JPH0955624A - 温度補償水晶発振器 - Google Patents
温度補償水晶発振器Info
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- JPH0955624A JPH0955624A JP7206195A JP20619595A JPH0955624A JP H0955624 A JPH0955624 A JP H0955624A JP 7206195 A JP7206195 A JP 7206195A JP 20619595 A JP20619595 A JP 20619595A JP H0955624 A JPH0955624 A JP H0955624A
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】従来のアナログ方式の温度補償水晶発振器で
は、出力特性が温度変化に対して連続するがサーミスタ
を使用するために集積化できない。 【解決手段】温度変化に対して1次関数的に出力が変化
する温度検出回路1と、その出力に基づいて電圧制御水
晶発振回路8に含まれる水晶振動子の温度特性に応じた
近似3次曲線電圧を発生する近似3次曲線発生回路2
と、温度変化の影響を受けない定電圧発生回路4と、こ
れらの出力をプログラマブルゲイン増幅器4〜6を介し
て制御信号形成回路としての加算回路7で加算して、そ
の加算出力を水晶振動子を含む電圧制御水晶発振回路8
の制御電圧とすることにより、温度変化に対して連続的
な制御電圧を得ると共に、水晶振動子を除く他の各素子
を集積化することができる。
は、出力特性が温度変化に対して連続するがサーミスタ
を使用するために集積化できない。 【解決手段】温度変化に対して1次関数的に出力が変化
する温度検出回路1と、その出力に基づいて電圧制御水
晶発振回路8に含まれる水晶振動子の温度特性に応じた
近似3次曲線電圧を発生する近似3次曲線発生回路2
と、温度変化の影響を受けない定電圧発生回路4と、こ
れらの出力をプログラマブルゲイン増幅器4〜6を介し
て制御信号形成回路としての加算回路7で加算して、そ
の加算出力を水晶振動子を含む電圧制御水晶発振回路8
の制御電圧とすることにより、温度変化に対して連続的
な制御電圧を得ると共に、水晶振動子を除く他の各素子
を集積化することができる。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、雰囲気温度の変化
にかかわらず発振周波数を一定値に維持することができ
る温度補償水晶発振器に関する。
にかかわらず発振周波数を一定値に維持することができ
る温度補償水晶発振器に関する。
【0002】
【従来の技術】この種の温度補償水晶発振器としては、
ディジタル方式の電圧制御水晶発振器(DTCXO)と
アナログ方式の温度補償水晶発振器(TCXO)との2
つの方式が提案されている。ディジタル方式の電圧制御
水晶発振器は、例えば図15に示すように、温度検出器
31で温度をアナログ電圧値として検出し、これをアナ
ログ・ディジタル変換器32でディジタル値に変換し、
これを水晶振動子の温度特性を補償して後述する電圧制
御水晶発振回路35の出力周波数誤差を零とするデータ
が記憶されたメモリ回路33にアドレスとして入力し、
このメモリ回路33から出力される温度補償データをデ
ィジタル・アナログ変換器34でアナログ値に変換して
電子制御水晶発振回路35に入力するようにしている。
ディジタル方式の電圧制御水晶発振器(DTCXO)と
アナログ方式の温度補償水晶発振器(TCXO)との2
つの方式が提案されている。ディジタル方式の電圧制御
水晶発振器は、例えば図15に示すように、温度検出器
31で温度をアナログ電圧値として検出し、これをアナ
ログ・ディジタル変換器32でディジタル値に変換し、
これを水晶振動子の温度特性を補償して後述する電圧制
御水晶発振回路35の出力周波数誤差を零とするデータ
が記憶されたメモリ回路33にアドレスとして入力し、
このメモリ回路33から出力される温度補償データをデ
ィジタル・アナログ変換器34でアナログ値に変換して
電子制御水晶発振回路35に入力するようにしている。
【0003】ここで、メモリ回路33は、本システムを
動作させる前の学習期間においてデータの書込みが行わ
れ、アナログ・ディジタル変換器32の出力ディジタル
値に対応する温度で出力周波数を一定とするディジタル
・アナログ変換器4に対する入力を記憶させる。このメ
モリ回路33としては、電気的に消去可能なEEPRO
M等の不揮発性メモリを用いることにより一度温度補償
データを取得すれば、電源を止めることによりデータが
消去されてしまうこともなく温度補償を行うことができ
る。
動作させる前の学習期間においてデータの書込みが行わ
れ、アナログ・ディジタル変換器32の出力ディジタル
値に対応する温度で出力周波数を一定とするディジタル
・アナログ変換器4に対する入力を記憶させる。このメ
モリ回路33としては、電気的に消去可能なEEPRO
M等の不揮発性メモリを用いることにより一度温度補償
データを取得すれば、電源を止めることによりデータが
消去されてしまうこともなく温度補償を行うことができ
る。
【0004】なお、温度補償状態においては、一定周期
でアナログ・ディジタル変換器32を動作させ、その出
力変化に応じてディジタル・アナログ変換器34の出力
が変化し、常に温度変化を監視し電圧制御水晶発振回路
35の出力周波数は一定に保持される。一方、アナログ
方式の温度補償水晶発振器は、図16に示すように、定
電圧発生回路41の出力電圧を分圧抵抗42,43で分
圧した分圧電圧が電圧制御水晶発振回路44に供給され
ると共に、温度変化を検出するサーミスタブリッジ回路
45に供給される。
でアナログ・ディジタル変換器32を動作させ、その出
力変化に応じてディジタル・アナログ変換器34の出力
が変化し、常に温度変化を監視し電圧制御水晶発振回路
35の出力周波数は一定に保持される。一方、アナログ
方式の温度補償水晶発振器は、図16に示すように、定
電圧発生回路41の出力電圧を分圧抵抗42,43で分
圧した分圧電圧が電圧制御水晶発振回路44に供給され
ると共に、温度変化を検出するサーミスタブリッジ回路
45に供給される。
【0005】ここで、電圧制御水晶発振回路44は、分
圧電圧が入力抵抗46を介して水晶振動子47に入力さ
れ、この水晶振動子47の出力側にC−MOSインバー
タ48及び抵抗49の並列回路が接続されていると共
に、入力抵抗46及び水晶振動子47の入力側との間に
バリキャップダイオード50のアノード側が接続され、
このバリキャップダイオード50のカソード側が抵抗5
1及びコンデンサ52の並列回路を介して接地された構
成を有し、インバータ48及び抵抗49の並列回路から
一定周波数の発振信号が出力される。
圧電圧が入力抵抗46を介して水晶振動子47に入力さ
れ、この水晶振動子47の出力側にC−MOSインバー
タ48及び抵抗49の並列回路が接続されていると共
に、入力抵抗46及び水晶振動子47の入力側との間に
バリキャップダイオード50のアノード側が接続され、
このバリキャップダイオード50のカソード側が抵抗5
1及びコンデンサ52の並列回路を介して接地された構
成を有し、インバータ48及び抵抗49の並列回路から
一定周波数の発振信号が出力される。
【0006】サーミスタブリッジ回路45は、3つのサ
ーミスタTH1及び可変抵抗53の直列回路と、サーミ
スタTH2及び可変抵抗54の直列回路と、サーミスタ
TH3と、可変抵抗55とがH型ブリッジに接続され、
サーミスタTH1及びTH2の接続点が定電圧発生回路
41に接続され、サーミスタTH3及び可変抵抗55の
接続点が可変抵抗56を介して接地された構成を有す
る。
ーミスタTH1及び可変抵抗53の直列回路と、サーミ
スタTH2及び可変抵抗54の直列回路と、サーミスタ
TH3と、可変抵抗55とがH型ブリッジに接続され、
サーミスタTH1及びTH2の接続点が定電圧発生回路
41に接続され、サーミスタTH3及び可変抵抗55の
接続点が可変抵抗56を介して接地された構成を有す
る。
【0007】このアナログ方式の温度補償水晶発振器に
よれば、サーミスタブリッジ回路45で、これを構成す
る各サーミスタTH1〜TH3が雰囲気温度に応じて抵
抗が2関数的に変化するので、このサーミスタの温度特
性を利用して、発振周波数の温度特性を補償する容量値
をバリキャップダイオード50が持つような電圧を出力
するように回路定数をあわせこむことにより温度補償水
晶発振器を実現することができる。また、水晶振動子、
その他の素子の固体間ばらつきは可変抵抗53〜55に
より微調整することができる。
よれば、サーミスタブリッジ回路45で、これを構成す
る各サーミスタTH1〜TH3が雰囲気温度に応じて抵
抗が2関数的に変化するので、このサーミスタの温度特
性を利用して、発振周波数の温度特性を補償する容量値
をバリキャップダイオード50が持つような電圧を出力
するように回路定数をあわせこむことにより温度補償水
晶発振器を実現することができる。また、水晶振動子、
その他の素子の固体間ばらつきは可変抵抗53〜55に
より微調整することができる。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のディジタル方式の温度補償水晶発振器にあっては、
温度補償精度は、アナログ・ディジタル変換器32及び
ディジタル・アナログ変換器34の精度によって決ま
り、これらのビット数を上げることにより全補償温度範
囲において、±1ppm以内、或いはそれ以下の精度で
温度補償することが可能である長所を有するが、温度補
償電圧をディジタル・アナログ変換器を用いて発生させ
るというこのシステムの根本的な原理のため、温度が変
化しディジタル・アナログ変換出力が変化するときは、
出力電圧が段階的に変化し、結果として周波数も段階的
に変化してしまうという未解決の課題がある。すなわ
ち、発振周波数は、温度の変化に対して滑らかではなく
ディジタル・アナログ変換器の入力が変化したときには
位相雑音が劣化し、また瞬間的に大きなジッタを発生さ
せてしまうという未解決の課題がある。
来のディジタル方式の温度補償水晶発振器にあっては、
温度補償精度は、アナログ・ディジタル変換器32及び
ディジタル・アナログ変換器34の精度によって決ま
り、これらのビット数を上げることにより全補償温度範
囲において、±1ppm以内、或いはそれ以下の精度で
温度補償することが可能である長所を有するが、温度補
償電圧をディジタル・アナログ変換器を用いて発生させ
るというこのシステムの根本的な原理のため、温度が変
化しディジタル・アナログ変換出力が変化するときは、
出力電圧が段階的に変化し、結果として周波数も段階的
に変化してしまうという未解決の課題がある。すなわ
ち、発振周波数は、温度の変化に対して滑らかではなく
ディジタル・アナログ変換器の入力が変化したときには
位相雑音が劣化し、また瞬間的に大きなジッタを発生さ
せてしまうという未解決の課題がある。
【0009】また、温度がアナログ・ディジタル変換器
の出力コードの変化点付近の場合には、出力がバタつい
てハンチング現象を障生じ、結果として出力周波数もバ
タついてしまうことがあるという未解決の課題もある。
これらの未解決の課題を解決するための手段が種々提案
されているが、何れの方法もこれらの現象を低減させる
ことはできても、ディジタル・アナログ変換出力が瞬間
的に変化するという根本的な問題を解決することはでき
ず、電圧制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対し
て連続的に滑らかに変化するディジタル方式の温度補償
水晶発振器は未だ実現されていないのが現状である。
の出力コードの変化点付近の場合には、出力がバタつい
てハンチング現象を障生じ、結果として出力周波数もバ
タついてしまうことがあるという未解決の課題もある。
これらの未解決の課題を解決するための手段が種々提案
されているが、何れの方法もこれらの現象を低減させる
ことはできても、ディジタル・アナログ変換出力が瞬間
的に変化するという根本的な問題を解決することはでき
ず、電圧制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対し
て連続的に滑らかに変化するディジタル方式の温度補償
水晶発振器は未だ実現されていないのが現状である。
【0010】一方、アナログ方式の温度補償水晶発振器
は、ディジタル方式の温度補償水晶発振器のような電圧
制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対して不連続
となるという問題点はないが、温度検出手段としてサー
ミスタを適用しているために、集積化することができな
いという未解決の課題がある。そこで、本発明は上記従
来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電
圧制御水晶発振回路の入力電圧を温度変化に対して連続
的に滑らかに変化させることが可能で且つ集積化を容易
に実現することができる温度補償水晶発振器を提供する
ことを目的としている。
は、ディジタル方式の温度補償水晶発振器のような電圧
制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対して不連続
となるという問題点はないが、温度検出手段としてサー
ミスタを適用しているために、集積化することができな
いという未解決の課題がある。そこで、本発明は上記従
来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電
圧制御水晶発振回路の入力電圧を温度変化に対して連続
的に滑らかに変化させることが可能で且つ集積化を容易
に実現することができる温度補償水晶発振器を提供する
ことを目的としている。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項1に係る温度補償水晶発振器は、雰囲気温度
に応じて電圧制御水晶発振回路の発振周波数を補償して
温度変化にかかわらず一定発振周波数を維持するように
した温度補償水晶発振器において、雰囲気温度の変化に
対して出力が1次関数的に変化する温度検出回路と、該
温度検出回路の温度検出値に基づいて前記電圧制御水晶
発振回路の水晶振動子特性の3次成分に近似する近似3
次曲線の出力を発生する近似3次曲線発生回路と、前記
温度検出回路の温度検出値及び近似3次曲線発生回路の
出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回路の制御信
号を形成する制御信号形成回路とを備えたことを特徴と
している。
に、請求項1に係る温度補償水晶発振器は、雰囲気温度
に応じて電圧制御水晶発振回路の発振周波数を補償して
温度変化にかかわらず一定発振周波数を維持するように
した温度補償水晶発振器において、雰囲気温度の変化に
対して出力が1次関数的に変化する温度検出回路と、該
温度検出回路の温度検出値に基づいて前記電圧制御水晶
発振回路の水晶振動子特性の3次成分に近似する近似3
次曲線の出力を発生する近似3次曲線発生回路と、前記
温度検出回路の温度検出値及び近似3次曲線発生回路の
出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回路の制御信
号を形成する制御信号形成回路とを備えたことを特徴と
している。
【0012】この請求項1の発明においては、水晶振動
子の温度特性が3次関数と1次関数との和で近似するこ
とできる点に着目し、温度検出回路で温度変化に対して
1次関数的に変化する温度検出値を得、これを近似3次
曲線発生回路に入力することにより、水晶振動子の特性
の3次成分に近似する近似3次曲線の出力を得、この近
似3次曲線出力と温度検出回路の1次関数的な温度検出
値とを制御信号形成回路で加算することにより、水晶振
動子の温度特性に対応した温度変化に対して連続的な電
圧制御水晶発振回路に対する制御信号形成する。この結
果、水晶振動子の温度特性を補償する制御信号をアナロ
グ回路を用いて発生することにより、ディジタル方式の
よう周波数の不連続な変化を持たず、水晶振動子以外の
全ての素子を集積化することができる。
子の温度特性が3次関数と1次関数との和で近似するこ
とできる点に着目し、温度検出回路で温度変化に対して
1次関数的に変化する温度検出値を得、これを近似3次
曲線発生回路に入力することにより、水晶振動子の特性
の3次成分に近似する近似3次曲線の出力を得、この近
似3次曲線出力と温度検出回路の1次関数的な温度検出
値とを制御信号形成回路で加算することにより、水晶振
動子の温度特性に対応した温度変化に対して連続的な電
圧制御水晶発振回路に対する制御信号形成する。この結
果、水晶振動子の温度特性を補償する制御信号をアナロ
グ回路を用いて発生することにより、ディジタル方式の
よう周波数の不連続な変化を持たず、水晶振動子以外の
全ての素子を集積化することができる。
【0013】また、請求項2に係る電圧制御水晶発振器
は、前記近似3次曲線発生回路が、温度検出回路の温度
検出値が入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある
一定値で制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転
の入出力特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増
幅器に夫々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル
発生回路と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器
とで構成されていることを特徴としている。
は、前記近似3次曲線発生回路が、温度検出回路の温度
検出値が入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある
一定値で制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転
の入出力特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増
幅器に夫々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル
発生回路と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器
とで構成されていることを特徴としている。
【0014】この請求項2の発明においては、差動増幅
器のように、最大値及び最小値がある一定値で制限され
るリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力特性を有
する複数の増幅器の一方の入力側に温度検出回路の温度
検出値を入力し、他方の入力側に定レベル発生回路の異
なる低レベル信号を入力し、各増幅器の出力を加算器で
加算することにより、水晶振動子の温度特性に応じた近
似3次曲線出力をアナログ回路で発生させることができ
る。
器のように、最大値及び最小値がある一定値で制限され
るリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力特性を有
する複数の増幅器の一方の入力側に温度検出回路の温度
検出値を入力し、他方の入力側に定レベル発生回路の異
なる低レベル信号を入力し、各増幅器の出力を加算器で
加算することにより、水晶振動子の温度特性に応じた近
似3次曲線出力をアナログ回路で発生させることができ
る。
【0015】さらに、請求項3に係る温度補償水晶発振
器は、請求項1又は2の発明において、前記制御信号形
成回路は、温度検出回路の温度検出値、近似3次曲線発
生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわらず一定値を出
力する定レベル発生回路の出力値とを加算する加算回路
で構成されていることを特徴としている。この請求項3
の発明においては、加算回路で定レベル発生回路の出力
値が加算されるので、この定レベル発生回路の出力によ
り電圧制御水晶発振回路の発振周波数の基準値を制御す
ることができる。
器は、請求項1又は2の発明において、前記制御信号形
成回路は、温度検出回路の温度検出値、近似3次曲線発
生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわらず一定値を出
力する定レベル発生回路の出力値とを加算する加算回路
で構成されていることを特徴としている。この請求項3
の発明においては、加算回路で定レベル発生回路の出力
値が加算されるので、この定レベル発生回路の出力によ
り電圧制御水晶発振回路の発振周波数の基準値を制御す
ることができる。
【0016】なおさらに、請求項4に係る温度補償水晶
発振器は、請求項3の発明において、前記制御信号形成
回路は、温度検出回路の温度検出値、近似3次曲線発生
回路の出力値及び定レベル発生回路の出力値が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器を介して入力されるように構成
されていることを特徴としている。この請求項4の発明
においては、プログラマブルゲイン増幅器のゲインを調
整することにより、温度検出回路の温度検出信号の傾
き、定レベル発生回路の直流レベル、3次曲線発生回路
の利得を変化させて、水晶振動子、電圧制御水晶発振回
路の固体間バラツキに起因する出力周波数の温度特性の
バラツキを補正することができる。
発振器は、請求項3の発明において、前記制御信号形成
回路は、温度検出回路の温度検出値、近似3次曲線発生
回路の出力値及び定レベル発生回路の出力値が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器を介して入力されるように構成
されていることを特徴としている。この請求項4の発明
においては、プログラマブルゲイン増幅器のゲインを調
整することにより、温度検出回路の温度検出信号の傾
き、定レベル発生回路の直流レベル、3次曲線発生回路
の利得を変化させて、水晶振動子、電圧制御水晶発振回
路の固体間バラツキに起因する出力周波数の温度特性の
バラツキを補正することができる。
【0017】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図1は、本発明の一実施形態を示
すブロック図である。図中、1は温度変化に対して1次
関数的にアナログ出力電圧が変化する温度検出回路であ
り、この温度検出回路1から出力されるアナログ電圧で
なる温度検出値がこの温度検出値に基づいて水晶振動子
の温度特性の3次成分に対応する近似3次曲線のアナロ
グ出力電圧を発生する近似3次曲線発生回路2に供給さ
れる。また、温度変化にかかわらず一定レベルの定電圧
を発生する定電圧発生回路3を有する。
に基づいて説明する。図1は、本発明の一実施形態を示
すブロック図である。図中、1は温度変化に対して1次
関数的にアナログ出力電圧が変化する温度検出回路であ
り、この温度検出回路1から出力されるアナログ電圧で
なる温度検出値がこの温度検出値に基づいて水晶振動子
の温度特性の3次成分に対応する近似3次曲線のアナロ
グ出力電圧を発生する近似3次曲線発生回路2に供給さ
れる。また、温度変化にかかわらず一定レベルの定電圧
を発生する定電圧発生回路3を有する。
【0018】そして、近似3次曲線発生回路2のアナロ
グ出力電圧、温度検出回路1のアナログ電圧でなる温度
検出値及び定電圧発生回路3のアナログ電圧が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器4,5及び6を介して制御信号
形成回路としての加算回路7に入力され、この加算回路
7の加算出力が制御電圧として電圧制御水晶発振回路
(VCXO)8に入力される。
グ出力電圧、温度検出回路1のアナログ電圧でなる温度
検出値及び定電圧発生回路3のアナログ電圧が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器4,5及び6を介して制御信号
形成回路としての加算回路7に入力され、この加算回路
7の加算出力が制御電圧として電圧制御水晶発振回路
(VCXO)8に入力される。
【0019】ここで、定電圧発生回路3としては、図2
に示すように、演算増幅器3aと、その出力側に抵抗3
bを介してコレクタ及びベースが接続され、エミッタが
負の出力端子tN に接続されてダイオード接続されたバ
イポーラトランジスタQ1 と、同様に演算増幅器3aの
出力側に抵抗3c,3dを介してコレクタ及びベースが
接続され、エミッタが負の出力端子tN に接続されてダ
イオード接続されたバイポーラトランジスタQ2 とを備
え、抵抗3c,3dの接続点が演算増幅器3aの反転入
力側に、抵抗3b及びトランジスタQ2 の接続点が演算
増幅器3aの非反転入力側に夫々接続され、演算増幅器
3aの出力側から正の出力端子tP が導出されたバンド
ギャップ基準電圧回路の構成を有する。
に示すように、演算増幅器3aと、その出力側に抵抗3
bを介してコレクタ及びベースが接続され、エミッタが
負の出力端子tN に接続されてダイオード接続されたバ
イポーラトランジスタQ1 と、同様に演算増幅器3aの
出力側に抵抗3c,3dを介してコレクタ及びベースが
接続され、エミッタが負の出力端子tN に接続されてダ
イオード接続されたバイポーラトランジスタQ2 とを備
え、抵抗3c,3dの接続点が演算増幅器3aの反転入
力側に、抵抗3b及びトランジスタQ2 の接続点が演算
増幅器3aの非反転入力側に夫々接続され、演算増幅器
3aの出力側から正の出力端子tP が導出されたバンド
ギャップ基準電圧回路の構成を有する。
【0020】このバンドギャップ基準電圧回路では、抵
抗3dの両端にかかるトランジスタQ2 及びQ1 のベー
ス−エミッタ間電圧の差ΔVBEは下記(1)式のように
表される。 ΔVBE=VT ln{(I1 /I2 )(IS2/IS1)} =VT ln{(R2 /R1 )(IS2/IS1)} …………(1) ここで、VT は熱電圧、I1 は抵抗3bを流れる電流
値、I2 は抵抗3cを流れる電流値、IS1はトランジス
タQ1 の順方向能動領域の伝達特性を表す定数、I S2は
トランジスタQ2 の順方向能動領域の伝達特性を表す定
数、R1 は抵抗3bの抵抗値、R2 は抵抗3cの抵抗値
である。
抗3dの両端にかかるトランジスタQ2 及びQ1 のベー
ス−エミッタ間電圧の差ΔVBEは下記(1)式のように
表される。 ΔVBE=VT ln{(I1 /I2 )(IS2/IS1)} =VT ln{(R2 /R1 )(IS2/IS1)} …………(1) ここで、VT は熱電圧、I1 は抵抗3bを流れる電流
値、I2 は抵抗3cを流れる電流値、IS1はトランジス
タQ1 の順方向能動領域の伝達特性を表す定数、I S2は
トランジスタQ2 の順方向能動領域の伝達特性を表す定
数、R1 は抵抗3bの抵抗値、R2 は抵抗3cの抵抗値
である。
【0021】そして、抵抗3dに流れる電流と同じ電流
が抵抗3cに流れるので、抵抗3cの電圧降下VR2は下
記(2)式で表すことができる。 VR2=(R2 /R3 )ΔVBE =(R2 /R3 )VT ln{(R2 /R1 )(IS2/IS1)}……(2) この(2)式から明らかなように、抵抗の温度係数が零
であるならば、電流I 1 及びI2 は共に温度に比例する
ことになり、出力端子tP 及びtN から出力される出力
電圧VOUT は下記(3)式で表される。
が抵抗3cに流れるので、抵抗3cの電圧降下VR2は下
記(2)式で表すことができる。 VR2=(R2 /R3 )ΔVBE =(R2 /R3 )VT ln{(R2 /R1 )(IS2/IS1)}……(2) この(2)式から明らかなように、抵抗の温度係数が零
であるならば、電流I 1 及びI2 は共に温度に比例する
ことになり、出力端子tP 及びtN から出力される出力
電圧VOUT は下記(3)式で表される。
【0022】 VOUT =VBE1 +(R2 /R3 )VT ln{(R2 /R1 )(IS2/IS1)} =VBE1 +KVT …………(3) ここで、VBE1 はトランジスタQ1 のベース−エミッタ
間電圧、Kは定数である。したがって、温度依存性を有
するトランジスタQ1 のベース−エミッタ間電圧VBE1
に逆特性のKVT を加算するようにしているので、定数
Kの値を(R2 /R1 )、(R2 /R3 及び(IS2/I
S1)の比によって決定することにより、図7に示すよう
に、温度変化にかかわらず一定電圧を発生させることが
できる。
間電圧、Kは定数である。したがって、温度依存性を有
するトランジスタQ1 のベース−エミッタ間電圧VBE1
に逆特性のKVT を加算するようにしているので、定数
Kの値を(R2 /R1 )、(R2 /R3 及び(IS2/I
S1)の比によって決定することにより、図7に示すよう
に、温度変化にかかわらず一定電圧を発生させることが
できる。
【0023】また、温度検出回路1としては、上述した
バンドギャップ基準電圧回路のトランジスタQ2 及びQ
1 のベース−エミッタ間電圧VBEの差ΔVBEが前記
(2)式で表されるように、温度変化に対して直線的に
変化することから、このベース−エミッタ間電圧差ΔV
BEを適用しており、これによって温度に対して抵抗が2
次関数的に変化するサーミスタを使用することなく、図
8に示すように、温度の増加に対して1次関数的に増加
するアナログ電圧値でなる温度検出値を出力することが
できる。
バンドギャップ基準電圧回路のトランジスタQ2 及びQ
1 のベース−エミッタ間電圧VBEの差ΔVBEが前記
(2)式で表されるように、温度変化に対して直線的に
変化することから、このベース−エミッタ間電圧差ΔV
BEを適用しており、これによって温度に対して抵抗が2
次関数的に変化するサーミスタを使用することなく、図
8に示すように、温度の増加に対して1次関数的に増加
するアナログ電圧値でなる温度検出値を出力することが
できる。
【0024】さらに、近似3次曲線発生回路2は、図3
に示すように、ソースを正の電源端子VDDに接続し、ゲ
ート及びドレインを互いに接続して能動負荷9を介して
接地したPチャネルMOS型電界効果トランジスタTr
1と、この電界効果トランジスタTr1のゲートに各ゲ
ートを接続し且つ電界効果トランジスタTr1と同一の
トランジスタサイズの6つのPチャネルMOS型電界効
果トランジスタTr2〜Tr7とを備えたカレントミラ
ー回路10と、このカレントミラー回路10から定電流
が供給される複数3つの差動増幅器11A〜11Cと、
これら差動増幅器11A〜11Cの出力電圧を加算する
加算器としての同一抵抗値を有する抵抗12A,12B
とを備えている。
に示すように、ソースを正の電源端子VDDに接続し、ゲ
ート及びドレインを互いに接続して能動負荷9を介して
接地したPチャネルMOS型電界効果トランジスタTr
1と、この電界効果トランジスタTr1のゲートに各ゲ
ートを接続し且つ電界効果トランジスタTr1と同一の
トランジスタサイズの6つのPチャネルMOS型電界効
果トランジスタTr2〜Tr7とを備えたカレントミラ
ー回路10と、このカレントミラー回路10から定電流
が供給される複数3つの差動増幅器11A〜11Cと、
これら差動増幅器11A〜11Cの出力電圧を加算する
加算器としての同一抵抗値を有する抵抗12A,12B
とを備えている。
【0025】ここで、差動増幅器11Aは、カレントミ
ラー回路10の電界効果トランジスタTr2及びTr3
と直列に接続されたPチャネルMOS型電界効果トラン
ジスタTr8,Tr9と、これらトランジスタTr8,
Tr9のドレイン間を接続する抵抗13Aとを備え、ト
ランジスタTr8のゲートに参照定電圧VREF1が供給さ
れると共に、トランジスタTr9のゲートに温度検出回
路1のアナログ電圧でなる温度検出値が入力され、トラ
ンジスタTr8のドレインが加算器を構成する一方の抵
抗12Aを介して接地され、トランジスタTr9のドレ
インが加算器を構成する他方の抵抗12Bを介して接地
されている。
ラー回路10の電界効果トランジスタTr2及びTr3
と直列に接続されたPチャネルMOS型電界効果トラン
ジスタTr8,Tr9と、これらトランジスタTr8,
Tr9のドレイン間を接続する抵抗13Aとを備え、ト
ランジスタTr8のゲートに参照定電圧VREF1が供給さ
れると共に、トランジスタTr9のゲートに温度検出回
路1のアナログ電圧でなる温度検出値が入力され、トラ
ンジスタTr8のドレインが加算器を構成する一方の抵
抗12Aを介して接地され、トランジスタTr9のドレ
インが加算器を構成する他方の抵抗12Bを介して接地
されている。
【0026】差動増幅器11Bも同様に、カレントミラ
ー回路10の電界効果トランジスタTr4及びTr5と
直列に接続されたPチャネルMOS型電界効果トランジ
スタTr10,Tr11と、これらトランジスタTr1
0,Tr11のソース間を接続する抵抗13Bとを備
え、トランジスタTr10のゲートに参照定電圧VREF1
が供給されると共に、トランジスタTr11のゲートに
温度検出回路1のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタTr10のドレインが加算器を構成
する他方の抵抗12Bを介して接地され、トランジスタ
Tr11のドレインが加算器を構成する一方の抵抗12
Aを介して接地されている。
ー回路10の電界効果トランジスタTr4及びTr5と
直列に接続されたPチャネルMOS型電界効果トランジ
スタTr10,Tr11と、これらトランジスタTr1
0,Tr11のソース間を接続する抵抗13Bとを備
え、トランジスタTr10のゲートに参照定電圧VREF1
が供給されると共に、トランジスタTr11のゲートに
温度検出回路1のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタTr10のドレインが加算器を構成
する他方の抵抗12Bを介して接地され、トランジスタ
Tr11のドレインが加算器を構成する一方の抵抗12
Aを介して接地されている。
【0027】差動増幅器11Cも同様に、カレントミラ
ー回路10の電界効果トランジスタTr6及びTr7と
直列に接続されたPチャネルMOS型電界効果トランジ
スタTr12,Tr13と、これらトランジスタTr1
2,Tr13のソース間を接続する抵抗13Cとを備
え、トランジスタTr12のゲートに参照定電圧VREF1
が供給されると共に、トランジスタTr13のゲートに
温度検出回路1のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタTr12のドレインが加算器を構成
する一方の抵抗12Aを介して接地され、トランジスタ
Tr13のドレインが加算器を構成する他方の抵抗12
Bを介して接地されている。
ー回路10の電界効果トランジスタTr6及びTr7と
直列に接続されたPチャネルMOS型電界効果トランジ
スタTr12,Tr13と、これらトランジスタTr1
2,Tr13のソース間を接続する抵抗13Cとを備
え、トランジスタTr12のゲートに参照定電圧VREF1
が供給されると共に、トランジスタTr13のゲートに
温度検出回路1のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタTr12のドレインが加算器を構成
する一方の抵抗12Aを介して接地され、トランジスタ
Tr13のドレインが加算器を構成する他方の抵抗12
Bを介して接地されている。
【0028】そして、加算器を構成する抵抗12Aと電
界効果トランジスタTr8,Tr11,Tr12との接
続点から負側出力端子tN が導出され、同様に抵抗12
Bの電界効果トランジスタTr9,Tr10,Tr13
との接続点から正側出力端子tP が導出されている。な
お、各作動増幅器11A〜11Cに供給する参照定電圧
VREF1〜VREF3の大きさは、VREF1<VREF2<VREF3に
設定されている。
界効果トランジスタTr8,Tr11,Tr12との接
続点から負側出力端子tN が導出され、同様に抵抗12
Bの電界効果トランジスタTr9,Tr10,Tr13
との接続点から正側出力端子tP が導出されている。な
お、各作動増幅器11A〜11Cに供給する参照定電圧
VREF1〜VREF3の大きさは、VREF1<VREF2<VREF3に
設定されている。
【0029】この近似3次曲線発生回路2の作動原理
は、その回路動作の説明を簡略化するために、図5に示
すように、1つの差動増幅器11Aについて説明する
と、入力電圧VINが参照電圧VREF1に対して十分に小さ
い状態では、電界効果トランジスタTr2,Tr3を流
れる電流は全て電界効果トランジスタTr9に流れるこ
とになり、カレントミラー回路10の定電流値をI0 と
すると、電界効果トランジスタTr8を流れる電流IA1
=0、電界効果トランジスタTr9を流れる電流I A2=
2I0 となる。このため、出力端子tP 及びtN の出力
電圧POUT 及びNOU T は、図6の破線図示及び実線図示
のように、抵抗12A,12Bの抵抗値をR A とすると
2I0 RA 及び0となる。
は、その回路動作の説明を簡略化するために、図5に示
すように、1つの差動増幅器11Aについて説明する
と、入力電圧VINが参照電圧VREF1に対して十分に小さ
い状態では、電界効果トランジスタTr2,Tr3を流
れる電流は全て電界効果トランジスタTr9に流れるこ
とになり、カレントミラー回路10の定電流値をI0 と
すると、電界効果トランジスタTr8を流れる電流IA1
=0、電界効果トランジスタTr9を流れる電流I A2=
2I0 となる。このため、出力端子tP 及びtN の出力
電圧POUT 及びNOU T は、図6の破線図示及び実線図示
のように、抵抗12A,12Bの抵抗値をR A とすると
2I0 RA 及び0となる。
【0030】この状態から、入力電圧VINが増加して、
参照定電圧VREF1から抵抗13Aでの電圧降下分I0 ・
RB を減算した値を越えると、出力電圧POUT が徐々に
滑らかに減少し、これと対称的に出力電圧NOUT が徐々
に滑らかに増加し、入力電圧VINが参照定電圧VREF1に
等しくなると両出力電圧POUT 及びNOUT が等しくな
り、さらに入力電圧VINが上昇すると、出力電圧POUT
は減少傾向を維持し、出力電圧POUT は増加傾向を維持
し、参照定電圧VREF1に抵抗13Aの電圧降下分I0 ・
RB を加算した値以上となると出力電圧POUT が零とな
り、逆に出力電圧NOUT が2I0 RA となる。
参照定電圧VREF1から抵抗13Aでの電圧降下分I0 ・
RB を減算した値を越えると、出力電圧POUT が徐々に
滑らかに減少し、これと対称的に出力電圧NOUT が徐々
に滑らかに増加し、入力電圧VINが参照定電圧VREF1に
等しくなると両出力電圧POUT 及びNOUT が等しくな
り、さらに入力電圧VINが上昇すると、出力電圧POUT
は減少傾向を維持し、出力電圧POUT は増加傾向を維持
し、参照定電圧VREF1に抵抗13Aの電圧降下分I0 ・
RB を加算した値以上となると出力電圧POUT が零とな
り、逆に出力電圧NOUT が2I0 RA となる。
【0031】結局、図6の出力特性において、抵抗13
Aの抵抗値RA とカレントミラー回路10の定電流値I
0 とによってのみ決定されるトランジスタの特性による
ものは、VREF1±I0 RB 付近の滑らかな出力変化のみ
となる。したがって、図3の近似3次曲線発生回路2で
は、入力電圧VINが参照定電圧VREF1より十分に小さい
とき(VIN《VREF1)には、前述したように差動増幅器
11Aにおいては、電界効果トランジスタTr2及びT
r3を流れる電流は全て電界効果トランジスタTr9を
流れ、結果としてIA1=0,IA2=2I0 RA となり、
同様に差動増幅器11B,11Cにおいても、IB1=I
C1=0,IB2=I C2=2I0 RA となり、加算器を構成
する抵抗12A及び12Bに流れる電流I N 及びIP は
夫々IN =2I0 及びIP =4I0 となる。
Aの抵抗値RA とカレントミラー回路10の定電流値I
0 とによってのみ決定されるトランジスタの特性による
ものは、VREF1±I0 RB 付近の滑らかな出力変化のみ
となる。したがって、図3の近似3次曲線発生回路2で
は、入力電圧VINが参照定電圧VREF1より十分に小さい
とき(VIN《VREF1)には、前述したように差動増幅器
11Aにおいては、電界効果トランジスタTr2及びT
r3を流れる電流は全て電界効果トランジスタTr9を
流れ、結果としてIA1=0,IA2=2I0 RA となり、
同様に差動増幅器11B,11Cにおいても、IB1=I
C1=0,IB2=I C2=2I0 RA となり、加算器を構成
する抵抗12A及び12Bに流れる電流I N 及びIP は
夫々IN =2I0 及びIP =4I0 となる。
【0032】そして、入力電圧VINが増加すると、これ
に応じて電界効果トランジスタTr8に電流が流れ始め
ると共に、電界効果トランジスタTr9を流れる電流が
減少し始め、入力電圧VINが参照定電圧VREF1に達する
と、IA1=IA2=I0 となるので、結果として、出力電
流IN 及びIP はIN =IP =3I0 となり、さらに入
力電圧VINが高くなると、IA1=2I0,IA2=0となる
ので、結果として、出力電流IN 及びIP はIN =4I
0,IP =2I0 となる。
に応じて電界効果トランジスタTr8に電流が流れ始め
ると共に、電界効果トランジスタTr9を流れる電流が
減少し始め、入力電圧VINが参照定電圧VREF1に達する
と、IA1=IA2=I0 となるので、結果として、出力電
流IN 及びIP はIN =IP =3I0 となり、さらに入
力電圧VINが高くなると、IA1=2I0,IA2=0となる
ので、結果として、出力電流IN 及びIP はIN =4I
0,IP =2I0 となる。
【0033】さらに入力電圧VINが増加すると、差動増
幅器11Bの電界効果トランジスタTr10に電流が流
れ始めると共に、電界効果トランジスタTr11の電流
が減少し始め、入力電圧VINが参照定電圧VREF2に達す
ると、IB1=IB2=2I0 となり、出力電流IN 及びI
P は再びIN =IP =3I0 となる。さらに、入力電圧
VINが増加すると、IN =2I0,IP =4I0 となった
後、入力電圧VINが参照定電圧VREF3に達すると、出力
電流IN 及びIP は再びIN=IP =3I0 となり、さ
らに入力電圧VINが増加すると、IN =4I0,IP =2
I0 となる。
幅器11Bの電界効果トランジスタTr10に電流が流
れ始めると共に、電界効果トランジスタTr11の電流
が減少し始め、入力電圧VINが参照定電圧VREF2に達す
ると、IB1=IB2=2I0 となり、出力電流IN 及びI
P は再びIN =IP =3I0 となる。さらに、入力電圧
VINが増加すると、IN =2I0,IP =4I0 となった
後、入力電圧VINが参照定電圧VREF3に達すると、出力
電流IN 及びIP は再びIN=IP =3I0 となり、さ
らに入力電圧VINが増加すると、IN =4I0,IP =2
I0 となる。
【0034】このため、出力端子tN 及びtP の出力電
圧NOUT 及びPOUT は、抵抗12A及び12Bで電圧に
変換されるので、NOUT =IN ・RB 、POUT =IP ・
RBとなり、回路定数のあわせこみにより図4に示すよ
うな滑らかな3次曲線とすることができる。このとき、
図4における一方の出力電圧NOUT の波形は、3次関数
に負の傾きの1次関数を加算したものと近似でき、入力
電圧VINとして、温度検出回路1のアナログ電圧でなる
温度検出値を入力することにより、図9に示すように、
温度変化に対して3次関数曲線で表される電圧を発生す
ることができる。
圧NOUT 及びPOUT は、抵抗12A及び12Bで電圧に
変換されるので、NOUT =IN ・RB 、POUT =IP ・
RBとなり、回路定数のあわせこみにより図4に示すよ
うな滑らかな3次曲線とすることができる。このとき、
図4における一方の出力電圧NOUT の波形は、3次関数
に負の傾きの1次関数を加算したものと近似でき、入力
電圧VINとして、温度検出回路1のアナログ電圧でなる
温度検出値を入力することにより、図9に示すように、
温度変化に対して3次関数曲線で表される電圧を発生す
ることができる。
【0035】また、電圧制御水晶発振回路8としては、
前述した図16の従来例における電圧制御発振回路にお
いてバリキャップダイオードのカソード側が直接接地さ
れていることを除いては同一構成に設定されている。次
に上記実施形態の動作を説明する。先ず、電圧制御水晶
発振回路8に含まれる水晶振動子は、一般に、横軸に温
度(℃)、縦軸に周波数(ppm)をとると、図11に
示すような発振周波数の温度特性を有する。この温度特
性は、下記(4)式で近似することができる。
前述した図16の従来例における電圧制御発振回路にお
いてバリキャップダイオードのカソード側が直接接地さ
れていることを除いては同一構成に設定されている。次
に上記実施形態の動作を説明する。先ず、電圧制御水晶
発振回路8に含まれる水晶振動子は、一般に、横軸に温
度(℃)、縦軸に周波数(ppm)をとると、図11に
示すような発振周波数の温度特性を有する。この温度特
性は、下記(4)式で近似することができる。
【0036】 Y=α*(t−t0 )3 +β*(t−t0 )+γ …………(4) ここで、Yは出力周波数、αは3次の係数、βは温度特
性の傾き、γは周波数オフセット、tは雰囲気温度、t
0 は曲線Yの中心となる温度(通常25℃から30℃の
範囲)である。この(4)式中のα、β、γは夫々水晶
振動子及び電圧制御水晶発振回路8の特性に依存し、特
に水晶振動子に大きく依存しており、水晶振動子の形
状、大きさ等の影響を受ける。
性の傾き、γは周波数オフセット、tは雰囲気温度、t
0 は曲線Yの中心となる温度(通常25℃から30℃の
範囲)である。この(4)式中のα、β、γは夫々水晶
振動子及び電圧制御水晶発振回路8の特性に依存し、特
に水晶振動子に大きく依存しており、水晶振動子の形
状、大きさ等の影響を受ける。
【0037】また、現在広く適用されている電圧制御水
晶発振回路8の電圧−周波数特性は1次関数で近似でき
るので、水晶振動子の温度に対する周波数特性は、温度
に対する電圧特性で実現できる。したがって、図1の実
施形態において、(4)式における右辺の第1項、第2
項及び第3項に相当する電圧を夫々近似3次曲線発生回
路2、温度検出回路1及び定電圧発生回路3で発生さ
せ、3次の係数α、温度特性の傾きβ及び周波数オフセ
ットγの固体間バラツキを夫々個別のプログラマブルゲ
イン増幅器4、5及び6のゲインを変更することで微調
整し、微調整後の各電圧を加算回路7で加算することに
より、図10に示すように、図11の水晶振動子の温度
に対する周波数特性に対応した電圧制御水晶発振回路8
の制御電圧を得ることができ、この制御電圧を電圧制御
水晶発振回路8に供給することにより、これに含まれる
水晶振動子の温度特性を正確に補償することができる。
晶発振回路8の電圧−周波数特性は1次関数で近似でき
るので、水晶振動子の温度に対する周波数特性は、温度
に対する電圧特性で実現できる。したがって、図1の実
施形態において、(4)式における右辺の第1項、第2
項及び第3項に相当する電圧を夫々近似3次曲線発生回
路2、温度検出回路1及び定電圧発生回路3で発生さ
せ、3次の係数α、温度特性の傾きβ及び周波数オフセ
ットγの固体間バラツキを夫々個別のプログラマブルゲ
イン増幅器4、5及び6のゲインを変更することで微調
整し、微調整後の各電圧を加算回路7で加算することに
より、図10に示すように、図11の水晶振動子の温度
に対する周波数特性に対応した電圧制御水晶発振回路8
の制御電圧を得ることができ、この制御電圧を電圧制御
水晶発振回路8に供給することにより、これに含まれる
水晶振動子の温度特性を正確に補償することができる。
【0038】このとき、プログラマブルゲイン増幅器6
のゲインを変更することにより、定電圧回路3の出力電
圧のレベルを変更することができ、これによって加算回
路7の出力電圧を図12に示すように変更することがで
きる。また、プログラマブルゲイン増幅器5のゲインを
変更することにより、温度検出回路1の出力電圧の傾き
を変更することができ、これによって加算回路7の出力
電圧を図13に示すように変更することができる。
のゲインを変更することにより、定電圧回路3の出力電
圧のレベルを変更することができ、これによって加算回
路7の出力電圧を図12に示すように変更することがで
きる。また、プログラマブルゲイン増幅器5のゲインを
変更することにより、温度検出回路1の出力電圧の傾き
を変更することができ、これによって加算回路7の出力
電圧を図13に示すように変更することができる。
【0039】さらに、プログラマブルゲイン増幅器4の
ゲインを変更することにより、近似3次曲線発生回路2
の出力電圧の曲率を変更することができ、これによって
加算回路7の出力電圧を図13に示すように変更するこ
とができる。したがって、これらプログラマブルゲイン
増幅器4〜6のゲインを適宜調整することにより、水晶
振動子及びこれを含む電圧制御水晶発振回路8の固体間
バラツキに起因する出力周波数の温度特性バラツキを正
確に補正することができ、図11に示した水晶振動子の
温度特性を補償する電圧制御水晶発振回路8の制御電圧
を発生することができる。
ゲインを変更することにより、近似3次曲線発生回路2
の出力電圧の曲率を変更することができ、これによって
加算回路7の出力電圧を図13に示すように変更するこ
とができる。したがって、これらプログラマブルゲイン
増幅器4〜6のゲインを適宜調整することにより、水晶
振動子及びこれを含む電圧制御水晶発振回路8の固体間
バラツキに起因する出力周波数の温度特性バラツキを正
確に補正することができ、図11に示した水晶振動子の
温度特性を補償する電圧制御水晶発振回路8の制御電圧
を発生することができる。
【0040】このように、上記実施形態によれば、温度
検出回路1及び定電圧回路2をバイポーラトランジスタ
を使用したアナログ回路構成のバンドギャップ基準電圧
回路で構成することができると共に、近似3次曲線発生
回路2をカレントミラー回路10及び差動増幅器11A
〜11C及び抵抗12A,12Bのアナログ回路で構成
することができるので、水晶振動子を除く全ての素子を
集積化することができる。
検出回路1及び定電圧回路2をバイポーラトランジスタ
を使用したアナログ回路構成のバンドギャップ基準電圧
回路で構成することができると共に、近似3次曲線発生
回路2をカレントミラー回路10及び差動増幅器11A
〜11C及び抵抗12A,12Bのアナログ回路で構成
することができるので、水晶振動子を除く全ての素子を
集積化することができる。
【0041】なお、上記実施形態においては、近似3次
曲線発生回路2として、PチャネルMOS型電界効果ト
ランジスタを適用した場合について説明したが、これに
限定されるものではなく、電界効果トランジスタに代え
てバイポーラトランジスタを適用しても上記同様の作用
効果を得ることができる。また、上記実施形態において
は、加算回路7で温度検出回路1、近似3次曲線発生回
路2及び定電圧発生回路3の各出力電圧を加算する場合
について説明したが、これに限定されるものではなく、
定電圧発生回路3を省略して温度検出回路1及び近似3
次曲線発生回路2の出力電圧のみを加算して電圧制御水
晶発振回路8に対する制御電圧とすることができる。
曲線発生回路2として、PチャネルMOS型電界効果ト
ランジスタを適用した場合について説明したが、これに
限定されるものではなく、電界効果トランジスタに代え
てバイポーラトランジスタを適用しても上記同様の作用
効果を得ることができる。また、上記実施形態において
は、加算回路7で温度検出回路1、近似3次曲線発生回
路2及び定電圧発生回路3の各出力電圧を加算する場合
について説明したが、これに限定されるものではなく、
定電圧発生回路3を省略して温度検出回路1及び近似3
次曲線発生回路2の出力電圧のみを加算して電圧制御水
晶発振回路8に対する制御電圧とすることができる。
【0042】さらに、上記実施形態においては、プログ
ラマブルゲイン増幅器4〜6を設けた場合について説明
したが、水晶振動子やこれを含む電圧制御水晶発振回路
の固体間バラツキが少ないときには、これらプログラマ
ブルゲイン増幅器4〜6の何れか一つ又は複数を省略す
ることができ、場合によって加算回路の出力側にプログ
ラマブルゲイン増幅器を設けることもできる。
ラマブルゲイン増幅器4〜6を設けた場合について説明
したが、水晶振動子やこれを含む電圧制御水晶発振回路
の固体間バラツキが少ないときには、これらプログラマ
ブルゲイン増幅器4〜6の何れか一つ又は複数を省略す
ることができ、場合によって加算回路の出力側にプログ
ラマブルゲイン増幅器を設けることもできる。
【0043】なおさらに、上記実施形態においては、電
圧制御水晶発振回路8として、水晶振動子とC−MOS
インバータとが直列である場合について説明したが、こ
れに限定されるものではなく、水晶振動子とC−MOS
インバータとを並列に接続して電圧制御水晶発振回路を
構成するようにしてもよく、さらにはC−MOCに代え
てトランジスタを適用した電圧制御水晶発振回路も適用
することができる。
圧制御水晶発振回路8として、水晶振動子とC−MOS
インバータとが直列である場合について説明したが、こ
れに限定されるものではなく、水晶振動子とC−MOS
インバータとを並列に接続して電圧制御水晶発振回路を
構成するようにしてもよく、さらにはC−MOCに代え
てトランジスタを適用した電圧制御水晶発振回路も適用
することができる。
【0044】また、上記実施形態における近似3次曲線
発生回路等の回路構成は、電圧基準に代えて電流基準と
することができ、さらにPチャネルMOSによるVDD基
準に代えてNチャネルMOSを用いたグランド基準とす
ることもできる。
発生回路等の回路構成は、電圧基準に代えて電流基準と
することができ、さらにPチャネルMOSによるVDD基
準に代えてNチャネルMOSを用いたグランド基準とす
ることもできる。
【0045】
【発明の効果】以上説明したように、請求項1に係る発
明によれば、温度変化に対して1次関数的に変化する温
度検出値を出力する温度検出回路と、その温度検出値に
基づいて電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性に近似
する近似3次曲線の出力を発生する近似3次曲線発生回
路と、前記温度検出回路の温度検出値及び近似3次曲線
発生回路の出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回
路の制御信号を形成する制御信号形成回路とを備えた構
成としたので、温度変化に対して温度検出値が2次関数
的に変化し、且つ集積化不可能なサーミスタを使用する
ことなく、水晶振動子の温度特性を正確に補償する電圧
制御水晶発振回路に対する制御信号を形成することがで
き、温度変化に対して出力周波数が不連続に変化するこ
とのなく正確に温度補償することができるという効果が
得られる。
明によれば、温度変化に対して1次関数的に変化する温
度検出値を出力する温度検出回路と、その温度検出値に
基づいて電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性に近似
する近似3次曲線の出力を発生する近似3次曲線発生回
路と、前記温度検出回路の温度検出値及び近似3次曲線
発生回路の出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回
路の制御信号を形成する制御信号形成回路とを備えた構
成としたので、温度変化に対して温度検出値が2次関数
的に変化し、且つ集積化不可能なサーミスタを使用する
ことなく、水晶振動子の温度特性を正確に補償する電圧
制御水晶発振回路に対する制御信号を形成することがで
き、温度変化に対して出力周波数が不連続に変化するこ
とのなく正確に温度補償することができるという効果が
得られる。
【0046】また、請求項2に係る発明によれば、前記
近似3次曲線発生回路が、温度検出回路の温度検出値が
入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある一定値で
制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力
特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増幅器に夫
々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル発生回路
と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器とで構成
されているので、水晶振動子の温度特性に応じた近似3
次曲線出力をアナログ回路で発生させることができると
いう効果が得られる。
近似3次曲線発生回路が、温度検出回路の温度検出値が
入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある一定値で
制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力
特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増幅器に夫
々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル発生回路
と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器とで構成
されているので、水晶振動子の温度特性に応じた近似3
次曲線出力をアナログ回路で発生させることができると
いう効果が得られる。
【0047】さらに、請求項3に係る発明によれば、前
記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出値、近
似3次曲線発生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわら
ず一定値を出力する定レベル発生回路の出力値とを加算
する加算回路で構成されているので、この定レベル発生
回路の出力により電圧制御水晶発振回路の発振周波数の
基準値を制御することができるという効果が得られる。
記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出値、近
似3次曲線発生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわら
ず一定値を出力する定レベル発生回路の出力値とを加算
する加算回路で構成されているので、この定レベル発生
回路の出力により電圧制御水晶発振回路の発振周波数の
基準値を制御することができるという効果が得られる。
【0048】なおさらに、請求項4に係る発明によれ
ば、前記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出
値、近似3次曲線発生回路の出力値及び定レベル発生回
路の出力値が夫々プログラマブルゲイン増幅器を介して
入力されるように構成されているので、プログラマブル
ゲイン増幅器のゲインを調整することにより、温度検出
回路の温度検出信号の傾き、定レベル発生回路の直流レ
ベル、3次曲線発生回路の利得を変化させて、水晶振動
子、電圧制御水晶発振回路の固体間バラツキに起因する
出力周波数の温度特性のバラツキを補正することができ
るという効果が得られる。
ば、前記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出
値、近似3次曲線発生回路の出力値及び定レベル発生回
路の出力値が夫々プログラマブルゲイン増幅器を介して
入力されるように構成されているので、プログラマブル
ゲイン増幅器のゲインを調整することにより、温度検出
回路の温度検出信号の傾き、定レベル発生回路の直流レ
ベル、3次曲線発生回路の利得を変化させて、水晶振動
子、電圧制御水晶発振回路の固体間バラツキに起因する
出力周波数の温度特性のバラツキを補正することができ
るという効果が得られる。
【図1】本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【図2】図1の定電圧発生回路の具体例を示す回路図で
ある。
ある。
【図3】図1の近似3次曲線発生回路の具体例を示す回
路図である。
路図である。
【図4】図3の近似3次曲線発生回路の出力波形図であ
る。
る。
【図5】図3の近似3次曲線発生回路の動作の説明に供
する基本回路図である。
する基本回路図である。
【図6】図5の出力波形図である。
【図7】図1の定電圧発生回路の出力波形図である。
【図8】図1の温度検出回路の出力波形図である。
【図9】図1の近似3次曲線発生回路の出力波形図であ
る。
る。
【図10】図1の加算回路の出力波形図である。
【図11】水晶振動子の温度特性図である。
【図12】定電圧発生回路の出力のゲインを変更したと
きの加算回路出力波形図である。
きの加算回路出力波形図である。
【図13】温度検出回路の出力のゲインを変更したとき
の加算回路出力波形図である。
の加算回路出力波形図である。
【図14】近似3次曲線発生回路の出力のゲインを変更
したときの加算回路出力波形図である。
したときの加算回路出力波形図である。
【図15】従来のディジタル方式の温度補償水晶発振器
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図16】従来のアナログ方式の温度補償水晶発振器を
示す回路図である。
示す回路図である。
1 温度検出回路 2 近似3次曲線発生回路 3 定電圧発生回路 3a 演算増幅器 Q1,Q2 バイポーラトランジスタ 4〜6 プログラマブルゲイン増幅器 7 加算回路 8 電圧制御水晶発振回路 10 カレントミラー回路 11A〜11C 差動増幅器 12A,12B 抵抗 Tr1〜Tr12 MOS型電界効果トランジスタ tP,tN 出力端子
Claims (4)
- 【請求項1】 雰囲気温度に応じて電圧制御水晶発振回
路の発振周波数を補償して温度変化にかかわらず一定発
振周波数を維持するようにした温度補償水晶発振器にお
いて、雰囲気温度の変化に対して出力が1次関数的に変
化する温度検出回路と、該温度検出回路の温度検出値に
基づいて前記電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性の
3次成分に近似する近似3次曲線の出力を発生する近似
3次曲線発生回路と、前記温度検出回路の温度検出値及
び近似3次曲線発生回路の出力値とを加算して前記電圧
制御水晶発振回路の制御信号を形成する制御信号形成回
路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振器。 - 【請求項2】 前記近似3次曲線発生回路は、温度検出
回路の温度検出値が入力され、且つ出力の最大値及び最
小値がある一定値で制限されるリミッタ機能を有する正
転及び反転の入出力特性を有する複数の増幅器と、これ
ら複数の増幅器に夫々異なる一定レベルの信号を供給す
る定レベル発生回路と、前記複数の増幅器の出力を加算
する加算器とで構成されていることを特徴とする請求項
1記載の温度補償水晶発振器。 - 【請求項3】 前記制御信号形成回路は、温度検出回路
の温度検出値、近似3次曲線発生回路の出力値及び雰囲
気温度にかかわらず一定値を出力する定レベル発生回路
の出力値とを加算する加算回路で構成されていることを
特徴とする請求項1又は2に記載の温度補償水晶発振
器。 - 【請求項4】 前記制御信号形成回路は、温度検出回路
の温度検出値、近似3次曲線発生回路の出力値及び定レ
ベル発生回路の出力値が夫々プログラマブルゲイン増幅
器を介して入力されるように構成されていることを特徴
とする請求項3記載の温度補償水晶発振器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7206195A JPH0955624A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | 温度補償水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7206195A JPH0955624A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | 温度補償水晶発振器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0955624A true JPH0955624A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16519377
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7206195A Withdrawn JPH0955624A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | 温度補償水晶発振器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0955624A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1998056105A1 (fr) * | 1997-06-02 | 1998-12-10 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Generateur de fonction du troisieme ordre approximatif, oscillateur a quartz a compensation de temperature realise au moyen dudit generateur, et procede de compensation de temperature |
US6292066B1 (en) | 1997-07-11 | 2001-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Function generator, crystal oscillation device and method of adjusting crystal oscillation device |
WO2003021765A1 (fr) * | 2001-08-29 | 2003-03-13 | Seiko Epson Corporation | Oscillateur et dispositif de communication |
-
1995
- 1995-08-11 JP JP7206195A patent/JPH0955624A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1998056105A1 (fr) * | 1997-06-02 | 1998-12-10 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Generateur de fonction du troisieme ordre approximatif, oscillateur a quartz a compensation de temperature realise au moyen dudit generateur, et procede de compensation de temperature |
GB2341020A (en) * | 1997-06-02 | 2000-03-01 | Asahi Chemical Micro Syst | Approximate third-order function generator temperature compensation quartz oscillation circuit made by using the same, and temperature compensation method |
GB2341020B (en) * | 1997-06-02 | 2002-07-03 | Asahi Chemical Micro Syst | Approximate third-order function generator, and temperature compensated crystal oscillation circuit made by using the same |
US6584380B1 (en) | 1997-06-02 | 2003-06-24 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Approximate third-order function generator, temperature compensation quartz oscillation circuit made by using the same, and temperature compensation method |
US6292066B1 (en) | 1997-07-11 | 2001-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Function generator, crystal oscillation device and method of adjusting crystal oscillation device |
WO2003021765A1 (fr) * | 2001-08-29 | 2003-03-13 | Seiko Epson Corporation | Oscillateur et dispositif de communication |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021105 |