JP2006135612A - 送信装置及び歪み補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高電力効率且つ低歪みで使用することができる送信装置及び歪み補償方法を提供する。
【解決手段】ＥＥＲ方式の電力増幅器１５の歪み特性の逆特性を持ち、信号変換部１０から出力される振幅成分信号Ａ及び位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑに対する歪み補償処理を行う歪み補償部１６を備えるとともに、この歪み補償部１６の持つルックアップテーブル１６０１の歪み逆特性を表す数値（振幅成分Ａ__ＰＤと位相成分(α，β)）を電力増幅器１５の出力のフィードバック信号に基づいて更新する手段を備える。これにより、高電力効率であるＥＥＲ方式の電力増幅器１５の出力の歪みを低く抑えることができる。すなわち、高電力効率且つ低歪みで送信することが可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＥＥＲ方式（Envelope Elimination and Restoration）方式を採用した送信用の電力増幅器を備えた送信装置及び電力増幅器において発生する歪みを補償する歪み補償方法に関する。

従来、ディジタル変調方式の携帯電話に用いられる送信用の電力増幅器は、高ダイナミックレンジの信号を低歪みで増幅する線形性と、装置の消費電力を低減するための高い電力効率が求められる。

電力効率を大幅に向上できる可能性のある電力増幅方式の１つに上述したＥＥＲ方式がある。このＥＥＲ方式の増幅器では、送信信号の同相成分信号（Ｉ信号），直交成分信号（Ｑ信号）を振幅（ＡＭ：Amplitude Modulation）成分信号と位相（ＰＭ：Phase Modulation）成分信号に変換して増幅することにより、高効率に電力を増幅することが可能である。

図１５は、ＥＥＲ方式の増幅器の動作原理図である。この図において、入力Ｉ信号，Ｑ信号を信号変換部１０で振幅成分（ＡＭ）信号と位相成分（ＰＭ）信号に変換する。そして、位相成分信号については、Ｄ／Ａ（Digital/Analog）変換器１１及び１２でアナログ信号に変換した後に、直交変調部１４において、搬送波ｃｏｓ(ω_ｃｔ)、ｓｉｎ(ω_ｃｔ)を乗算し、各乗算結果を加算して直交変調を行う。ここでω_ｃは搬送波の各周波数を、ｔは時間を表す。直交変調後信号を電力増幅器１５で増幅し、振幅成分信号をＤ／Ａ変換器１３でアナログ信号に変換した後、そのアナログの振幅成分信号で電力増幅器１５のドレイン・バイアス電圧を変調して振幅成分信号を再挿入する。これにより、電力増幅器１５から振幅成分信号と位相成分信号とが再結合した信号が出力される。この処理を適切に行うことで電力増幅器１５の電力効率を高く維持したまま目的の信号を電力増幅することが可能となる。

ところで、ＥＥＲ方式の増幅器は電力増幅効率が良い反面、高電力増幅時に歪みが発生するという問題点がある。すなわち、電力増幅器１５には入力振幅に依存したＡＭ／ＡＭ特性（振幅歪み）とＡＭ／ＰＭ特性（位相歪み）という歪みが生じ、この歪みのため増幅器出力は非線形のものとなってしまう。

従来、送信信号の振幅成分信号と位相成分信号の夫々に対して、ディジタル方式による歪み補償を可能にした技術が提案されている(例えば、特許文献１参照)。特許文献１では、直交座標系を極座標系に変換した後、振幅と位相角度の歪み補償量を別々に算出して歪み補償を行っている。

非線形歪みをディジタル信号処理により線形補償するのが、ディジタル歪み補償技術と呼ばれる。

特開２０００−９２１４５号公報

しかしながら、従来のディジタル方式の歪み補償方法は、ＥＥＲ方式の電力増幅器を想定した歪み補償ではない為、ＥＥＲ方式の電力増幅器においては歪み問題は未だ解決に至ってない。

本発明は、係る事情に鑑みてなされたものであり、ＥＥＲ方式の電力増幅器を用い高電力効率且つ低歪みで使用することができる送信装置及び歪み補償方法を提供することを目的とする。

まず歪み補償プリディストーション法の原理について簡単に説明する。図１２は、歪み補償した場合の送信装置の概略構成と各部の入出力波形図である。図１３は、歪み補償しない場合の送信装置の概略構成と各部の入出力波形図である。また、図１４は、歪み補償した場合と歪み補償しない場合の周波数スペクトラムを示す。

図１３に示すように、歪み補償が無い場合は、電力増幅器１５には、入力振幅に依存したＡＭ／ＡＭ特性（振幅歪み）、ＡＭ／ＰＭ特性（位相歪み）という歪みが生じる。この歪みのために出力波形は非線形のものとなってしまう。これに対して、図１２に示すように、歪み補償した場合は、予め電力増幅器１５における歪み特性と逆の歪み特性を歪み補償部１６に設定しておく。歪み補償部１６で補償した信号を電力増幅器１５に入力すると、歪み特性が相殺され、線形増幅されることになる。予め歪みの逆特性を与えておくことから、この方法はプリディストーション法（前歪み補償方法）と呼ばれる。この際、重要なのは歪みの逆特性を如何にして精度良く求めるかである。図１４の周波数スペクトラムに示すように、歪み補償を行わないと歪み特性により帯域（通信に用いる帯域（図１４中では３．８４ＭＨｚ））外に電力が漏洩してしまうが、歪み補償を行うことで帯域外に漏洩する電力が抑えられるのが分かる。このように、送信装置の回路内に、ＥＥＲ方式の電力増幅器１５における歪み特性と逆の歪み特性を持つ歪み補償部１６を設けることで、電力増幅器１５を低歪みで使用することが可能となる。

本発明の目的は、上記内容を踏まえて下記構成及び方法により達成される。

（１） ＥＥＲ方式の電力増幅器と、送信信号の同相成分信号と直交成分信号を振幅成分信号と位相成分信号に変換する信号変換手段と、前記電力増幅器の歪み特性と逆の歪み特性を持ち、該歪み逆特性を用いて前記信号変換手段からの振幅成分信号と位相成分信号に歪み補償処理を行う歪み補償手段と、前記歪み補償手段で歪み補償処理された前記信号変換手段からの位相成分信号を直交変調して前記電力増幅器に入力し、さらに前記歪み補償手段で歪み補償処理された前記信号変換手段からの振幅成分信号の電圧値に応じて増幅する手段と、を備える。

（２） 上記（１）に記載の送信装置において、前記電力増幅器の出力をフィードバック信号として取得し、それを直交検波して同相成分信号と直交成分信号を取り出す復調手段と、前記復調手段で取り出された同相成分信号と直交成分信号を振幅成分信号と位相成分信号に逆変換する信号逆変換手段と、前記信号変換手段からの振幅成分信号及び位相成分信号と前記信号逆変換手段からの振幅成分信号及び位相成分信号とを比較して夫々における誤差を算出する誤差算出手段と、前記誤差算出手段にて算出された振幅及び位相夫々における誤差が最小になる歪み補償係数を算出して前記歪み補償手段の歪み逆特性に反映させる歪み補償係数算出手段と、を備える。

（３） 上記（１）又は（２）に記載の送信装置において、前記歪み補償手段から出力される歪み補償された振幅成分信号の振幅を制限する振幅制限手段を備える。

（４） 上記（１）又は（２）に記載の送信装置において、前記信号変換手段に入力される送信信号の振幅を制限する振幅制限手段を備える。

（５） 上記（１）乃至（４）のいずれかに記載の送信装置において、前記信号変換手段から出力される振幅成分信号及び位相成分信号夫々に対して帯域制限を行うフィルタ手段を備える。

（６） 上記（５）に記載の送信装置において、前記フィルタ手段通過後の前記信号変換手段からの出力信号と前記信号逆変換手段からの出力信号との間で生ずる誤差を改善する補正手段を備える。

（７） 上記（１）乃至（６）のいずれかに記載の送信装置において、前記歪み補償手段が持つ歪み逆特性の初期値を設定するためのトレーニング信号を発生するトレーニング信号発生手段と、前記トレーニング信号発生手段から出力されるトレーニング信号を前記信号変換手段の出力信号に替わって前記歪み補償手段へ入力するスイッチ手段と、を備える。

（８） 上記（２）乃至（７）のいずれかに記載の送信装置において、前記フィードバック信号を減衰させる可変減衰手段と、前記可変減衰手段の減衰率を制御する減衰率制御手段と、を備える。

（９） 移動体通信システムの移動局装置において、上記（１）乃至（８）のいずれかに記載の送信装置を備える。

（１０） 移動体通信システムの基地局装置において、上記（１）乃至（８）のいずれかに記載の送信装置を備える。

（１１） 無線通信装置において、上記（１）乃至（８）のいずれかに記載の送信装置を備える。

（１２） ＥＥＲ方式の電力増幅器を備えた送信装置の歪み補償方法において、送信信号の同相成分信号及び直交成分信号を振幅成分信号及び位相成分信号に変換し、前記電力増幅器の歪み特性と逆の歪み特性を用いて歪み補償処理を行う歪み補償工程を備える。

（１３） 上記（１２）に記載の歪み補償方法において、前記電力増幅器の出力をフィードバック信号として取得し、それを直交検波して同相成分信号と直交成分信号を取り出す復調工程と、前記復調工程で取り出された同相成分信号と直交成分信号を振幅成分信号と位相成分信号に逆変換する信号逆変換工程と、送信信号を変換して得られた振幅成分信号及び位相成分信号と前記信号逆変換工程で得られた振幅成分信号及び位相成分信号とを比較して夫々における誤差を算出する誤差算出工程と、前記誤差算出工程にて算出された振幅及び位相夫々における誤差が最小になる歪み補償係数を算出して前記歪み補償工程の歪み逆特性に反映させる歪み補償係数算出工程と、を備える

（１４） 上記（１２）又は（１３）に記載の歪み補償方法において、前記歪み補償工程で得られた歪み補償された振幅成分信号の振幅を制限する振幅制限工程を備える。

（１５） 上記（１２）又は（１３）に記載の歪み補償方法において、極座標系に変換する以前の送信信号の振幅を制限する振幅制限工程を備える。

（１６） 上記（１２）乃至（１５）のいずれかに記載の歪み補償方法において、送信信号の同相成分信号及び直交成分信号を変換して得られた振幅成分信号及び位相成分信号夫々に対して帯域制限を行う帯域制限工程を備える。

（１７） 上記（１６）に記載の歪み補償方法において、前記帯域制限工程によって帯域制限された信号と前記信号逆変換工程で得られた信号との間で生ずる誤差を改善する補正工程を備える。

（１８） 上記（１２）乃至（１７）のいずれかに記載の歪み補償方法において、前記歪み補償工程で用いられる歪み逆特性の初期値を設定するためのトレーニング信号を発生するトレーニング信号発生工程と、前記トレーニング信号発生工程で発生されたトレーニング信号を、送信信号の同相成分信号及び直交成分信号に変換して得られた振幅成分信号及び位相成分信号に替わって前記歪み補償工程へ入力する信号切替工程と、を備える。

（１９） 上記（１３）乃至（１８）のいずれかに記載の歪み補償方法において、前記フィードバック信号を減衰させる可変減衰工程と、前記可変減衰工程における減衰率を制御する減衰率制御工程と、を備える。

上記（１）に記載の送信装置によれば、電力増幅器の歪み特性の逆特性を持ち、信号変換手段から出力される振幅成分信号及び位相成分信号に対する歪み補償処理を行うので、ＥＥＲ方式の電力増幅器を低歪みで使用することが可能となる。

上記（２）に記載の送信装置によれば、歪み補償手段の持つ歪み逆特性を、電力増幅器の出力より得られたフィードバック信号に基づいて増幅器を線形補償するので、常に最良の状態で電力増幅器の出力の歪みを低く抑えることができる。

上記（３）に記載の送信装置によれば、歪み補償手段から出力される歪み補償された振幅成分信号の振幅を制限するので、電力増幅器の信号処理帯域を超える信号入力によって
電力増幅器を駆動できなくなる虞を無くすことができる。

上記（４）に記載の送信装置によれば、信号変換手段に入力される送信信号の振幅を制限するので、電力増幅器の信号処理帯域を超える信号入力によって電力増幅器を駆動できなくなる虞を無くすことができる。

上記（５）に記載の送信装置によれば、信号変換手段から出力される振幅成分信号及び位相成分信号夫々に対して帯域制限を行うので、電力増幅器の信号処理帯域を超える信号入力によって電力増幅器を駆動できなくなる虞を無くすことができる。

上記（６）に記載の送信装置によれば、フィルタ手段通過後の信号変換手段からの出力信号と信号逆変換手段からの出力信号との間で生ずる誤差を改善するので、誤差算出を精度良く行い、安定した補償係数を算出することが可能となる。

上記（７）に記載の送信装置によれば、歪み補償手段が持つ歪み逆特性の初期値を設定するためのトレーニング信号を発生するので、短時間で最良の歪み逆特性を算出することができる。

上記（８）に記載の送信装置によれば、フィードバック信号のレベルを調整するので、送信電力が変わっても常に最良な歪み逆特性を算出することができる。

上記（９）に記載の移動局装置によれば、上記（１）乃至（８）のいずれかに記載の送信装置を備えるので、高電力効率且つ低歪みで送信を行うことができる。

上記（１０）に記載の基地局装置によれば、上記（１）乃至（８）のいずれかに記載の送信装置を備えるので、高電力効率且つ低歪みで送信を行うことができる。

上記（１１）に記載の無線通信装置によれば、上記（１）乃至（８）のいずれかに記載の送信装置を備えるので、高電力効率且つ低歪みで送信を行うことができる。

上記（１２）に記載の歪み補償方法によれば、ＥＥＲ方式の電力増幅器を低歪みで使用することが可能となる。

上記（１３）に記載の歪み補償方法によれば、高電力効率である電力増幅器の出力の歪みを最良の状態で低く抑えることができる。

上記（１４）に記載の歪み補償方法によれば、電力増幅器の信号処理帯域を超える信号入力によって電力増幅器を駆動できなくなる虞を無くすことができる。

上記（１５）に記載の歪み補償方法によれば、電力増幅器の信号処理帯域を超える信号入力によって電力増幅器を駆動できなくなる虞を無くすことができる。

上記（１６）に記載の歪み補償方法によれば、電力増幅器の信号処理帯域を超える信号入力によって電力増幅器を駆動できなくなる虞を無くすことができる。

上記（１７）に記載の歪み補償方法によれば、誤差算出を精度良く行い、安定した補償係数を算出することが可能となる。

上記（１８）に記載の歪み補償方法によれば、歪み逆特性を短時間で最良のものにすることができる。

上記（１９）に記載の歪み補償方法によれば、送信電力が変わっても歪み逆特性を常に最良なものにすることができる。

以下、本発明を実施するための好適な実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図である。この図において、本実施の形態の送信装置は、信号変換部１０と、Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器１１〜１３と、直交変調部１４と、電力増幅器１５と、歪み補償部１６と、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１７及び２５と、アップコンバータ１８と、局部発振器１９と、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）２０及び２３と、アンテナ２１と、方向性結合器２２と、ダウンコンバータ２４と、直交復調部２６と、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器２７及び２８と、信号逆変換部２９と、誤差算出部３０及び３１と、補償係数算出部３２と、メモリ３３と、遅延回路３４〜３６とを備えている。

信号変換部１０は、入力信号の同相成分Ｉ信号と直交成分Ｑ信号（Ｉ_ｉｎ，Ｑ_ｉｎ）を振幅成分信号Ａと位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑに変換する。図２に示すように、信号変換部１０に入力される信号（Ｉ_ｉｎ，Ｑ_ｉｎ）はＩＱ平面にマッピングされる。これを極座標で表すと式（１）のように表すことができる。

I_ｉｎ＋j・Q_ｉｎ=(I_ｉｎ ^２＋Q_ｉｎ ^２)^１/２・exp(ｊ・θ)
=(I_ｉｎ ^２＋Q_ｉｎ ^２)^１/２・(cosθ＋ｊ・sinθ)
=(I_ｉｎ ^２＋Q_ｉｎ ^２)^１/２・(I_ｉｎ/(I_ｉｎ ^２＋Q_ｉｎ ^２)^１/２＋ｊ・(Q_ｉｎ/(I_ｉｎ ^２＋Q_ｉｎ ^２)^１/２))
・・・式（１）

このとき、Ａ，θ_Ｉ，θ_Ｑを式（２）のようにしておくと、式（１）は式（３）のように表すことができる。
Ａ＝(I_ｉｎ ^２＋Q_ｉｎ ^２)^１/２
θ_Ｉ＝I_ｉｎ／Ａ
θ_Ｑ＝Q_ｉｎ／Ａ
・・・式（２）

I_ｉｎ＋j・Q_ｉｎ＝Ａ・(θ_Ｉ＋j・θ_Ｑ)
・・・式（３）

図１に戻り、信号変換部１０では、式（２）で算出した“Ａ”を振幅成分信号、“θ_Ｉ，θ_Ｑ”を位相成分信号として出力する。歪み補償部１６は、電力増幅器１５の歪み特性の逆特性を保存するルックアップテーブル（図４の構成図を参照）１６０１を有しており、このルックアップテーブル１６０１を参照して信号変換部１０からの振幅成分信号Ａと位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑに対する歪み補償処理を行う。ここで、電力増幅器１５の非線形歪みである振幅歪み、位相歪みは共に入力振幅Ａに依存している。図４に示すようにルックアップテーブル１６０１には、入力振幅信号Ａの入力電圧Ｐに対する歪み逆特性が、振幅成分信号Ａ_＿ＰＤと位相成分信号（α，β）に分けて保存される。図３に位相歪みの一例を示す。

入力電圧Ｐに対する位相歪みの回転量をφ[rad]とすると、その歪み特性はｅｘｐ(ｊ・φ)、逆特性はｅｘｐ(−ｊ・φ)と表される。α，βは、それぞれこの逆特性の実部、虚部を表している。これを式で表すと式（４）のように表せる。

ｅｘｐ(−ｊ・φ)＝ｃｏｓφ−ｊ・ｓｉｎφ
＝α＋ｊ・β
・・・式（４）

図４において、歪み補償部１６は、振幅成分信号については、ルックアップテーブル１６０１の入力振幅Ａの電圧値Ｐに応じた部分を参照してＡ_＿ＰＤ信号を出力する。位相成分信号については、入力振幅Ａの電圧値Ｐに応じた（α，β）を参照し、該当する（α，β）を用いて、式（５）の計算により歪み補償したθ_Ｉ＿ＰＤ信号及びθ_Ｑ＿ＰＤ信号を求めて出力する。
θ_Ｉ＿ＰＤ＝α・θ_Ｉ−β・θ_Ｑ
θ_Ｑ＿ＰＤ＝α・θ_Ｑ＋β・θ_Ｉ
・・・式（５）

図１に戻り、Ｄ／Ａ変換器１１〜１３は、歪み補償部１６からのＡ_＿ＰＤ信号、θ_Ｉ＿ＰＤ信号、θ_Ｑ＿ＰＤ信号のディジタル信号を、それぞれアナログ信号に変換する。θ_Ｉ＿ＰＤアナログ信号、θ_Ｑ＿ＰＤアナログ信号は直交変調部１４に入力される。直交変調部１４は、入力されたθ_Ｉ＿ＰＤアナログ信号、θ_Ｑ＿ＰＤアナログ信号夫々に基準搬送波とこの基準搬送波を９０度移相した信号を乗算し、さらにそれぞれの結果を加算することにより直交変調を行う。ローパスフィルタ１７は、直交変調部１４からの直交変調信号の高周波を制限する。アップコンバータ１８は、ローパスフィルタ１７で高周波が制限された直交変調部１４からの直交変調信号と局部発振器１９からの局部発振信号とを混合することで周波数変換する。バンドパスィルタ２０は、アップコンバータ１８からの周波数変換信号（すなわち変調信号）を帯域制限する。

電力増幅器１５は、ＥＥＲ方式で電力増幅するものであり、バンドパスフィルタ２０で帯域制限されたアップコンバータ１８からの周波数変換信号を電力増幅してアンテナ２１より空中へ放射する。方向性結合器２２は、電力増幅器１５で電力増幅された周波数変換信号をフィードバック系に分配する。なお、方向性結合器２２に替わって分配器を用いても構わない。方向性結合器２２でフードバック系に分配された周波数変換信号は、電力増幅器１５の歪み特性を解析するためのフィードバック信号として使用される。

なお、フィードバック信号は電力増幅器１５の出力そのものであるのでレベルの高い信号である。このため、フィードバック系の各部で扱い易いように方向性結合器２２とバンドパスフィルタ２３との間に図示せぬ減衰器が設けられている。

バンドパスフィルタ２３はフィードバック信号を帯域制限する。ダウンコンバータ２４は、バンドパスフィルタ２３で帯域制限されたフィードバック信号と局部発振器１９からの局部発振信号とを混合し、アップコンバータ１８に入力される信号の周波数と同じ周波数に周波数変換する。以下、周波数変換して得られる信号をフィードバック周波数変換信号と呼ぶ。ローパスフィルタ２５は、ダウンコンバータ２４からのフィードバック周波数変換信号の高周波を制限する。

直交復調部２６は、ローパスフィルタ２５で高周波が制限されたフィードバック周波数変換信号に対して直交検波を行うことで、同相成分信号Ｉ_＿Ｆ、直交成分信号Ｑ_＿Ｆを取り出す。アナログ／ディジタル変換器２７及び２８は、直交復調部２６からのアナログ信号をディジタル信号に変換する。なお、ここでのＩ_＿Ｆ、Ｑ_＿Ｆは直交座標系で表された信号である。信号逆変換部２９は、直交座標系で表された信号Ｉ_＿Ｆ、Ｑ_＿Ｆを、再び振幅成分信号（Ａ_＿Ｆ）、位相成分信号（θ_Ｉ＿Ｆ，θ_Ｑ＿Ｆ）に逆変換する。処理動作は信号変換部１０と同様である。

誤差算出部３０及び３１は、送信しようとする信号（すなわち歪みが無い信号）の振幅Ａ(Ｐ)、位相（θ_Ｉ，θ_Ｑ）と信号逆変換部２９の出力信号Ａ_＿Ｆ、（θ_Ｉ＿Ｆ，θ_Ｑ＿Ｆ）とを比較する。そのときの誤差をｅ_Ａ(Ｐ)、ｅ_Ｐ(Ｐ)とすると、式（６）で表すことができる。ここで、Ｐは振幅信号の電圧値である。遅延回路３４〜３６は、誤差算出部３０及び３１における比較処理において、信号変換部１０の出力信号（すなわち送信しようとする信号）に対するフィードバック信号の遅延を無くすために信号変換部１０の出力信号を遅延させる。なお、遅延させるのではなくメモリを設けてそれに溜め込むようにしても構わない。

ｅ_Ａ(Ｐ)＝Ａ_＿Ｆ(Ｐ)−Ａ(Ｐ)
ｅ_Ｐ(Ｐ)＝(θ_Ｉ＿Ｆ(Ｐ)＋ｊ・θ_Ｑ＿Ｆ(Ｐ))−(θ_Ｉ(Ｐ)＋ｊ・θ_Ｑ(Ｐ))
・・・式（６）

補償係数算出部３２は、誤差ｅ_Ａ(Ｐ)、ｅ_Ｐ(Ｐ)が最小になるように振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)、位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)を算出する。歪み補償係数を算出する方法は、最小二乗法（ＬＭＳ）、指数重み付き逐次最小二乗法（ＲＬＳ）などがある（例えば、特開平９−６９７３３号公報参照）。本実施の形態では最小二乗法を採用しており、この最小二乗法に基づいて説明する。

最小二乗法により、誤差が最小になるよう、振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)、位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)を決定する（式（７））。そして、振幅歪み補償係数ｈ_Ａ_ｎ(Ｐ)、位相歪み補償係数ｈ_Ｐ_ｎ(Ｐ)が今回新たに決定する補償係数であり、振幅歪み補償係数ｈ_Ａ_ｎ−１(Ｐ)、位相歪み補償係数ｈ_Ｐ_ｎ−１(Ｐ)が前回の補償係数の値である。ｕ(Ｐ)は補償係数を掛けない（すなわち歪み補償を行わない補償係数が「１」）ときの入力を増幅した出力の値であり、式（８）、式（９）のように表される（^＊は共役複素数を表す）。また、μは最小二乗法のステップサイズパラメータであり、振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)、位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)が収束するためには入力振幅に応じて適切なμの値を設定しなければならない。

ｈ_Ａ_ｎ(Ｐ)＝ｈ_Ａ_ｎ−１(Ｐ)＋μ・ｅ_Ａ(Ｐ)・Ａ(Ｐ)
ｈ_Ｐ_ｎ(Ｐ)＝ｈ_Ｐ_ｎ−１(Ｐ)＋μ・ｅ_Ｐ(Ｐ)・ｕ^＊(Ｐ)
・・・式（７）

ｕ(Ｐ)＝ｈ_Ｐ^＊ _ｎ−１(Ｐ)・Ｙ(Ｐ)
・・・式（８）
Ｙ(Ｐ)＝θ_Ｉ＿ＰＤ(Ｐ)＋ｊ・θ_Ｑ＿ＰＤ(Ｐ)
・・・式（９）

補償係数算出部３２で算出された振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)及び位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)は一時的にメモリ３３に格納される。

歪み補償部１６のルックアップテーブル１６０１では、上述したように入力振幅の入力電圧Ｐに対する歪み逆特性を、振幅成分信号Ａ_＿ＰＤ信号と位相成分信号（α，β）に分けて保存している（図４参照）。歪み逆特性を求めることは誤差ｅ_Ａ(Ｐ)、ｅ_Ｐ(Ｐ)を最小にする入力信号を求めることと同じであるので、ルックアップテーブル１６０１の振幅成分信号Ａ_＿ＰＤ信号、位相成分信号（α，β）は、式（１０）、式（１１）より求めることができる。ここでは、ｎはルックアップテーブル１６０１の更新回数を表す。

Ａ_＿ＰＤｎ＝ｈ_Ａ_ｎ(Ｐ)・Ａ_ｎ(Ｐ)
・・・式（１０）
α_ｎ＋ｊ・β_ｎ＝ｈ_Ｐ_ｎ(Ｐ)・(θ_Ｉ，ｎ(Ｐ)＋ｊ・θ_Ｑ，ｎ(Ｐ))
・・・式（１１）

ルックアップテーブル１６０１を繰り返し更新することで歪みの逆特性を求めることができる。

次に、上記構成の送信装置の動作について説明する。信号変換部１０に送信信号（Ｉ_ｉｎ，Ｑ_ｉｎ）が入力されると、その同相成分Ｉ信号と直交成分Ｑ信号が振幅成分信号Ａと位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑに変換される。そして、これらの信号が歪み補償部１６に入力され、電力増幅器１５の歪み特性の逆特性を示すルックアップテーブル１６０１が参照されて、振幅成分信号Ａと位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑに対する歪み補償処理が行われる。

すなわち、歪み補償部１６において、図４に示すように、振幅成分信号については、ルックアップテーブル１６０１の入力振幅Ａの電圧値Ｐに応じた部分が参照されてＡ_＿ＰＤ信号が出力され、位相成分信号については、ルックアップテーブル１６０１の入力振幅Ａの電圧値Ｐに応じた（α，β）が参照されて、上述した式（５）の計算により位相補償が行われて、歪み補償された位相信号（θ_Ｉ＿ＰＤ，θ_Ｑ＿ＰＤ）が出力される。

歪み補償されたＡ_＿ＰＤ信号、θ_Ｉ＿ＰＤ信号、θ_Ｑ＿ＰＤ信号は、Ｄ／Ａ変換器１１〜１３にてアナログ信号に変換される。そして、アナログ変換されたθ_Ｉ＿ＰＤアナログ信号とθ_Ｑ＿ＰＤアナログ信号が直交変調部１４に入力されて、基準搬送波とこの基準搬送波を９０度移相した信号が乗算される。そしてさらに夫々の乗算結果が加算されることによる直交変調が行われる。そして、直交変調信号がローパスフィルタ１７によってその高周波が制限された状態でアップコンバータ１８に入力される。アップコンバータ１８では、ローパスフィルタ１７で高周波が制限された直交変調信号と局部発振器１９からの局部発振信号とが混合されて周波数変換信号が出力される。出力された周波数変換信号はバンドパスフィルタ２０で帯域制限された後電力増幅器１５に入力される。

電力増幅器１５に入力された周波数変換信号は、電力増幅器１５にて電力増幅されてアンテナ２１より空中へ放射される。このとき電力増幅器１５はＥＥＲ方式による電力増幅を行うが、電力増幅器１５に入力される周波数変換信号は電力増幅器１５の歪み特性の逆特性となるように補償されているので、電力増幅器１５からは歪みの少ない周波数変換信号が出力される。勿論、電力増幅器１５はＥＥＲ方式による電力増幅を行うので高効率の送信が行われる。

電力増幅器１５から周波数変換信号が出力されると、方向性結合器２２によって分配され、フィードバック信号としてバンドパスフィルタ２３で帯域制限された後にダウンコンバータ２４に入力される。この際、アップコンバータ１８に入力される信号の周波数と同じ周波数に周波数変換される。ダウンコンバータ２４からのフィードバック周波数変換信号はローパスフィルタ２５で高周波が制限されて直交復調部２６に入力される。

直交復調部２６にフィードバック周波数変換信号が入力されると、直交検波が行われて同相成分信号Ｉ_＿Ｆと直交成分信号Ｑ_＿Ｆが取り出される。そして、取り出された同相成分信号Ｉ_＿Ｆと直交成分信号Ｑ_＿ＦがＡ／Ｄ変換器２７及び２８でディジタル信号に変換された後、信号逆変換部２９に入力されて、直交座標系で表された信号Ｉ_＿Ｆ、Ｑ_＿Ｆが再び振幅成分信号Ａ_＿Ｆ、位相成分信号Ｑ_Ｉ＿Ｆ及びＱ_Ｑ＿Ｆに逆変換される。この逆変換により得られた振幅成分信号Ａ_＿Ｆは誤差算出部３０に入力されて、送信しようとする信号（すなわち歪みが無い信号）の振幅Ａ(Ｐ)と比較され、そのときの誤差ｅ_Ａ(Ｐ)が補償係数算出部３２に入力される。

一方、逆変換により得られた位相成分信号Ｑ_Ｉ＿Ｆ及びＱ_Ｑ＿Ｆは誤差算出部３１入力されて、送信しようとする信号（すなわち歪みが無い信号）の位相θ_Ｉ及びθ_Ｑと比較され、そのときの誤差ｅ_Ｐ(Ｐ)が補償係数算出部３２に入力される。

補償係数算出部３２では、誤差ｅ_Ａ(Ｐ)、ｅ_Ｐ(Ｐ)が最小になる振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)、位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)が算出される。そして、算出された振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)、位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)が一時的にメモリ３３に格納される。振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)と位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)は常時更新されることになるが、メモリ３３に新たな振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)と位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)が格納される毎にメモリ３３から読み出されて歪み補償部１６に入力される。歪み補償部１６では、メモリ３３から振幅歪み補償係数ｈ_Ａ(Ｐ)と位相歪み補償係数ｈ_Ｐ(Ｐ)が入力される毎にそれらをルックアップテーブル１６０１に反映する。ルックアップテーブル１６０１が繰り返し更新されることで歪みの逆特性が求まる。

このように本実施の形態の送信装置によれば、電力増幅器１５の歪み特性の逆特性を持ち、信号変換部１０から出力される振幅成分信号Ａ及び位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑに対する歪み補償処理を行う歪み補償部１６を備えるとともに、この歪み補償部１６の持つルックアップテーブル１６０１の歪み逆特性を表す数値（振幅成分信号Ａ_＿ＰＤと位相成分信号（α，β））を電力増幅器１５の出力のフィードバック信号に基づいて更新する手段を備えるので、常に最良の状態で電力増幅器１５の出力の歪みを低く抑えることができる。すなわち、高電力効率のＥＥＲ方式の電力増幅器１５を低歪みで使用することが可能となる。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において前述した図１と同一のものについては同じ符号を付けてその説明を省略する。

図５において、本実施の形態の送信装置は、信号変換部１０の直後にローパスフィルタ３７〜３９を有し、さらに歪み補償部１６の振幅成分信号Ａ_＿ＰＤ出力側に振幅制限部４０を有するものである。ローパスフィルタ３７〜３９は、信号変換部１０で変換された振幅成分信号Ａと位相成分信号θ_Ｉ、θ_Ｑに対して帯域制限を行う。この場合、振幅成分信号Ａ、位相成分信号θ_Ｉ、θ_Ｑに変換した信号のスペクトルは全帯域に拡がっているため、このままでは電力増幅器１５を駆動できない虞がある。そこで、ローパスフィルタ３７〜３９を用いて帯域制限を行うようにした。なお、Ｄ／Ａ変換器１１〜１３におけるＤ／Ａ変換のためにも必要である。

振幅制限部４０は、電力増幅器１５に入力される信号の振れ幅を抑える。すなわち、電力増幅器１５のドレイン電圧には制限があるので、電力増幅器１５の信号処理帯域を確保するために電力増幅器１５に入力される信号の振れ幅を抑える。ここで図６は、振幅制限部４０の概略構成を示すブロック図である。この図に示すように、振幅制限部４０は、リミッタ部４０１と上下限値算出部４０２とを備えて構成される。上下限値算出部４０２は、振幅を制限するための上限値と下限値を算出する。この場合、入力信号Ａ_＿ＰＤの実効値から−ｘｄＢを下限値、＋ｙｄＢを上限値とする。リミッタ部４０１は、下限値以下の信号を下限値に、上限値以上の信号を上限値に張り付かせる処理を行う。

このように本実施の形態の送信装置によれば、信号変換部１０からの振幅成分信号Ａ、位相成分信号θ_Ｉ、θ_Ｑの各信号の帯域を制限するローパスフィルタ３７〜３９を備えるとともに、電力増幅器１５に入力される信号の振れ幅を抑えるための振幅制限部４０を備えるので、信号変換部１０からの信号レベルによって電力増幅器１５を駆動できなる虞が一切無くなる。

（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において前述した図１及び図５と同一のものについては同じ符号を付けてその説明を省略する。

図７において、本実施の形態の送信装置は、信号変換部１０からの振幅成分信号Ａと位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑがローパスフィルタ３７〜３９を通過することで、その通過後の出力信号Ａ’，θ_Ｉ’，θ_Ｑ’とフィードバック系の信号逆変換部２９の出力信号Ａ_＿Ｆ，θ_Ｉ＿Ｆ，θ_Ｑ＿Ｆとの間で生ずる誤差を改善するための補正値算出部４３及び補正部４４を備えるとともに、補正値とフィードバック信号の遅延を合わせるための遅延回路４１及び４２を備えている。

すなわち、Ａ’，θ_Ｉ’，θ_Ｑ’は信号変換部１０の出力信号にローパスフィルタ３７〜３９を通した信号であるのに対し、フィードバック系の信号逆変換部２９の出力信号Ａ_＿Ｆ，θ_Ｉ＿Ｆ，θ_Ｑ＿Ｆはローパスフィルタを通していない信号である。このため、フィルタ通過分の誤差が必ず生じてしまう（（θ_Ｉ＿Ｆ，θ_Ｑ＿Ｆ）は必ず半径１の円上の点になるが、（θ_Ｉ’，θ_Ｑ’）はローパスフィルタを通していないためそうならない）。そこで、この分の誤差を改善するため信号逆変換部２９の出力信号に対して補正部４４で補正を行う。

補正部４４は、歪み補償部１６の出力位相信号（θ_Ｉ＿ＰＤ，θ_Ｑ＿ＰＤ）を用いて、信号逆変換部２９の出力信号Ａ_＿Ｆ，θ_Ｉ＿Ｆ，θ_Ｑ＿Ｆの補正を行う。本実施の形態では、遅延回路４１及び４２を用いて補正値とフィードバック信号の遅延（ディジタル/アナログ、増幅器等で発生）を合わせるようにしている。なお、遅延回路の他にメモリを用意して、このメモリに信号を貯め込む構成でも良い。

補正値算出部４３は、(θ_Ｉ＿ＰＤ ^２＋θ_Ｑ＿ＰＤ ^２)^１／２の計算を行い、補正部４４では式（１２）の計算を行う。

Ａ_＿Ｆ’＝Ａ_＿Ｆ／(θ_Ｉ＿ＰＤ ^２＋θ_Ｑ＿ＰＤ ^２)^１／２
θ_Ｉ＿Ｆ’＝Ａ_Ｉ＿Ｆ・(θ_Ｉ＿ＰＤ ^２＋θ_Ｑ＿ＰＤ ^２)^１／２
θ_Ｑ＿Ｆ’＝Ａ_Ｑ＿Ｆ・(θ_Ｉ＿ＰＤ ^２＋θ_Ｑ＿ＰＤ ^２)^１／２
・・・式（１２）

このように本実施の形態の送信装置によれば、信号変換部１０からの振幅成分信号Ａと位相成分信号θ_Ｉ，θ_Ｑのローパスフィルタ３７〜３９通過後の出力信号Ａ’，θ_Ｉ’，θ_Ｑ’と、フィードバック系の信号逆変換部２９の出力信号Ａ_＿Ｆ，θ_Ｉ＿Ｆ，θ_Ｑ＿Ｆとの間で生ずる誤差を改善する補正値算出部４３及び補正部４４を備えるので、誤差算出を精度良く行い、安定した補償係数を算出することが可能となる。

（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において前述した図１、図５及び図７と同一のものについては同じ符号を付けてその説明を省略する。

図８において、本実施の形態の送信装置は、上述した実施の形態３の送信装置における振幅制限部４０と同じ機能を持つ振幅制限部４５を信号変換部１０の前段に設けたものであり、振幅制限部４５の誤差が後段の回路に入らない分、実施の形態３の送信装置より誤差を少なくできる。

このように本実施の形態の送信装置によれば、信号変換部１０の前段にて、電力増幅器１５に入力される信号の振れ幅を抑える振幅制限部４５を備えるので、振幅制限部４５の誤差が後段の回路に入らない分、実施の形態３の送信装置より誤差を少なくできる。

（実施の形態５）
図９は、本発明の実施の形態５に係る送信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において前述した図１及び図７と同一のものについては同じ符号を付けてその説明を省略する。

図９において、本実施の形態の送信装置は、ルックアップテーブル１６０１の初期値を作成するトレーニング信号発生部４６と、信号変換部１０に代ってトレーニング信号発生部４６を本装置の回路に接続するスイッチ部４７〜４９を備えるものであり、トレーニング信号発生部４６を本装置の回路に接続することで、トレーニングシーケンスにより歪み補償部１６のルックアップテーブル１６０１の初期値が作成される。ルックアップテーブル１６０１の初期値が作成された後は、上述した実施の形態１から実施の形態４の各送信装置と同様に、送信している実信号のフィードバックによりルックアップテーブル１６０１が随時更される。トレーニングシーケンスは、最初にルックアップテーブルを作成するためのシーケンスである。

ここで、トレーニング信号としては、図１０に示すように、時間と共に振幅が増幅する鋸歯状波が好適であり、他に正弦波や矩形波でも良い。また、このときの位相（θ_Ｉ’，θ_Ｑ’）も既知のもの（例えば、（θ_Ｉ’，θ_Ｑ’）＝（１，０）など）を使用する。

このように本実施の形態の送信装置によれば、ルックアップテーブル１６０１を作成するための初期値を与えるトレーニング信号発生部４６を備えるので、ルックアップテーブル１６０１を短時間で最良の値にすることができる。

（実施の形態６）
図１１は、本発明の実施の形態６に係る送信装置の構成を示すブロック図である。なお、この図において前述した図１及び図７と同一のものについては同じ符号を付けてその説明を省略する。

図１１において、本実施の形態の送信装置は、方向性結合器２２で分配されたフィードバック信号を減衰させてバンドパスフィルタ２３に入力する可変減衰器５０と、この可変減衰器５０の減衰率を制御するゲイン制御部５１とを追加したものである。上述した実施の形態１から実施の形態５の各送信装置では、フィードバック信号をフィードバック系の各部で扱い易いように、方向性結合器２２とバンドパスフィルタ２３との間に減衰器（図示略）を設けているが、固定した値であるので、送信電力調整を行った場合にその都度フィードバック信号のレベルが変わることになる。本実施の形態では可変減衰器５０とそれを制御するゲイン制御部５１を設けて、送信電力が変わっても常に一定したレベルのフィードバック信号が得られるようにしている。

このように本実施の形態の送信装置によれば、フィードバック信号のレベルを調整する可変減衰器５０とそれを制御するゲイン制御部５１を備えているので、送信電力が変わっても常に誤差算出を精度良く行い、安定した補償係数を算出することが可能となる。

なお、上記各実施の形態の送信装置は、移動体通信システムの移動局装置（携帯電話等）や基地局装置、あるいはディジタル放送の無線通信装置などに用いて好適である。

本発明は、高電力効率のＥＥＲ方式の電力増幅器を低歪みで使用することができるといった効果を有し、移動体通信システムの移動局装置、基地局装置の他、ディジタル放送の無線通信装置などへの適用が可能である。

本発明の実施の形態１に係る送信装置の構成を示すブロック図 入力信号（Ｉ_ｉｎ，Ｑ_ｉｎ）のＩＱ平面へのマッピングを示す図 位相歪みの一例を示す図 図１の歪み補償部の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る送信装置の構成を示すブロック図 図５の振幅制限部の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態５に係る送信装置の構成を示すブロック図 図９のトレーニング信号発生部の出力信号波形を示す図 本発明の実施の形態６に係る送信装置の構成を示すブロック図 歪み補償した場合の送信装置の概略構成と各部の入出力波形図 歪み補償しない場合の送信装置の概略構成と各部の入出力波形図 歪み補償した場合と歪み補償しない場合の周波数スペクトラムを示す図 ＥＥＲ方式の増幅器の動作原理図

符号の説明

１０ 信号変換部
１１〜１３ Ｄ／Ａ変換器
１４ 直交変調部
１５ 電力増幅器
１６ 歪み補償部
１７、２５、３７〜３９ ローパスフィルタ
１８ アップコンバータ
１９ 局部発振器
２０、２３ バンドパスフィルタ
２１ アンテナ
２２ 方向性結合器
２４ ダウンコンバータ
２６ 直交復調部
２７、２８ Ａ／Ｄ変換器
２９ 信号逆変換部
３０、３１ 誤差算出部
３２ 補償係数算出部
３３ メモリ
３４〜３６、４１、４２ 遅延回路
４０、４５ 振幅制限部
４３ 補正値算出部
４４ 補正部
４６ トレーニング信号発生部
４７、４８、４９ スイッチ部
５０ 可変減衰器
５１ ゲイン制御部
４０１ リミッタ部
４０２ 上下限値算出部
１６０１ ルックアップテーブル

Claims (19)

1. ＥＥＲ方式の電力増幅器と、
   送信信号の同相成分信号と直交成分信号を振幅成分信号と位相成分信号に変換する信号変換手段と、
   前記電力増幅器の歪み特性と逆の歪み特性を持ち、該歪み逆特性を用いて前記信号変換手段からの振幅成分信号と位相成分信号に歪み補償処理を行う歪み補償手段と、
   前記歪み補償手段で歪み補償処理された前記信号変換手段からの位相成分信号を直交変調して前記電力増幅器に入力し、さらに前記歪み補償手段で歪み補償処理された前記信号変換手段からの振幅成分信号の電圧値に応じて増幅する手段と、
   を備える送信装置。
2. 前記電力増幅器の出力をフィードバック信号として取得し、それを直交検波して同相成分信号と直交成分信号を取り出す復調手段と、
   前記復調手段で取り出された同相成分信号と直交成分信号を振幅成分信号と位相成分信号に逆変換する信号逆変換手段と、
   前記信号変換手段からの振幅成分信号及び位相成分信号と前記信号逆変換手段からの振幅成分信号及び位相成分信号とを比較して夫々における誤差を算出する誤差算出手段と、
   前記誤差算出手段にて算出された振幅及び位相夫々における誤差が最小になる歪み補償係数を算出して前記歪み補償手段の歪み逆特性に反映させる歪み補償係数算出手段と、
   を備える請求項１に記載の送信装置。
3. 前記歪み補償手段から出力される歪み補償された振幅成分信号の振幅を制限する振幅制限手段を備える請求項１又は請求項２に記載の送信装置。
4. 前記信号変換手段に入力される送信信号の振幅を制限する振幅制限手段を備える請求項１又は請求項２に記載の送信装置。
5. 前記信号変換手段から出力される振幅成分信号及び位相成分信号夫々に対して帯域制限を行うフィルタ手段を備える請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の送信装置。
6. 前記フィルタ手段通過後の前記信号変換手段からの出力信号と前記信号逆変換手段からの出力信号との間で生ずる誤差を改善する補正手段を備える請求項５に記載の送信装置。
7. 前記歪み補償手段が持つ歪み逆特性の初期値を設定するためのトレーニング信号を発生するトレーニング信号発生手段と、
   前記トレーニング信号発生手段から出力されるトレーニング信号を前記信号変換手段の出力信号に替わって前記歪み補償手段へ入力するスイッチ手段と、
   を備える請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の送信装置。
8. 前記フィードバック信号を減衰させる可変減衰手段と、
   前記可変減衰手段の減衰率を制御する減衰率制御手段と、
   を備える請求項２乃至請求項７のいずれかに記載の送信装置。
9. 請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の送信装置を備える移動局装置。
10. 請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の送信装置を備える基地局装置。
11. 請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の送信装置を備える無線通信装置。
12. ＥＥＲの電力増幅器を備えた送信装置の歪み補償方法において、
    送信信号の同相成分信号及び直交成分信号を振幅成分信号及び位相成分信号に変換し、前記電力増幅器の歪み特性と逆の歪み特性を用いて歪み補償処理を行う歪み補償工程を備える歪み補償方法。
13. 前記電力増幅器の出力をフィードバック信号として取得し、それを直交検波して同相成分信号と直交成分信号を取り出す復調工程と、
    前記復調工程で取り出された同相成分信号と直交成分信号を振幅成分信号と位相成分信号に逆変換する信号逆変換工程と、
    送信信号を変換して得られた振幅成分信号及び位相成分信号と前記信号逆変換工程で得られた振幅成分信号及び位相成分信号とを比較して夫々における誤差を算出する誤差算出工程と、
    前記誤差算出工程にて算出された振幅及び位相夫々における誤差が最小になる歪み補償係数を算出して前記歪み補償工程の歪み逆特性に反映させる歪み補償係数算出工程と、
    を備える請求項１２に記載の歪み補償方法。
14. 前記歪み補償工程で得られた歪み補償された振幅成分信号の振幅を制限する振幅制限工程を備える請求項１２又は請求項１３に記載の歪み補償方法。
15. 極座標系に変換する以前の送信信号の振幅を制限する振幅制限工程を備える請求項１２又は請求項１３に記載の歪み補償方法。
16. 送信信号の同相成分信号及び直交成分信号を変換して得られた振幅成分信号及び位相成分信号夫々に対して帯域制限を行う帯域制限工程を備える請求項１２乃至請求項１５のいずれかに記載の歪み補償方法。
17. 前記帯域制限工程によって帯域制限された信号と前記信号逆変換工程で得られた信号との間で生ずる誤差を改善する補正工程を備える請求項１６に記載の歪み補償方法。
18. 前記歪み補償工程で用いられる歪み逆特性の初期値を設定するためのトレーニング信号を発生するトレーニング信号発生工程と、
    前記トレーニング信号発生工程で発生されたトレーニング信号を、送信信号の同相成分信号及び直交成分信号を変換して得られた振幅成分信号及び位相成分信号に替わって前記歪み補償工程へ入力する信号切替工程と、
    を備える請求項１２乃至請求項１７のいずれかに記載の歪み補償方法。
19. 前記フィードバック信号を減衰させる可変減衰工程と、
    前記可変減衰工程における減衰率を制御する減衰率制御工程と、
    を備える請求項１３乃至請求項１８のいずれかに記載の歪み補償方法。

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