JPH0955624A - 温度補償水晶発振器 - Google Patents
温度補償水晶発振器Info
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- JPH0955624A JPH0955624A JP7206195A JP20619595A JPH0955624A JP H0955624 A JPH0955624 A JP H0955624A JP 7206195 A JP7206195 A JP 7206195A JP 20619595 A JP20619595 A JP 20619595A JP H0955624 A JPH0955624 A JP H0955624A
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】従来のアナログ方式の温度補償水晶発振器で
は、出力特性が温度変化に対して連続するがサーミスタ
を使用するために集積化できない。 【解決手段】温度変化に対して１次関数的に出力が変化
する温度検出回路１と、その出力に基づいて電圧制御水
晶発振回路８に含まれる水晶振動子の温度特性に応じた
近似３次曲線電圧を発生する近似３次曲線発生回路２
と、温度変化の影響を受けない定電圧発生回路４と、こ
れらの出力をプログラマブルゲイン増幅器４〜６を介し
て制御信号形成回路としての加算回路７で加算して、そ
の加算出力を水晶振動子を含む電圧制御水晶発振回路８
の制御電圧とすることにより、温度変化に対して連続的
な制御電圧を得ると共に、水晶振動子を除く他の各素子
を集積化することができる。
は、出力特性が温度変化に対して連続するがサーミスタ
を使用するために集積化できない。 【解決手段】温度変化に対して１次関数的に出力が変化
する温度検出回路１と、その出力に基づいて電圧制御水
晶発振回路８に含まれる水晶振動子の温度特性に応じた
近似３次曲線電圧を発生する近似３次曲線発生回路２
と、温度変化の影響を受けない定電圧発生回路４と、こ
れらの出力をプログラマブルゲイン増幅器４〜６を介し
て制御信号形成回路としての加算回路７で加算して、そ
の加算出力を水晶振動子を含む電圧制御水晶発振回路８
の制御電圧とすることにより、温度変化に対して連続的
な制御電圧を得ると共に、水晶振動子を除く他の各素子
を集積化することができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、雰囲気温度の変化
にかかわらず発振周波数を一定値に維持することができ
る温度補償水晶発振器に関する。
にかかわらず発振周波数を一定値に維持することができ
る温度補償水晶発振器に関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の温度補償水晶発振器としては、
ディジタル方式の電圧制御水晶発振器（ＤＴＣＸＯ）と
アナログ方式の温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ）との２
つの方式が提案されている。ディジタル方式の電圧制御
水晶発振器は、例えば図１５に示すように、温度検出器
３１で温度をアナログ電圧値として検出し、これをアナ
ログ・ディジタル変換器３２でディジタル値に変換し、
これを水晶振動子の温度特性を補償して後述する電圧制
御水晶発振回路３５の出力周波数誤差を零とするデータ
が記憶されたメモリ回路３３にアドレスとして入力し、
このメモリ回路３３から出力される温度補償データをデ
ィジタル・アナログ変換器３４でアナログ値に変換して
電子制御水晶発振回路３５に入力するようにしている。
ディジタル方式の電圧制御水晶発振器（ＤＴＣＸＯ）と
アナログ方式の温度補償水晶発振器（ＴＣＸＯ）との２
つの方式が提案されている。ディジタル方式の電圧制御
水晶発振器は、例えば図１５に示すように、温度検出器
３１で温度をアナログ電圧値として検出し、これをアナ
ログ・ディジタル変換器３２でディジタル値に変換し、
これを水晶振動子の温度特性を補償して後述する電圧制
御水晶発振回路３５の出力周波数誤差を零とするデータ
が記憶されたメモリ回路３３にアドレスとして入力し、
このメモリ回路３３から出力される温度補償データをデ
ィジタル・アナログ変換器３４でアナログ値に変換して
電子制御水晶発振回路３５に入力するようにしている。
【０００３】ここで、メモリ回路３３は、本システムを
動作させる前の学習期間においてデータの書込みが行わ
れ、アナログ・ディジタル変換器３２の出力ディジタル
値に対応する温度で出力周波数を一定とするディジタル
・アナログ変換器４に対する入力を記憶させる。このメ
モリ回路３３としては、電気的に消去可能なＥＥＰＲＯ
Ｍ等の不揮発性メモリを用いることにより一度温度補償
データを取得すれば、電源を止めることによりデータが
消去されてしまうこともなく温度補償を行うことができ
る。
動作させる前の学習期間においてデータの書込みが行わ
れ、アナログ・ディジタル変換器３２の出力ディジタル
値に対応する温度で出力周波数を一定とするディジタル
・アナログ変換器４に対する入力を記憶させる。このメ
モリ回路３３としては、電気的に消去可能なＥＥＰＲＯ
Ｍ等の不揮発性メモリを用いることにより一度温度補償
データを取得すれば、電源を止めることによりデータが
消去されてしまうこともなく温度補償を行うことができ
る。
【０００４】なお、温度補償状態においては、一定周期
でアナログ・ディジタル変換器３２を動作させ、その出
力変化に応じてディジタル・アナログ変換器３４の出力
が変化し、常に温度変化を監視し電圧制御水晶発振回路
３５の出力周波数は一定に保持される。一方、アナログ
方式の温度補償水晶発振器は、図１６に示すように、定
電圧発生回路４１の出力電圧を分圧抵抗４２，４３で分
圧した分圧電圧が電圧制御水晶発振回路４４に供給され
ると共に、温度変化を検出するサーミスタブリッジ回路
４５に供給される。
でアナログ・ディジタル変換器３２を動作させ、その出
力変化に応じてディジタル・アナログ変換器３４の出力
が変化し、常に温度変化を監視し電圧制御水晶発振回路
３５の出力周波数は一定に保持される。一方、アナログ
方式の温度補償水晶発振器は、図１６に示すように、定
電圧発生回路４１の出力電圧を分圧抵抗４２，４３で分
圧した分圧電圧が電圧制御水晶発振回路４４に供給され
ると共に、温度変化を検出するサーミスタブリッジ回路
４５に供給される。
【０００５】ここで、電圧制御水晶発振回路４４は、分
圧電圧が入力抵抗４６を介して水晶振動子４７に入力さ
れ、この水晶振動子４７の出力側にＣ−ＭＯＳインバー
タ４８及び抵抗４９の並列回路が接続されていると共
に、入力抵抗４６及び水晶振動子４７の入力側との間に
バリキャップダイオード５０のアノード側が接続され、
このバリキャップダイオード５０のカソード側が抵抗５
１及びコンデンサ５２の並列回路を介して接地された構
成を有し、インバータ４８及び抵抗４９の並列回路から
一定周波数の発振信号が出力される。
圧電圧が入力抵抗４６を介して水晶振動子４７に入力さ
れ、この水晶振動子４７の出力側にＣ−ＭＯＳインバー
タ４８及び抵抗４９の並列回路が接続されていると共
に、入力抵抗４６及び水晶振動子４７の入力側との間に
バリキャップダイオード５０のアノード側が接続され、
このバリキャップダイオード５０のカソード側が抵抗５
１及びコンデンサ５２の並列回路を介して接地された構
成を有し、インバータ４８及び抵抗４９の並列回路から
一定周波数の発振信号が出力される。
【０００６】サーミスタブリッジ回路４５は、３つのサ
ーミスタＴＨ１及び可変抵抗５３の直列回路と、サーミ
スタＴＨ２及び可変抵抗５４の直列回路と、サーミスタ
ＴＨ３と、可変抵抗５５とがＨ型ブリッジに接続され、
サーミスタＴＨ１及びＴＨ２の接続点が定電圧発生回路
４１に接続され、サーミスタＴＨ３及び可変抵抗５５の
接続点が可変抵抗５６を介して接地された構成を有す
る。
ーミスタＴＨ１及び可変抵抗５３の直列回路と、サーミ
スタＴＨ２及び可変抵抗５４の直列回路と、サーミスタ
ＴＨ３と、可変抵抗５５とがＨ型ブリッジに接続され、
サーミスタＴＨ１及びＴＨ２の接続点が定電圧発生回路
４１に接続され、サーミスタＴＨ３及び可変抵抗５５の
接続点が可変抵抗５６を介して接地された構成を有す
る。
【０００７】このアナログ方式の温度補償水晶発振器に
よれば、サーミスタブリッジ回路４５で、これを構成す
る各サーミスタＴＨ１〜ＴＨ３が雰囲気温度に応じて抵
抗が２関数的に変化するので、このサーミスタの温度特
性を利用して、発振周波数の温度特性を補償する容量値
をバリキャップダイオード５０が持つような電圧を出力
するように回路定数をあわせこむことにより温度補償水
晶発振器を実現することができる。また、水晶振動子、
その他の素子の固体間ばらつきは可変抵抗５３〜５５に
より微調整することができる。
よれば、サーミスタブリッジ回路４５で、これを構成す
る各サーミスタＴＨ１〜ＴＨ３が雰囲気温度に応じて抵
抗が２関数的に変化するので、このサーミスタの温度特
性を利用して、発振周波数の温度特性を補償する容量値
をバリキャップダイオード５０が持つような電圧を出力
するように回路定数をあわせこむことにより温度補償水
晶発振器を実現することができる。また、水晶振動子、
その他の素子の固体間ばらつきは可変抵抗５３〜５５に
より微調整することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のディジタル方式の温度補償水晶発振器にあっては、
温度補償精度は、アナログ・ディジタル変換器３２及び
ディジタル・アナログ変換器３４の精度によって決ま
り、これらのビット数を上げることにより全補償温度範
囲において、±１ｐｐｍ以内、或いはそれ以下の精度で
温度補償することが可能である長所を有するが、温度補
償電圧をディジタル・アナログ変換器を用いて発生させ
るというこのシステムの根本的な原理のため、温度が変
化しディジタル・アナログ変換出力が変化するときは、
出力電圧が段階的に変化し、結果として周波数も段階的
に変化してしまうという未解決の課題がある。すなわ
ち、発振周波数は、温度の変化に対して滑らかではなく
ディジタル・アナログ変換器の入力が変化したときには
位相雑音が劣化し、また瞬間的に大きなジッタを発生さ
せてしまうという未解決の課題がある。
来のディジタル方式の温度補償水晶発振器にあっては、
温度補償精度は、アナログ・ディジタル変換器３２及び
ディジタル・アナログ変換器３４の精度によって決ま
り、これらのビット数を上げることにより全補償温度範
囲において、±１ｐｐｍ以内、或いはそれ以下の精度で
温度補償することが可能である長所を有するが、温度補
償電圧をディジタル・アナログ変換器を用いて発生させ
るというこのシステムの根本的な原理のため、温度が変
化しディジタル・アナログ変換出力が変化するときは、
出力電圧が段階的に変化し、結果として周波数も段階的
に変化してしまうという未解決の課題がある。すなわ
ち、発振周波数は、温度の変化に対して滑らかではなく
ディジタル・アナログ変換器の入力が変化したときには
位相雑音が劣化し、また瞬間的に大きなジッタを発生さ
せてしまうという未解決の課題がある。
【０００９】また、温度がアナログ・ディジタル変換器
の出力コードの変化点付近の場合には、出力がバタつい
てハンチング現象を障生じ、結果として出力周波数もバ
タついてしまうことがあるという未解決の課題もある。
これらの未解決の課題を解決するための手段が種々提案
されているが、何れの方法もこれらの現象を低減させる
ことはできても、ディジタル・アナログ変換出力が瞬間
的に変化するという根本的な問題を解決することはでき
ず、電圧制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対し
て連続的に滑らかに変化するディジタル方式の温度補償
水晶発振器は未だ実現されていないのが現状である。
の出力コードの変化点付近の場合には、出力がバタつい
てハンチング現象を障生じ、結果として出力周波数もバ
タついてしまうことがあるという未解決の課題もある。
これらの未解決の課題を解決するための手段が種々提案
されているが、何れの方法もこれらの現象を低減させる
ことはできても、ディジタル・アナログ変換出力が瞬間
的に変化するという根本的な問題を解決することはでき
ず、電圧制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対し
て連続的に滑らかに変化するディジタル方式の温度補償
水晶発振器は未だ実現されていないのが現状である。
【００１０】一方、アナログ方式の温度補償水晶発振器
は、ディジタル方式の温度補償水晶発振器のような電圧
制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対して不連続
となるという問題点はないが、温度検出手段としてサー
ミスタを適用しているために、集積化することができな
いという未解決の課題がある。そこで、本発明は上記従
来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電
圧制御水晶発振回路の入力電圧を温度変化に対して連続
的に滑らかに変化させることが可能で且つ集積化を容易
に実現することができる温度補償水晶発振器を提供する
ことを目的としている。
は、ディジタル方式の温度補償水晶発振器のような電圧
制御水晶発振回路の入力電圧が温度変化に対して不連続
となるという問題点はないが、温度検出手段としてサー
ミスタを適用しているために、集積化することができな
いという未解決の課題がある。そこで、本発明は上記従
来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、電
圧制御水晶発振回路の入力電圧を温度変化に対して連続
的に滑らかに変化させることが可能で且つ集積化を容易
に実現することができる温度補償水晶発振器を提供する
ことを目的としている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る温度補償水晶発振器は、雰囲気温度
に応じて電圧制御水晶発振回路の発振周波数を補償して
温度変化にかかわらず一定発振周波数を維持するように
した温度補償水晶発振器において、雰囲気温度の変化に
対して出力が１次関数的に変化する温度検出回路と、該
温度検出回路の温度検出値に基づいて前記電圧制御水晶
発振回路の水晶振動子特性の３次成分に近似する近似３
次曲線の出力を発生する近似３次曲線発生回路と、前記
温度検出回路の温度検出値及び近似３次曲線発生回路の
出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回路の制御信
号を形成する制御信号形成回路とを備えたことを特徴と
している。
に、請求項１に係る温度補償水晶発振器は、雰囲気温度
に応じて電圧制御水晶発振回路の発振周波数を補償して
温度変化にかかわらず一定発振周波数を維持するように
した温度補償水晶発振器において、雰囲気温度の変化に
対して出力が１次関数的に変化する温度検出回路と、該
温度検出回路の温度検出値に基づいて前記電圧制御水晶
発振回路の水晶振動子特性の３次成分に近似する近似３
次曲線の出力を発生する近似３次曲線発生回路と、前記
温度検出回路の温度検出値及び近似３次曲線発生回路の
出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回路の制御信
号を形成する制御信号形成回路とを備えたことを特徴と
している。
【００１２】この請求項１の発明においては、水晶振動
子の温度特性が３次関数と１次関数との和で近似するこ
とできる点に着目し、温度検出回路で温度変化に対して
１次関数的に変化する温度検出値を得、これを近似３次
曲線発生回路に入力することにより、水晶振動子の特性
の３次成分に近似する近似３次曲線の出力を得、この近
似３次曲線出力と温度検出回路の１次関数的な温度検出
値とを制御信号形成回路で加算することにより、水晶振
動子の温度特性に対応した温度変化に対して連続的な電
圧制御水晶発振回路に対する制御信号形成する。この結
果、水晶振動子の温度特性を補償する制御信号をアナロ
グ回路を用いて発生することにより、ディジタル方式の
よう周波数の不連続な変化を持たず、水晶振動子以外の
全ての素子を集積化することができる。
子の温度特性が３次関数と１次関数との和で近似するこ
とできる点に着目し、温度検出回路で温度変化に対して
１次関数的に変化する温度検出値を得、これを近似３次
曲線発生回路に入力することにより、水晶振動子の特性
の３次成分に近似する近似３次曲線の出力を得、この近
似３次曲線出力と温度検出回路の１次関数的な温度検出
値とを制御信号形成回路で加算することにより、水晶振
動子の温度特性に対応した温度変化に対して連続的な電
圧制御水晶発振回路に対する制御信号形成する。この結
果、水晶振動子の温度特性を補償する制御信号をアナロ
グ回路を用いて発生することにより、ディジタル方式の
よう周波数の不連続な変化を持たず、水晶振動子以外の
全ての素子を集積化することができる。
【００１３】また、請求項２に係る電圧制御水晶発振器
は、前記近似３次曲線発生回路が、温度検出回路の温度
検出値が入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある
一定値で制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転
の入出力特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増
幅器に夫々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル
発生回路と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器
とで構成されていることを特徴としている。
は、前記近似３次曲線発生回路が、温度検出回路の温度
検出値が入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある
一定値で制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転
の入出力特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増
幅器に夫々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル
発生回路と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器
とで構成されていることを特徴としている。
【００１４】この請求項２の発明においては、差動増幅
器のように、最大値及び最小値がある一定値で制限され
るリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力特性を有
する複数の増幅器の一方の入力側に温度検出回路の温度
検出値を入力し、他方の入力側に定レベル発生回路の異
なる低レベル信号を入力し、各増幅器の出力を加算器で
加算することにより、水晶振動子の温度特性に応じた近
似３次曲線出力をアナログ回路で発生させることができ
る。
器のように、最大値及び最小値がある一定値で制限され
るリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力特性を有
する複数の増幅器の一方の入力側に温度検出回路の温度
検出値を入力し、他方の入力側に定レベル発生回路の異
なる低レベル信号を入力し、各増幅器の出力を加算器で
加算することにより、水晶振動子の温度特性に応じた近
似３次曲線出力をアナログ回路で発生させることができ
る。
【００１５】さらに、請求項３に係る温度補償水晶発振
器は、請求項１又は２の発明において、前記制御信号形
成回路は、温度検出回路の温度検出値、近似３次曲線発
生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわらず一定値を出
力する定レベル発生回路の出力値とを加算する加算回路
で構成されていることを特徴としている。この請求項３
の発明においては、加算回路で定レベル発生回路の出力
値が加算されるので、この定レベル発生回路の出力によ
り電圧制御水晶発振回路の発振周波数の基準値を制御す
ることができる。
器は、請求項１又は２の発明において、前記制御信号形
成回路は、温度検出回路の温度検出値、近似３次曲線発
生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわらず一定値を出
力する定レベル発生回路の出力値とを加算する加算回路
で構成されていることを特徴としている。この請求項３
の発明においては、加算回路で定レベル発生回路の出力
値が加算されるので、この定レベル発生回路の出力によ
り電圧制御水晶発振回路の発振周波数の基準値を制御す
ることができる。
【００１６】なおさらに、請求項４に係る温度補償水晶
発振器は、請求項３の発明において、前記制御信号形成
回路は、温度検出回路の温度検出値、近似３次曲線発生
回路の出力値及び定レベル発生回路の出力値が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器を介して入力されるように構成
されていることを特徴としている。この請求項４の発明
においては、プログラマブルゲイン増幅器のゲインを調
整することにより、温度検出回路の温度検出信号の傾
き、定レベル発生回路の直流レベル、３次曲線発生回路
の利得を変化させて、水晶振動子、電圧制御水晶発振回
路の固体間バラツキに起因する出力周波数の温度特性の
バラツキを補正することができる。
発振器は、請求項３の発明において、前記制御信号形成
回路は、温度検出回路の温度検出値、近似３次曲線発生
回路の出力値及び定レベル発生回路の出力値が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器を介して入力されるように構成
されていることを特徴としている。この請求項４の発明
においては、プログラマブルゲイン増幅器のゲインを調
整することにより、温度検出回路の温度検出信号の傾
き、定レベル発生回路の直流レベル、３次曲線発生回路
の利得を変化させて、水晶振動子、電圧制御水晶発振回
路の固体間バラツキに起因する出力周波数の温度特性の
バラツキを補正することができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示
すブロック図である。図中、１は温度変化に対して１次
関数的にアナログ出力電圧が変化する温度検出回路であ
り、この温度検出回路１から出力されるアナログ電圧で
なる温度検出値がこの温度検出値に基づいて水晶振動子
の温度特性の３次成分に対応する近似３次曲線のアナロ
グ出力電圧を発生する近似３次曲線発生回路２に供給さ
れる。また、温度変化にかかわらず一定レベルの定電圧
を発生する定電圧発生回路３を有する。
に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態を示
すブロック図である。図中、１は温度変化に対して１次
関数的にアナログ出力電圧が変化する温度検出回路であ
り、この温度検出回路１から出力されるアナログ電圧で
なる温度検出値がこの温度検出値に基づいて水晶振動子
の温度特性の３次成分に対応する近似３次曲線のアナロ
グ出力電圧を発生する近似３次曲線発生回路２に供給さ
れる。また、温度変化にかかわらず一定レベルの定電圧
を発生する定電圧発生回路３を有する。
【００１８】そして、近似３次曲線発生回路２のアナロ
グ出力電圧、温度検出回路１のアナログ電圧でなる温度
検出値及び定電圧発生回路３のアナログ電圧が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器４，５及び６を介して制御信号
形成回路としての加算回路７に入力され、この加算回路
７の加算出力が制御電圧として電圧制御水晶発振回路
（ＶＣＸＯ）８に入力される。
グ出力電圧、温度検出回路１のアナログ電圧でなる温度
検出値及び定電圧発生回路３のアナログ電圧が夫々プロ
グラマブルゲイン増幅器４，５及び６を介して制御信号
形成回路としての加算回路７に入力され、この加算回路
７の加算出力が制御電圧として電圧制御水晶発振回路
（ＶＣＸＯ）８に入力される。
【００１９】ここで、定電圧発生回路３としては、図２
に示すように、演算増幅器３ａと、その出力側に抵抗３
ｂを介してコレクタ及びベースが接続され、エミッタが
負の出力端子ｔN に接続されてダイオード接続されたバ
イポーラトランジスタＱ1 と、同様に演算増幅器３ａの
出力側に抵抗３ｃ，３ｄを介してコレクタ及びベースが
接続され、エミッタが負の出力端子ｔN に接続されてダ
イオード接続されたバイポーラトランジスタＱ2 とを備
え、抵抗３ｃ，３ｄの接続点が演算増幅器３ａの反転入
力側に、抵抗３ｂ及びトランジスタＱ2 の接続点が演算
増幅器３ａの非反転入力側に夫々接続され、演算増幅器
３ａの出力側から正の出力端子ｔP が導出されたバンド
ギャップ基準電圧回路の構成を有する。
に示すように、演算増幅器３ａと、その出力側に抵抗３
ｂを介してコレクタ及びベースが接続され、エミッタが
負の出力端子ｔN に接続されてダイオード接続されたバ
イポーラトランジスタＱ1 と、同様に演算増幅器３ａの
出力側に抵抗３ｃ，３ｄを介してコレクタ及びベースが
接続され、エミッタが負の出力端子ｔN に接続されてダ
イオード接続されたバイポーラトランジスタＱ2 とを備
え、抵抗３ｃ，３ｄの接続点が演算増幅器３ａの反転入
力側に、抵抗３ｂ及びトランジスタＱ2 の接続点が演算
増幅器３ａの非反転入力側に夫々接続され、演算増幅器
３ａの出力側から正の出力端子ｔP が導出されたバンド
ギャップ基準電圧回路の構成を有する。
【００２０】このバンドギャップ基準電圧回路では、抵
抗３ｄの両端にかかるトランジスタＱ2 及びＱ1 のベー
ス−エミッタ間電圧の差ΔＶBEは下記（１）式のように
表される。 ΔＶBE＝ＶT ｌｎ｛（Ｉ1 ／Ｉ2 ）（ＩS2／ＩS1）｝ ＝ＶT ｌｎ｛（Ｒ2 ／Ｒ1 ）（ＩS2／ＩS1）｝ …………（１） ここで、ＶT は熱電圧、Ｉ1 は抵抗３ｂを流れる電流
値、Ｉ2 は抵抗３ｃを流れる電流値、ＩS1はトランジス
タＱ1 の順方向能動領域の伝達特性を表す定数、Ｉ S2は
トランジスタＱ2 の順方向能動領域の伝達特性を表す定
数、Ｒ1 は抵抗３ｂの抵抗値、Ｒ2 は抵抗３ｃの抵抗値
である。
抗３ｄの両端にかかるトランジスタＱ2 及びＱ1 のベー
ス−エミッタ間電圧の差ΔＶBEは下記（１）式のように
表される。 ΔＶBE＝ＶT ｌｎ｛（Ｉ1 ／Ｉ2 ）（ＩS2／ＩS1）｝ ＝ＶT ｌｎ｛（Ｒ2 ／Ｒ1 ）（ＩS2／ＩS1）｝ …………（１） ここで、ＶT は熱電圧、Ｉ1 は抵抗３ｂを流れる電流
値、Ｉ2 は抵抗３ｃを流れる電流値、ＩS1はトランジス
タＱ1 の順方向能動領域の伝達特性を表す定数、Ｉ S2は
トランジスタＱ2 の順方向能動領域の伝達特性を表す定
数、Ｒ1 は抵抗３ｂの抵抗値、Ｒ2 は抵抗３ｃの抵抗値
である。
【００２１】そして、抵抗３ｄに流れる電流と同じ電流
が抵抗３ｃに流れるので、抵抗３ｃの電圧降下ＶR2は下
記（２）式で表すことができる。 ＶR2＝（Ｒ2 ／Ｒ3 ）ΔＶBE ＝（Ｒ2 ／Ｒ3 ）ＶT ｌｎ｛（Ｒ2 ／Ｒ1 ）（ＩS2／ＩS1）｝……（２） この（２）式から明らかなように、抵抗の温度係数が零
であるならば、電流Ｉ 1 及びＩ2 は共に温度に比例する
ことになり、出力端子ｔP 及びｔN から出力される出力
電圧ＶOUT は下記（３）式で表される。
が抵抗３ｃに流れるので、抵抗３ｃの電圧降下ＶR2は下
記（２）式で表すことができる。 ＶR2＝（Ｒ2 ／Ｒ3 ）ΔＶBE ＝（Ｒ2 ／Ｒ3 ）ＶT ｌｎ｛（Ｒ2 ／Ｒ1 ）（ＩS2／ＩS1）｝……（２） この（２）式から明らかなように、抵抗の温度係数が零
であるならば、電流Ｉ 1 及びＩ2 は共に温度に比例する
ことになり、出力端子ｔP 及びｔN から出力される出力
電圧ＶOUT は下記（３）式で表される。
【００２２】 ＶOUT ＝ＶBE1 ＋（Ｒ2 ／Ｒ3 ）ＶT ｌｎ｛（Ｒ2 ／Ｒ1 ）（ＩS2／ＩS1）｝ ＝ＶBE1 ＋ＫＶT …………（３） ここで、ＶBE1 はトランジスタＱ1 のベース−エミッタ
間電圧、Ｋは定数である。したがって、温度依存性を有
するトランジスタＱ1 のベース−エミッタ間電圧ＶBE1
に逆特性のＫＶT を加算するようにしているので、定数
Ｋの値を（Ｒ2 ／Ｒ1 ）、（Ｒ2 ／Ｒ3 及び（ＩS2／Ｉ
S1）の比によって決定することにより、図７に示すよう
に、温度変化にかかわらず一定電圧を発生させることが
できる。
間電圧、Ｋは定数である。したがって、温度依存性を有
するトランジスタＱ1 のベース−エミッタ間電圧ＶBE1
に逆特性のＫＶT を加算するようにしているので、定数
Ｋの値を（Ｒ2 ／Ｒ1 ）、（Ｒ2 ／Ｒ3 及び（ＩS2／Ｉ
S1）の比によって決定することにより、図７に示すよう
に、温度変化にかかわらず一定電圧を発生させることが
できる。
【００２３】また、温度検出回路１としては、上述した
バンドギャップ基準電圧回路のトランジスタＱ2 及びＱ
1 のベース−エミッタ間電圧ＶBEの差ΔＶBEが前記
（２）式で表されるように、温度変化に対して直線的に
変化することから、このベース−エミッタ間電圧差ΔＶ
BEを適用しており、これによって温度に対して抵抗が２
次関数的に変化するサーミスタを使用することなく、図
８に示すように、温度の増加に対して１次関数的に増加
するアナログ電圧値でなる温度検出値を出力することが
できる。
バンドギャップ基準電圧回路のトランジスタＱ2 及びＱ
1 のベース−エミッタ間電圧ＶBEの差ΔＶBEが前記
（２）式で表されるように、温度変化に対して直線的に
変化することから、このベース−エミッタ間電圧差ΔＶ
BEを適用しており、これによって温度に対して抵抗が２
次関数的に変化するサーミスタを使用することなく、図
８に示すように、温度の増加に対して１次関数的に増加
するアナログ電圧値でなる温度検出値を出力することが
できる。
【００２４】さらに、近似３次曲線発生回路２は、図３
に示すように、ソースを正の電源端子ＶDDに接続し、ゲ
ート及びドレインを互いに接続して能動負荷９を介して
接地したＰチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ
１と、この電界効果トランジスタＴｒ１のゲートに各ゲ
ートを接続し且つ電界効果トランジスタＴｒ１と同一の
トランジスタサイズの６つのＰチャネルＭＯＳ型電界効
果トランジスタＴｒ２〜Ｔｒ７とを備えたカレントミラ
ー回路１０と、このカレントミラー回路１０から定電流
が供給される複数３つの差動増幅器１１Ａ〜１１Ｃと、
これら差動増幅器１１Ａ〜１１Ｃの出力電圧を加算する
加算器としての同一抵抗値を有する抵抗１２Ａ，１２Ｂ
とを備えている。
に示すように、ソースを正の電源端子ＶDDに接続し、ゲ
ート及びドレインを互いに接続して能動負荷９を介して
接地したＰチャネルＭＯＳ型電界効果トランジスタＴｒ
１と、この電界効果トランジスタＴｒ１のゲートに各ゲ
ートを接続し且つ電界効果トランジスタＴｒ１と同一の
トランジスタサイズの６つのＰチャネルＭＯＳ型電界効
果トランジスタＴｒ２〜Ｔｒ７とを備えたカレントミラ
ー回路１０と、このカレントミラー回路１０から定電流
が供給される複数３つの差動増幅器１１Ａ〜１１Ｃと、
これら差動増幅器１１Ａ〜１１Ｃの出力電圧を加算する
加算器としての同一抵抗値を有する抵抗１２Ａ，１２Ｂ
とを備えている。
【００２５】ここで、差動増幅器１１Ａは、カレントミ
ラー回路１０の電界効果トランジスタＴｒ２及びＴｒ３
と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタＴｒ８，Ｔｒ９と、これらトランジスタＴｒ８，
Ｔｒ９のドレイン間を接続する抵抗１３Ａとを備え、ト
ランジスタＴｒ８のゲートに参照定電圧ＶREF1が供給さ
れると共に、トランジスタＴｒ９のゲートに温度検出回
路１のアナログ電圧でなる温度検出値が入力され、トラ
ンジスタＴｒ８のドレインが加算器を構成する一方の抵
抗１２Ａを介して接地され、トランジスタＴｒ９のドレ
インが加算器を構成する他方の抵抗１２Ｂを介して接地
されている。
ラー回路１０の電界効果トランジスタＴｒ２及びＴｒ３
と直列に接続されたＰチャネルＭＯＳ型電界効果トラン
ジスタＴｒ８，Ｔｒ９と、これらトランジスタＴｒ８，
Ｔｒ９のドレイン間を接続する抵抗１３Ａとを備え、ト
ランジスタＴｒ８のゲートに参照定電圧ＶREF1が供給さ
れると共に、トランジスタＴｒ９のゲートに温度検出回
路１のアナログ電圧でなる温度検出値が入力され、トラ
ンジスタＴｒ８のドレインが加算器を構成する一方の抵
抗１２Ａを介して接地され、トランジスタＴｒ９のドレ
インが加算器を構成する他方の抵抗１２Ｂを介して接地
されている。
【００２６】差動増幅器１１Ｂも同様に、カレントミラ
ー回路１０の電界効果トランジスタＴｒ４及びＴｒ５と
直列に接続されたＰチャネルＭＯＳ型電界効果トランジ
スタＴｒ１０，Ｔｒ１１と、これらトランジスタＴｒ１
０，Ｔｒ１１のソース間を接続する抵抗１３Ｂとを備
え、トランジスタＴｒ１０のゲートに参照定電圧ＶREF1
が供給されると共に、トランジスタＴｒ１１のゲートに
温度検出回路１のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタＴｒ１０のドレインが加算器を構成
する他方の抵抗１２Ｂを介して接地され、トランジスタ
Ｔｒ１１のドレインが加算器を構成する一方の抵抗１２
Ａを介して接地されている。
ー回路１０の電界効果トランジスタＴｒ４及びＴｒ５と
直列に接続されたＰチャネルＭＯＳ型電界効果トランジ
スタＴｒ１０，Ｔｒ１１と、これらトランジスタＴｒ１
０，Ｔｒ１１のソース間を接続する抵抗１３Ｂとを備
え、トランジスタＴｒ１０のゲートに参照定電圧ＶREF1
が供給されると共に、トランジスタＴｒ１１のゲートに
温度検出回路１のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタＴｒ１０のドレインが加算器を構成
する他方の抵抗１２Ｂを介して接地され、トランジスタ
Ｔｒ１１のドレインが加算器を構成する一方の抵抗１２
Ａを介して接地されている。
【００２７】差動増幅器１１Ｃも同様に、カレントミラ
ー回路１０の電界効果トランジスタＴｒ６及びＴｒ７と
直列に接続されたＰチャネルＭＯＳ型電界効果トランジ
スタＴｒ１２，Ｔｒ１３と、これらトランジスタＴｒ１
２，Ｔｒ１３のソース間を接続する抵抗１３Ｃとを備
え、トランジスタＴｒ１２のゲートに参照定電圧ＶREF1
が供給されると共に、トランジスタＴｒ１３のゲートに
温度検出回路１のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタＴｒ１２のドレインが加算器を構成
する一方の抵抗１２Ａを介して接地され、トランジスタ
Ｔｒ１３のドレインが加算器を構成する他方の抵抗１２
Ｂを介して接地されている。
ー回路１０の電界効果トランジスタＴｒ６及びＴｒ７と
直列に接続されたＰチャネルＭＯＳ型電界効果トランジ
スタＴｒ１２，Ｔｒ１３と、これらトランジスタＴｒ１
２，Ｔｒ１３のソース間を接続する抵抗１３Ｃとを備
え、トランジスタＴｒ１２のゲートに参照定電圧ＶREF1
が供給されると共に、トランジスタＴｒ１３のゲートに
温度検出回路１のアナログ電圧でなる温度検出値が入力
され、トランジスタＴｒ１２のドレインが加算器を構成
する一方の抵抗１２Ａを介して接地され、トランジスタ
Ｔｒ１３のドレインが加算器を構成する他方の抵抗１２
Ｂを介して接地されている。
【００２８】そして、加算器を構成する抵抗１２Ａと電
界効果トランジスタＴｒ８，Ｔｒ１１，Ｔｒ１２との接
続点から負側出力端子ｔN が導出され、同様に抵抗１２
Ｂの電界効果トランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０，Ｔｒ１３
との接続点から正側出力端子ｔP が導出されている。な
お、各作動増幅器１１Ａ〜１１Ｃに供給する参照定電圧
ＶREF1〜ＶREF3の大きさは、ＶREF1＜ＶREF2＜ＶREF3に
設定されている。
界効果トランジスタＴｒ８，Ｔｒ１１，Ｔｒ１２との接
続点から負側出力端子ｔN が導出され、同様に抵抗１２
Ｂの電界効果トランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０，Ｔｒ１３
との接続点から正側出力端子ｔP が導出されている。な
お、各作動増幅器１１Ａ〜１１Ｃに供給する参照定電圧
ＶREF1〜ＶREF3の大きさは、ＶREF1＜ＶREF2＜ＶREF3に
設定されている。
【００２９】この近似３次曲線発生回路２の作動原理
は、その回路動作の説明を簡略化するために、図５に示
すように、１つの差動増幅器１１Ａについて説明する
と、入力電圧ＶINが参照電圧ＶREF1に対して十分に小さ
い状態では、電界効果トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３を流
れる電流は全て電界効果トランジスタＴｒ９に流れるこ
とになり、カレントミラー回路１０の定電流値をＩ0 と
すると、電界効果トランジスタＴｒ８を流れる電流ＩA1
＝０、電界効果トランジスタＴｒ９を流れる電流Ｉ A2＝
２Ｉ0 となる。このため、出力端子ｔP 及びｔN の出力
電圧ＰOUT 及びＮOU T は、図６の破線図示及び実線図示
のように、抵抗１２Ａ，１２Ｂの抵抗値をＲ A とすると
２Ｉ0 ＲA 及び０となる。
は、その回路動作の説明を簡略化するために、図５に示
すように、１つの差動増幅器１１Ａについて説明する
と、入力電圧ＶINが参照電圧ＶREF1に対して十分に小さ
い状態では、電界効果トランジスタＴｒ２，Ｔｒ３を流
れる電流は全て電界効果トランジスタＴｒ９に流れるこ
とになり、カレントミラー回路１０の定電流値をＩ0 と
すると、電界効果トランジスタＴｒ８を流れる電流ＩA1
＝０、電界効果トランジスタＴｒ９を流れる電流Ｉ A2＝
２Ｉ0 となる。このため、出力端子ｔP 及びｔN の出力
電圧ＰOUT 及びＮOU T は、図６の破線図示及び実線図示
のように、抵抗１２Ａ，１２Ｂの抵抗値をＲ A とすると
２Ｉ0 ＲA 及び０となる。
【００３０】この状態から、入力電圧ＶINが増加して、
参照定電圧ＶREF1から抵抗１３Ａでの電圧降下分Ｉ0 ・
ＲB を減算した値を越えると、出力電圧ＰOUT が徐々に
滑らかに減少し、これと対称的に出力電圧ＮOUT が徐々
に滑らかに増加し、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF1に
等しくなると両出力電圧ＰOUT 及びＮOUT が等しくな
り、さらに入力電圧ＶINが上昇すると、出力電圧ＰOUT
は減少傾向を維持し、出力電圧ＰOUT は増加傾向を維持
し、参照定電圧ＶREF1に抵抗１３Ａの電圧降下分Ｉ0 ・
ＲB を加算した値以上となると出力電圧ＰOUT が零とな
り、逆に出力電圧ＮOUT が２Ｉ0 ＲA となる。
参照定電圧ＶREF1から抵抗１３Ａでの電圧降下分Ｉ0 ・
ＲB を減算した値を越えると、出力電圧ＰOUT が徐々に
滑らかに減少し、これと対称的に出力電圧ＮOUT が徐々
に滑らかに増加し、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF1に
等しくなると両出力電圧ＰOUT 及びＮOUT が等しくな
り、さらに入力電圧ＶINが上昇すると、出力電圧ＰOUT
は減少傾向を維持し、出力電圧ＰOUT は増加傾向を維持
し、参照定電圧ＶREF1に抵抗１３Ａの電圧降下分Ｉ0 ・
ＲB を加算した値以上となると出力電圧ＰOUT が零とな
り、逆に出力電圧ＮOUT が２Ｉ0 ＲA となる。
【００３１】結局、図６の出力特性において、抵抗１３
Ａの抵抗値ＲA とカレントミラー回路１０の定電流値Ｉ
0 とによってのみ決定されるトランジスタの特性による
ものは、ＶREF1±Ｉ0 ＲB 付近の滑らかな出力変化のみ
となる。したがって、図３の近似３次曲線発生回路２で
は、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF1より十分に小さい
とき（ＶIN《ＶREF1）には、前述したように差動増幅器
１１Ａにおいては、電界効果トランジスタＴｒ２及びＴ
ｒ３を流れる電流は全て電界効果トランジスタＴｒ９を
流れ、結果としてＩA1＝０，ＩA2＝２Ｉ0 ＲA となり、
同様に差動増幅器１１Ｂ，１１Ｃにおいても、ＩB1＝Ｉ
C1＝０，ＩB2＝Ｉ C2＝２Ｉ0 ＲA となり、加算器を構成
する抵抗１２Ａ及び１２Ｂに流れる電流Ｉ N 及びＩP は
夫々ＩN ＝２Ｉ0 及びＩP ＝４Ｉ0 となる。
Ａの抵抗値ＲA とカレントミラー回路１０の定電流値Ｉ
0 とによってのみ決定されるトランジスタの特性による
ものは、ＶREF1±Ｉ0 ＲB 付近の滑らかな出力変化のみ
となる。したがって、図３の近似３次曲線発生回路２で
は、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF1より十分に小さい
とき（ＶIN《ＶREF1）には、前述したように差動増幅器
１１Ａにおいては、電界効果トランジスタＴｒ２及びＴ
ｒ３を流れる電流は全て電界効果トランジスタＴｒ９を
流れ、結果としてＩA1＝０，ＩA2＝２Ｉ0 ＲA となり、
同様に差動増幅器１１Ｂ，１１Ｃにおいても、ＩB1＝Ｉ
C1＝０，ＩB2＝Ｉ C2＝２Ｉ0 ＲA となり、加算器を構成
する抵抗１２Ａ及び１２Ｂに流れる電流Ｉ N 及びＩP は
夫々ＩN ＝２Ｉ0 及びＩP ＝４Ｉ0 となる。
【００３２】そして、入力電圧ＶINが増加すると、これ
に応じて電界効果トランジスタＴｒ８に電流が流れ始め
ると共に、電界効果トランジスタＴｒ９を流れる電流が
減少し始め、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF1に達する
と、ＩA1＝ＩA2＝Ｉ0 となるので、結果として、出力電
流ＩN 及びＩP はＩN ＝ＩP ＝３Ｉ0 となり、さらに入
力電圧ＶINが高くなると、ＩA1＝２Ｉ0,ＩA2＝０となる
ので、結果として、出力電流ＩN 及びＩP はＩN ＝４Ｉ
0,ＩP ＝２Ｉ0 となる。
に応じて電界効果トランジスタＴｒ８に電流が流れ始め
ると共に、電界効果トランジスタＴｒ９を流れる電流が
減少し始め、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF1に達する
と、ＩA1＝ＩA2＝Ｉ0 となるので、結果として、出力電
流ＩN 及びＩP はＩN ＝ＩP ＝３Ｉ0 となり、さらに入
力電圧ＶINが高くなると、ＩA1＝２Ｉ0,ＩA2＝０となる
ので、結果として、出力電流ＩN 及びＩP はＩN ＝４Ｉ
0,ＩP ＝２Ｉ0 となる。
【００３３】さらに入力電圧ＶINが増加すると、差動増
幅器１１Ｂの電界効果トランジスタＴｒ１０に電流が流
れ始めると共に、電界効果トランジスタＴｒ１１の電流
が減少し始め、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF2に達す
ると、ＩB1＝ＩB2＝２Ｉ0 となり、出力電流ＩN 及びＩ
P は再びＩN ＝ＩP ＝３Ｉ0 となる。さらに、入力電圧
ＶINが増加すると、ＩN ＝２Ｉ0,ＩP ＝４Ｉ0 となった
後、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF3に達すると、出力
電流ＩN 及びＩP は再びＩN＝ＩP ＝３Ｉ0 となり、さ
らに入力電圧ＶINが増加すると、ＩN ＝４Ｉ0,ＩP ＝２
Ｉ0 となる。
幅器１１Ｂの電界効果トランジスタＴｒ１０に電流が流
れ始めると共に、電界効果トランジスタＴｒ１１の電流
が減少し始め、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF2に達す
ると、ＩB1＝ＩB2＝２Ｉ0 となり、出力電流ＩN 及びＩ
P は再びＩN ＝ＩP ＝３Ｉ0 となる。さらに、入力電圧
ＶINが増加すると、ＩN ＝２Ｉ0,ＩP ＝４Ｉ0 となった
後、入力電圧ＶINが参照定電圧ＶREF3に達すると、出力
電流ＩN 及びＩP は再びＩN＝ＩP ＝３Ｉ0 となり、さ
らに入力電圧ＶINが増加すると、ＩN ＝４Ｉ0,ＩP ＝２
Ｉ0 となる。
【００３４】このため、出力端子ｔN 及びｔP の出力電
圧ＮOUT 及びＰOUT は、抵抗１２Ａ及び１２Ｂで電圧に
変換されるので、ＮOUT ＝ＩN ・ＲB 、ＰOUT ＝ＩP ・
ＲBとなり、回路定数のあわせこみにより図４に示すよ
うな滑らかな３次曲線とすることができる。このとき、
図４における一方の出力電圧ＮOUT の波形は、３次関数
に負の傾きの１次関数を加算したものと近似でき、入力
電圧ＶINとして、温度検出回路１のアナログ電圧でなる
温度検出値を入力することにより、図９に示すように、
温度変化に対して３次関数曲線で表される電圧を発生す
ることができる。
圧ＮOUT 及びＰOUT は、抵抗１２Ａ及び１２Ｂで電圧に
変換されるので、ＮOUT ＝ＩN ・ＲB 、ＰOUT ＝ＩP ・
ＲBとなり、回路定数のあわせこみにより図４に示すよ
うな滑らかな３次曲線とすることができる。このとき、
図４における一方の出力電圧ＮOUT の波形は、３次関数
に負の傾きの１次関数を加算したものと近似でき、入力
電圧ＶINとして、温度検出回路１のアナログ電圧でなる
温度検出値を入力することにより、図９に示すように、
温度変化に対して３次関数曲線で表される電圧を発生す
ることができる。
【００３５】また、電圧制御水晶発振回路８としては、
前述した図１６の従来例における電圧制御発振回路にお
いてバリキャップダイオードのカソード側が直接接地さ
れていることを除いては同一構成に設定されている。次
に上記実施形態の動作を説明する。先ず、電圧制御水晶
発振回路８に含まれる水晶振動子は、一般に、横軸に温
度（℃）、縦軸に周波数（ｐｐｍ）をとると、図１１に
示すような発振周波数の温度特性を有する。この温度特
性は、下記（４）式で近似することができる。
前述した図１６の従来例における電圧制御発振回路にお
いてバリキャップダイオードのカソード側が直接接地さ
れていることを除いては同一構成に設定されている。次
に上記実施形態の動作を説明する。先ず、電圧制御水晶
発振回路８に含まれる水晶振動子は、一般に、横軸に温
度（℃）、縦軸に周波数（ｐｐｍ）をとると、図１１に
示すような発振周波数の温度特性を有する。この温度特
性は、下記（４）式で近似することができる。
【００３６】 Ｙ＝α＊（ｔ−ｔ0 ）3 ＋β＊（ｔ−ｔ0 ）＋γ …………（４） ここで、Ｙは出力周波数、αは３次の係数、βは温度特
性の傾き、γは周波数オフセット、ｔは雰囲気温度、ｔ
0 は曲線Ｙの中心となる温度（通常２５℃から３０℃の
範囲）である。この（４）式中のα、β、γは夫々水晶
振動子及び電圧制御水晶発振回路８の特性に依存し、特
に水晶振動子に大きく依存しており、水晶振動子の形
状、大きさ等の影響を受ける。
性の傾き、γは周波数オフセット、ｔは雰囲気温度、ｔ
0 は曲線Ｙの中心となる温度（通常２５℃から３０℃の
範囲）である。この（４）式中のα、β、γは夫々水晶
振動子及び電圧制御水晶発振回路８の特性に依存し、特
に水晶振動子に大きく依存しており、水晶振動子の形
状、大きさ等の影響を受ける。
【００３７】また、現在広く適用されている電圧制御水
晶発振回路８の電圧−周波数特性は１次関数で近似でき
るので、水晶振動子の温度に対する周波数特性は、温度
に対する電圧特性で実現できる。したがって、図１の実
施形態において、（４）式における右辺の第１項、第２
項及び第３項に相当する電圧を夫々近似３次曲線発生回
路２、温度検出回路１及び定電圧発生回路３で発生さ
せ、３次の係数α、温度特性の傾きβ及び周波数オフセ
ットγの固体間バラツキを夫々個別のプログラマブルゲ
イン増幅器４、５及び６のゲインを変更することで微調
整し、微調整後の各電圧を加算回路７で加算することに
より、図１０に示すように、図１１の水晶振動子の温度
に対する周波数特性に対応した電圧制御水晶発振回路８
の制御電圧を得ることができ、この制御電圧を電圧制御
水晶発振回路８に供給することにより、これに含まれる
水晶振動子の温度特性を正確に補償することができる。
晶発振回路８の電圧−周波数特性は１次関数で近似でき
るので、水晶振動子の温度に対する周波数特性は、温度
に対する電圧特性で実現できる。したがって、図１の実
施形態において、（４）式における右辺の第１項、第２
項及び第３項に相当する電圧を夫々近似３次曲線発生回
路２、温度検出回路１及び定電圧発生回路３で発生さ
せ、３次の係数α、温度特性の傾きβ及び周波数オフセ
ットγの固体間バラツキを夫々個別のプログラマブルゲ
イン増幅器４、５及び６のゲインを変更することで微調
整し、微調整後の各電圧を加算回路７で加算することに
より、図１０に示すように、図１１の水晶振動子の温度
に対する周波数特性に対応した電圧制御水晶発振回路８
の制御電圧を得ることができ、この制御電圧を電圧制御
水晶発振回路８に供給することにより、これに含まれる
水晶振動子の温度特性を正確に補償することができる。
【００３８】このとき、プログラマブルゲイン増幅器６
のゲインを変更することにより、定電圧回路３の出力電
圧のレベルを変更することができ、これによって加算回
路７の出力電圧を図１２に示すように変更することがで
きる。また、プログラマブルゲイン増幅器５のゲインを
変更することにより、温度検出回路１の出力電圧の傾き
を変更することができ、これによって加算回路７の出力
電圧を図１３に示すように変更することができる。
のゲインを変更することにより、定電圧回路３の出力電
圧のレベルを変更することができ、これによって加算回
路７の出力電圧を図１２に示すように変更することがで
きる。また、プログラマブルゲイン増幅器５のゲインを
変更することにより、温度検出回路１の出力電圧の傾き
を変更することができ、これによって加算回路７の出力
電圧を図１３に示すように変更することができる。
【００３９】さらに、プログラマブルゲイン増幅器４の
ゲインを変更することにより、近似３次曲線発生回路２
の出力電圧の曲率を変更することができ、これによって
加算回路７の出力電圧を図１３に示すように変更するこ
とができる。したがって、これらプログラマブルゲイン
増幅器４〜６のゲインを適宜調整することにより、水晶
振動子及びこれを含む電圧制御水晶発振回路８の固体間
バラツキに起因する出力周波数の温度特性バラツキを正
確に補正することができ、図１１に示した水晶振動子の
温度特性を補償する電圧制御水晶発振回路８の制御電圧
を発生することができる。
ゲインを変更することにより、近似３次曲線発生回路２
の出力電圧の曲率を変更することができ、これによって
加算回路７の出力電圧を図１３に示すように変更するこ
とができる。したがって、これらプログラマブルゲイン
増幅器４〜６のゲインを適宜調整することにより、水晶
振動子及びこれを含む電圧制御水晶発振回路８の固体間
バラツキに起因する出力周波数の温度特性バラツキを正
確に補正することができ、図１１に示した水晶振動子の
温度特性を補償する電圧制御水晶発振回路８の制御電圧
を発生することができる。
【００４０】このように、上記実施形態によれば、温度
検出回路１及び定電圧回路２をバイポーラトランジスタ
を使用したアナログ回路構成のバンドギャップ基準電圧
回路で構成することができると共に、近似３次曲線発生
回路２をカレントミラー回路１０及び差動増幅器１１Ａ
〜１１Ｃ及び抵抗１２Ａ，１２Ｂのアナログ回路で構成
することができるので、水晶振動子を除く全ての素子を
集積化することができる。
検出回路１及び定電圧回路２をバイポーラトランジスタ
を使用したアナログ回路構成のバンドギャップ基準電圧
回路で構成することができると共に、近似３次曲線発生
回路２をカレントミラー回路１０及び差動増幅器１１Ａ
〜１１Ｃ及び抵抗１２Ａ，１２Ｂのアナログ回路で構成
することができるので、水晶振動子を除く全ての素子を
集積化することができる。
【００４１】なお、上記実施形態においては、近似３次
曲線発生回路２として、ＰチャネルＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタを適用した場合について説明したが、これに
限定されるものではなく、電界効果トランジスタに代え
てバイポーラトランジスタを適用しても上記同様の作用
効果を得ることができる。また、上記実施形態において
は、加算回路７で温度検出回路１、近似３次曲線発生回
路２及び定電圧発生回路３の各出力電圧を加算する場合
について説明したが、これに限定されるものではなく、
定電圧発生回路３を省略して温度検出回路１及び近似３
次曲線発生回路２の出力電圧のみを加算して電圧制御水
晶発振回路８に対する制御電圧とすることができる。
曲線発生回路２として、ＰチャネルＭＯＳ型電界効果ト
ランジスタを適用した場合について説明したが、これに
限定されるものではなく、電界効果トランジスタに代え
てバイポーラトランジスタを適用しても上記同様の作用
効果を得ることができる。また、上記実施形態において
は、加算回路７で温度検出回路１、近似３次曲線発生回
路２及び定電圧発生回路３の各出力電圧を加算する場合
について説明したが、これに限定されるものではなく、
定電圧発生回路３を省略して温度検出回路１及び近似３
次曲線発生回路２の出力電圧のみを加算して電圧制御水
晶発振回路８に対する制御電圧とすることができる。
【００４２】さらに、上記実施形態においては、プログ
ラマブルゲイン増幅器４〜６を設けた場合について説明
したが、水晶振動子やこれを含む電圧制御水晶発振回路
の固体間バラツキが少ないときには、これらプログラマ
ブルゲイン増幅器４〜６の何れか一つ又は複数を省略す
ることができ、場合によって加算回路の出力側にプログ
ラマブルゲイン増幅器を設けることもできる。
ラマブルゲイン増幅器４〜６を設けた場合について説明
したが、水晶振動子やこれを含む電圧制御水晶発振回路
の固体間バラツキが少ないときには、これらプログラマ
ブルゲイン増幅器４〜６の何れか一つ又は複数を省略す
ることができ、場合によって加算回路の出力側にプログ
ラマブルゲイン増幅器を設けることもできる。
【００４３】なおさらに、上記実施形態においては、電
圧制御水晶発振回路８として、水晶振動子とＣ−ＭＯＳ
インバータとが直列である場合について説明したが、こ
れに限定されるものではなく、水晶振動子とＣ−ＭＯＳ
インバータとを並列に接続して電圧制御水晶発振回路を
構成するようにしてもよく、さらにはＣ−ＭＯＣに代え
てトランジスタを適用した電圧制御水晶発振回路も適用
することができる。
圧制御水晶発振回路８として、水晶振動子とＣ−ＭＯＳ
インバータとが直列である場合について説明したが、こ
れに限定されるものではなく、水晶振動子とＣ−ＭＯＳ
インバータとを並列に接続して電圧制御水晶発振回路を
構成するようにしてもよく、さらにはＣ−ＭＯＣに代え
てトランジスタを適用した電圧制御水晶発振回路も適用
することができる。
【００４４】また、上記実施形態における近似３次曲線
発生回路等の回路構成は、電圧基準に代えて電流基準と
することができ、さらにＰチャネルＭＯＳによるＶDD基
準に代えてＮチャネルＭＯＳを用いたグランド基準とす
ることもできる。
発生回路等の回路構成は、電圧基準に代えて電流基準と
することができ、さらにＰチャネルＭＯＳによるＶDD基
準に代えてＮチャネルＭＯＳを用いたグランド基準とす
ることもできる。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように、請求項１に係る発
明によれば、温度変化に対して１次関数的に変化する温
度検出値を出力する温度検出回路と、その温度検出値に
基づいて電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性に近似
する近似３次曲線の出力を発生する近似３次曲線発生回
路と、前記温度検出回路の温度検出値及び近似３次曲線
発生回路の出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回
路の制御信号を形成する制御信号形成回路とを備えた構
成としたので、温度変化に対して温度検出値が２次関数
的に変化し、且つ集積化不可能なサーミスタを使用する
ことなく、水晶振動子の温度特性を正確に補償する電圧
制御水晶発振回路に対する制御信号を形成することがで
き、温度変化に対して出力周波数が不連続に変化するこ
とのなく正確に温度補償することができるという効果が
得られる。
明によれば、温度変化に対して１次関数的に変化する温
度検出値を出力する温度検出回路と、その温度検出値に
基づいて電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性に近似
する近似３次曲線の出力を発生する近似３次曲線発生回
路と、前記温度検出回路の温度検出値及び近似３次曲線
発生回路の出力値とを加算して前記電圧制御水晶発振回
路の制御信号を形成する制御信号形成回路とを備えた構
成としたので、温度変化に対して温度検出値が２次関数
的に変化し、且つ集積化不可能なサーミスタを使用する
ことなく、水晶振動子の温度特性を正確に補償する電圧
制御水晶発振回路に対する制御信号を形成することがで
き、温度変化に対して出力周波数が不連続に変化するこ
とのなく正確に温度補償することができるという効果が
得られる。
【００４６】また、請求項２に係る発明によれば、前記
近似３次曲線発生回路が、温度検出回路の温度検出値が
入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある一定値で
制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力
特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増幅器に夫
々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル発生回路
と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器とで構成
されているので、水晶振動子の温度特性に応じた近似３
次曲線出力をアナログ回路で発生させることができると
いう効果が得られる。
近似３次曲線発生回路が、温度検出回路の温度検出値が
入力され、且つ出力の最大値及び最小値がある一定値で
制限されるリミッタ機能を有する正転及び反転の入出力
特性を有する複数の増幅器と、これら複数の増幅器に夫
々異なる一定レベルの信号を供給する定レベル発生回路
と、前記複数の増幅器の出力を加算する加算器とで構成
されているので、水晶振動子の温度特性に応じた近似３
次曲線出力をアナログ回路で発生させることができると
いう効果が得られる。
【００４７】さらに、請求項３に係る発明によれば、前
記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出値、近
似３次曲線発生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわら
ず一定値を出力する定レベル発生回路の出力値とを加算
する加算回路で構成されているので、この定レベル発生
回路の出力により電圧制御水晶発振回路の発振周波数の
基準値を制御することができるという効果が得られる。
記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出値、近
似３次曲線発生回路の出力値及び雰囲気温度にかかわら
ず一定値を出力する定レベル発生回路の出力値とを加算
する加算回路で構成されているので、この定レベル発生
回路の出力により電圧制御水晶発振回路の発振周波数の
基準値を制御することができるという効果が得られる。
【００４８】なおさらに、請求項４に係る発明によれ
ば、前記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出
値、近似３次曲線発生回路の出力値及び定レベル発生回
路の出力値が夫々プログラマブルゲイン増幅器を介して
入力されるように構成されているので、プログラマブル
ゲイン増幅器のゲインを調整することにより、温度検出
回路の温度検出信号の傾き、定レベル発生回路の直流レ
ベル、３次曲線発生回路の利得を変化させて、水晶振動
子、電圧制御水晶発振回路の固体間バラツキに起因する
出力周波数の温度特性のバラツキを補正することができ
るという効果が得られる。
ば、前記制御信号形成回路は、温度検出回路の温度検出
値、近似３次曲線発生回路の出力値及び定レベル発生回
路の出力値が夫々プログラマブルゲイン増幅器を介して
入力されるように構成されているので、プログラマブル
ゲイン増幅器のゲインを調整することにより、温度検出
回路の温度検出信号の傾き、定レベル発生回路の直流レ
ベル、３次曲線発生回路の利得を変化させて、水晶振動
子、電圧制御水晶発振回路の固体間バラツキに起因する
出力周波数の温度特性のバラツキを補正することができ
るという効果が得られる。
【図１】本発明の一実施形態を示すブロック図である。
【図２】図１の定電圧発生回路の具体例を示す回路図で
ある。
ある。
【図３】図１の近似３次曲線発生回路の具体例を示す回
路図である。
路図である。
【図４】図３の近似３次曲線発生回路の出力波形図であ
る。
る。
【図５】図３の近似３次曲線発生回路の動作の説明に供
する基本回路図である。
する基本回路図である。
【図６】図５の出力波形図である。
【図７】図１の定電圧発生回路の出力波形図である。
【図８】図１の温度検出回路の出力波形図である。
【図９】図１の近似３次曲線発生回路の出力波形図であ
る。
る。
【図１０】図１の加算回路の出力波形図である。
【図１１】水晶振動子の温度特性図である。
【図１２】定電圧発生回路の出力のゲインを変更したと
きの加算回路出力波形図である。
きの加算回路出力波形図である。
【図１３】温度検出回路の出力のゲインを変更したとき
の加算回路出力波形図である。
の加算回路出力波形図である。
【図１４】近似３次曲線発生回路の出力のゲインを変更
したときの加算回路出力波形図である。
したときの加算回路出力波形図である。
【図１５】従来のディジタル方式の温度補償水晶発振器
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１６】従来のアナログ方式の温度補償水晶発振器を
示す回路図である。
示す回路図である。
１ 温度検出回路 ２ 近似３次曲線発生回路 ３ 定電圧発生回路 ３ａ 演算増幅器 Ｑ1,Ｑ2 バイポーラトランジスタ ４〜６ プログラマブルゲイン増幅器 ７ 加算回路 ８ 電圧制御水晶発振回路 １０ カレントミラー回路 １１Ａ〜１１Ｃ 差動増幅器 １２Ａ，１２Ｂ 抵抗 Ｔｒ１〜Ｔｒ１２ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ ｔP,ｔN 出力端子
Claims (4)
- 【請求項１】 雰囲気温度に応じて電圧制御水晶発振回
路の発振周波数を補償して温度変化にかかわらず一定発
振周波数を維持するようにした温度補償水晶発振器にお
いて、雰囲気温度の変化に対して出力が１次関数的に変
化する温度検出回路と、該温度検出回路の温度検出値に
基づいて前記電圧制御水晶発振回路の水晶振動子特性の
３次成分に近似する近似３次曲線の出力を発生する近似
３次曲線発生回路と、前記温度検出回路の温度検出値及
び近似３次曲線発生回路の出力値とを加算して前記電圧
制御水晶発振回路の制御信号を形成する制御信号形成回
路とを備えたことを特徴とする温度補償水晶発振器。 - 【請求項２】 前記近似３次曲線発生回路は、温度検出
回路の温度検出値が入力され、且つ出力の最大値及び最
小値がある一定値で制限されるリミッタ機能を有する正
転及び反転の入出力特性を有する複数の増幅器と、これ
ら複数の増幅器に夫々異なる一定レベルの信号を供給す
る定レベル発生回路と、前記複数の増幅器の出力を加算
する加算器とで構成されていることを特徴とする請求項
１記載の温度補償水晶発振器。 - 【請求項３】 前記制御信号形成回路は、温度検出回路
の温度検出値、近似３次曲線発生回路の出力値及び雰囲
気温度にかかわらず一定値を出力する定レベル発生回路
の出力値とを加算する加算回路で構成されていることを
特徴とする請求項１又は２に記載の温度補償水晶発振
器。 - 【請求項４】 前記制御信号形成回路は、温度検出回路
の温度検出値、近似３次曲線発生回路の出力値及び定レ
ベル発生回路の出力値が夫々プログラマブルゲイン増幅
器を介して入力されるように構成されていることを特徴
とする請求項３記載の温度補償水晶発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7206195A JPH0955624A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | 温度補償水晶発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7206195A JPH0955624A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | 温度補償水晶発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0955624A true JPH0955624A (ja) | 1997-02-25 |
Family
ID=16519377
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7206195A Withdrawn JPH0955624A (ja) | 1995-08-11 | 1995-08-11 | 温度補償水晶発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0955624A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998056105A1 (fr) * | 1997-06-02 | 1998-12-10 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Generateur de fonction du troisieme ordre approximatif, oscillateur a quartz a compensation de temperature realise au moyen dudit generateur, et procede de compensation de temperature |
| US6292066B1 (en) | 1997-07-11 | 2001-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Function generator, crystal oscillation device and method of adjusting crystal oscillation device |
| WO2003021765A1 (fr) * | 2001-08-29 | 2003-03-13 | Seiko Epson Corporation | Oscillateur et dispositif de communication |
-
1995
- 1995-08-11 JP JP7206195A patent/JPH0955624A/ja not_active Withdrawn
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998056105A1 (fr) * | 1997-06-02 | 1998-12-10 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Generateur de fonction du troisieme ordre approximatif, oscillateur a quartz a compensation de temperature realise au moyen dudit generateur, et procede de compensation de temperature |
| GB2341020A (en) * | 1997-06-02 | 2000-03-01 | Asahi Chemical Micro Syst | Approximate third-order function generator temperature compensation quartz oscillation circuit made by using the same, and temperature compensation method |
| GB2341020B (en) * | 1997-06-02 | 2002-07-03 | Asahi Chemical Micro Syst | Approximate third-order function generator, and temperature compensated crystal oscillation circuit made by using the same |
| US6584380B1 (en) | 1997-06-02 | 2003-06-24 | Asahi Kasei Microsystems Co., Ltd. | Approximate third-order function generator, temperature compensation quartz oscillation circuit made by using the same, and temperature compensation method |
| US6292066B1 (en) | 1997-07-11 | 2001-09-18 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Function generator, crystal oscillation device and method of adjusting crystal oscillation device |
| WO2003021765A1 (fr) * | 2001-08-29 | 2003-03-13 | Seiko Epson Corporation | Oscillateur et dispositif de communication |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20021105 |