ツェナダイオード
（定電力制御用定電圧素子）、３１，３２．．．基準電
圧分圧用抵抗、３３．．．定電力制御用オペアンプ（定
電力制御用比較手段）、３４．．．充電電流検出用抵抗
（負荷電流検出手段）、３５．．．直列抵抗、３
６．．．バイアス抵抗、３７．．．定電流制御用ツェナ
ダイオード（定電流制御用定電圧素子）、３８，３
９．．．基準電圧分圧用抵抗、４０．．．定電流制御用
オペアンプ（定電流制御用比較手段）、４１，４
２．．．ダイオード、４３，４４，４５．．．抵抗、５
１．．．制御用ＩＣ、５２．．．第１の正特性サーミス
タ（感温素子）、５３．．．第２の正特性サーミスタ
（感温素子）
イッチング素子）、３．．．第２のＭＯＳ-ＦＥＴ（ス
イッチング素子）、４．．．トランス、４a．．．１次
巻線、４b．．．第１の２次巻線、４c．．．第２の２次
巻線、５．．．電流共振用コンデンサ、６．．．第１の
電圧共振用コンデンサ、７．．．第２の電圧共振用コン
デンサ、８，９，１０．．．出力端子、１１．．．第１
の出力整流ダイオード、１２．．．第２の出力整流ダイ
オード、１３．．．出力平滑用コンデンサ、１４．．．
制御回路、１５．．．制御用ＩＣ、１５a．．．システ
ム負荷電圧検出端子、１５b．．．バッテリ負荷電圧検
出端子、１５c．．．制御信号出力端子、１５d．．．接
地端子、１５e．．．出力電流検出端子、１６．．．フ
ォトカプラ、１６a．．．発光部、１６b．．．受光部、
１７．．．電圧制御発振器、１８．．．制御信号形成回
路、１９．．．定電圧制御回路（定電圧制御部）、２
０．．．定電力制御回路（定電力制御部）、２１．．．
定電流制御回路（定電流制御部）、２２，２３．．．定
電圧制御用分圧抵抗、２４．．．定電圧制御用ツェナダ
イオード（定電圧制御用定電圧素子）、２５．．．定電
圧制御用トランジスタ（定電圧制御用比較手段）、２
６．．．出力電流検出用抵抗（出力電流検出手段）、２
７，２８．．．定電力制御用分圧抵抗、２９．．．バイ
アス抵抗、３０．．．定電力制御用ツェナダイオード
（定電力制御用定電圧素子）、３１，３２．．．基準電
圧分圧用抵抗、３３．．．定電力制御用オペアンプ（定
電力制御用比較手段）、３４．．．充電電流検出用抵抗
（負荷電流検出手段）、３５．．．直列抵抗、３
６．．．バイアス抵抗、３７．．．定電流制御用ツェナ
ダイオード（定電流制御用定電圧素子）、３８，３
９．．．基準電圧分圧用抵抗、４０．．．定電流制御用
オペアンプ（定電流制御用比較手段）、４１，４
２．．．ダイオード、４３，４４，４５．．．抵抗、５
１．．．制御用ＩＣ、５２．．．第１の正特性サーミス
タ（感温素子）、５３．．．第２の正特性サーミスタ
（感温素子）
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源の直流入力をオン・オフ動作に
より断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのス
イッチング素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直
流出力に変換する整流平滑回路と、前記直流出力に応じ
て前記スイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路
とを備え、 前記制御回路は、前記負荷に供給される直流出力電圧が
一定となるように前記スイッチング素子のオン・オフ期
間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御部
と、前記負荷に供給される直流出力電流が定格値を越え
る場合に前記負荷に供給される直流電力が一定となるよ
うに前記スイッチング素子のオン・オフ期間を制御する
定電力制御信号を出力する定電力制御部と、前記定電圧
制御信号及び前記定電力制御信号に基づいて前記スイッ
チング素子の制御端子に付与するオン・オフ制御信号を
形成する制御信号形成部とを有し、 前記定電圧制御部は、前記負荷に供給される直流出力電
圧を分圧する定電圧制御用分圧抵抗と、前記直流出力電
圧の基準値を規定する基準電圧を発生する定電圧制御用
定電圧素子と、前記定電圧制御用分圧抵抗の分圧点の電
圧と前記定電圧制御用定電圧素子の基準電圧とを比較し
てそれらの誤差電圧を定電圧制御信号として出力する定
電圧制御用比較手段とから成り、 前記定電力制御部は、前記負荷に供給される直流出力電
流を該電流に対応する電圧として検出する出力電流検出
手段と、前記負荷に供給される直流出力電圧を分圧する
定電力制御用分圧抵抗と、前記直流出力電圧にバイアス
されかつ前記直流出力電流の制限値に対応する基準電圧
を発生する定電力制御用定電圧素子と、前記定電力制御
用分圧抵抗の分圧点の電圧及び前記出力電流検出手段の
検出電圧の和の電圧と前記定電力制御用定電圧素子の基
準電圧とを比較してそれらの誤差電圧を定電力制御信号
として出力する定電力制御用比較手段とから成る直流電
源装置において、 周囲温度の変化に正比例して抵抗値が変化する正特性の
感温素子を前記定電力制御用定電圧素子と直列に接続し
たことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項２】 前記制御回路は、前記負荷と並列に接続
される他の負荷に流れる電流が定格値を越える場合に該
電流が一定となるように前記スイッチング素子のオン・
オフ期間を制御する定電流制御信号を出力する定電流制
御部と、前記定電流制御信号に基づいて前記スイッチン
グ素子の制御端子に付与するオン・オフ制御信号を形成
する制御信号形成部とを有し、 前記定電流制御部は、前記他の負荷に流れる電流を該電
流に対応する電圧として検出する負荷電流検出手段と、
前記直流出力電圧にバイアスされかつ前記他の負荷に流
れる電流の制限値に対応する基準電圧を発生する定電流
制御用定電圧素子と、前記負荷電流検出手段の検出電圧
と前記定電流制御用定電圧素子の基準電圧とを比較して
それらの誤差電圧を定電流制御信号として出力する定電
流制御用比較手段とから成り、 周囲温度の変化に正比例して抵抗値が変化する正特性の
感温素子を前記定電流制御用定電圧素子と直列に接続し
た「請求項１」に記載の直流電源装置。 - 【請求項３】 直流電源の直流入力をオン・オフ動作に
より断続して高周波電力に変換する少なくとも１つのス
イッチング素子と、前記高周波電力を負荷に供給する直
流出力に変換する整流平滑回路と、前記直流出力に応じ
て前記スイッチング素子をオン・オフ制御する制御回路
とを備え、 前記制御回路は、前記負荷に供給される直流出力電圧が
一定となるように前記スイッチング素子のオン・オフ期
間を制御する定電圧制御信号を出力する定電圧制御部
と、前記負荷に流れる電流が定格値を越える場合に該電
流が一定となるように前記スイッチング素子のオン・オ
フ期間を制御する定電流制御信号を出力する定電流制御
部と、前記定電圧制御信号及び前記定電流制御信号に基
づいて前記スイッチング素子の制御端子に付与するオン
・オフ制御信号を形成する制御信号形成部とを有し、 前記定電圧制御部は、前記負荷に供給される直流出力電
圧を分圧する定電圧制御用分圧抵抗と、前記直流出力電
圧の基準値を規定する基準電圧を発生する定電圧制御用
定電圧素子と、前記定電圧制御用分圧抵抗の分圧点の電
圧と前記定電圧制御用定電圧素子の基準電圧とを比較し
てそれらの誤差電圧を定電圧制御信号として出力する定
電圧制御用比較手段とから成り、 前記定電流制御部は、前記負荷に流れる電流を該電流に
対応する電圧として検出する負荷電流検出手段と、前記
直流出力電圧にバイアスされかつ前記負荷に流れる電流
の制限値に対応する基準電圧を発生する定電流制御用定
電圧素子と、前記負荷電流検出手段の検出電圧と前記定
電流制御用定電圧素子の基準電圧とを比較してそれらの
誤差電圧を定電流制御信号として出力する定電流制御用
比較手段とから成る直流電源装置において、 周囲温度の変化に正比例して抵抗値が変化する正特性の
感温素子を前記定電流制御用定電圧素子と直列に接続し
たことを特徴とする直流電源装置。
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|---|---|---|---|
| JP09025546A JP3099763B2 (ja) | 1997-02-07 | 1997-02-07 | 直流電源装置 |
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| JPH10225116A true JPH10225116A (ja) | 1998-08-21 |
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| JP09025546A Expired - Fee Related JP3099763B2 (ja) | 1997-02-07 | 1997-02-07 | 直流電源装置 |
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-
1997
- 1997-02-07 JP JP09025546A patent/JP3099763B2/ja not_active Expired - Fee Related
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