WO2001008320A1

WO2001008320A1 - Procede et appareil pour compensation de distorsion de dispositif radio

Info

Publication number: WO2001008320A1
Application number: PCT/JP1999/004037
Authority: WO
Inventors: Kazuo Nagatani; Yasuyuki Oishi; Tokuro Kubo; Takayoshi Ode; Takeshi Takano; Toru Maniwa
Original assignee: Fujitsu Limited
Priority date: 1999-07-28
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2001-02-01
Also published as: US7020447B2; EP1204216A1; JP4086133B2; DE69943380D1; EP1204216B1; EP1204216A4; US20020065048A1

Description

明細書

無線装置の歪補償方法及び歪補償装置

技術分野

本発明は無線装置の歪補償方法及び歪補償装置に係リ、特に、無線装置における送信電力増幅器の非線形歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する歪補償方法及び歪補償装置に関する。

背景技術

近年周波数資源が逼迫し、無線通信に於いてディジタル化による高能率伝送が多く用いられるようになつてきた。無線通信に多値振幅変調方式を適用する場合、送信側特に電力増幅器の増幅特性を直線化して非線型歪を抑え、隣接チャネル漏洩電力を低減する技術が重要であり、また線型性に劣る増幅器を使用し電力効率の向上を図る場合はそれによる歪発生を補償する技術が必須である。

図 2 2は従来の無線機における送信装置の一例を示すブロック図でぁリ、送信信号発生装置 1はシリアルのディジタルデータ列を送出し、シリアルパラレル変換器（Sノ P変換器） 2はディジタルデータ列を 1ビットづっ交互に振リ分けて同相成分信号（ I信号： I n- pha s e componen t)と直交成分信号（Q信号： Quad r a t ur e componen t )の 2系列に変換する。 D A変換器 3は I信号、 Q信号のそれぞれをアナ口グのベースバンド信号に変換して直交変調器 4に入力する。直交変調器 4は入力された I信号、 Q信号（送信ベースバンド信号）にそれぞれ基準搬送波とこれを 9 0 ^Q移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することによリ直交変換を行って出力する。周波数変換器 5は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器 6は周波数変換器 5から出力された搬送波を電力増幅して空中線（アンテナ） 7ょリ空中に放射する。

かかる送信装置において、送信電力増幅器の入出力特性（歪関数 f (P) ) は図 2 3 ( a ) の点線で示すように非直線性になる。この非直線特性にょリ非線形歪が発生し、送信周波数 f 。周辺の周波数スペクトラムは図 2 3 ( b ) の点線に示すようにサイドローブが持ち上がリ、隣接チャネルに漏洩し、隣接妨害を生じる。このため、フィードバック系の歪補償技術としてカルテジアンループ方式、ポ —ラーループ方式等が提案され、電力増幅器の歪抑圧を行っている。図 2 4は D S Pを用いたディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置のプロック図である。送信信号発生装置 1から送出されるディジタルデータ群（変調信号）は、 S Z P変換器 2において I信号、 Q信号の 2系列に変換されて D S Pで構成される歪補償部 8に入力される。歪補償部 8は機能的に図 2 5に示すように、変調信号のパワーレベル 0~1023に応じた歪捕償係数 h (p i) (i=0~1023)を記憶する歪補償係数記憶部 8 a、変調信号レベルに応じた歪補償係数 h (p i)を用いて該変調信号に歪補償処理（プリディストーション）をほどこすプリディストーション 8 b、変調信号と後述する直交検波器で復調された復調信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数 h (p i)を演算、更新する歪補償係数演算部 8 cを備えている。

歪補償部 8は変調信号のレベルに応じた歪補償係数 h (p i)を用いて該変調信号にプリディストーション処理を施し、 D A変換器 3に入力する。 D A変換器 3は入力された I信号と Q信号をアナログのベースバンド信号に変換して直交変調器 4に入力する。直交変調器 4は入力された I信号、 Q信号にそれぞれ基準搬送波とこれを 9 0 °移相した信号を乗算し、乗算結果を加算することにより直交変換を行って出力する。周波数変換器 5は直交変調信号と局部発振信号をミキシングして周波数変換し、送信電力増幅器 6は周波数変換器 5から出力された搬送波信号を電力増幅して空中線（アンテナ） 7より空中に放射する。送信信号の一部は方向性結合器 9を介して周波数変換器 1 0に入力され、ここで周波数変換されて直交検波器 1 1に入力される。直交検波器 1 1は入力信号にそれぞれ基準搬送波とこれを 9 移相した信号を乗算して直交検波を行い、送信側におけるベースバンドの I、 Q信号を再現して A D変換器 1 2に入力する。 AD変換器 1 2は入力された I， Q信号をディジタルに変換して歪補償部 8に入力する。歪補償部 8 は LM S (Leas t Mean Squa r e)アルゴリズムを用いた適応信号処理にょリ変調信号と直交検波器で復調された復調信号を比較し、その差が零となるように歪補償係数 h (p i)を演算、更新する。ついで、次の送信すべき変調信号に更新した歪補償係数を用いてプリディストーション処理を施して出力する。以後、上記動作を繰リ返すことにょリ、送信電力増幅器 6の非線形歪を抑えて隣接チャネル漏洩電力を低減する。図 2 6は適応 LMSによる歪補償処理の説明図である。 1 5 aは変調信号（入力ベースバンド信号） X (t)に歪補償係数 h _n— を乗算する乗算器（図 25のプリディストーション部 8 bに対応）、 1 5 bは歪関数 f (P)を有する送信電力増幅器、 1 5 cは送信電力増幅器からの出力信号 y (t)を帰還する帰還系、 1 5 dは変調信号 x (t)のパワー p (=x (t)²) を演算する演算部（振幅一電力変換部）、 1 5 eは変調信号 x (t)の各パワーに応じた歪捕償係数を記憶する歪補償係数記憶部（図 2 5の歪補償係数記憶部 8 aに対応）であリ、変調信号 x (t)のパワー pに応じた歪捕償係数 h _n - , (p)を出力すると共に、 L M Sアルゴリズムによリ求まる歪補償係数 h _n (p)で歪補償係数 h ^ (p)を更新する。

1 5 f は共役複素信号出力部、 1 5 gは変調信号 X (t)と帰還復調信号 y (t)の差 e (t)を出力する減算器、 1 5 hは e (t)と u*(t)の乗算を行う乗算器、 1 5 i は h と y *(t)の乗算を行う乗算器、 1 5 jはステップサイズパラメータを乗算する乗算器、 1 5 kは h_n— i(p)と / e (t) u*(t)を加算する加算器、 1 5 m, 1 5 n、 1 5 ρは遅延部であり、変調信号 χ (t)が入力してから帰還復調信号 y (t)が減算器 1 5 gに入力するまでの遅延時間を入力信号に付加する。 1 5 f 、 1 5 h〜 1 5 jは回転演算部 1 6を構成する。 u (t)は歪を受けた信号である。上記構成により、以下に示す演算が行われる。

h n (p) = h _n_i (p) + i e (t) u* (t)

e (t) = x (t)-y (t)

y (t) = h_n-₁(p) x (t) f (P)

u (t) = x (t) f (？) = h - v) y (0

P= I x (t) I ²

ただし、 x， y, f ， h, u， eは複素数、 *は共役複素数である。上記演算処理を行うことによリ、変調信号 X (t)と帰還復調信号 y (t)の差 e (t)が最小となるように歪補償係数 h (p)が更新され、最終的に最適の歪補償係数値に収束し、送信電力増幅器の歪が補償される。

図 2 7は X (t) = I (t) + j Q (t)として表現した送信装置の全体の構成図であリ、図 24、図 26と同一部分には同一符号を付している。

以上のように、ディジタル非線形歪補償方式は、変調信号にょリ直交変調して得られる搬送波を帰還検波し、変調信号（送信ベースバンド信号）と帰還信号（帰還ベースバンド信号）の振幅をディジタル変換して比較し、比較結果に基づいて歪補償係数をリアルタイムに更新するという原理である。

ところで、実際の送信電力増幅器は、図 2 8の周波数スペクトラム F S 1で示すように、中心周波数 ίοに対して正負の周波数領域で異なる不要幅射電力を発生する現象がある（周波数非対称性歪）。また、周波数非対称性歪はデバイスの個体差にょリ異なっている。かかる現象は、送信電力増幅器の歪関数が入力電力の瞬時値 Ρだけでなく過去の入力電力値にも依存するためである。

従来の歪補償処理（プリディストーション）では、歪関数 f (ρ)が入力電力の瞬時値 pのみに依存するものであるとして歪補償係数の更新を行うものであった

。このため、従来の歪補償処理（プリディストーション）を施した場合における周波数スぺクトラム F S 2は図 2 8に示すようになり、歪の抑圧効果は得られるが、十分な歪抑圧効果を得られない問題があった。

以上よリ、本発明の目的は、周波数非対称性歪を補償でき、十分な歪抑圧効果を発揮できるようにすることである。

又、本発明の目的は、デバイスが持つ個体差によるリ歪補償効果のばらつきをなくすことである。

発明の開示

本発明によれば、送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数をメモリに記憶し、現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数をメモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施し、歪補償処理を施された送信信号を送信電力増幅器で増幅して送信し、歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号に基づいて前記歪補償係数を更新する。このように、送信電力増幅器の歪補償係数を現在及び過去の送信信号の関数として求め、該歪補償係数を用いて補償することによリ、周波数非対称性歪を十分抑圧し、デバイスが持つ個体差による歪補償効果のばらつきをなくすことができる。

この場合、現在の送信信号と過去に送信した複数の信号に対応する 1つの歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。

又、現在の送信信号と前回送信した信号に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。

又、現在の送信信号と現在及び前回送信した信号の差分に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。

又、現在の送信信号の瞬時値と包絡線微分値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。

又、現在の送信信号の電力値と過去に送信した信号の電力値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。

又、現在の送信信号の振幅値と過去に送信した信号の振幅値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行する。

図面の簡単な説明

図 1は本発明の基本構成図である。

図 2は本発明の第 1実施例の構成図である。

図 3は歪補償係数テーブルの説明図である。

図 4は本発明の周波数スぺクトラム特性図である。

図 5はシミュレーションに用いた送信信号の特性図表である。

図 6はアンプの振幅特性である。

図 7はアンプの位相特性である。

図 8はアンプのシミュレーションモデルである。

図 9は LMSアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する実施例である。

図 1 0は RLSアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する実施例である。

図 1 1は第 1実施例の第 1変形例である。

図 1 2は歪補償係数テーブルの説明図である。

図 1 3は第 1実施例の第 2変形例である。

図 1 4は第 1実施例の第 3変形例である。

図 1 5は歪補償係数テーブルの説明図である。

図 1 6は第 3変形例の別の構成図である。

図 1 7は第 3変形例の更に別の構成図である。

図 1 8は歪補償係数テーブルの説明図である。

図 1 9は本発明の第 2実施例の構成図である。図 2 0は第 2実施例の歪補償係数テーブルの説明図である。

図 2 1は第 2実施例の第 1変形例である。

図 2 2は従来の送信装置の構成図である。

図 2 3は送信電力増幅器の非直線性よる問題点の説明図である。

図 2 4は従来のディジタル非線形歪補償機能を備えた送信装置の構成図である図 2 5は歪補償部の機能構成図である。

図 2 6は歪補償処理の説明図である。

図 2 7は従来の送信装置の全体の構成図である。

図 2 8は従来の周波数スぺクトラム特性である。

発明を実施するための最良の形態

(A) 本発明の基本構成

図 1は本発明の基本構成図であリ、 2 1は送信信号発生装置、 2 2は送信電力増幅器の歪を補正する歪補償係数を記憶する歪補償係数テーブル（R AMなどのメモリ）、 2 3は現在の送信信号値と過去の 1以上の送信信号値を記憶する遅延器 D L Cを備え、これら信号値に基づいて歪補償係数テーブル（R AM) のアドレス信号を出力するァドレス発生部、 2 4は現在の送信信号値と過去の 1以上の送信信号値に応じた歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して送信電力増幅器に入力する歪補償付与部、 2 5は歪補償係数を更新して歪補償係数テープル 2 2に記憶する歪補償係数更新部、 2 6は送信信号を変調する変調部、 2 7は送信電力増幅器、 2 8はアンテナ、 2 9は送信電力増幅器の出力信号の一部を分岐する方向性結合器、 3 0は送信電力増幅器の出力信号を復調する復調部である予め、送信電力増幅器 2 7の歪を補正するための歪補償係数の初期値を、メモリ 2 3に記憶しておく。送信信号発生装置 2 1ょリ送信信号が発生すれば、ァドレス発生部 2 3は現在の送信信号と過去の送信信号に対応するァドレス Aを発生し、該アドレスよリ歪補償係数を読み出して歪補償付与部 2 4に入力する。歪補償付与部 2 4は該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して出力する。変調部 2 6は歪補償された送信信号を変調し、送信電力増幅器 2 7は該変調された信号を増幅してアンテナ 28ょリ送信する。復調器 30は方向性結合器 29から入力する送信電力増幅器 27の出力信号を復調して歪補償係数更新部 25に入力し、歪補償係数更新部 25は歪補償前の送信信号と復調信号の差が零となるように前記歪補償係数を更新し、アドレス Aに記憶する。

(B) 第 1実施例

図 2は本発明の第 1実施例の構成図であリ、歪補償方式として極座標系歪補償方式（ポーラループ方式）を採用した例であり、図 1と同一部分には同一符号を付している。この第 1実施例は、歪補償係数を現在の送信信号の電力 p (t)、今回と前回の送信電力の差 Δ pの関数として求める例である。

図中、 31はシリアル/パラレル変換器（SZP変換器）で、送信信号発生装置 2 1から出力するシリアルデータを 1ビットづっ交互に振り分けて同相成分信号（ I信号）と直交成分信号（Q信号)の 2系列に変換する。 32は歪補償付与部 24から出力する歪補償された直交信号（ I信号、 Q信号）をアナログに変換する D A変換器、 33は復調器 30から出力する直交復調信号（信号、 Q' 信号）をディジタルに変換する AD変換器である。

歪補償係数テーブル 22には、現在の送信信号電力を P (t)、直前の送信電力を P (t- 1)、その差分を Δ ρ (=p (t)- p (t-1))とすれば、図 3に示すように、 P (t)と Δ pの組み合わせに対応させて複素数の歪補償係数 h (p(t)， Δρ)が記憶されている。

ァドレス発生部 23は、 p (t)= I (t)² + Q(t)²によリ送信信号の電力値を演算する振幅-電力変換部 23 a、時間 At前の電力値 p (t-1)を出力する遅延回路 23 b、 P (t)， p (t— 1)を入力され、 p (t)を上位アドレス、 Δρ (=p (t)-p (t- 1)を下位アドレスとするアドレス A (p(t), Δρ)) を発生する DS Ρ等のアドレス演算部 23 c、時間 Δ〖後にアドレス A (ρ(ϋ， Δρ)) を出力する遅延回路 23 dを有している。

歪補償付与部 24は、直交信号 I + j Qとアドレス A (p(t), Δρ)) から読み出された歪補償係数 h ^ (p (t)， Δ ρ)との複素乗算を行って直交信号に歪補償処理を施す。アドレス A (P(t), Δρ)) に記憶されている歪補償係数 h (p(t), Δρ) を h i + j h _qとすれば、歪補償付与部 24は

の演算を行い、歪補償を施した直交信号

(I-hi-Q-h +j (い hq+Q'hi)

を出力する。

歪補償係数更新部 25は、歪補償前の直交信号と復調器 (直交検波器） 30から出力する復調信号の差が零となるように LMSアルゴリズムあるいは RLSァルゴリズムを用いた適応信号処理によりアドレス A (p(t), Δρ)) から読み出された歪補償係数 —

Δρ)を更新し (h_n_₁(p(t), Ap)→h_n(p(t), Ap)) 、該更新後の歪補償係数 h_n(p(t)， Δρ)を元のアドレス A (p(t), Δρ)) に格納する。すなわち、歪補償係数更新部 25において、遅延回路 4 1は S/P変換部 31から出力する直交信号を所定時間遅延し、減算器 42は該直交信号 X (t)(=I(t)+jQ(t)) と帰還復調信号 y (t)(=I(t)' +jQ(t)^/ ；)の誤差 e (t)を出力し、回転演算部 43 は誤差信号 e (t)に回転演算を施し、遅延回路 44は歪補償係数 (p(t),厶 p) を所定時間遅延し、加算器 4 は回転演算結果と歪補償係数。 ^^)， Δρ)を加算して歪補償係数を更新し（Ι

Δρ)) 、更新後の歪補償係数 h_n(p(t)， Δρ)をメモリアドレス A (p(t), Δρ)) に格納する。

全体の処理を説明すると、予め、 p (t)と Δ ρの組み合わせに対応させて歪捕償係数 h(p(t)， Ap)の初期値を歪補償係数テーブル 22に記憶する。かかる状態において、送信信号発生装置 21から送信信号が発生すれば、 S/P変換器 3 1 は送信信号を同相成分信号（ I信号）と直交成分信号（Q信号）の直交信号に変換し、了ドレス発生部 23と歪補償付与部 24と歪補償係数更新部 25に入力する。アドレス発生部 23は、直交信号より送信信号の電力値 p (t)を演算すると共に、今回と前回の電力値の差分 Δρを演算し、 p (t)を上位アドレス、 Δ ρを下位アドレスとするアドレス A (ρ(0， Δρ)) を発生し、歪補償係数テーブル 22 よリ歪補償係数 h _π , (P (t)， Δ ρ)を読み出して歪補償付与部 24に入力する。歪補償付与部 24は、（1)式の演算を行って直交信号に歪補償処理を施す。 DA変換器 32は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器 26は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器 27は該直交変調された信号を増幅してアンテナ 28よリ送信する。復調器（直交検波器） 3 0は方向性結合器 2 9から入力する^ ft電力増幅器 2 7の出力信号を復調し、 AD変換器 3 3は復調信号の各成分をディジタル信号に変換して歪捕償係数更新部 2 5に入力する。歪補償係数更新部 2 5は歪補償前の直交信号と復調信号の差が零となるように信号処理によリ歪補償係数を更新し（h_n- 卩）， Δρί—

Δρ)) 、該歪補償係数11。（1) ）， 1))を回路 2 3 dが示すアドレス A (p(t), Δρ)) に格納する。以後、上記動作が繰り返され、歪捕償係数は一定値に収束する。

図 4は本実施例における周波数スぺクトラム F S 3のシミュレーション結果でぁリ、サイドローブが抑制されている。 F S 1は歪補償処理をしない^^のスぺクトラム特性、 F S 2は従来の歪補償処理を施した場合における周波数スぺクトラムである。

シミュレーションでは、 W-CDMA:¾に適用した場合のリニアライゼーションの効果を見るために、図 5に示すように、送信信号として 60コード（60チャンネル）多重信号を用い、コード多重信号のピーク値を 13.5コードで抑圧し、コード多重信号をロールオフファクタ _α=0.22のルートナイキストフィルタでフィルタリングする。尚、チップ周波数は 4.096Mbps、キャリアレートは 64kbpsである。

又、シミュレーシヨンで用いたアンプの正規化入力電力一利得特性を図 6に示し、アンプの正規化入力電力一位相特性を図 7に示す。入力電力—利得特性からわかるように- 6dB近辺からアンプが飽和し始めている。このアンプのモデルを図 8に示す。このモデルでは、入力包絡線信号の時間微分値 Vに応じた利得変動関数 g ）を導入し、歪 f (P) (Pは言電力）を受けた入力信号 x (t)に g ）を乗算した信号 y (t)がアンプから出力するもとしている。すなわち、アンプの歪は、 p (= I X I ²) , x' (t)に依存するものとしてシミュレーションを行っている。但し、利得変動関数 g ）は次式で与えられ、 rは利得変動係数でぁリ、 0.1である。

V <-1

v) = |·ν I≤ 1 (2)

v > I (a) LMSアルゴリズムにより歪補償係数を更新する場合の実施例図 9は LMSァルゴリズムに基づく適応信号処理によリ歪補償係数を更新するように第 1実施例の歪補償係数更新部 2 5を実現した例である。図 9の実施例において、図 2の第 1実施例と同一部分には同一符号を付しており、異なる点は、

(1) 歪補償係数更新部 2 5の回転演算部 43を LMSアルゴリズムに従って係数更新するように構成した点、

(2) ァドレス発生部 2 3の DS P 2 3 cに替えて今回と前回の電力値の差分 Δ p (=p (t)- p (t- Δϋ)を演算する演算部 2 3 c' を設けている点、

である。

回転演算部 43において、 43 aは復調信号 y (t)の共役複素信号 y * (t)を出力する共役複素信号出力部、 4 3 bは歪補償係数 h _n i (p (t)， A p)と y*(t)の乗算を行って u (t)の共役複素信号 u*(t)を出力する乗算器、 43 cは誤差信号 e (t)と u*(t)の乗算を行う乗算器、 4 3 dはステップサイズパラメータ μを乗算して μ e (t) u*(t)を出力する乗算器である。

歪補償係数更新部 2 5は、以下の LMSアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する。ただし、 X， y, f ， h, u， eは複素数である。

ΛΗ0,Α^)^_η-ΛΗ , ί>) + μ -e(t)-u*(t) (3)

e(t)=x(t)-y(t)

u(t)=x(t)-f (ρ(ί),Δρ)

h_n— （p(t)，Ap)-y(t)

P(t) = |x(t) |²

△ P=P(t_l)-p(t)

すなわち、歪補償係数は、（3)式にょリ更新され、更新後の歪補償係数（p(t) ，ΔΡ)

に置き替わって歪補償係数テーブル 22に格納される。

る。

(b) RLSアルゴリズムによリ歪補償係数を更新する場合の実施例

図 1 0は RLSアルゴリズムに基づく適応信号処理によリ歪補償係数を更新するように第 1実施例の歪補償係数更新部 25を実現した例である。図 10の実施例において、図 2の第 1実施例と同一部分には同一符号を付してぉリ、異なる点は

(1) 歪補償係数更新部の回転演算部 43を RLSアルゴリズムに従って係数更新するように構成した点、

(2) ァドレス発生部 23の DS P 23 cに替えて今回と前回の電力値の差分 Δ P (=P (t)_P (t- At))を演算する演算部 23 c' を設けている点、

である。

回転演算部 43において、 43 a' は歪補償係数 ^ (ρ ),/^)の共役複素信号 h_n— , ρίΟ,Δρ)を出力する共役複素信号出力部、 43 b' は復調信号 y (t)と信号 h_n— （p(t)，Ap)の乗算を行って u (t)を出力する乗算器、 43 c' は u(t) の共役複素信号 u*(t)を出力する共役複素信号出力部、 43 d' P(t-l)と 1/えの乗算を行う乗算部、 43 e' は T(t) =え—¹ · P (t- l)'u(t)の演算を行う乗算器、 43 Γ は u*(t)'T(t- 1)を演算して出力する乗算器、 43 g' は（v + u*( t)-T(t)) を演算して出力する加算器、 43 h' は K(t)=T ( t) / (v + u*( t)-T(t)) を演算する除算器、 43 i' は T ( t) の共役複素信号 T*(t)を出力する共役複素信号出力部、 43 Γ は K(t)'T*(t)を演算して出力する乗算器、 43 k' は

P(t) =え—¹ 'P(t_l)-K(t)'T*(t)を演算する加算器、 43m' は K(t)の共役複素信号 K*(t)を出力する共役複素信号出力部、 43 η' は e(t)*K*(t)を演算して出力する乗算器である。

歪補償係数更新部 25は、以下の RLSアルゴリズムに従って歪補償係数を更新する。ただし、 X， y , f , h， u, e， K, P， Tは複素数である。

h„(p (t),Ap) = h_n-,(p (t),Ap) + e (t)-K*(t) (4)

K(t) = T(t)/(v + u*(t)-T(t))

P(t) =え—¹ 'P(t - 1)一 K(t)'T*(t)

Τ(ί) = λ— ^ι·Ρ (t - l)'u (t)

e (t) = x (t)-y (t)

u (t) = x ")· f (p (t),Ap) ^ _n→*(v (t),Ap)-y (t)

y (t)=h_n-!(p (ι),Δρ)·χ (t)- f (p (ι),Δρ)

P (t) = | x (t) l ²

Δρ = ρ (t-l)-p (t)

すなわち、歪補償係数は、（4)式により更新され、更新後の歪補償係数 h_n(p(t) ， Δρ)は更新前の歪捕償係数 ^ (p(t), Δρ)に置き替わって歪補償係数テーブル 22に格納される。 RLSアルゴリズムは LMSアルゴリズムよリ収束特性が優れておリ、歪補償係数を高速に収束させることが可能である。

(c) 第 1変形例

第 1実施例では、歪補償係数を P (t)， Δ ρの関数とし、該歪補償係数を歪補償係数テーブル 22の p (t)， Δ pに応じたアドレス A(p(t)、 Δρ)に記憶した。しかし、歪補償係数を P (t)，P(t- 1)の関数とし、歪補償係数テーブル 22の P(t)，P (t- 1)に応じたァドレス A (P(t)，p(t- 1))に記憶するように構成することもできる。図 1 1はかかる第 1変形例の構成図であり、図 2の第 1実施例と異なる点は

(1) アドレス発生部 23ょリ DS P 23 cを除去し、 p (t)を上位アドレス、

P (t-1)を下位ァドレスとするァドレス A(p(t)，p(t - 1))を発生し、遅延回路 23 dょリ所定時間 Δ t時間後にァドレス A(p(t),p(t- 1))を発生する点、

(2) 歪補償係数テーブル 22を図 1 2に示すように構成し、今回と前回の電力値 P(t)，P(t_l)に応じたァドレス A (P(t)，p(t - 1))に歪補償係数 h(p(t)，p(t- 1)) を記憶する点である。

予め、 p (t)と p (t-1)の組み合わせに対応させて歪補償係数 h (p(t),p(t-D) の初期値を歪補償係数テーブル 22に記憶する。かかる状態において、送信信号発生装置 21から送信信号が発生すれば、 S/P変換器 3 1は送信信号を同相成分信号（I信号）と直交成分信号（Q信号）の直交信号に変換し、アドレス発生部 23と歪補償付与部 24と歪補償係数更新部 25に入力する。ァドレス発生部 23は、直交信号よリ送信信号の電力値 p (t)を演算し、 p (t)を上位アドレス、前回の電力 P (t-1)を下位アドレスとするアドレス A (p(t),p(t-D) を発生し、歪補償係数テーブル 22より歪補償係数 h _n- ₁ (p (t)， p (t-1) )を読み出して歪補償付与部 24に入力する。歪補償付与部 24は、（1)式の演算を行って直交信号に歪補償処理を施す。 D A変換器 32は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器 26は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器 27は該直交変調された信号を増幅してアンテナ 28ょリ送信する。復調器（直交検波器） 30は方向性結合器 29から入力する送信電力増幅器 2 7の出力信号を復調し、 AD変換器 33は復調信号の各成分をディジタル信号に変換して歪補償係数更新部 25に入力する。歪補償係数更新部 25は歪補償前の直交信号と復調信号の差が零となるように適応信号処理によリ歪補償係数を更新し (h_n-₁(p(t),p(t-l))→h_n(p(t),p(t-D) 、該歪補償係数 h_n(p(t),p(t - 1)) を遅延回路 23 dが示すアドレス A (p(t)，p(t- 1)) に格納する。以後、上記動作が繰リ返され、歪補償係数は一定値に収束する。

(d) 第 2変形例

第 1実施例では、歪補償係数を P (t), Δ pの関数とし、該歪補償係数を歪補償係数テーブル 22の p (t)， Δ pに応じたアドレス A(p(t：)、 Δρ)に記憶した。しかし、歪補償係数を電力 P (t)とその包絡線微分値 p (t)' の関数とし、歪補償係数 h (p(t),p(t)' ：)を歪補償係数テーブル 22の P(t),P(t)' に応じたアドレス A (P(t)，p(t)' ；)に記憶するように構成することもできる。図 1 3はかかる第 2変形例の構成図であリ、図 2の第 1実施例と異なる点は、

(1) アドレス発生部 23に、包絡線微分値を演算する演算部 (DSPで構成） 23 f を設け、現在の送信信号の電力値 p (t)を上位アドレス、微分値 ρ (ϋ' を下位アドレスとするアドレス A(p(t)，p(t)' )を発生し、遅延回路 23 dょリ所定時間厶 t後にァドレス A(p(t)，p(t:r )を発生する点、

(2) 今回の電力値 P(t)と微分値 P (t)' とで特定される歪補償係数テーブル 2 2のアドレス A (p(t)，p(t)' )に歪補償係数 h(p(t)，p(t)' )を記憶する点である予め、 P (t)と p (t)' の組み合わせに対応させて歪補償係数 h(p(t)，p(t)' ) の初期値を歪補償係数テーブル 22に記憶する。かかる状態において、送信信号発生装置 21から送信信号が発生すれば、 SZP変換器 3 1は送信信号を同相成分信号（I信号）と直交成分信号（Q信号）の直交信号に変換し、アドレス発生部 23と歪補償付与部 24と歪補償係数更新部 25に入力する。了ドレス発生部 23は、直交信号より送信信号の電力値 P (t)を演算し、 p (t)を上位アドレス、送信電力の包絡線微分値 P (t を下位アドレスとするアドレス A (ρ(ϋ，ρ(ϋ' ) を発生し、歪補償係数テーブル 22ょリ歪補償係数

)を読み出して歪補償付与部 24に入力する。歪補償付与部 24は、（1)式の演算を行つて直交信号に歪補償処理を施す。 D A変換器 32は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器 26は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器 27は該直交変調された信号を増幅してアンテナ 28よリ送信する。復調器（直交検波器） 30は方向性結合器 29から入力する送信電力増幅器 27の出力信号を復調し、 AD変換器 33は復調信号の各成分をデイジタル信号に変換して歪補償係数更新部 25に入力する。歪補償係数更新部 25は歪補償前の直交信号と復調信号の差が零となるように適応信号処理によリ歪補償係数を更新し (h_n—

)-→h_n(p(t),p(t)^/ ) 、該歪補償係数 h_n(p(t),p(t)^r )を遅延回路 23 dが示すアドレス A (p(t)，p(t)' ) に格納する。以後、上記動作が繰リ返され、歪補償係数は一定値に収束する。

(e) 第 3変形例

第 1実施例では、歪補償係数を今回と前回の電力値に基づいて決定しているが、今回と前回と前々回の電力値というように今回と過去の複数の送信信号の電力値に基づいて歪補償係数を決定することもできる。図 14はかかる第 3変形例の構成図でぁリ、図 2の第 1実施例と異なる点は、

(1) アドレス発生部 23ょリ DS P 23 cを除去し、替わりに、前回と前々回の電力値 P (t- 1), P (t-2)を記憶する遅延回路 23 b' を設け、 p (t)を上位ァドレス、 p (t- 1)を中位アドレス、 p (t- 2)を下位アドレスとするアドレス A(p(t ),p(t-l), p (t- 2))を発生し、遅延回路 23 dょリ所定時間 Δ t後にアドレス A (P(t)，P(t_l)， p (t- 2))を発生する点、

(2) 歪補償係数テーブル 22を図 15に示すように構成し、今回と前回及び前々回の電力値 P(t)，P(t- 1)， p (t- 2)に応じたアドレス A (p(t),p(t-l),p(t-2)) に歪補償係数 h(p(t),p(t- l)，p(t- 2))を記憶する点である。

•第 3変形例の別の構成図 1 6は第 3変形例の別の構成図であり、図 2の第 1実施例と異なる点は、

(1) アドレス発生部 23に、前回と前々回の電力値 p (t- 1)， P (t- 2)を記憶する遅延回路 2 3 b' 、電力値 P (t_l)， p (t- 2)に重み付けして合成（∑=w₀p (t -D+wiP (t - 2))する演算部 23 eを設けた点、

(2) 今回の電力 p (t)を上位アドレス、合成値を下位アドレスとするアドレス A(p(t)，∑))を発生し、遅延回路 2 3 dょリ所定時間 Δ t後にアドレス A(p(t)， ∑)を発生する点、

(3) 歪補償係数テーブル 2 2の今回の電力値 P(t)と合成値∑に応じたァドレス A (p(t)，∑)に歪補償係数 h(p(t)，∑)を記憶する点である。

•第 3変形例の別の構成

図 1 7は第 3変形例のさらに別の構成図でぁリ、図 2の第 1実施例と異なる点は、

(1)アドレス発生部 2 3ょリ D S P 2 3 cを除去し、替わりに、前回と前々回の電力値 P (t- 1)， P (t-2)を記憶する遅延回路 2 3 b' 、前回と今回の電力値の差厶 Pを演算する演算部 2 3 、前々回と前回の電力値の差 Δ p' を求める演算部 2 3 c〃を設け、

(2) p (t)を上位アドレス、 Δρを中位アドレス、 Δρ' を下位アドレスとするアドレス A(p(t), Δρ, Δ ρ' ) を発生し、かつ、遅延回路 2 3 dょリ所定時間 Δ t後にァドレス A(p(t)，p(t- 1))を発生する点、

(3) 歪補償係数テーブル 2 2を図 1 8に示すように構成し、 Ρ(1)， Δρ， Δ ρ' に応じたアドレス A(p(t)， Δρ， Δ ρ' ) に歪補償係数 h (p(t)， Δρ， Δ ρ' ) を記憶する点である。

(C) 第 2実施例

図 1 9は本発明の第 2実施例の構成図でぁリ、歪補償方式として直交座標系歪補償方式（カルテジアンループ方式）を採用した例であり、図 1と同一部分には同 —符号を付している。この第 2実施例では、歪補償係数を現在の送信信号振幅と、今回と前回の送信信号の振幅差の関数として求める。

図中、 3 1はシリアルノパラレル変換器（SZP変換器）で、送信信号発生装置 2 1から出力するシリアルデータを 1ビットづっ交互に振リ分けて同相成分信号（I信号）と直交成分信号（Q信号）の 2系列に変換する。 32は歪補償付与部 24から出力する歪補償された直交信号（I信号、 Q信号）をアナログに変換する DA変^^、 33は直交検波器 30から出力する直交復調信号（ 1' 信号、 Q ' 信号）をディジタルに変換する AD変換器、 34は位相回転器であり、直交変調器 26の出力と送信電力増幅器 27の出力が入力され、増幅器で生じた位相回転を除去する。直交検波器 30はこの位相回転が除去された信号を復調して出力する。

歪補償係数テーブル 22は歪補償係数の実数部と虚数部のそれぞれに対応してテ一ブルを備えている。今回の送信信号の同相成分、直交成分の振幅を I (t)， Q( t)、前回の送信信号の同相成分、直交成分の振幅を I(t-l)，Q(t-l)、その差分を厶 i(=I(t)- I(t-1))、厶 q(Q(t)- Q(t - 1))とすれば、実数部テーブルには図 20 (a) に示すように I(t)と Δίの組み合わせに対応させて歪捕償係数の実数部 hi (I(t), Δ i)が記憶され、虚数部テーブルには図 20 (b)に示すように Q(t)と Aqの組み合わせに対応させて歪補償係数の虚数部 hq(Q(t)， Aq)が記憶されている。

アドレス発生部 23において、遅延回路 23 g, 23 hはそれぞれ時間 At前の振幅 I(t-l)，Q(t_l)を出力し、演算部 23 iは Ai = I(t-l)- I(t)を演算し、演算部 23 jは Aq=Q(t-l)-Q(t)を演算し、遅延回路 23 kは I (t)，Q(t)， Δ i， Aqを所定時間 A t遅延する。 I(t)， Δ iは実数部テーブルのアドレス Ai(I(t)， Ai)) の上位アドレス、下位アドレスとなり、 Q(t)， Aqは虚数部テーブルのアドレス Aq(Q( t), Δς)) の上位アドレス、下位アドレスとなる。

歪補償付与部 24は、同相成分用及び直交成分用の 2つの加算器 AD1，AD2を備え、直交信号の各成分 I(t),Q(t)とアドレス Ai (I(t)， Δ i)) 、 Aq(Q(t)， Aq)から読み出した歪補償係数 hi (I (t)， Δ i)，hq(Q(t)， Aq)との加算を行って直交信号の各成分に歪補償処理を施す。すなわち、歪補償付与部 24は

I(t)+hi(I(t)， Δ i)， Q(t)+hq(Q(t), Aq) (5)

を出力する。

歪補償係数更新部 25は、歪補償前の直交信号と復調器 (直交検波器） 30から出力する復調信号の差が零となるようにアドレス Ai(I(t)， Ai)) 、 Aq½(t)，厶 q) からそれぞれ読み出された歪補償係数 h i_n— ^ t), Δ i)， hq_n— C t), Aq)を更新し (hin-!CKt), Ai)→hi_n(I(t), Δί),

Aq)→hq_n½(t)，厶 q) ) 、該更新後の歪補償係数 11 （1(1)， 0， 1^。½(1), 9)を元のァドレス八；（1( t), ΔΪ)) 、 Aq(Q(t)， Aq)に格納する。

すなわち、歪補償係数更新部 25において、遅延回路 5 1は SZP変換部 31 から出力する直交信号を所定時間遅延し、減算器 52 a， 52 bは該直交信号 X (t)(=l(t)+jQ(t))と帰還復調信号 y (t) (=I(t)' +jQ(t)' )の同相成分及び直交成分の誤差 e i(t)(=I(t)- I(t)' )， eq(t) (=Q(t) - C t)' )を出力し、乗算部 53 a 、 53 bは各誤差信号に定数 Gを乗算し、遅延回路 54は歪補償係数 h dd )，厶 i)，hq_n— , (Q(t), Aq)を所定時間遅延し、加算器 55 a, 55 bは次式

hi_n(I(t)， Ai) = G · e i(t)-t-hi_n-,(I(t), Δ i) (6)

hq_n(Q(t), Aq) = G - e q (t) + h q_n- , (Q(t) , Δ q) (7)

の演算を実行して歪補償係数を更新し、更新後の歪補償係数 hi_n(I(t)， Ai)， hq _n(Q(t)， Aq)をそれぞれ元のアドレス Ai(I(t)， Ai)) 、 Aq(Q(t)， Aq)に格納する全体の処理を説明すると、予め、 l(t)と Aiの組み合わせ、 Q(t)と Aqの組み合わせにそれぞれ対応させて歪補償係数の実数部 h i ( I ( t )， Δ i )，虚数部 h q (Q ( t)， △ q)の初期値を歪補償係数テーブル 22の実数部テーブル、虚数部テーブルに記憶する。

かかる状態において、送信信号発生装置 21から送信信号が発生すれば、 SZ P変換器 3 1は送信信号を同相成分信号（ I信号）と直交成分信号（Q信号）の直交信号に変換し、ァドレス発生部 23と歪補償付与部 24と歪補償係数更新部 25に入力する。ァドレス発生部 23は、直交信号より歪補償係数テーブル 22 の実数部テーブル、虚数部テーブルのアドレス Ai (I(t)， Δ i)) 、 Aq(Q(t)， Aq)を発生し、各テーブルよリ歪補償係数 h —

Aq)を読み出して歪補償付与部 24に入力する。歪補償付与部 24は、（5)式の演算を行って直交信号に歪補償処理を施す。 D A変換器 32は歪補償された直交信号の各成分をアナログ信号に変換し、直交変調器 26は歪補償された直交信号に直交変調を施し、送信電力増幅器 27は該直交変調された信号を増幅してアンテナ 28より送信する。位相回転器 34は送信電力増幅器 27の出力信号よリ該増幅器で生じた位相回転を除去し、直交検波器 30はこの位相回転が除去された信号を復調し、 AD変換器 33は復調信号の各成分をディジタル信号に変換し、歪補償係数更新部 25 に入力する。歪補償係数更新部 25は歪補償前の直交信号と復調信号の各成分の差が零となるように歪補償係数を更新し更新後の歪補償係数 hi_n(I(t), A i)， hq _n(Q(t)， Aq)を元のアドレス Ai(l (t)， Δ i)) 、 Aq(Q(t)， Aq)に格納する。。以後、上記動作が繰り返され、歪補償係数は一定値に収束する。

以上では、歪補償係数の同相成分を I(t)， Aiの関数とするときに、直交成分を Q(t), Aqの関数とし、実数部テーブルの I(t)， Δίに応じたアドレスに歪補償係数の実数部を記憶し、虚数部テーブルの Q(t)，に応じたァドレスに歪補償係数の虚数部を記憶した。しかし、歪補償係数の同相成分を I(t)，I(t- 1)の関数とすると共に、直交成分を Q(t)， Q(t_l)の関数とし、実数部テーブルの I(t), I(t-l) に応じたァドレスに歪補償係数の実数部を記憶し、虚数部テーブルの Q(t),Q(t-l )に応じたァドレスに歪補償係数の虚数部を記憶するように構成することもできる。

(a) 第 2実施例の第 1変形例

第 2実施例では、歪補償係数が送信信号の振幅 Q， Pと今回と前回の振幅差 Δ i、 △ qの関数としたが、歪補償係数を今回と前回の振幅 Q(t)， I(t);I(t - l),Q(t- 1)の関数として、歪補償係数テーブル 22に今回と前回の振幅に応じた歪補償係数を記憶するように構成することもできる。図 21はかかる変形例の構成図であリ、第 2実施例と異なる点は、

(1) アドレス変換部 23が、 I(t)を上位アドレス、 I(t- 1)を下位アドレスとする実数部テーブル用のアドレス Ai(I(t)，I(t - 1)) を出力すると共に、 Q(t)を上位ァドレス、 Q(t_l)を下位ァドレスとする虚数部テーブル用のァドレス Aq(Q(t)，Q( t-D) を出力する点、

(2) 歪補償係数テ一ブル 22の実数部テーブル、虚数部テーブルに今回と前回の振幅に応じた歪補償係数を記憶する、

点である。

以上本発明によれば、周波数非対称性歪を補償でき、十分な歪抑圧効果を発揮することができる。又、本発明によれば、デバイスが持つ個体差による歪補償効果のばらつきをなくすことができる。

Claims

請求の範囲

1 . 無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償方法において、送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数をメモリに記憶し、現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数をメモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施し、

歪補償処理を施された送信信号を送信電力増幅器で増幅して送信し、歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号に基づいて前記歪補償係数を更新する、

ことを特徴とする無線装置の歪補償方法。

2 . 請求項 1記載の歪補償方法において、

現在及び過去の送信信号に対応させて歪補償係数をメモリに記憶することを特徴とする歪補償方法。

3 . 無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償方法において、送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数をメモリに記憶し、送信信号を同相成分と直交成分の直交信号に変換し、

現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数を複素形式でメモリから

BJCみ出し、

前記直交信号に該歪補償係数を複素乗算して歪補償処理を施し、

歪補償された直交信号に直交変調を施し、該直交変調された信号を送信電力増幅器で増幅して送信し、

送信電力増幅器の出力信号を復調し、

歪補償前の直交信号と復調信号の差を用いて適応信号処理により前記歪補償係数を更新する、

ことを特徴とする無線装置の歪補償方法。

4 . 請求項 3記載の歪補償方法において、

LMSアルゴリズムあるレ、は RLSアルゴリズムを用いた適応信号処理によリ歪補償係数を更新して一定値に収束させることを特徴とする歪補償方法。

5 . 無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償方法において、送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数をメモリに記憶し、送信信号を同相成分と直交成分の直交信号に変換し、

現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数を複素形式でメモリからみ出し、

前記直交信号の各信号成分にそれぞれ該歪補償係数の実数部、虚数部を加算して歪補償処理を施し、

送信電力増幅器の出力信号よリ該増幅器で生じた位相回転を除去し、該位相回転が除去された信号を復調し、

歪補償前の直交信号と復調信号との同相成分の差及び直交成分の差がそれぞれ零となるように前記歪補償係数の実数部及び虚数部を更新する、

ことを特徴とする無線装置の歪補償方法。

6 . 請求項 1または請求項 2記載の歪補償方法において、

現在の送信信号と過去に送信した複数の信号に対応する 1つの歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償方法。

7 . 請求項 1または請求項 2記載の歪補償方法において、

現在の送信信号と前回送信した信号の 2つの信号に対応する 1つの歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償方法。

8 . 請求項 7記載の歪補償方法において、

現在の送信信号と、現在及び前回送信した信号の差分との組み合わせに対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償方法。

9 . 請求項 7記載の歪補償方法において、

現在の送信信号の瞬時値と包絡線微分値の組み合わせに対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償方法。

1 0 . 請求項 1または請求項 2記載の歪補償方法において、

現在の送信信号の電力値と過去に送信した信号の電力値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償方法。

1 1 . 請求項 1または請求項 2記載の歪補償方法において、現在の送信信号の振幅値と過去に送信した信号の振幅値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償方法。

1 2 . 無線装置の送信電力増幅器の歪を補正する歪補償装置において、送信電力増幅器の歪を補正するための歪補償係数を記憶するメモリ、現在の送信信号と過去の送信信号に応じた歪補償係数をメモリから読み出し、該歪補償係数を用いて送信信号に歪補償処理を施して送信電力増幅器に入力する歪補償付与部、

歪補償前の送信信号と送信増幅器の出力信号を用レ、て前記歪補償係数を更新してメモリに記憶する歪補償係数更新部、

を有することを特徴とする歪補償装置。

1 3 . 請求項 1 2記載の歪補償装置において、

前記メモリは、現在の送信信号と過去の送信信号の組み合わせに対応して歪補償係数を記憶することを特徴とする歪補償装置。

1 4 . 請求項 1 2記載の歪補償装置において、

歪補償付与部は、現在の送信信号と過去に送信した複数の信号に対応する 1つの歪補償係数をメモリから読み出して歪補償する、

ことを特徴とする歪補償装置。

1 5 . 請求項 1 2記載の歪補償装置において、

歪補償付与部は、現在の送信信号と前回送信した信号に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償装置。

1 6 . 請求項 1 5記載の歪補償装置において、

現在及び前回送信した信号値の差分を演算する演算部を備え、

歪補償付与部は、現在の送信信号と現在及び前回送信した信号値の差分との組み合わせに応じた歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償装置。

1 7 . 請求項 1 5記載の歪補償装置において、

送信信号の包絡線微分値を算出する手段を備え、

歪補償付与部は、現在の送信信号の瞬時値と包絡線微分値の組み合わせに対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする

1 8 . 請求項 1 2記載の歪補償装置において、

歪補償付与部は、現在の送信信号の電力値と過去に送信した信号の電力値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償装置。

1 9 . 請求項 1 2記載の歪補償装置において、

歪補償付与部は、現在の送信信号の振幅値と過去に送信した信号の振幅値に対応する歪補償係数をメモリから読み出して歪補償処理を実行することを特徴とする歪補償装置。