JP2010130141A - 電圧制御型温度補償圧電発振器 - Google Patents
電圧制御型温度補償圧電発振器 Download PDFInfo
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Abstract
【課題】外部制御電圧を変化させた場合に周波数温度特性のずれが初期の特性から極めて
小さい電圧制御型温度補償圧電発振器を得る。
【解決手段】電圧制御型発振回路6と、外部制御電圧に基づいて電圧制御型発振回路6の
発振周波数を制御する制御電圧を出力するAFC回路9と、温度補償電圧を発生する温度
補償電圧発生回路5と、温度補償電圧のゲインを可変するゲイン可変回路8と、を備え、
AFC回路9から出力される制御電圧VAFCによりゲイン可変回路8を制御し、ゲイン可
変回路8の出力電圧により電圧制御型発振回路6の発振周波数を制御するようにした。
【選択図】図1
小さい電圧制御型温度補償圧電発振器を得る。
【解決手段】電圧制御型発振回路6と、外部制御電圧に基づいて電圧制御型発振回路6の
発振周波数を制御する制御電圧を出力するAFC回路9と、温度補償電圧を発生する温度
補償電圧発生回路5と、温度補償電圧のゲインを可変するゲイン可変回路8と、を備え、
AFC回路9から出力される制御電圧VAFCによりゲイン可変回路8を制御し、ゲイン可
変回路8の出力電圧により電圧制御型発振回路6の発振周波数を制御するようにした。
【選択図】図1
Description
本発明は、通信装置等に用いられる電圧制御型温度補償圧電発振器に関し、特に制御電
圧の変化による温度補償電圧のずれを改善するのに好適なものである。
圧の変化による温度補償電圧のずれを改善するのに好適なものである。
圧電発振器は周波数安定度、小型軽量、低価格等の優れた点を有するため、通信機器や
電子機器等の多くの分野で用いられ、中でも圧電振動子の周波数温度特性を補償し、且つ
印加する電圧により発振周波数が可変する電圧制御型温度補償圧電発振器(以下、VC−
TCXOと称す)は、携帯電話等に広く用いられている。
特許文献1には、水晶発振器の温度補償電圧発生回路が開示されている。図12は、電
圧制御型発振回路の構成を示すブロック図であり、バラクタダイオード55と水晶振動子
56と発振回路57とから成る水晶発振器と、温度補償電圧発生回路61と、記憶デバイ
ス62と、AFC回路63と、から構成されている。
電子機器等の多くの分野で用いられ、中でも圧電振動子の周波数温度特性を補償し、且つ
印加する電圧により発振周波数が可変する電圧制御型温度補償圧電発振器(以下、VC−
TCXOと称す)は、携帯電話等に広く用いられている。
特許文献1には、水晶発振器の温度補償電圧発生回路が開示されている。図12は、電
圧制御型発振回路の構成を示すブロック図であり、バラクタダイオード55と水晶振動子
56と発振回路57とから成る水晶発振器と、温度補償電圧発生回路61と、記憶デバイ
ス62と、AFC回路63と、から構成されている。
温度補償電圧発生回路61の符号68aは、1次電圧発生回路59の出力電圧を制御す
るゲインコントロールアンプ(以下、「AGC」と称する)であり、符号68bは3次電
圧発生回路60の出力電圧を制御するAGCである。AGC68a、68bのゲインは共
に、AFC回路63の出力電圧値によって制御される。
一般的にバラクタダイオード55のf−V特性は直線ではなく、AFC回路63の出力
電圧Vcがセンター値Vcmのときを基準にとると、出力電圧Vcが基準値Vcmより大
きい場合と小さい場合とで、出力電圧Vcの変化量ΔVに対し周波数の変化量Δfが異な
る。
AFC回路63の出力電圧がセンター値Vcmと比較して高くなった場合には、AGC
68a、68bのゲインが小さくなるように、また低くなった場合にはAGC68a、6
8bのゲインが大きくなるように回路を構成する。
バラクタダイオード55のf−V特性に基づいて発振周波数の変化量がAFC回路63
における可変可能範囲において、できる限り一定となるように、AGCアンプ68a、6
8bのゲインを最適化する。このようにすれば、電圧制御型温度補償水晶発振器は、制御
電圧に対する出力発振周波数の直線性を保ち、かつ高精度の温度補償を実現することがで
きることが開示されている。
特開2002−217643公報
るゲインコントロールアンプ(以下、「AGC」と称する)であり、符号68bは3次電
圧発生回路60の出力電圧を制御するAGCである。AGC68a、68bのゲインは共
に、AFC回路63の出力電圧値によって制御される。
一般的にバラクタダイオード55のf−V特性は直線ではなく、AFC回路63の出力
電圧Vcがセンター値Vcmのときを基準にとると、出力電圧Vcが基準値Vcmより大
きい場合と小さい場合とで、出力電圧Vcの変化量ΔVに対し周波数の変化量Δfが異な
る。
AFC回路63の出力電圧がセンター値Vcmと比較して高くなった場合には、AGC
68a、68bのゲインが小さくなるように、また低くなった場合にはAGC68a、6
8bのゲインが大きくなるように回路を構成する。
バラクタダイオード55のf−V特性に基づいて発振周波数の変化量がAFC回路63
における可変可能範囲において、できる限り一定となるように、AGCアンプ68a、6
8bのゲインを最適化する。このようにすれば、電圧制御型温度補償水晶発振器は、制御
電圧に対する出力発振周波数の直線性を保ち、かつ高精度の温度補償を実現することがで
きることが開示されている。
特許文献1に記載の温度補償電圧発生回路は、バラクタダイオードのf−V特性が曲線
であってもその曲線を補正し、VCOとして制御電圧に対する出力発振周波数の直線性を
保ち、温度補償を実現することが可能であると開示されている。
VC−TCXOの圧電振動子周囲の周波数可変部は、図13に示すように、圧電振動子
Xの周波数−温度特性を補償するための可変容量素子C1と圧電振動子Xの発振周波数を
可変するための可変容量素子C2との並列回路と、負荷容量C0とが、圧電振動子Xに直
列接続された回路である。
VC−TCXOの制御電圧Vcをセンター値Vcmに設定すると、可変容量素子C2の
値が一義的に決まる。この状態で、負荷容量C0等を調整し、VC−TCXOの発振周波
数が所定の中心周波数になるように調整する。負荷容量C0はこの後、固定する。それか
ら、1次及び3次以降の電圧発生回路の出力電圧を調整し、該電圧を温度補償するための
可変容量素子C1に印加して所望の周波数−温度特性になるよう温度補償を行っていた。
しかしながら、VC−TCXOの本来の機能であるAFC回路の外部制御電圧Vcを変
化させ、VC−TCXOの発振周波数を変化させると、可変容量素子C2の値が初期値か
ら変化するので、周波数−温度特性が初期の特性からずれるという問題があった。
であってもその曲線を補正し、VCOとして制御電圧に対する出力発振周波数の直線性を
保ち、温度補償を実現することが可能であると開示されている。
VC−TCXOの圧電振動子周囲の周波数可変部は、図13に示すように、圧電振動子
Xの周波数−温度特性を補償するための可変容量素子C1と圧電振動子Xの発振周波数を
可変するための可変容量素子C2との並列回路と、負荷容量C0とが、圧電振動子Xに直
列接続された回路である。
VC−TCXOの制御電圧Vcをセンター値Vcmに設定すると、可変容量素子C2の
値が一義的に決まる。この状態で、負荷容量C0等を調整し、VC−TCXOの発振周波
数が所定の中心周波数になるように調整する。負荷容量C0はこの後、固定する。それか
ら、1次及び3次以降の電圧発生回路の出力電圧を調整し、該電圧を温度補償するための
可変容量素子C1に印加して所望の周波数−温度特性になるよう温度補償を行っていた。
しかしながら、VC−TCXOの本来の機能であるAFC回路の外部制御電圧Vcを変
化させ、VC−TCXOの発振周波数を変化させると、可変容量素子C2の値が初期値か
ら変化するので、周波数−温度特性が初期の特性からずれるという問題があった。
以上の周波数温度特性のずれの現象を数値を用いて詳しく説明する。
図13の回路において、負荷容量C0が30pF、制御電圧Vcの値をVcLとし、こ
のとき可変容量素子C2の容量値が5pFを呈するものとする。温度補償用の可変容量素
子C1が、温度変化による1次及び3次以降電圧発生回路の出力電圧により、5pF〜1
5pF(C1MIN=5pF、C1MAX=15pF)の範囲で変化するものとする。(C1MA
X+C2)=CDS、(C1MIN+C2)=CSSとおき、可変容量素子C1が5pF〜15p
Fの範囲で可変する場合、圧電振動子Xからみた負荷容量CLの変化量ΔCLは、ΔCL=
(CDS×C0)/(CDS+C0)−(CSS×C0)/(CSS+C0)となる。上記の数値
を代入すると、ΔCL=4.5pFとなる。
次に、制御電圧Vcの値をVcSとし、このとき可変容量素子C2の容量値が15pF
を呈するものとする。この場合は、圧電振動子Xからみた負荷容量CLの変化量ΔCLは、
ΔCL=3.0pFとなる。
つまり、可変容量素子C2に印加される制御電圧Vcの値により、圧電振動子Xからみ
た、温度補償を行うための容量変化が異なることになる。この結果、制御電圧Vcのセン
ター値Vcmで、VC−TCXOの温度補償を行っても、実際に制御電圧Vcを変化させ
ると、周波数温度特性が初期の特性からずれる(劣化する)という問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、AFC回路の電圧を変化させても
周波数温度特性が所望の範囲内に収まるVC−TCXOを提供することにある。
図13の回路において、負荷容量C0が30pF、制御電圧Vcの値をVcLとし、こ
のとき可変容量素子C2の容量値が5pFを呈するものとする。温度補償用の可変容量素
子C1が、温度変化による1次及び3次以降電圧発生回路の出力電圧により、5pF〜1
5pF(C1MIN=5pF、C1MAX=15pF)の範囲で変化するものとする。(C1MA
X+C2)=CDS、(C1MIN+C2)=CSSとおき、可変容量素子C1が5pF〜15p
Fの範囲で可変する場合、圧電振動子Xからみた負荷容量CLの変化量ΔCLは、ΔCL=
(CDS×C0)/(CDS+C0)−(CSS×C0)/(CSS+C0)となる。上記の数値
を代入すると、ΔCL=4.5pFとなる。
次に、制御電圧Vcの値をVcSとし、このとき可変容量素子C2の容量値が15pF
を呈するものとする。この場合は、圧電振動子Xからみた負荷容量CLの変化量ΔCLは、
ΔCL=3.0pFとなる。
つまり、可変容量素子C2に印加される制御電圧Vcの値により、圧電振動子Xからみ
た、温度補償を行うための容量変化が異なることになる。この結果、制御電圧Vcのセン
ター値Vcmで、VC−TCXOの温度補償を行っても、実際に制御電圧Vcを変化させ
ると、周波数温度特性が初期の特性からずれる(劣化する)という問題があった。
本発明は上記問題を解決するためになされたもので、AFC回路の電圧を変化させても
周波数温度特性が所望の範囲内に収まるVC−TCXOを提供することにある。
本発明は、上記の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の
形態又は適用例として実現することが可能である。
形態又は適用例として実現することが可能である。
[適用例1]電圧制御型発振回路と、外部制御電圧に基づいて前記電圧制御型発振回路
の発振周波数を制御する制御電圧を出力するAFC回路と、温度補償電圧を発生する温度
補償電圧発生回路と、前記温度補償電圧のゲインを可変するゲイン可変回路と、を備え、
前記AFC回路から出力される制御電圧により前記ゲイン可変回路を制御し、前記ゲイン
可変回路の出力電圧により前記電圧制御型発振回路の発振周波数を制御することを特徴と
する電圧制御型温度補償圧電発振器である。
の発振周波数を制御する制御電圧を出力するAFC回路と、温度補償電圧を発生する温度
補償電圧発生回路と、前記温度補償電圧のゲインを可変するゲイン可変回路と、を備え、
前記AFC回路から出力される制御電圧により前記ゲイン可変回路を制御し、前記ゲイン
可変回路の出力電圧により前記電圧制御型発振回路の発振周波数を制御することを特徴と
する電圧制御型温度補償圧電発振器である。
上記のように構成すれば、外部制御電圧がセンター値より高い場合には、ゲイン可変回
路のゲインを小さくし、外部制御電圧がセンター値より低い場合には、ゲイン可変回路の
ゲインを大きくするように、ゲイン可変回路のゲインを制御するので、外部制御電圧がセ
ンター値より変化しても、周波数温度特性は初期の調整した範囲内にほぼとどまるという
効果がある。
路のゲインを小さくし、外部制御電圧がセンター値より低い場合には、ゲイン可変回路の
ゲインを大きくするように、ゲイン可変回路のゲインを制御するので、外部制御電圧がセ
ンター値より変化しても、周波数温度特性は初期の調整した範囲内にほぼとどまるという
効果がある。
[適用例2]前記温度補償電圧発生回路は、温度センサと、1次電圧発生回路と、3次
以降の高次電圧発生回路と、前記1次電圧発生回路により生成される1次電圧と前記高次
電圧発生回路により生成される高次電圧を加算する加算回路と、を備えたことを特徴とす
る適用例1に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器である。
以降の高次電圧発生回路と、前記1次電圧発生回路により生成される1次電圧と前記高次
電圧発生回路により生成される高次電圧を加算する加算回路と、を備えたことを特徴とす
る適用例1に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器である。
上記のように温度補償電圧発生回路を構成すると、高精度の温度補償が可能である上、
外部制御電圧の変動に対し、電圧制御型発振回路の周波数温度特性は、所望範囲内にほぼ
とどまるという効果がある。
外部制御電圧の変動に対し、電圧制御型発振回路の周波数温度特性は、所望範囲内にほぼ
とどまるという効果がある。
[適用例3]前記電圧制御型発振回路は、圧電振動子と、該圧電振動子に接続される温
度補償用の第1の可変容量素子及び中心周波数可変用の第2の可変容量素子と、を備える
ことを特徴とする適用例1に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器である。
度補償用の第1の可変容量素子及び中心周波数可変用の第2の可変容量素子と、を備える
ことを特徴とする適用例1に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器である。
上記のように構成すると、所望の温度補償と発振周波数の可変が可能であると共に、外
部制御電圧の変動に対し周波数温度特性が規定値に収まるという効果がある。
部制御電圧の変動に対し周波数温度特性が規定値に収まるという効果がある。
[適用例4]前記圧電振動子の両端に夫々前記第1及び第2可変容量素子を接続したこ
とを特徴とする適用例3に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器である。
とを特徴とする適用例3に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器である。
上記のように構成すると、圧電振動子からみて温度補償用の可変容量素子と、周波数可
変用の可変容量素子とが対称に配置されているので発振周波数が安定であると共に、外部
制御電圧の変動に対し周波数温度特性が規定値に収まるという効果がある。
変用の可変容量素子とが対称に配置されているので発振周波数が安定であると共に、外部
制御電圧の変動に対し周波数温度特性が規定値に収まるという効果がある。
[適用例5]前記ゲイン可変回路は、オペアンプと、第1及び第2の抵抗と、トランジ
スタと、基準電圧と、を備え、前記第2の抵抗と前記トランジスタとを並列接続し、前記
オペアンプの入出力端子に接続したことを特徴とする適用例1に記載の電圧制御型温度補
償圧電発振器である。
スタと、基準電圧と、を備え、前記第2の抵抗と前記トランジスタとを並列接続し、前記
オペアンプの入出力端子に接続したことを特徴とする適用例1に記載の電圧制御型温度補
償圧電発振器である。
上記のようにゲイン可変回路を構成すると、外部制御電圧の変化に対してゲイン可変回
路を適宜制御し、温度補償用の可変容量素子に適切な補償電圧を印加するという効果があ
る。
路を適宜制御し、温度補償用の可変容量素子に適切な補償電圧を印加するという効果があ
る。
[適用例6]前記ゲイン可変回路は、オペアンプと、第1及び第2の抵抗と、トランジ
スタと、基準電圧と、を備え、第前記1の抵抗と、前記トランジスタとを並列接続し、前
記オペアンプの入力端子に接続したことを特徴とする適用例1に記載の電圧制御型温度補
償圧電発振器である。
スタと、基準電圧と、を備え、第前記1の抵抗と、前記トランジスタとを並列接続し、前
記オペアンプの入力端子に接続したことを特徴とする適用例1に記載の電圧制御型温度補
償圧電発振器である。
上記のようにゲイン可変回路を構成すると、より適切な方のゲイン可変回路を選択する
ことが可能となり、ゲイン可変回路の選択範囲が広がるという効果がある。
ことが可能となり、ゲイン可変回路の選択範囲が広がるという効果がある。
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
図1は、本発明の一実施の形態に係る電圧制御型温度補償圧電発振器の構成を示すブロ
ック回路図である。
この図1に示す電圧制御型温度補償圧電発振器(以下、「VC−TCXO」と称す)1
は、温度補償電圧を発生する温度補償電圧発生回路5、電圧制御型発振回路6、オフセッ
ト補正回路7、温度補償電圧発生回路5から出力される温度補償電圧のゲインを可変する
ゲイン可変回路8、及び外部制御電圧に基づいて電圧制御型発振回路6の発振周波数を制
御するAFC回路9を備えている。
AFC回路9から出力される制御電圧によりゲイン可変回路8を制御し、このゲイン可
変回路8によりゲイン調整を行った出力電圧により電圧制御型発振回路6の発振周波数を
制御するようにしている。
図1は、本発明の一実施の形態に係る電圧制御型温度補償圧電発振器の構成を示すブロ
ック回路図である。
この図1に示す電圧制御型温度補償圧電発振器(以下、「VC−TCXO」と称す)1
は、温度補償電圧を発生する温度補償電圧発生回路5、電圧制御型発振回路6、オフセッ
ト補正回路7、温度補償電圧発生回路5から出力される温度補償電圧のゲインを可変する
ゲイン可変回路8、及び外部制御電圧に基づいて電圧制御型発振回路6の発振周波数を制
御するAFC回路9を備えている。
AFC回路9から出力される制御電圧によりゲイン可変回路8を制御し、このゲイン可
変回路8によりゲイン調整を行った出力電圧により電圧制御型発振回路6の発振周波数を
制御するようにしている。
温度補償電圧発生回路5は、VC−TCXO内の温度を感知する温度センサ5a、この
温度センサ5aの出力電圧に基づいて生成する1次電圧発生回路5b、3次、4次、5次
等の3次以降の高次電圧発生回路5c、及び1次電圧発生回路5bと高次電圧発生回路5
cの出力電圧を加算する加算回路5dを備えている。
通常のVC−TCXOでは、温度補償電圧発生回路5の電圧発生回路として1次電圧発
生回路と3次電圧発生回路とを用いる場合が一般的である。
これに対して、本実施の形態のような、より高安定度のTCXO、VC−TCXOを製
造する場合には、圧電振動子、例えばATカット水晶振動子の周波数温度特性を高次の多
項式で近似し、この周波数温度特性を補償するために1次電圧発生回路、3次、4次、5
次等の高次電圧発生回路を用いている。2次の補正は、温度センサ5aの温度T−出力電
圧VT特性のデータの中、温度T情報を処理して行っている。
温度センサ5aの出力電圧に基づいて生成する1次電圧発生回路5b、3次、4次、5次
等の3次以降の高次電圧発生回路5c、及び1次電圧発生回路5bと高次電圧発生回路5
cの出力電圧を加算する加算回路5dを備えている。
通常のVC−TCXOでは、温度補償電圧発生回路5の電圧発生回路として1次電圧発
生回路と3次電圧発生回路とを用いる場合が一般的である。
これに対して、本実施の形態のような、より高安定度のTCXO、VC−TCXOを製
造する場合には、圧電振動子、例えばATカット水晶振動子の周波数温度特性を高次の多
項式で近似し、この周波数温度特性を補償するために1次電圧発生回路、3次、4次、5
次等の高次電圧発生回路を用いている。2次の補正は、温度センサ5aの温度T−出力電
圧VT特性のデータの中、温度T情報を処理して行っている。
電圧制御型発振回路6は、圧電振動子X、増幅器Amp、第1及び第2の可変容量素子
Cv1、Cv2、及び固定容量C0を備えている。増幅器Ampと圧電振動子Xとは並列
接続し、その一方の端子と接地間に温度補償用の第1の可変容量素子Cv1と、中心周波
数可変用の第2の可変容量素子Cv2とを接続する。さらに、その他方の端子と接地間に
負荷容量C0を接続して構成するようにしている。
周知のように、電圧制御型発振回路は、可変容量素子に印加する電圧を変化させること
により、可変容量素子の容量を変化させて、圧電発振器の発振周波数を制御する発振器で
ある。
Cv1、Cv2、及び固定容量C0を備えている。増幅器Ampと圧電振動子Xとは並列
接続し、その一方の端子と接地間に温度補償用の第1の可変容量素子Cv1と、中心周波
数可変用の第2の可変容量素子Cv2とを接続する。さらに、その他方の端子と接地間に
負荷容量C0を接続して構成するようにしている。
周知のように、電圧制御型発振回路は、可変容量素子に印加する電圧を変化させること
により、可変容量素子の容量を変化させて、圧電発振器の発振周波数を制御する発振器で
ある。
第1及び第2の可変容量素子Cv1、Cv2には、図2に示すようにトランジスタ(n
MOS−FET、pMOS−FET)を用いる。
図2(a)は、可変容量素子の記号を表し、Gはゲートを、A、Bは2つの端子を示し
、A−B間が容量を呈することを表している。図2(b)は、nMOS−FETの一方の
端子に容量Cを接続し、容量の他方の端子をA端子、nMOS−FETの他方の端子をB
端子、nMOS−FETのゲートをG端子とした例である。図2(c)は、pMOS−F
ETのゲートをA端子、バックゲートをB端子とした例である。図2(d)は、ゲートG
に印加する電圧Vと端子A−B間の呈する容量Cとの関係を示す図である。図2(e)は
、例えば図2(c)に示す可変容量素子を圧電発振器に用いる場合に、ゲート−バックゲ
ート間の電圧VGBと周波数の変化ΔF/Fとの関係を示している。
MOS−FET、pMOS−FET)を用いる。
図2(a)は、可変容量素子の記号を表し、Gはゲートを、A、Bは2つの端子を示し
、A−B間が容量を呈することを表している。図2(b)は、nMOS−FETの一方の
端子に容量Cを接続し、容量の他方の端子をA端子、nMOS−FETの他方の端子をB
端子、nMOS−FETのゲートをG端子とした例である。図2(c)は、pMOS−F
ETのゲートをA端子、バックゲートをB端子とした例である。図2(d)は、ゲートG
に印加する電圧Vと端子A−B間の呈する容量Cとの関係を示す図である。図2(e)は
、例えば図2(c)に示す可変容量素子を圧電発振器に用いる場合に、ゲート−バックゲ
ート間の電圧VGBと周波数の変化ΔF/Fとの関係を示している。
オフセット補正回路7は、オペアンプOP1、抵抗R1、R2、R3、及び可変抵抗R
v1、Rv2を備えている。電源Vccと接地間には、抵抗R1と可変抵抗Rv1と抵抗
R2との直列回路を接続し、可変抵抗Rv1の可変端子はオペアンプOP1の非反転入力
端子に接続し、AFC回路9の出力を抵抗R3を介してオペアンプOP1の反転入力端子
に接続する。更に、可変抵抗Rv2をオペアンプOP1の出力と反転入力との間に接続す
る。可変抵抗Rv1、Rv2を調整し、オフセット補正回路7の出力電圧を調整する。
ゲイン可変回路8は、オペアンプOP2、第1及び第2の抵抗R10、R11、トラン
ジスタ(nMOS−FET)11、及び基準電圧10を備えている。
基準電圧10の出力を、オペアンプOP2の非反転入力端子と接続し、温度補償電圧発
生回路5の加算回路5dの出力を、抵抗R10を介して、オペアンプOP1の非反転入力
端子に接続する。そして、オペアンプOP2の出力を、抵抗R11を介して非反転入力端
子に接続すると共に、オフセット補正回路7の出力をnMOS−FET11のゲートとを
接続し、該nMOS−FET11のドレイン、ソース端子を抵抗R11の端子に並列接続
する。
AFC回路(Automatic Frequency Control)9は、反転増幅回路からなり、入力には
外部制御電圧Vcが入力され、その出力は、抵抗R3を介してオフセット補正回路7の非
反転入力に入力されると共に、電圧制御型発振回路6の第2の可変容量素子Cv2のゲー
トGに入力される。
v1、Rv2を備えている。電源Vccと接地間には、抵抗R1と可変抵抗Rv1と抵抗
R2との直列回路を接続し、可変抵抗Rv1の可変端子はオペアンプOP1の非反転入力
端子に接続し、AFC回路9の出力を抵抗R3を介してオペアンプOP1の反転入力端子
に接続する。更に、可変抵抗Rv2をオペアンプOP1の出力と反転入力との間に接続す
る。可変抵抗Rv1、Rv2を調整し、オフセット補正回路7の出力電圧を調整する。
ゲイン可変回路8は、オペアンプOP2、第1及び第2の抵抗R10、R11、トラン
ジスタ(nMOS−FET)11、及び基準電圧10を備えている。
基準電圧10の出力を、オペアンプOP2の非反転入力端子と接続し、温度補償電圧発
生回路5の加算回路5dの出力を、抵抗R10を介して、オペアンプOP1の非反転入力
端子に接続する。そして、オペアンプOP2の出力を、抵抗R11を介して非反転入力端
子に接続すると共に、オフセット補正回路7の出力をnMOS−FET11のゲートとを
接続し、該nMOS−FET11のドレイン、ソース端子を抵抗R11の端子に並列接続
する。
AFC回路(Automatic Frequency Control)9は、反転増幅回路からなり、入力には
外部制御電圧Vcが入力され、その出力は、抵抗R3を介してオフセット補正回路7の非
反転入力に入力されると共に、電圧制御型発振回路6の第2の可変容量素子Cv2のゲー
トGに入力される。
図3は、圧電振動子の周波数温度特性を補償するための説明図であり、Txは圧電振動
子の周波数温度特性(Δf/f−T)、Qcは周波数温度特性(Δf/f−T)を相殺す
るための発振回路側の補償特性である。
ここで、温度Tempを短縮してTと表記している。
図4は、補償特性を生成するために第1の可変容量素子Cv1に印加する補償電圧VCO
MP−温度T特性である。
図1に示すVC−TCXO1の外部制御電圧Vcをセンター値Vcmに設定すると、A
FC回路9では、図1(b)のように反転増幅されて、出力電圧はVAFCmとなり、この
電圧VAFCmが第2の可変容量素子Cv2に印加され、容量値Cmを呈する。この状態で
、1次電圧発生回路5a、高次電圧発生回路5c、オフセット補正回路7、ゲイン可変回
路8を調整して、圧電振動子Xの温度補償を行う。中心周波数の調整は負荷用C0を微調
整して行う。
子の周波数温度特性(Δf/f−T)、Qcは周波数温度特性(Δf/f−T)を相殺す
るための発振回路側の補償特性である。
ここで、温度Tempを短縮してTと表記している。
図4は、補償特性を生成するために第1の可変容量素子Cv1に印加する補償電圧VCO
MP−温度T特性である。
図1に示すVC−TCXO1の外部制御電圧Vcをセンター値Vcmに設定すると、A
FC回路9では、図1(b)のように反転増幅されて、出力電圧はVAFCmとなり、この
電圧VAFCmが第2の可変容量素子Cv2に印加され、容量値Cmを呈する。この状態で
、1次電圧発生回路5a、高次電圧発生回路5c、オフセット補正回路7、ゲイン可変回
路8を調整して、圧電振動子Xの温度補償を行う。中心周波数の調整は負荷用C0を微調
整して行う。
次に本実施の形態のVC−TCXO1の動作について説明する。
AFC回路9は、反転増回路であるので、AFC回路9の入力の外部制御電圧Vcと、
その出力電圧VAFCとの関係は、図1(b)に示すようになる。つまり、外部制御電圧V
cが高く(大きく)なるに応じ、出力電圧VAFCは低く(小さく)なるように動作する。
オフセット補正回路7は、オペアンプで構成された反転増回路であるので、入力電圧V
AFCは反転されて出力電圧VAFC2となる。従って、外部制御電圧Vcとオフセット補正回
路7の出力電圧VAFC2との関係は、図1(c)に示すように、外部制御電圧Vcが高くな
るとそれに応じて、出力電圧VAFC2も高くなるように動作する。
AFC回路9は、反転増回路であるので、AFC回路9の入力の外部制御電圧Vcと、
その出力電圧VAFCとの関係は、図1(b)に示すようになる。つまり、外部制御電圧V
cが高く(大きく)なるに応じ、出力電圧VAFCは低く(小さく)なるように動作する。
オフセット補正回路7は、オペアンプで構成された反転増回路であるので、入力電圧V
AFCは反転されて出力電圧VAFC2となる。従って、外部制御電圧Vcとオフセット補正回
路7の出力電圧VAFC2との関係は、図1(c)に示すように、外部制御電圧Vcが高くな
るとそれに応じて、出力電圧VAFC2も高くなるように動作する。
オフセット補正回路7の出力電圧VAFC2は、ゲイン可変回路8のnMOS−FET(ト
ランジスタ)11のゲートに印加される。外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより高い
場合には、電圧Vcに比例して変化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加
されるので、外部制御電圧VcがVcmのときのドレイン電流に比べて大きくなる。つま
り、nMOS−FET11の抵抗値が小さくなることに相当する。nMOS−FET11
と抵抗R11とは並列接続されているので、その合成抵抗RAは小さくなる。ゲイン可変
回路8のゲインは、−RA/R10で表されるので、ゲイン可変回路8のゲインは小さく
なる。よって、ゲイン可変回路8の出力電圧である温度補償電圧VCOMPの振幅は小さくな
って、図5に示すように、温度補償電圧VCOMP曲線の振幅が破線から実線のように圧縮さ
れる。
ランジスタ)11のゲートに印加される。外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより高い
場合には、電圧Vcに比例して変化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加
されるので、外部制御電圧VcがVcmのときのドレイン電流に比べて大きくなる。つま
り、nMOS−FET11の抵抗値が小さくなることに相当する。nMOS−FET11
と抵抗R11とは並列接続されているので、その合成抵抗RAは小さくなる。ゲイン可変
回路8のゲインは、−RA/R10で表されるので、ゲイン可変回路8のゲインは小さく
なる。よって、ゲイン可変回路8の出力電圧である温度補償電圧VCOMPの振幅は小さくな
って、図5に示すように、温度補償電圧VCOMP曲線の振幅が破線から実線のように圧縮さ
れる。
図6(a)は、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより高い場合の温度Tと補償電圧
VCOMPとの関係を示す図である。白丸〇の曲線は従来のVC−TCXOの補償電圧VCOMP
と温度Tとの関係を示す図である。外部制御電圧Vcが高いときは、AFC回路の出力電
圧が低くなり、可変容量素子が小さくなるため、温度補償の感度が効きすぎる。つまり、
温度補償電圧は、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmから離れるほど、温度補償量が最
適値より大きくずれることになる。
黒四角■の曲線は、本実施の形態のVC−TCXO1の補償電圧VCOMPと温度Tとの関
係を示す図である。
外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより高い場合には、補償電圧VCOMP曲線が圧縮さ
れていることが、図6(a)の実測値より明らかである。
VCOMPとの関係を示す図である。白丸〇の曲線は従来のVC−TCXOの補償電圧VCOMP
と温度Tとの関係を示す図である。外部制御電圧Vcが高いときは、AFC回路の出力電
圧が低くなり、可変容量素子が小さくなるため、温度補償の感度が効きすぎる。つまり、
温度補償電圧は、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmから離れるほど、温度補償量が最
適値より大きくずれることになる。
黒四角■の曲線は、本実施の形態のVC−TCXO1の補償電圧VCOMPと温度Tとの関
係を示す図である。
外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより高い場合には、補償電圧VCOMP曲線が圧縮さ
れていることが、図6(a)の実測値より明らかである。
図6(b)は、周波数(Δf/f)−温度(T)特性を示す図であって、白丸〇の曲線
は従来のVC−TCXOの周波数(Δf/f)−温度(T)特性を示す図であり、黒四角
■の曲線は、本発明のVC−TCXO1の周波数(Δf/f)−温度(T)特性を示す図
である。
従来のVC−TCXOは、図6(b)の白丸〇の曲線から分かるように、所定の周波数
偏差(±0.5ppm)内に調整した周波数温度特性曲線が、外部制御電圧Vcを高くす
ると、周波数温度特性曲線の初期値よりずれて(劣化して)、所定の周波数偏差から外れ
るという問題があった。
これに対して、本実施の形態のVC−TCXO1では、外部制御電圧Vcの大きさに応
じて温度補償電圧をゲイン可変回路8で制御して出力するので、図6(b)の黒四角■の
曲線に示すように、周波数温度特性はほぼ初期の調整範囲内にとどまる。
は従来のVC−TCXOの周波数(Δf/f)−温度(T)特性を示す図であり、黒四角
■の曲線は、本発明のVC−TCXO1の周波数(Δf/f)−温度(T)特性を示す図
である。
従来のVC−TCXOは、図6(b)の白丸〇の曲線から分かるように、所定の周波数
偏差(±0.5ppm)内に調整した周波数温度特性曲線が、外部制御電圧Vcを高くす
ると、周波数温度特性曲線の初期値よりずれて(劣化して)、所定の周波数偏差から外れ
るという問題があった。
これに対して、本実施の形態のVC−TCXO1では、外部制御電圧Vcの大きさに応
じて温度補償電圧をゲイン可変回路8で制御して出力するので、図6(b)の黒四角■の
曲線に示すように、周波数温度特性はほぼ初期の調整範囲内にとどまる。
次に、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合には、電圧Vcに比例して変
化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加されるので、外部制御電圧Vcが
Vcmのときのドレイン電流に比べて小さくなる。つまり、nMOS−FET11の抵抗
値が大きくなることに相当する。nMOS−FET11と抵抗R11とは並列接続されて
いるので、その合成抵抗RAは大きくなる。ゲイン可変回路8のゲインは−RA/R10で
あるので、ゲイン可変回路8のゲインは大きくなる。よって、ゲイン可変回路8の出力電
圧である温度補償電圧VCOMPは大きくなって、図7に示すように、温度補償電圧VCOMP曲
線の振幅が破線から実線のように拡大される。
化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加されるので、外部制御電圧Vcが
Vcmのときのドレイン電流に比べて小さくなる。つまり、nMOS−FET11の抵抗
値が大きくなることに相当する。nMOS−FET11と抵抗R11とは並列接続されて
いるので、その合成抵抗RAは大きくなる。ゲイン可変回路8のゲインは−RA/R10で
あるので、ゲイン可変回路8のゲインは大きくなる。よって、ゲイン可変回路8の出力電
圧である温度補償電圧VCOMPは大きくなって、図7に示すように、温度補償電圧VCOMP曲
線の振幅が破線から実線のように拡大される。
図8(a)は、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合の温度Tと補償電圧
VCOMPとの関係を示す図である。
白丸〇の曲線は従来のVC−TCXOの補償電圧VCOMPと温度Tとの関係を示す図であ
る。外部制御電圧Vcが低いときは、AFC回路の出力電圧が高くなり、可変容量素子が
大きくなるため、温度補償の感度が不足する。つまり、温度補償電圧は、外部制御電圧V
cがセンター値Vcmから離れるほど、温度補償量が最適値よりずれることになる。
黒四角■の曲線は、本発明のVC−TCXO1の補償電圧VCOMPと温度Tとの関係を示
す図である。外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合には、補償電圧VCOMP曲
線が拡大され、補償感度の不足を補うことが、図8(a)の実測値より明らかである。
VCOMPとの関係を示す図である。
白丸〇の曲線は従来のVC−TCXOの補償電圧VCOMPと温度Tとの関係を示す図であ
る。外部制御電圧Vcが低いときは、AFC回路の出力電圧が高くなり、可変容量素子が
大きくなるため、温度補償の感度が不足する。つまり、温度補償電圧は、外部制御電圧V
cがセンター値Vcmから離れるほど、温度補償量が最適値よりずれることになる。
黒四角■の曲線は、本発明のVC−TCXO1の補償電圧VCOMPと温度Tとの関係を示
す図である。外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合には、補償電圧VCOMP曲
線が拡大され、補償感度の不足を補うことが、図8(a)の実測値より明らかである。
図8(b)は、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合の周波数(Δf/f
)−温度(T)特性を示す図であって、白丸〇の曲線は、従来のVC−TCXOの周波数
(Δf/f)−温度(T)特性を示す図であり、黒四角■の曲線は、本実施の形態のVC
−TCXO1の周波数(Δf/f)−温度(T)特性を示す図である。
図8(b)の周波数温度特性から明らかなように、本実施の形態のVC−TCXO1で
は、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合は、ゲイン可変回路8のゲインを
制御し、周波数温度特性が所定の周波数偏差内に収まるように、ゲイン可変回路8が機能
している。
)−温度(T)特性を示す図であって、白丸〇の曲線は、従来のVC−TCXOの周波数
(Δf/f)−温度(T)特性を示す図であり、黒四角■の曲線は、本実施の形態のVC
−TCXO1の周波数(Δf/f)−温度(T)特性を示す図である。
図8(b)の周波数温度特性から明らかなように、本実施の形態のVC−TCXO1で
は、外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合は、ゲイン可変回路8のゲインを
制御し、周波数温度特性が所定の周波数偏差内に収まるように、ゲイン可変回路8が機能
している。
図9は、本発明の第2の実施の形態に係るVC−TCXOであり、図1に示したVC−
TCXO1と異なる点は電圧制御型発振回路6aである。
電圧制御型発振回路6aは、圧電振動子Xの両端子と接地間に夫々温度補償用の第1及
び第3の可変容量素子Cv1、Cv3、及び圧電振動子Xの両端子と接地間に夫々に中心
周波数可変用の第2及び第4の可変容量素子Cv2、Cv4を設けた点に特徴がある。
VC−TCXO2の動作は、図1に示したVC−TCXO1と同様に動作するので、説
明を省略する。
VC−TCXO2の電圧制御型発振回路6aを以上のように構成すると、圧電振動子か
らみて温度補償用の可変容量素子Cv1、Cv2と、周波数可変用の可変容量素子Cv3
、Cv4とが、圧電振動子の両側に対称に配置されているので、VC−TCXOの発振周
波数が安定であると共に、外部制御電圧の変動に対し周波数温度特性が規定値に収まると
いう効果がある。
TCXO1と異なる点は電圧制御型発振回路6aである。
電圧制御型発振回路6aは、圧電振動子Xの両端子と接地間に夫々温度補償用の第1及
び第3の可変容量素子Cv1、Cv3、及び圧電振動子Xの両端子と接地間に夫々に中心
周波数可変用の第2及び第4の可変容量素子Cv2、Cv4を設けた点に特徴がある。
VC−TCXO2の動作は、図1に示したVC−TCXO1と同様に動作するので、説
明を省略する。
VC−TCXO2の電圧制御型発振回路6aを以上のように構成すると、圧電振動子か
らみて温度補償用の可変容量素子Cv1、Cv2と、周波数可変用の可変容量素子Cv3
、Cv4とが、圧電振動子の両側に対称に配置されているので、VC−TCXOの発振周
波数が安定であると共に、外部制御電圧の変動に対し周波数温度特性が規定値に収まると
いう効果がある。
図10は、本発明の第3の実施の形態に係るVC−TCXO3であり、図1に示したV
C−TCXO1と異なる点は、ゲイン可変回路8aと、電圧制御型発振回路6bである。
ゲイン可変回路8aは、オペアンプOP2、第1及び第2の抵抗R10、R11、トラ
ンジスタ(nMOS−FET)11、及び基準電圧10を備えている。ゲイン可変回路8
aは、基準電圧10の出力とオペアンプOP2の非反転入力端子とを接続し、温度補償電
圧発生回路5の加算回路5dの出力を、抵抗R10を介してオペアンプOP1の非反転入
力端子に接続する。そして、オペアンプOP2の出力を、抵抗R11を介して非反転入力
端子に接続すると共に、オフセット補正回路7の出力をnMOS−FET(トランジスタ
)11のゲートと接続し、このnMOS−FET11のドレイン、ソース端子を抵抗R1
0のそれぞれの端子に並列接続して構成される。
電圧制御型発振回路6bは、圧電振動子X、増幅器Amp、第1及び第4の可変容量素
子Cv1、Cv4を備えている。増幅器Ampと圧電振動子Xとを並列接続し、その一方
の端子と接地間に温度補償用の第1の可変容量素子Cv1を接続し、他方の端子と接地間
に周波数可変用の第4の可変容量素子Cv4を接続して、電圧制御型発振回路6bを構成
する。
C−TCXO1と異なる点は、ゲイン可変回路8aと、電圧制御型発振回路6bである。
ゲイン可変回路8aは、オペアンプOP2、第1及び第2の抵抗R10、R11、トラ
ンジスタ(nMOS−FET)11、及び基準電圧10を備えている。ゲイン可変回路8
aは、基準電圧10の出力とオペアンプOP2の非反転入力端子とを接続し、温度補償電
圧発生回路5の加算回路5dの出力を、抵抗R10を介してオペアンプOP1の非反転入
力端子に接続する。そして、オペアンプOP2の出力を、抵抗R11を介して非反転入力
端子に接続すると共に、オフセット補正回路7の出力をnMOS−FET(トランジスタ
)11のゲートと接続し、このnMOS−FET11のドレイン、ソース端子を抵抗R1
0のそれぞれの端子に並列接続して構成される。
電圧制御型発振回路6bは、圧電振動子X、増幅器Amp、第1及び第4の可変容量素
子Cv1、Cv4を備えている。増幅器Ampと圧電振動子Xとを並列接続し、その一方
の端子と接地間に温度補償用の第1の可変容量素子Cv1を接続し、他方の端子と接地間
に周波数可変用の第4の可変容量素子Cv4を接続して、電圧制御型発振回路6bを構成
する。
次に、ゲイン可変回路8aについて説明する。
VC−TCXO3の外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより高い場合には、電圧Vc
に比例して変化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加されるので、外部制
御電圧VcがVcmのときのドレイン電流に比べて大きくなる。つまり、nMOS−FE
T11の抵抗値が小さくなることに相当する。nMOS−FET11と抵抗R10とは並
列接続されているので、その合成抵抗RBは小さくなる。
ゲイン可変回路8aのゲインは、−R11/RBで表されるので、ゲイン可変回路8の
ゲインは大きくなる。よって、ゲイン可変回路8aの出力電圧である温度補償電圧VCOMP
の振幅は大きくなる。従って、図11(a)に示すように、温度補償電圧VCOMP曲線の振
幅が破線から実線のように拡大される。
VC−TCXO3の外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより高い場合には、電圧Vc
に比例して変化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加されるので、外部制
御電圧VcがVcmのときのドレイン電流に比べて大きくなる。つまり、nMOS−FE
T11の抵抗値が小さくなることに相当する。nMOS−FET11と抵抗R10とは並
列接続されているので、その合成抵抗RBは小さくなる。
ゲイン可変回路8aのゲインは、−R11/RBで表されるので、ゲイン可変回路8の
ゲインは大きくなる。よって、ゲイン可変回路8aの出力電圧である温度補償電圧VCOMP
の振幅は大きくなる。従って、図11(a)に示すように、温度補償電圧VCOMP曲線の振
幅が破線から実線のように拡大される。
次に、VC−TCXO3の外部制御電圧Vcがセンター値Vcmより低い場合には、電
圧Vcに比例して変化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加されるので、
外部制御電圧VcがVcmのときのドレイン電流に比べて小さくなる。つまり、nMOS
−FET11の抵抗値が大きくなることに相当する。nMOS−FET11と抵抗R10
とは並列接続されているので、その合成抵抗RBは大きくなる。ゲイン可変回路8aのゲ
インは−R11/RBで表されるので、ゲイン可変回路8aのゲインは小さくなる。よっ
て、ゲイン可変回路8aの出力電圧である温度補償電圧VCOMPの振幅は小さくなる。従っ
て、図11(b)に示すように、温度補償電圧VCOMP曲線の振幅が破線から実線のように
圧縮される。
圧Vcに比例して変化するVAFC2がnMOS−FET11のゲートGに印加されるので、
外部制御電圧VcがVcmのときのドレイン電流に比べて小さくなる。つまり、nMOS
−FET11の抵抗値が大きくなることに相当する。nMOS−FET11と抵抗R10
とは並列接続されているので、その合成抵抗RBは大きくなる。ゲイン可変回路8aのゲ
インは−R11/RBで表されるので、ゲイン可変回路8aのゲインは小さくなる。よっ
て、ゲイン可変回路8aの出力電圧である温度補償電圧VCOMPの振幅は小さくなる。従っ
て、図11(b)に示すように、温度補償電圧VCOMP曲線の振幅が破線から実線のように
圧縮される。
図10に示す第3の実施の形態のVC−TCXO3の特徴は、ゲイン可変回路8aの動
作が、外部制御電圧Vcのセンター値Vcmより高いか低いかにより、図1に示すゲイン
可変回路8と逆の動作をする。
VC−TCXO3では、外部制御電圧Vcの大きさに応じて温度補償電圧をゲイン可変
回路8aで制御して出力するので、周波数温度特性はほぼ初期の調整範囲内にとどまる。
ゲイン可変回路8の変形を以上のように構成すると、より適切な方のゲイン可変回路を
選択することが可能となり、ゲイン可変回路の選択範囲が広がるという効果がある。
作が、外部制御電圧Vcのセンター値Vcmより高いか低いかにより、図1に示すゲイン
可変回路8と逆の動作をする。
VC−TCXO3では、外部制御電圧Vcの大きさに応じて温度補償電圧をゲイン可変
回路8aで制御して出力するので、周波数温度特性はほぼ初期の調整範囲内にとどまる。
ゲイン可変回路8の変形を以上のように構成すると、より適切な方のゲイン可変回路を
選択することが可能となり、ゲイン可変回路の選択範囲が広がるという効果がある。
1、2、3…電圧制御型温度補償圧電発振器、5…温度補償電圧発生回路、5a…温度
センサ、5b…1次電圧発生回路、5c…高次電圧発生回路、5d…加算回路、6、6a
、6b…電圧制御型発振回路、7…オフセット補正回路、8、8a…ゲイン可変回路、9
…AFC回路、10…基準電圧、11…トランジスタ(MOS−FET)、R1、R2、
R3、R10、R11…抵抗、Rv1、Rv2…可変抵抗、OP1、OP2…オペアンプ
、Cv1、Cv2、Cv3、Cv4…可変容量素子、C0…負荷容量、X…圧電振動子、
Amp…増幅器、Vc…外部制御電圧
センサ、5b…1次電圧発生回路、5c…高次電圧発生回路、5d…加算回路、6、6a
、6b…電圧制御型発振回路、7…オフセット補正回路、8、8a…ゲイン可変回路、9
…AFC回路、10…基準電圧、11…トランジスタ(MOS−FET)、R1、R2、
R3、R10、R11…抵抗、Rv1、Rv2…可変抵抗、OP1、OP2…オペアンプ
、Cv1、Cv2、Cv3、Cv4…可変容量素子、C0…負荷容量、X…圧電振動子、
Amp…増幅器、Vc…外部制御電圧
Claims (6)
- 電圧制御型発振回路と、
外部制御電圧に基づいて前記電圧制御型発振回路の発振周波数を制御する制御電圧を出
力するAFC回路と、
温度補償電圧を発生する温度補償電圧発生回路と、
前記温度補償電圧のゲインを可変するゲイン可変回路と、を備え、
前記AFC回路から出力される制御電圧により前記ゲイン可変回路を制御し、前記ゲイ
ン可変回路の出力電圧により前記電圧制御型発振回路の発振周波数を制御することを特徴
とする電圧制御型温度補償圧電発振器。 - 前記温度補償電圧発生回路は、温度センサと、1次電圧発生回路と、3次以降の高次電
圧発生回路と、前記1次電圧発生回路により生成される1次電圧と前記高次電圧発生回路
により生成される高次電圧を加算する加算回路と、を備えたことを特徴とする請求項1に
記載の電圧制御型温度補償圧電発振器。 - 前記電圧制御型発振回路は、圧電振動子と、該圧電振動子に接続される温度補償用の第
1の可変容量素子及び中心周波数可変用の第2の可変容量素子と、を備えることを特徴と
する請求項1に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器。 - 前記圧電振動子の両端に夫々前記第1及び第2可変容量素子を接続したことを特徴とす
る請求項3に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器。 - 前記ゲイン可変回路は、オペアンプと、第1及び第2の抵抗と、トランジスタと、基準
電圧と、を備え、前記第2の抵抗と前記トランジスタとを並列接続し、前記オペアンプの
入出力端子に接続したことを特徴とする請求項1に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器
。 - 前記ゲイン可変回路は、オペアンプと、第1及び第2の抵抗と、トランジスタと、基準
電圧と、を備え、第前記1の抵抗と、前記トランジスタとを並列接続し、前記オペアンプ
の入力端子に接続したことを特徴とする請求項1に記載の電圧制御型温度補償圧電発振器
。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008300517A JP2010130141A (ja) | 2008-11-26 | 2008-11-26 | 電圧制御型温度補償圧電発振器 |
US12/619,004 US8058941B2 (en) | 2008-11-26 | 2009-11-16 | Voltage control type temperature compensation piezoelectric oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2008300517A JP2010130141A (ja) | 2008-11-26 | 2008-11-26 | 電圧制御型温度補償圧電発振器 |
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---|---|---|---|---|
JP2013066096A (ja) * | 2011-09-20 | 2013-04-11 | New Japan Radio Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
JP2013150032A (ja) * | 2012-01-17 | 2013-08-01 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 温度補償型水晶発振器 |
JP2017112557A (ja) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | セイコーエプソン株式会社 | 電圧制御発振器、電子機器、及び、移動体 |
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Families Citing this family (22)
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---|---|---|---|---|
JP5839936B2 (ja) * | 2011-01-11 | 2016-01-06 | 日本電波工業株式会社 | 水晶発振器 |
US9537322B2 (en) | 2011-05-27 | 2017-01-03 | uBeam Inc. | Sub-apertures with interleaved transmit elements for wireless power transfer |
US9819399B2 (en) | 2011-05-27 | 2017-11-14 | uBeam Inc. | Beam interaction control for wireless power transfer |
US9094110B2 (en) | 2011-05-27 | 2015-07-28 | uBeam Inc. | Sender transducer for wireless power transfer |
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US9831920B2 (en) | 2011-05-27 | 2017-11-28 | uBeam Inc. | Motion prediction for wireless power transfer |
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US8306484B1 (en) * | 2011-05-30 | 2012-11-06 | National Sun Yat-Sen University | Direct-conversion transmitter with resistance to local oscillator pulling effects |
CN102520608B (zh) * | 2011-12-19 | 2014-04-02 | 深圳市航盛电子股份有限公司 | 自动校正汽车车载时钟的方法及装置 |
CN103001583B (zh) | 2012-12-17 | 2016-08-03 | 华为技术有限公司 | 温度补偿方法及晶体振荡器 |
US9242272B2 (en) * | 2013-03-15 | 2016-01-26 | uBeam Inc. | Ultrasonic driver |
CN103248358A (zh) * | 2013-05-30 | 2013-08-14 | 上海贝岭股份有限公司 | 实时时钟补偿装置及方法 |
JP6115517B2 (ja) * | 2014-05-09 | 2017-04-19 | 株式会社村田製作所 | 電圧平滑化回路、電圧変換回路及び積層コンデンサに印加される電圧制御方法 |
US9461623B2 (en) * | 2014-05-15 | 2016-10-04 | Macronix International Co., Ltd. | Method and circuit for temperature dependence reduction of a RC clock circuit |
CN105763159A (zh) * | 2014-12-17 | 2016-07-13 | 联芯科技有限公司 | 一种移动终端频偏调整方法与装置 |
CN106330134B (zh) * | 2015-06-29 | 2019-10-22 | 深圳市中兴微电子技术有限公司 | 一种晶体振荡器电路及其调谐方法 |
JP6686329B2 (ja) * | 2015-08-28 | 2020-04-22 | セイコーエプソン株式会社 | 発振回路、電子機器及び移動体 |
US10193557B2 (en) * | 2016-03-22 | 2019-01-29 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Oscillation control apparatus and oscillation apparatus |
US10128794B2 (en) | 2016-09-29 | 2018-11-13 | Macronix International Co., Ltd. | Feedback compensated oscillator |
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US10778199B2 (en) * | 2018-11-20 | 2020-09-15 | Analog Devices International Unlimited Company | Oscillator temperature compensation techniques |
JP2023096335A (ja) * | 2021-12-27 | 2023-07-07 | セイコーエプソン株式会社 | 発振器 |
Family Cites Families (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4254382A (en) * | 1979-03-19 | 1981-03-03 | Motorola, Inc. | Crystal oscillator temperature compensating circuit |
FR2621187A1 (fr) * | 1987-09-29 | 1989-03-31 | Cepe | Oscillateur piezoelectrique compense en temperature |
US5041799A (en) * | 1990-11-05 | 1991-08-20 | Motorola, Inc. | Temperature compensation circuit for a crystal oscillator |
JPH04302841A (ja) * | 1991-03-29 | 1992-10-26 | Sony Corp | テープガイド装置 |
JPH0918234A (ja) * | 1995-04-27 | 1997-01-17 | Seiko Epson Corp | 温度補償圧電発振器 |
CN1266828C (zh) * | 1997-06-02 | 2006-07-26 | 旭化成微***株式会社 | 近似3次函数发生装置以及使用了该装置的温度补偿晶体振荡电路及其温度补偿方法 |
JP4795602B2 (ja) * | 2000-01-31 | 2011-10-19 | 京セラキンセキ株式会社 | 発振器 |
KR100817954B1 (ko) * | 2000-08-31 | 2008-03-31 | 시티즌 홀딩스 가부시키가이샤 | 온도보상형 발진기 |
JP2002217643A (ja) | 2001-01-17 | 2002-08-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 水晶発振器の温度補償電圧発生回路 |
-
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-
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Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2013066096A (ja) * | 2011-09-20 | 2013-04-11 | New Japan Radio Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
JP2013150032A (ja) * | 2012-01-17 | 2013-08-01 | Nippon Dempa Kogyo Co Ltd | 温度補償型水晶発振器 |
JP2017112557A (ja) * | 2015-12-18 | 2017-06-22 | セイコーエプソン株式会社 | 電圧制御発振器、電子機器、及び、移動体 |
US10972049B2 (en) | 2019-09-04 | 2021-04-06 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Oscillation apparatus |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US8058941B2 (en) | 2011-11-15 |
US20100127787A1 (en) | 2010-05-27 |
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