WO1998056105A1

WO1998056105A1 - Generateur de fonction du troisieme ordre approximatif, oscillateur a quartz a compensation de temperature realise au moyen dudit generateur, et procede de compensation de temperature

Info

Publication number: WO1998056105A1
Application number: PCT/JP1998/002410
Authority: WO
Inventors: Kenji Nemoto
Original assignee: Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd.
Priority date: 1997-06-02
Filing date: 1998-06-01
Publication date: 1998-12-10
Also published as: CN1266828C; GB9928544D0; CN1257619A; DE19882433B4; GB2341020A8; GB2341020A; DE19882433T1; GB2341020B; JP3233946B2; US6584380B1

Description

明細書近似 3次関数発生装置及びこれを使用した温度補償水晶発振回路並びに温度補償方法技術分野

本発明は、例えば温度補償水晶発振器に使用される近似 3次関数発生装置及びこれを使用した温度補償水晶発振回路並びに温度補償方法に関する。背景技術

この種の近似 3次関数発生装置としては、例えば本出願人が先に提案した特開平 9一 5 5 6 2 4号公報に記載されているものがある。

この従来例は、共通の 1次入力信号とレベルの異なる定レベル信号とが入力され、一対の M O S型電界効果トランジスタを有する 3組の差動増幅器の入力側に共通の 1次入力信号とレベルの異なる定レベル信号とを入力し、それらの出力側から得られるの正転出力及び逆転出力を夫々加算することにより、近似 3次曲線発生回路を構成するようにしているしかしながら、上記従来の近似 3次関数発生装置にあっては、近似 3 次関数を発生することはできるが、その変数を任意に独立して制御することができないという未解決の課題がある。

すなわち、 3次関数の一般形は、下記（ 1 ) 式で表すことができる。

I (X) = a ³ + a X ² + a i x + a。 1 ) この（ 1 ) 式は変数変換することにより、下記（2 ) 式に書き換えることができる。 f (x) = a 3 ' (x -Xo) ³ + a i ' (x— Xo) +a。 ' ( 2) a 3 = a a '

8, 2 — 8, 3 X o

a i = 3 a₃ ' x o² + a i '

Ά o £L o — Q.3 X o 一 3- l X o

前述した従来例では、 3つの差動増幅器を使用して近似 3次関数を発生するようにしているので、出力される近似 3次曲線は図 15に示すようになり、これを式で表すと下記（3) 式のようになる。

この（3) 式は、上記（2) 式における第 2項成分を含むことになり、この（2) 式における変数 a ₃ ' 及び a ' を独立して制御することはできないという未解決の課題がある。

f (x) =a {a₃ " (x - xo) ³ +a (χ-χ₀)} +a^,/ - (3) 特に、上記近似 3次関数発生装置を電圧制御水晶発振回路の温度補償用に使用する場合には水晶発振器の温度特性を補償する近似 3次関数を発生する必要があり、正確な温度補償水晶発振回路を構成することができないという未解決の課題がある。

発明の開示

本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、前記（2) 式における第 1項成分のみを正確に出力すると共に、各変数を独立制御可能な近似 3次関数発生装置を提供することを第 1の目的としている。

また、本発明は、近似 3次関数発生装置を使用して性かな温度補償を行うことができる温度補償水晶発振回路を提供することを第 2の目的としている。

さらに、本発明は、温度補償水晶発振回路の温度補償方法を提供することを第 3の目的としている。上記第 1の目的を達成するために、請求項 1に係る近似 3次関数発生装置は、共通の入力信号及び順にレベルが高くなる所定レベルの定レベル信号が個別に入力され、これらに対して正転又は逆転出力信号を出力する入出力特性を有すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッ夕機能を有する第 1の増幅器、第 2の増幅器及び第 3の増幅器と、前記共通の入力信号及び前記第 2の増幅器と同じレベルの定レベル信号が入力され、これらに対して正転又は反転出力信号を出力する入出力特性を有すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッ夕機能を有する第 4の増幅器と、前記第 1の増幅器乃至第 4の増幅器に所定のレベルの定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記第 1、第 3及び第 4の増幅器の出力特性は同極性に設定され、前記第 2の増幅器の出力特性は前記第 1、第 3及び第 4 の増幅器の出力特性に対して逆特性に設定され、前記第 1の増幅器、第 2の増幅器、第 3の増幅器及び第 4の増幅器の出力信号を加算することにより 1次成分を含まない 3次関数成分を発生させることを特徴としている。

この請求項 1に係る発明においては、第 1、第 3及び第 4の増幅器と逆特性の第 2の増幅器を設けることにより、第 1の増幅器、第 2の増幅器及び第 3の増幅器で形成される前述した（2 ) 式の第 1項の 1次成分の含むことのない 3次成分のみを発生することができ、（2 ) 式における第 1項及び第 2項の変数を独立して制御することが可能となる。また、請求項 2に係る近似 3次関数発生装置は、 1次の入力電圧信号に可変電圧信号を加算した加算入力電圧が 1次の入力電圧として供給される上記請求項 1の構成を有する 3次成分発生回路とその正転及び反出力信号が差動増幅されて入力される可変利得増幅器とで構成される 3 次成分発生部と、前記加算入力電圧が入力されて 1次成分を発生する 1 次成分発生部、定電圧信号が入力されて定数成分を発生する定数発生部と、前記 3次成分発生部、 1次成分発生部及び定数発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴としている。

この請求項 2に係る発明においては、請求項 1の構成を有する 3次成分発生部と、 1次成分発生部と、定数発生部とを有し、これらの出力を加算するようにしているので、前述した（2 ) 式の 3次関数を正確に発生することができ、しかも各変数を独立制御することができる。

さらに、請求項 3に係る近似 3次関数発生装置は、請求項 1又は 2の発明において、前記第 4の増幅器は、前記第 2の増幅器の反転出力特性に対して傾きが逆で且つ出力信号の最大値及び最小値の幅が当該第 2の増幅器のそれより大きく設定されていることを特徴としている。

この請求項 3に係る発明においては、第 1乃至第 3の増幅器で発生される 3次関数の近似できる入力電圧範囲において略 1次の近似直線を発生することができ、 3次成分に含まれる 1次成分を確実に相殺することができる。

さらにまた、請求項 4に係る近似 3次関数発生装置は、前記第 1の増幅器乃至第 4の増幅器は、一対の M〇 S型電界効果トランジスタを有する差動増幅器で構成されていることを特徴としている。

この請求項 4に係る発明においては、 3次関数発生装置を C M 0 Sで構成する事が可能となり、高集積化及び低消費電力化を図ることができる。

なおさらに、請求項 5に係る温度補償水晶発振回路は、温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項 1乃至 4の何れかに記載の近似 3次関数発生装置とで構成される温度補償回路と、該度補償回路で発生される近似 3次関数が入力される電圧制御水晶発振回路とを備えたことを特徴としている。この請求項 5に係る発明においては、温度補償回路の近似 3次関数発生装置で前述したように 3次成分に含まれる 1次成分を相殺した正確な 3次関数を発生することができることにより、電圧制御水晶発振回路における水晶発振器の温度特性を正確に補償することができる。

また、請求項 6に係る温度補償方法は、温度補償水晶発振回路の温度補償調整を行う際に、所定温度雰囲気内で温度補償回路の出力電圧 V_c。 _utを測定すると共に、前記電圧制御水晶発振回路から出力される発振周波数が予め設定された選定周波数に一致する入力電圧 V_Cill を測定することを所望の温度補償範囲内における複数の温度で行い、測定された各温度の入力電圧 V_Cin 及び出力電圧 V_c。_utを夫々温度の関数として、

Vein (T) =ひ ₃ (T— Τ。） ³ +α, (Τ— Τ。） +ひ。

Vcout (T) = ?₃ (T— T。 ' + Ζ^ ίΤ— Τ。 ' ) + ?。

で近似し、温度補償回路の係数/?。，， 5₃ 及び！¹。 ' を電圧制御水晶発振回路の水晶振動子に依存する係数ひ。，ひ，，ひ ₃ 及び！¹。に一致させるよう調整するようにしたことを特徴としている。

この請求項 6に係る発明においては、所望とする温度補償範囲内における複数の温度で、夫々温度補償回路の出力電圧 V_c。_ut及び電圧制御水晶発振回路の入力電圧 V_Cin を測定し、これらを温度の関数として 3次関数式で近似することにより、電圧制御発振回路にけおる水晶振動子に依存する係数に一致するように温度補償回路の係数を調整することにより、一度の温度スイープによって温度補償の調整を行うことが可能となる。

以上のように、請求項 1に係る発明によれば、共通の入力信号及び順にレベルが高くなる所定レベルの定レベル信号が個別に入力され、これらに対して正転又は逆転出力信号を出力する入出力特性を有すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッ夕機能を有する第 1の増幅器、第 2の増幅器及び第 3の増幅器と、前記共通の入力信号及び前記第 2の増幅器と同じレベルの定レベル信号が入力され、これらに対して正転又は反転出力信号を出力する入出力特性を有すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッ夕機能を有する第 4の増幅器と、前記第 1の増幅器乃至第 4の増幅器に所定のレベルの定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記第 1、第 3及び第 4の増幅器の出力特性は同極性に設定され、前記第 2の増幅器の出力特性は前記第 1、第 3及び第 4の増幅器の出力特性に対して逆特性に設定され、前記第 1の増幅器、第 2の増幅器、第 3の増幅器及び第 4の増幅器の出力信号を加算することにより 1次成分を含まない 3次関数成分を発生させるように構成されているので、 3次関数における 1 次成分が含まれない 3次成分のみを出力することが可能となり、 3次関数の各変数を独立して制御することが可能となるという効果が得られるまた、請求項 2に係る発明によれば、 1次の入力電圧信号に可変電圧信号を加算した加算入力電圧が 1次の入力電圧として供給される上記請求項 1の構成を有する 3次成分発生回路とその正転及び反転出力信号が差動増幅されて入力される可変利得増幅器とで構成される 3次成分発生部と、前記加算入力電圧が入力されて 1次成分を発生する 1次成分発生部、定電圧信号が入力されて定数成分を発生する定数発生部と、前記 3 次成分発生部、 1次成分発生部及び定数発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えた構成を有するので、一般形の 3次関数を変数変換したときの 3次成分、 1次成分及び定数成分の各変数を独立して制御することにより任意の 3次関数を電圧形式の入出力として実現することができるという効果が得られる。

さらに、請求項 3に係る発明によれば、前記第 4の増幅器は、前記第 2の増幅器の反転出力特性に対して傾きが逆で且つ出力信号の最大値及び最小値の幅が当該第 2の増幅器のそれより大きく設定されているので、第 1乃至第 3の増幅器で発生される 3次関数の近似できる入力電圧範囲において略 1次の近似直線を発生することができ、 3次成分に含まれる 1次成分を確実に相殺することができるという効果が得られる。さらにまた、請求項 4に係る発明によれば、第 1の増幅器乃至第 4の増幅器は、一対の M 0 S型電界効果トランジスタを有する差動増幅器で構成されているので、全体を C M O S構成とすることが可能となり、高集積化、低消費電力化を図ることができるという効果が得られる。なおさらに、請求項 5に係る発明によれば、温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項 1乃至 4の何れかに記載の近似 3次関数発生装置とで構成される温度補償回路と、該温度補償回路で発生される近似 3次関数が入力される電圧制御水晶発振回路とを備えているので、温度補償回路の近似 3次関数発生装置で前述したように 3次成分に含まれる 1次成分を相殺した正確な 3次関数を発生することができることにより、電圧制御水晶発振回路における水晶発振器の温度特性を正確に補償することができるという効果が得られる。

また、請求項 6に係る発明によれば、所望の温度補償範囲内における複数の温度で、夫々温度補償回路の出力電圧 V_c。_{u t}及び電圧制御水晶発振回路の入力電圧 V _{c i n} を測定し、これらを温度の関数として 3次関数式で近似することにより、電圧制御発振回路にけおる水晶振動子に依存する係数に一致するように温度補償回路の係数を調整するようにしたので、一度の温度スイープによって高精度の温度補償の調整を行うことが可能となるという効果が得られる。 ' 図面の簡単な説明

図 1は、本発明の一実施形態を示すブロック図である。図 2は、図 1の 3次成分兼定数成分発生部の一例を示す回路図である図 3は、図 2の 3次成分発生回路の一例を示す回路図である。

図 4は、図 1の定発生回路の一例を示す回路図である。

図 5は、図 1の温度検出回路の出力波形図である。

図 6は、図 1の 1次成分発生部の一例を示す回路図である。

図 7は、図 3の 3次成分発生回路の動作の説明に供する基本回路図である。

図 8は、図 7の出力波形図である。

図 9は、図 3の 3次成分発生回路の基本的な 3次成分発生部を示す回路図である。

図 10は、図 3の 3次成分発生回路の動作の説明に供する各差動増幅器の反転出力特性を示す特性線図である。

図 11は、図 3の 3次成分発生回路の動作の説明に供する出力波形図である。

図 12は、図 3の第 4の差動増幅器の入出力特性を示す波形図である図 13は、図 1の 3次関数発生装置の動作の説明に供する出力波形図である。

図 14は、水晶振動子の温度特性図である。

図 14は、従来の 3次関数発生装置の出力波形図である。

符号の説明： 1……温度検出回路， 2……近似 3次関数発生装置， 100……電圧制御水晶発振器， 3……加算器， 4…… 3次成分兼定数成分発生部， 5…… 1次成分発生部， 7……加算回路， 8…… 3次成発生回路， 1 1……差動増幅器， 12……可変利得増幅器， 14……力レントミラ一回路， 15A〜15D……差動増幅器， TrAi 〜TrD …… MO S電界効果トランジスタ， 1 6 A, 1 6 B……出力電圧加算用抵抗， 1 7……定レベル発生回路， 1 8……定電圧発生回路， VR—

…可変抵抗， 2 0……正転増幅器

発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

図 1は、本発明を温度補償水晶発振器に適用した場合の一実施形態を示すプロック図である。

図中、 1は温度変化に対して 1次関数的にアナログ出力電圧が変化する温度検出回路であり、この温度検出回路 1から出力されるアナログ電圧でなる温度検出値が入力信号 V_INとして近似 3次関数発生装置 2に入力して水晶の温度特性を補償する制御電圧を発生し、これを電圧制御水晶発振器（VCXO) 1 0 0に供給する。

ここで、温度検出回路 1及び近似 3次関数発生装置 2で温度補償回路を構成し、このうち近似 3次関数発生装置 2は、前述した（2) 式の 3 次関数を発生するものであり、入力信号 V_INに可変電圧 V。 ' を加算する加算器 3と、この加算器 3の加算出力 V_S が入力され、これに基づいて前述した（2) 式における第 1項の 3次成分及び定数成分を発生する 3次成分兼定数成分発生部 4及び（2) 式における第 2項の 1次成分のみを発生する 1次成分発生部 5と、 3次成分発生部 4、 1次成分発生部 5の出力信号を加算する加算回路 7とで構成されている。

そして、 3次成分兼定数成分発生部 4は、図 2に示すように、 3次成分のみを発生する狭義の近似 3次関数発生装置としての 3次成分発生回路 8と、その正転出力信号 POUT 及び反転出力信号 N_out が夫々バッファ回路 9及び 1 0を経て入力される差動増幅回路 1 1と、この差動增 ιϊ 回路 1 1の出力が入力される可変利得増幅回路 1 2とで構成されているここで、 3次成分発生回路 8は、図 3に示すように、ソースを正の電源端子 V _D Dに接続し、ゲート及びドレインを互いに接続して低電流源 1 3を介して接地した Pチャネル MO S型電界効果トランジスタ T r 0と、この電界効果トランジスタ T r 0のゲートに各ゲートを接続し且つ電界効果トランジスタ T r 0と同一のトランジスタサイズの 4つの Pチヤネル MOS型電界効果トランジスタ Tr 1〜T r 4とを備えたカレン卜ミラー回路 14と、このカレントミラー回路 14から定電流が供給される第 1〜第 4の増幅器を構成する 4つの差動増幅器 15 Α〜 15Dと、これら差動増幅器 15Α〜15 Dの出力電圧を加算する加算器としての同一抵抗値を有する抵抗 16 Α， 16 Βと、各差動増幅器 15 Α〜 15 Dに異なる定レベルの参照定電圧 V_REFL, V_REFM及び V_REFHを供給する定電圧発生回路で構成される定レベル発生回路 17とを備えている。ここで、差動増幅器 15 Aは、カレントミラ一回路 14の電界効果トランジス夕 T r 1のドレインに夫々抵抗 R At 及び RA₂ を介して直列に接続された Pチャネル MO S型電界効果トランジスタ T r 及び T r A₂ を有し、トランジスタ TrA, のゲートに入力信号 V_INが供給されると共に、トランジスタ TrA₂ のゲートに定レベル発生回路 17からの参照定電圧 V_REF1,が供給され、トランジスタ TrA, のドレインが加算器を構成する一方の抵抗 16 Aを介して接地され、トランジスタ T r A₂ のドレインが加算器を構成する他方の抵抗 16 Bを介して接地されている。

差動増幅器 15 Bも同様に、カレントミラー回路 14の電界効果トランジス夕 T r 2のドレインに夫々抵抗 RB, 及び RB₂ を介して直列に接続された Pチャネル M 0 S型電界効果トランジスタ T r B 及び T r B₂ を有し、トランジスタ TrB! のゲートに入力信号 V_INが供給されると共に、トランジスタ TrB₂ のゲートに定レベル発生回路 17からの参照定電圧 V_REFMが供給されるが、差動増幅器 1 5 Aとは逆にトランジス夕 TrB, のドレインが加算器を構成する他方の抵抗 16Bを介して接地され、トランジスタ T rB₂ のドレインが加算器を構成する一方 - の抵抗 16 Aを介して接地され、他の差動増幅器 1 5 A， 15 (及び1 5 Dとは例えば反転出力特性でみて逆特性に設定されている。

差動増幅器 15 Cは、差動増幅器 15 Aと同様に、カレントミラー回路 10の電界効果トランジスタ T r 3のドレインに夫々抵抗 Rd 及び RC₂ を介して直列に接続された Pチャネル MOS型電界効果トランジス夕 T r C, 及び T r C₂ を有し、トランジスタ T r C, のゲートに入力信号 V 、が供給されると共に、トランジスタ T r C₂ のゲートに定レベル発生回路 17からの参照定電圧 V_KEf.„が供給され、トランジスタ T r C, のドレインが加算器を構成する一方の抵抗 16 Aを介して接地され、トランジスタ T rB₂ のドレインが加算器を構成する他方の抵抗 1 6 Βを介して接地されている。

差動増幅器 15 Dも差動増幅器 15 Α及び 15 Cと同様に、カレントミラー回路 10の電界効果トランジスタ T r 4のドレインに夫々抵抗 R D , 及び RD₂ を介して直列に接続された Pチャネル MO S型電界効果トランジスタ T rD, 及び T rD₂ を有し、トランジスタ T rD! のゲ —卜に入力信号 V_1Nが供給されると共に、トランジスタ T rD₂ のゲ一トに定レベル発生回路 17からの参照定電圧 V_REFMが供給されるが、上記各差動増幅器 15 A〜l 5 Cとは異なってトランジスタ T rD, のドレインが加算器を構成する他方の抵抗 16 Bを介して接地され、トランジス夕 TrB₂ のドレインが加算器を構成する一方の抵抗 16 Aを介して接地されている。 ' そして、加算器を構成する抵抗 16 Aと電界効果トランジスタ Tr A i , T r Β₂ ， Tr C, 及び TrD! との接続点から正転出力端子 t _P が導出され、同様に抵抗 16Bの電界効果トランジスタ TrA₂ , T r B, , Τ r C₂ 及び T rD₂ との接続点から逆転出力端子 t _N が導出されている。 ' なお、定レベル発生回路 17で発生される各差動増幅器 15A〜15 Cに供給する参照定電圧 V_KEFH~V_REFLの大きさは、 V_REFL<V_REFM< V_REF„に設定され、差動増幅器 15 Dにも差動増幅器 15 Bと同電圧の参照定電圧 V_REFMが供給されている。

そして、この 3次成分発生回路 8の正転出力信号 Ρ_ουτ 及び反転出力信号 Ν_ουτ が図 2に示すようにバッファ回路 9及び 10を経て差動増幅器 1 1の正転入力側及び反転入力側に供給され、この差動増幅器 1 1の出力信号が可変利得増幅器 12を構成する負帰還回路に可変抵抗 12 a を介挿したオペアンプ 12 bの反転入力側に供給し、このオペアンプ 1 2 bの正転入力側及び差動増幅器 1 1の正転入力側に夫々任意に設定される定電圧発生回路 18からのオフセット電圧 V_0FF を供給することにより、オペアンプ 12 bから次式で表される 1次成分を含まない 3次成分及び定数成分のみの出力 V A _ου τ を得ることができる。

VAOUT 二 b₃ (V_IN— V。 ) ³ +VOFF (5) ここで、 V。 =V_REFM— V。 ' であり、変数 b₃ は 3次成分発生回路 8のゲイン及び可変利得増幅器 12の利得によって決定される。

なお、定電圧発生回路 18としては、図 4に示すように、演算増幅器 30と、その出力側に抵抗 3 1を介してコレクタ及びベースが接続され、ェミツ夕が負の出力端子 t_N に接続されてダイオード接続されたバイポーラトランジスタと、同様に演算増幅器 30の出力側に抵抗 32 ， 33を介してコレクタ及びベースが接続され、ェミツ夕が負の出力 - 子 t_N に接続されてダイオード接続されたバイポーラトランジスタ Q₂ とを備え、抵抗 32, 33の接続点が演算増幅器 30の反転入力側に、抵抗 3 1及びトランジスタ Q₂ の接続点が演算増幅器 30の非反転入力側に夫々接続され、演算増幅器 3 aの出力側から正の出力端子 t_P が導出されたバンドギャップ基準電圧回路の構成を有する。 - このバンドギャップ基準電圧回路では、抵抗 33の両端にかかるトランジス夕 Q ₂ 及びのベース一エミッ夕間電圧の差 Δν_ΒΕは下記（6 ) 式のように表される。

厶 V_BE = V_T I n { (I, /I ₂ ) ( I _S2/I si) }

=V_T I n { (R₂ /R, ) (I_S2/Isi) } ······ (6) ここで、 ν_Ί.は熱電圧、 I , は抵抗 31を流れる電流値、 1₂ は抵抗 3 2を流れる電流値、 I_S1はトランジスタの順方向能動領域の伝達特性を表す定数、 I _S2はトランジスタ Q₂ の順方向能動領域の伝達特性を表す定数、 R, は抵抗 3 1の抵抗値、 R₂ は抵抗 32の抵抗値である。そして、抵抗 33に流れる電流と同じ電流が抵抗 32に流れるので、抵抗 32の電圧降下 V_R2は下記（7) 式で表すことができる。

二 (R₂ /R₃ ) V_T 1 n { (R₂ /R, ) ( I _S2/I _{S 1}) }

(7) この（7) 式から明らかなように、抵抗の温度係数が零であるならば、電流 I；及び 1₂ は共に温度に比例することになり、出力端子 t_P 及び t_N から出力される出力電圧 V_0UT は下記（8) 式で表される。

VOUT =V_BE1 +(R₂ /R₃) V_T In { (R₂ /Ri) ( I _S2/I_S1) }

= V_BE1 +KV_T (8) ここで、 V_BE1 はトランジスタ Q, のベース一エミッ夕間電圧、 Kは数である。

したがって、温度依存性を有するトランジスタのべ一スーェミツ夕間電圧 V_BE1 に逆特性の KV_T を加算するようにしているので、定数 Kの値を（R₂ /Ri ) 、 (R₂ /R₃ 及び（I_S2/I_S1) の比によつて決定することにより、温度変化にかかわらず一定電圧を発生させるこ - とができる。

また、温度検出回路 1としては、上述したバンドギャップ基準電圧回路のトランジスタ Q₂ 及び Q, のベース—エミッ夕間電圧 V_BEの差 AV _BEが前記（7) 式で表されるように、温度変化に対して直線的に変化することから、このべ一スーェミツ夕間電圧差 AVBEを適用しており、これによって温度に対して抵抗が 2次関数的に変化するサーミス夕を使用することなく、図 5に示すように、温度の増加に対して 1次関数的に増加するアナ口グ電圧値でなる温度検出値を出力することができる。

また、 1次成分発生部 5は、図 6に示すように、加算器 3と参照定電圧入力端子 t_R との間に接続された可変抵抗 VRと、この可変抵抗 VR の摺動子が正転入力側に、参照定電圧入力端子 t_R が抵抗を介して反転入力側に夫々供給され且つ出力信号が抵抗 R₂ を介して反転入力側に帰還される正転増幅器 20とで構成され、参照定電圧入力端子 t_K に前記 3次成分発生回路 8の参照定電圧 V_KEFMが供給されている。

この 1次成分発生部 5によると、入力信号 V_INと参照定電圧 V_REFM及び可変電圧 V。 ' の差分を減算した値が正転増幅器 20で増幅されることになり、この正転増幅器 20の出力電圧 VB_0UT は次式で表すことができる。

VBOUT =b！ (V_IN_V。） +V_REFM ( 9 )

ここで、 V。 =V_REFM— V。 ' であり、変数 b_t は可変抵抗 VRの設定値及び正転増幅器 20の利得によって決定される。 ' 次に、上記実施形態の動作を説明する。

先ず、近似 3次関数発生装置 2の動作を説明する。 3次成分発生回路 8は、その回路動作の説明を簡略化するために、図 7に示すように、 1つの差動増幅器 15 Aについて説明すると、入力電圧 V_INが参照電圧 V_REFLに対して十分に小さい状態では、電界効果トランジスタ Tr 1を流れる電流は全て電界効果トランジスタ T r A, に流れることになり、カレントミラ一回路 14の定電流値を I。とすると、電界効果トランジスタ T rAi を流れる電流 I_A1= I。、電界効果トランジス夕 T rA₂ を流れる電流 Ι_Α2=0となる。このため、出力端子 t P 及び t_N の出力電圧 P。u_T 及び Ν。_υτ は、図 8の破線図示及び実線図示のように、抵抗 16Α, 16Βの抵抗値を R_B とすると I。 R_B 及び 0となる。

この状態から、入力電圧 V_INが増加して、参照定電圧 V_REFLから抵抗 RA, での電圧降下分 I。 · R_A を減算した値 V_ALを越えると、出力電圧 P_0UT が徐々に滑らかに減少し、これと対称的に出力電圧 Ν_ουτ が徐々に滑らかに増加し、入力電圧 V_INが参照定電圧 V_REFI,に等しくなると両出力電圧 Ρ。_υτ 及び Ν_ουτ が等しくなり、さらに入力電圧 V_INが上昇すると、出力電圧 POUT は減少傾向を維持し、出力電圧 Ν_ΟΥΤ は増加傾向を維持し、参照定電圧 V_REFI,に抵抗 RA₂ の電圧降下分 I。 · R_A を加算した値 V_AH以上となると出力電圧 POUT が 0となり、逆に出力電圧 Νουτ が I _Q · RB となる。

結局、図 8の出力特性において、抵抗 RAt 及び RA₂ の抵抗値 R_A とカレントミラ一回路 10の定電流値 I。とによってのみ決定される卜ランジス夕の特性によるものは、 V_REFL± I_Q R_A 付近の滑らかな出力変化のみとなる。

したがって、図 3の 3次成分発生回路 8では、図 9に示すように、集 4の差動増幅器 15Dを除外した回路について考察すると、入力電圧 V _1Nが参照定電圧 V_REFLより十分に小さいとき（V_IN《V_REFH) には、前述したように差動増幅器 1 5 Aにおいては、電界効果トランジスタ T r 1を流れる電流は全て電界効果トランジスタ T rA! を流れ、結果として I_{A 1}= I。， I_A2= 0となり、同様に差動増幅器 1 5 B, 1 5 Cにお - いても、 I _{B 1}= I _C1= I。， I _B2= I _C2= 0となり、加算器を構成する抵抗 1 6 A及び 1 6 Bに流れる電流 I P 及び I_N は夫々 I P = 2 I。及び = I 0 となる。

そして、入力電圧 V_INが増加すると、これに応じて電界効果トランジス夕 T rA₂ に電流が流れ始めると共に、電界効果トランジスタ TrA , を流れる電流が減少し始め、入力電圧 V_INが参照定電圧 V_REFI,に達すると、 I_A,= I_A2= I。 /2となり、他の差動増幅器 1 5 B及び 1 5 C については状態変化が起こらないので、結果として、出力電流 I _N 及び I P は: = I P = 3 1。 /2となり、さらに入力電圧 V_INが高くなると、 Ι _{Λ 1}二 0 I_A2 = I。となるので、結果として、出力電流 I P 及び I

N は I P = I 0, IN = 2 1。となる。

さらに入力電圧 V_INが増加すると、差動増幅器 1 5 Bの電界効果トランジス夕 TrB₂ に電流が流れ始めると共に、電界効果トランジスタ T r B , の電流が減少し始め、入力電圧 V_INが参照定電圧 V_REFMに達すると、 I _{B 1}= I _B2= I _Q /2となり、出力電流 I P 及び IN は再び IN =

I P = 3 1。 /2となる。

さらに、入力電圧 V_INが増加すると、 I P = I ₀, I _N = 2 I。となつた後、入力電圧 V_INが参照定電圧 V_REFHに達すると、出力電流 I _P 及び I _N は再び I P = I N = 3 I _Q /2となり、さらに入力電圧 V_INが増加すると、 I P = 2 I 0, IN = I o となる。

したがって、例えば反転端子 t _N 側についてみると、第 1の差動増幅器 1 5 Aの出力電流 I _A2は、図 1 0で一点鎖線図示のように、入力信号 V_INの電圧が第 1の差動増幅器 1 5 Aの最小値 V_ALに達するまでの間は 0を維持し、最小値 V_AI_を越えると増加し始め、参照定電圧 V_REFLに達すると I。 /2となり、その後も入力信号 V_INの電圧増加に応じて増加し、最大値 ν_Λ„で I。に達して飽和する。

また、第 2の差動増幅器 1 5Βの出力電流 Ι_Α1は、図 1 0で破線図示のように、第 2の差動増幅器 1 5Βの最小値 V_BL (本実施形態においては V_AHと等しい値に設定されている）までは I。を維持し、最小値 V_BL を越えると入力信号 V_INの電圧増加に応じて減少し、入力信号 V_INの電圧が参照定電圧 V_REFMに達したときに I _Q /2となり、その後入力信号

V i _Nの電圧が増加するにつれて減少し、最大値 V B H以上となると 0を維持する。

さらに、第 3の差動増幅器 1 5 Cの出力電流 I_C2は、図 1 0で実線図示のように、入力信号 V_INの電圧が第 3の差動増幅器 1 5 Cの最小値 V

CL (本実施形態においては V_B„と等しい値に設定されている）に達するまでの間は 0を維持し、最小値 V_CLを越えると増加し始め、参照定電圧 V_REFHに達すると I。 /2となり、その後も入力信号 V_INの電圧増加に応じて増加し、最大値 V_CHで I。に達して飽和する。

このため、出力端子 t_P 及び t_N の出力電圧 Ρ。_υτ 及び N。_ut は、抵抗 1 6 A及び 1 6 Bで電圧に変換されるので、 P_OUT = IP · R_B 、 Ν

OUT = IN · RB となり、回路定数のあわせこみにより図 1 1において破線図示の特性曲線 L！で示すような滑らかな 3次曲線となる。

この図 1 1に示す特性曲線は、 3次関数に負の傾きの 1次関数を加算したものとなり、このままでは前述した（2) 式における第 1項の

3次成分のみを表すものではない。

このため、本実施形態では、第 4の差動増幅器 1 5Dが加えられてることにより、この第 4の差動増幅器 1 5 Dで負の傾きの 1次関数を相殺する正の傾きの 1次関数を発生させるようにしている。すなわち、第 4の差動増幅器 15Dは、第 1及び第 3の差動増幅器 1 5 A及び 15 Cと同様の構成を有するので、その入出力特性は図 12に示すように、抵抗 RD, 及び RD₂ の抵抗値を大きくすることにより、 1次関数近似領域の傾きを小さくすることができると共に、最小値 V D _L 及び最大値 V_DH間の幅を広くして、 1次関数近似領域を大きくすることができ、通電電流値を大きくすることによつても 1次関数近似領域を大きくすることができる。

したがって、第 4の差動増幅器 150の抵抗1?_0₁ 及び RD₂ の抵抗値 R。及び通電電流値を調整することにより、入出力特性を前述した図 10で二点鎖線図示のように、最小値 V_DLを第 1の差動増幅器 15Aの最小値 V_A1,と一致させ、且つ最大値 V_DHを第 3の差動増幅器 15Cの最大値 V_CHと一致させることにより、図 11で一点鎖線図示の 1次近似された特性曲線 L₂ とすることができ、これを前述した特性曲線に加算することにより、図 11で実線図示の特性曲線 L₃ で示すように 1次関数成分を除去した 3次成分のみを出力することができる。

そして、 3次成分発生回路 8の正転出力信号 Ρ。_υτ 及び反転出力信号 Νουτ を夫々バッファ回路 9及び 10を介して差動増幅器 11に供給し、この差動増幅器 11の出力信号を可変利得増幅器 12に供給し、さらに差動増幅器 11及び可変利得増幅器 12の正転入力側に定電圧回路 1 8からのオフセット電圧 V_0Fr を供給することにより、可変利得増幅器 12から前述した（5) 式で表される 1次成分を除去して 3次成分及び定数成分のみの出力電圧 VA_0UT を得ることができる。

一方、 1次成分発生部 5では、前述した（6) 式で表される 1次成分及び定数成分のみの出力電圧 VB_0UT が出力されるので、これと 3次成分発生部 4の出力電圧 V A_{0U I}. とを加算回路 7で加算することにより、下記（10) 式で表される近似 3次関数を発生することができる。 VOUT =b₃ ' (Vi_N-Vo) ³ +b, ' (V_IN— V。） +b。 '

( 10) ここで、 V_Q は可変電圧 V。 ' を調整することにより、任意に設定す- ることができ、 3次成分の変数 b₃ ' は前述したように 3次成分発生回路 8のゲイン及び可変利得増幅器 12の利得を調整することにより調整可能であり、 1次成分の変数 ' は 1次成分発生部 5の可変抵抗 VR の抵抗値及び正転増幅器 20の利得によって調整することができ、さらに定数 b。 ' については定電圧回路 18で設定するオフセット電圧 V_0F

F によって調整することができ、各変数を独立に調整することができ、図 13に示すような任意の 3次関数を発生させることができる。

そして、 3次成分発生回路 8はカレントミラー回路 10及び差動増幅器 15 A〜 l 5 Dの全体構成を CMOSで構成することが可能となり、高集積化、低消費電力化を図ることができる。

そして、上記実施形態のように温度補償水晶発振器に本発明を適用することにより、電圧制御水晶発振回路 3に含まれる水晶振動子は、一般に、横軸に温度（°C) 、縦軸に周波数（ppm) をとると、図 13に示すような発振周波数の温度特性を有する。この温度特性は、下記（ 1 1 ) 式で近似することができる。

γ =ひ * (t一 t。） ³ + ?氺（t— t。） +ァ ( 1 1) ここで、 Yは出力周波数、ひは 3次の係数、 3は温度特性の傾き、ァは周波数オフセット、 tは雰囲気温度、 t。は曲線 Yの中心となる温度（通常 25 °Cから 30°Cの範囲）である。

この（ 1 1) 式中のひ、 β、 yは夫々水晶振動子及び電圧制御水晶発振回路 8の特性に依存し、特に水晶振動子に大きく依存しており、水振動子の形状、大きさ等の影響を受ける。

また、現在広く適用されている電圧制御水晶発振回路 8の電圧一周波数特性は 1次関数で近似できるので、水晶振動子の温度に対する周波数特性は、温度に対する電圧特性で実現できる。

したがって、図 1の実施形態において、（ 1 1) 式における右辺の第 - 1項、第 2項及び第 3項に相当する電圧を温度検出回路 1の温度検出信号に基づいて近似 3次曲線発生装置 2で発生させ、 3次の係数ひ、温度特性の傾き/?及び周波数オフセットァの固体間バラツキを夫々個別の 3 次成分発生部 4における 3次成分発生回路 8のゲイン及び/又は可変利得増幅器 12の利得並びに定電圧回路 18の出力電圧 V_0FF 、 1次成分発生部 5における可変抵抗 VRの抵抗値及び/又は正転増幅器 20の利得を調整することにより、微調整し、微調整後の各電圧を加算回路 7で加算することにより、図 14の水晶振動子の温度に対する周波数特性に対応した電圧制御水晶発振回路 8の制御電圧を得ることができ、この制御電圧を電圧制御水晶発振回路 8に供給することにより、これに含まれる水晶振動子の温度依存特性を正確に補償することができる。

具体的には、図 1における近似 3次関数発生装置 2と電圧制御水晶発振器（VCXO) 100とを切り離した状態で、恒温槽に収納し、この恒温槽の温度を温度補償を行いたい温度範囲内の任意の温度に設定する恒温槽の温度が設定温度に安定した状態で、電圧制御水晶発振器 10 0の入力電圧 V_cin を変化させて出力信号の周波数が予め設定された周波数に一致する周波数となる入力電圧 V_Cinlを測定すると共に、温度検出回路 1及び 3次関数発生装置 2の出力電圧 V_c。_{u t} , を測定する。

以上の測定処理を恒温槽の設定温度を順次異なる温度に上げながら複数好ましくは 4回以上繰り返すことにより、各設定温度での電圧制御永晶発振器 100の入力電圧 V_Cilll〜V_CinNを測定すると共に、 3次関数発生装置 2の出力電圧 V_c。_utN を測定する。次いで、測定した各入力電圧 V_cinl〜V_CinN及び出力電圧 V_c。_utN 〜 V_CinNを温度の関数として、下記（ 1 2 ) 式及び（ 1 3) 式で近似する

Vein (T) =ひ ₃ (T— T。） ³ +6^ (1— 7。） +ひ。（ 1 2)

Vcout (T) = 5₃ (T - To ' )³ + ?！ (T-To ' ) +/3₀ … ( 1 3) ここで、上記（ 1 2) 式のひ ₃ , ひ！及びひ。は前述した（ 1 1 ) 式におけるひ， ?及びァに対応するもので、水晶振動子に依存する値である。

そして、近似 3次関数発生装置 2で 5₃ =ひ₃ , /5, =ひ，， β₀ = ひ。， Τ。 ' 二 Τ。となるように調整することことにより、一度の温度スイープ作業のみにより高精度の温度補償を行うことが可能となる。ここで、近似 3次関数発生装置 2の具体的調整は、前記（ 13) 式における 3次関数曲線の中心温度 T_Q ' は、図 1における加算回路 3に印加される可変電圧 V。 ' によって調整し、定数係数 5。は図 2における定電圧発生回路 1 8から出力されるオフセット電圧 V_0FF によって調整し、 1次係数/? , は図 6に示す 1次成分発生部 5の可変抵抗 VRによつて調整し、さらに 3次係数 5₃ は 3次成分兼定数成分発生部 4における図 2に示す可変利得増幅器 1 2の可変抵抗 1 2 aによって調整する。したがって、恒温槽で順次温度を 4段階以上に上昇させて、各温度での温度補償回路の出力電圧即ち近似 3次関数発生装置 2の出力電圧 V_c。 _ut及び電圧制御水晶発振回路 1 00の入力電圧 V_Cin を夫々測定し、これらの測定結果に基づいて近似 3次関数発生装置 2を調整することにより、一度の温度スイープ作業によって高精度の温度補償を行うことがでぎる。 ' また、上記実施形態によれば、温度検出回路 1及び定電圧回路 2をバイボ一ラトランジスタを使用したアナログ回路構成のバンドギャップ基準電圧回路で構成することができると共に、近似 3次曲線発生回路 2をカレントミラ一回路 1 4及び差動増幅器 1 5 A〜l 5 D及び抵抗 1 6 A ， 1 6 Bのアナログ回路で構成することができるので、水晶振動子を除 - く全ての素子を集積化することができる。

なお、上記実施形態においては、 3次成分発生回路 8として、 Pチヤネル M 0 S型電界効果トランジスタを適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、 Nチャネル M O S型電界効果トランジス夕を適用することもでき、さらには電界効果トランジスタに代えてバイポーラトランジス夕を適用しても上記同様の作用効果を得ることができる。

また、上記実施形態においては、 3次成分兼定数成分発生回路 8で、 3次成分と定数成分とを発生させる場合について説明したが、これに限定されるものではなく、 3次成分兼定数成分発生部 4において定電圧発生回路 1 8を切り離すことにより 3次成分のみを出力させる一方、定電圧発生回路 1 8の出力を図 8に示す 1次成分発生部 5と同様の構成を有する定数成分発生部に供給し、この定数成分発生部の出力電圧と上述した 3次成分発生回路の出力信号及び 1次成分発生部 5の出力信号とを加算回路 Ίで加算して電圧制御水晶発振器 8に供給するようにしてもよいさらに、上記実施形態においては、電圧制御水晶発振回路 8として、水晶振動子と C _ M O Sインバー夕とが直列である場合について説明したが、これに限定されるものではなく、水晶振動子と C— M O Sインバ一夕とを並列に接続して電圧制御水晶発振回路を構成するようにしてもよく、さらには C—M O Cに代えてトランジスタを適用した電圧制御永晶発振回路も適用することができる。

さらにまた、上記実施形態における 3次成分発生回路 8等の回路構成は、電圧基準に代えて電流基準とすることができ、さらに Pチャネル M

〇 S F E Tによる V_DD基準に代えて Nチャネル MO S FE Tを用いたグランド基準とすることもできる。 -

Claims

請求の範囲

1. 共通の入力信号及び順にレベルが高くなる所定レベルの定レベル ' 信号が個別に入力され、これらに対して正転又は逆転出力信号を出力する入出力特性を有すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッ夕機能を有する第 1の増幅器、第 2の増幅器及び第 3の増幅器と、前記共通の入力信号及び前記第 2の増幅器と同じレベルの定レベル信号が入力され、これらに対して正転又は反転出力信号を出力する入出力特性を有すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッ夕機能を有する第 4の増幅器と、前記第 1の増幅器乃至第 4 の増幅器に所定のレベルの定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記第 1、第 3及び第 4の増幅器の出力特性は同極性に設定され、前記第 2の増幅器の出力特性は前記第 1、第 3及び第 4の増幅器の出力特性に対して逆特性に設定され、前記第 1の増幅器、第 2 の増幅器、第 3の増幅器及び第 4の増幅器の出力信号を加算することにより 1次成分を含まない 3次関数成分を発生させることを特徴とする近似 3次関数発生装置。

2. 1次の入力電圧信号に可変電圧信号を加算した加算入力電圧が 1次の入力電圧として供給される上記請求項 1の構成を有する 3次成分発生回路とその正転及び反転出力信号が差動増幅されて入力される可変利得増幅器とで構成される 3次成分発生部と、前記加算入力電圧が入力されて 1次成分を発生する 1次成分発生部、定電圧信号が入力されて定数成分を発生する定数発生部と、前記 3次成分発生部、 1次成分発生部及び定数発生部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを特徴する近似 3次関数発生装置。

3. 前記第 4の増幅器は、前記第 2の増幅器の反転出力特性に対して傾きが逆で且つ出力信号の最大値及び最小値の幅が当該第 2の増幅器のそれより大きく設定されていることを特徴とする請求項 1又は 2に記載の近似 3次関数発生装置。 -

4. 前記第 1の増幅器乃至第 4の増幅器は、一対の MOS型電界効果トランジス夕を有する差動増幅器で構成されていることを特徴とする請求項 1乃至 3の何れかに記載の近似 3次関数発生装置。

5. 温度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項 1乃至 4の何れかに記載の近似 3次関数発生装置と、該近似 3次関数発生装置で発生される近似 3次関数が入力される電圧制御水晶発振回路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振回路。

6. 温度補償水晶発振回路の温度補償調整を行う際に、所定温度雰囲気内で温度補償回路の出力電圧 V_c。_utを測定すると共に、前記電圧制御水晶発振回路から出力される発振周波数が予め設定された選定周波数に一致する入力電圧 V_{Ci n} を測定することを所望の温度補償範囲内における複数の温度 Tで行い、測定された各温度の入力電圧 V_Cin 及び出力電圧 V_c。_utを夫々温度の関数として、

Vein (T) =a₃ (T-To) ³ +α₁ (Τ_Τ。） +ひ。

Vccut (T) = 5_:i (T_T。 ' + ZJJT— T。 ^f ) + ?。

で近似し、温度補償回路の係数 ?。 , β 及び T_Q ' を電圧制御水晶発振回路の水晶振動子に固有な係数ひ。，ひ，ひ ₃ 及び！¹。に一致させるよう調整するようにしたことを特徴とする温度補償調整方法。