JP3233946B2 - 近似３次関数発生装置及びこれを使用した温度補償水晶発振回路並びに温度補償方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、例えば温度補償水晶発振器に使用される近
似３次関数発生装置及びこれを使用した温度補償水晶発
振回路に関する。

背景技術 この種の近似３次関数発生装置としては、例えば本出
願人が先に提案した特開平９−55624号公報に記載され
ているものがある。

この従来例は、共通の１次入力信号とレベルの異なる
定レベル信号とが入力され、一対のMOS型電界効果トラ
ンジスタを有する３組の差動増幅器の入力側に共通の１
次入力信号とレベルの異なる定レベル信号とを入力し、
それらの出力側から得られるの正転出力及び逆転出力を
夫々加算することにより、近似３次曲線発生回路を構成
するようにしている。

しかしながら、上記従来の近似３次関数発生装置にあ
っては、近似３次関数を発生することはできるが、その
変数を任意に独立して制御することができないという未
解決の課題がある。

すなわち、３次関数の一般形は、下記（１）式で表す
ことができる。

ｆ（ｘ）＝a₃x³＋a₂x²＋a₁x＋a₀ ……（１） この（１）式は変数変換することにより、下記（２）
式に書き換えることができる。

ｆ（ｘ）＝a₃′（ｘ−x₀）^３＋a₁′（ｘ−x₀）＋a₀′ ……（２） a₃＝a₃′ a₂＝−3a₃′x₀ a₁＝3a₃′x₀ ²＋a₁′ a₀＝a₀′−a₃x₀ ³−a₁′x₀ 前述した従来例では、３つの差動増幅器を使用して近
似３次関数を発生するようにしているので、出力される
近似３次曲線は図15に示すようになり、これを式で表す
と下記（３）式のようになる。

この（３）式は、上記（２）式における第２項成分を
含むことになり、この（２）式における変数a₃′及び
a₁′を独立して制御することはできないという未解決の
課題がある。

ｆ（ｘ）＝α｛a₃″（ｘ−x₀）^３＋a₁″（ｘ−x₀）｝＋ａ″……（３） 特に、上記近似３次関数発生装置を電圧制御水晶発振
回路の温度補償用に使用する場合には水晶発振器の温度
特性を補償する近似３次関数を発生する必要があり、正
確な温度補償水晶発振回路を構成することができないと
いう未解決の課題がある。

発明の開示 本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなさ
れたものであり、前記（２）式における第１項成分のみ
を正確に出力すると共に、各変数を独立制御可能な近似
３次関数発生装置を提供することを第１の目的としてい
る。

また、本発明は、近似３次関数発生装置を使用して正
確な温度補償を行うことができる温度補償水晶発振回路
を提供することを第２の目的としている。

さらに、本発明は、温度補償水晶発振回路の温度補償
方法を提供することを第３の目的としている。

上記第１の目的を達成するために、請求項１に係る近
似３次関数発生装置は、一方の入力端子に共通の１次の
入力信号が入力され、他方の入力端子に所定の定レベル
信号が入力され、前記１次の入力信号に対して正転又は
逆転信号を出力すると共に、出力信号を所定の最大値及
び最小値で制限するリミッタ機能を有する第１、第２、
第３及び第４の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器乃
至第４の差動増幅器に所定レベルの定レベル信号を夫々
供給する定レベル信号発生回路とを備え、前記第１、第
２及び第３の差動増幅器は、入力される定レベル信号が
順にレベルが高くなるように設定されると共に、第１及
び第３差動増幅器と第２の差動増幅器との出力信号が互
いに逆極性に設定されて、これら第１、第２及び第３の
差動増幅器の出力信号を加算したときに３次関数成分の
出力信号を形成するように構成され、前記第４の差動増
幅器は、入力される定レベル信号が前記第２の差動増幅
器に入力される定レベル信号と同レベルの信号に設定さ
れていると共に、その出力信号が前記第１及び第３の差
動増幅器の出力信号と同極性で且つ前記最大値となる入
力信号と前記最小値となる入力信号との幅が前記第２の
増幅器のそれより大きく設定されて１次成分を相殺する
１次成分の出力信号を形成するように構成され、前記第
１乃至第４の差動増幅器の出力信号を加算することによ
り、１次成分を含まない３次関数成分を発生させること
を特徴としている。

この請求項１に係る本発明においては、第１、第３及
び第４の差動増幅器と逆特性の第２の差動増幅器を設け
ることにより、第１の差動増幅器、第２の差動増幅器及
び第３の差動増幅器で１次成分を含む３次成分を発生さ
せ、一方第４の差動増幅器で１次成分を相殺する１次成
分を発生させて、これらを加算することにより、前述し
た（２）式の第１項の１次成分を含むことのない３次成
分のみを発生することができ、（２）式における第１項
及び第２項の変数を独立して制御することが可能とな
る。

また、請求項２に係る近似３次関数発生装置は、１次
の入力電圧信号に可変電圧信号を加算した加算入力電圧
が１次の入力電圧として供給される上記請求項１の構成
を有する３次成分発生回路とその正転及び反転出力信号
が差動増幅されて入力される可変利得増幅器とで構成さ
れる３次成分発生部と、前記加算入力電圧が入力されて
１次成分を発生する１次成分発生部、定電圧信号が入力
されて定数成分を発生する定数発生部と、前記３次成分
発生部、１次成分発生部及び定数発生部の出力信号を加
算する加算回路とを備えていることを特徴としている。

この請求項２に係る発明においては、請求項１の構成
を有する３次成分発生部と、１次成分発生部と、定数発
生部とを有し、これらの出力を加算するようにしている
ので、前述した（２）式の３次関数を正確に発生するこ
とができ、しかも各変数を独立制御することができる。

さらに、請求項３に係る温度補償水晶発振回路は、温
度検出回路と、該温度検出回路の検出信号が入力される
前記請求項１又は２に記載の近似３次関数発生装置と、
該近似３次関数発生装置で発生される近似３次関数が入
力される電圧制御水晶発振回路とを備えたことを特徴と
している。

この請求項３に係る発明においては、温度補償回路の
近似３次関数発生装置で前述したように３次成分に含ま
れる１次成分を相殺した正確な３次関数を発生すること
ができることにより、電圧制御水晶発振回路における水
晶発振器の温度特性を正確に補償することができる。

以上のように、請求項１に係る発明によれば、一方の
入力端子に共通の１次の入力信号が入力され、他方の入
力端子に所定の定レベル信号が入力され、前記１次の入
力信号に対して正転又は逆転信号を出力すると共に、出
力信号を所定の最大値及び最小値で制限するリミッタ機
能を有する第１、第２、第３及び第４の差動増幅器と、
前記第１の差動増幅器乃至第４の差動増幅器に所定レベ
ルの定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路
とを備え、前記第１、第２及び第３の差動増幅器は、入
力される定レベル信号が順にレベルが高くなるように設
定されると共に、第１及び第３の差動増幅器と第２の差
動増幅器との出力信号が互いに逆極性に設定されて、こ
れら第１、第２及び第３の差動増幅器の出力信号を加算
したときに３次関数成分の出力信号を形成するように構
成され、前記第４の差動増幅器は、入力される定レベル
信号が前記第２の差動増幅器に入力される定レベル信号
と同レベルの信号に設定されていると共に、その出力信
号が前記第１及び第３の差動増幅器の出力信号と同極性
で且つ前記最大値となる入力信号と前記最小値となる入
力信号との幅が前記第２の増幅器のそれより大きく設定
されて１次成分を相殺する１次成分の出力信号を形成す
るように構成され、前記第１乃至第４の差動増幅器の出
力信号を加算することにより、１次成分を含まない３次
関数成分を発生させるので、３次関数における１次成分
が含まれない３次成分のみを出力することが可能とな
り、３次関数の各変数を独立して制限することが可能と
なるという効果が得られる。

また、請求項２に係る発明によれば、１次の入力電圧
信号に可変電圧信号を加算した加算入力電圧が１次の入
力電圧として供給される上記請求項１の構成を有する３
次成分発生回路とその正転及び反転出力信号が差動増幅
されて入力される可変利得増幅器とで構成される３次成
分発生部と、前記加算入力電圧が入力されて１次成分を
発生する１次成分発生部、定電圧信号が入力されて定数
成分を発生する定数発生部と、前記３次成分発生部、１
次成分発生部及び定数発生部の出力信号を加算する加算
回路とを備えた構成を有するので、一般形の３次関数を
変数変換したときの３次成分、１次成分及び定数成分の
各変数を独立して制御することにより任意の３次関数を
電圧形式の入出力として実現することができるという効
果が得られる。

さらに、請求項３に係る発明によれば、温度検出回路
と、該温度検出回路の検出信号が入力される前記請求項
１又は２に記載の近似３次関数発生装置と、該近似３次
関数発生装置で発生される近似３次関数が入力される電
圧制御水晶発振回路とを備えているので、温度補償回路
の近似３次関数を発生することができることにより、電
圧制御水晶発振回路における水晶発振器の温度特性を正
確に補償することができるという効果が得られる。

図面の簡単な説明 図１は、本発明の一実施形態を示すブロック図であ
る。

図２は、図１の３次成分兼定数成分発生部の一例を示
す回路図である。

図３は、図２の３次成分発生回路の一例を示す回路図
である。

図４は、図１の定発生回路の一例を示す回路図であ
る。

図５は、図１の温度検出回路の出力波形図である。

図６は、図１の１次成分発生部の一例を示す回路図で
ある。

図７は、図３の３次成分発生回路の動作の説明に供す
る基本回路図である。

図８は、図７の出力波形図である。

図９は、図３の３次成分発生回路の基本的な３次成分
発生部を示す回路図である。

図10は、図３の３次成分発生回路の動作の説明に供す
る各差動増幅器の反転出力特性を示す特性線図である。

図11は、図３の３次成分発生回路の動作の説明に供す
る出力波形図である。

図12は、図３の第４の差動増幅器の入出力特性を示す
波形図である。

図13は、図１の３次関数発生装置の動作の説明に供す
る出力波形図である。

図14は、水晶振動子の温度特性図である。

図14は、従来の３次関数発生装置の出力波形図であ
る。

符号の説明:1……温度検出回路,2……近似３次関数発
生装置,100……電圧制御水晶発振器,3……加算器,4……
３次成分兼定数成分発生部,5……１次成分発生部,7……
加算回路,8……３次成分発生回路,11……差動増幅器,12
……可変利得増幅器,14……カレントミラー回路,15A〜1
5D……差動増幅器,TrA₁〜TrD₂……MOS電界効果トランジ
スタ,16A,16B……出力電圧加算用抵抗,17……定レベル
発生回路,18……定電圧発生回路,VR……可変抵抗,20…
…正転増幅器 発明を実施するための最良の形態 以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明す
る。

図１は、本発明を温度補償水晶発振器に適用した場合
の一実施形態を示すブロック図である。

図中、１は温度変化に対して１次関数的にアナログ出
力電圧が変化する温度検出回路であり、この温度検出回
路１から出力されるアナログ電圧でなる温度検出値が入
力信号V_INとして近似３次関数発生装置２に入力して水
晶の温度特性を補償する制御電圧を発生し、これを電圧
制御水晶発振器（VCXO）100に供給する。

ここで、温度検出回路１及び近似３次関数発生装置２
で温度補償回路を構成し、このうち近似３次関数発生装
置２は、前述した（２）式の３次関数を発生するもので
あり、入力信号V_INに可変電圧V₀′を加算する加算器３
と、この加算器３の加算出力V_Sが入力され、これに基づ
いて前述した（２）式における第１項の３次成分及び定
数成分を発生する３次成分兼定数成分発生部４及び
（２）式における第２項の１次成分のみを発生する１次
成分発生部５と、３次成分発生部４、１次成分発生部５
の出力信号を加算する加算回路７とで構成されている。

そして、３次成分兼定数成分発生部４は、図２に示す
ように、３次成分のみを発生する狭義の近似３次関数発
生装置としての３次成分発生回路８と、その正転出力信
号P_OUT及び反転出力信号N_OUTが夫々バッファ回路９及び
10を経て入力される差動増幅回路11と、この差動増幅回
路11の出力が入力される可変利得増幅回路12とで構成さ
れている。

ここで、３次成分発生回路８は、図３に示すように、
ソースを正の電源端子V_DDに接続し、ゲート及びドレイ
ンを互いに接続して定電流源13を介して接地したＰチャ
ネルMOS型電界効果トランジスタTr0と、この電界効果ト
ランジスタTr0のゲートに各ゲートを接続し且つ電界効
果トランジスタTr0と同一のトランジスタサイズの４つ
のＰチャネルMOS型電界効果トランジスタTr1〜Tr4とを
備えたカレントミラー回路14と、このカレントミラー回
路14から定電流が供給される第１〜第４の増幅器を構成
する４つの差動増幅器15A〜15Dと、これら差動増幅器15
A〜15Dの出力電圧を加算する加算器としての同一抵抗値
を有する抵抗16A,16Bと、各差動増幅器15A〜15Dに異な
る定レベルの参照定電圧V_REFL,V_REFM及びV_REFHを供給す
る定電圧発生回路で構成される定レベル発生回路17とを
備えている。

ここで、差動増幅器15Aは、カレントミラー回路14の
電界効果トランジスタTr1のドレインに夫々抵抗RA₁及び
RA₂を介して直列に接続されたＰチャネルMOS型電界効果
トランジスタTrA₁及びTrA₂を有し、トランジスタTrA₁の
ゲートに入力信号V_INが供給されると共に、トランジス
タTrA₂のゲートに定レベル発生回路17からの参照定電圧
V_REFLが供給され、トランジスタTrA₁のドレインが加算
器を構成する一方の抵抗16Aを介して接地され、トラン
ジスタTrA₂のドレインが加算器を構成する他方の抵抗16
Bを介して接地されている。

差動増幅器15Bも同様に、カレントミラー回路14の電
界効果トランジスタTr2のドレインに夫々抵抗RB₁及びRB
₂を介して直列に接続されたＰチャネルMOS型電界効果ト
ランジスタTrB₁及びTrB₂を有し、トランジスタTrB₁のゲ
ートに入力信号V_INが供給されると共に、トランジスタT
rB₂のゲートに定レベル発生回路17からの参照定電圧V
_REFMが供給されるが、差動増幅器15Aとは逆にトランジ
スタTrB₁のドレインが加算器を構成する他方の抵抗16B
を介して接地され、トランジスタTrB₂のドレインが加算
器を構成する一方の抵抗16Aを介して接地され、他の差
動増幅器15A,15C及び15Dとは例えば反転出力特性でみて
逆特性に設定されている。

差動増幅器15Cは、差動増幅器15Aと同様に、カレント
ミラー回路10の電界効果トランジスタTr3のドレインに
夫々抵抗RC₁及びRC₂を介して直列に接続されたＰチャネ
ルMOS型電界効果トランジスタTrC₁及びTrC₂を有し、ト
ランジスタTrC₁のゲートに入力信号V_INが供給されると
共に、トランジスタTrC₂のゲートに定レベル発生回路17
からの参照定電圧V_REFHが供給され、トランジスタTrC₁
のドレインが加算器を構成する一方の抵抗16Aを介して
接地され、トランジスタTrC₂のドレインが加算器を構成
する他方の抵抗16Bを介して接地されている。

差動増幅器15Dも差動増幅器15A及び15Cと同様に、カ
レントミラー回路10の電界効果トランジスタTr4のドレ
インに夫々抵抗RD₁及びRD₂を介して直列に接続されたＰ
チャネルMOS型電界効果トランジスタTrD₁及びTrD₂を有
し、トランジスタTrD₁のゲートに入力信号V_INが供給さ
れると共に、トランジスタTrD₂のゲートに定レベル発生
回路17からの参照定電圧V_REFMが供給されるが、上記各
差動増幅器15A〜15Cとは異なってトランジスタTrD₁のド
レインが加算器を構成する他方の抵抗16Bを介して接地
され、トランジスタTrD₂のドレインが加算器を構成する
一方の抵抗16Aを介して接地されている。

そして、加算器を構成する抵抗16Aと電界効果トラン
ジスタTrA₁,TrB₂,TrC₁及びTrD₁との接続点から正転出力
端子t_Pが導出され、同様に抵抗16Bの電界効果トランジ
スタTrA₂,TrB₁,TrC₂及びTrD₂との接続点から逆転出力端
子t_Nが導出されている。

なお、定レベル発生回路17で発生される各差動増幅器
15A〜15Cに供給する参照定電圧V_REFH〜V_REFLの大きさ
は、V_REFL＜V_REFM＜V_REFHに設定され、差動増幅器15Dに
も差動増幅器15Bと同電圧の参照定電圧V_REFMが供給され
ている。

そして、この３次成分発生回路８の正転出力信号P_OUT
及び反転出力信号N_OUTが図２に示すようにバッファ回路
９及び10を経て差動増幅器11の正転入力側及び反転入力
側に供給され、この差動増幅器11の出力信号が可変利得
増幅器12を構成する負帰還回路に可変抵抗12aを介挿し
たオペアンプ12bの反転入力側に供給し、このオペアン
プ12bの正転入力側及び差動増幅器11の正転入力側に夫
々任意に設定される定電圧発生回路18からのオフセット
電圧V_OFFを供給することにより、オペンアンプ12bから
次式で表される１次成分を含まない３次成分及び定数成
分のみの出力VA_OUTを得ることができる。

VA_OUT＝b₃（V_IN−V₀）^３＋V_OFF ……（５） ここで、V₀＝V_REFM−V₀′であり、変数b₃は３次成分
発生回路８のゲイン及び可変利得増幅器12の利得によっ
て決定される。

なお、定電圧発生回路18としては、図４に示すよう
に、演算増幅器30と、その出力側に抵抗31を介してコレ
クタ及びベースが接続され、エミッタが負の出力端子t_N
に接続されてダイオード接続されたバイポーラトランジ
スタQ₁と、同様に演算増幅器30の出力側に抵抗32,33を
介してコレクタ及びベースが接続され、エミッタが負の
出力端子t_Nに接続されてダイオード接続されたバイポー
ラトランジスタQ₂とを備え、抵抗32,33の接続点が演算
増幅器30の反転入力側に、抵抗31及びトランジスタQ₂の
接続点が演算増幅器30の非反転入力側に夫々接続され、
演算増幅器3aの出力側から正の出力端子t_Pが導出された
バンドギャップ基準電圧回路の構成を有する。

このバンドギャップ基準電圧回路では、抵抗33の両端
にかかるトランジスタQ₂及びQ₁のベース−エミッタ間電
圧の差ΔV_BEは下記（６）式のように表される。

ΔV_BE＝V_Tln｛（I₁/I₂）（I_S2/I_S1）｝ ＝V_Tln｛（R₂/R₁）（I_S2/I_S1）｝ ……（６） ここで、V_Tは熱電圧、I₁は抵抗31を流れる電流値、I₂は
抵抗32を流れる電流値、I_S1はトランジスタQ₁の順方向
能動領域の伝達特性を表す定数、I_S2はトランジスタQ₂
の順方向能動領域の伝達特性を表す定数、R₁は抵抗31の
抵抗値、R₂は抵抗32の抵抗値である。

そして、抵抗33に流れる電流と同じ電流が抵抗32に流
れるので、抵抗32の電圧降下V_R2は下記（７）式で表す
ことができる。

V_R2＝（R₂/R₃）ΔV_BE ＝（R₂/R₃）V_Tln｛（R₂/R₁）（I_S2/I_S1）｝ ……（７） この（７）式から明らかなように、抵抗の温度係数が
零であるならば、電流I₁及びI₂は共に温度に比例するこ
とになり、出力端子t_P及びt_Nから出力される出力電圧V
_OUTは下記（８）式で表される。

V_OUT＝V_BE1＋（R₂/R₃）V_Tln｛（R₂/R₁）（I_S2/I_S1）｝ ＝V_BE1＋KV_T ……（８） ここで、V_BE1はトランジスタQ₁のベース−エミッタ間電
圧、Ｋは定数である。

したがって、温度依存性を有するトランジスタQ₁のベ
ース−エミッタ間電圧V_BE1に逆特性のKV_Tを加算するよ
うにしているので、定数Ｋの値を（R₂/R₁）、（R₂/R₃及
び（I_S2/I_S1）の比によって決定することにより、温度
変化にかかわらず一定電圧を発生させることができる。

また、温度検出回路１としては、上述したバンドギャ
ップ基準電圧回路のトランジスタQ₂及びQ₁のベース−エ
ミッタ間電圧V_BEの差ΔV_BEが前記（７）式で表されるよ
うに、温度変化に対して直線的に変化することから、こ
のベース−エミッタ間電圧差ΔV_REを適用しており、こ
れによって温度に対して抵抗が２次関数的に変化するサ
ーミスタを使用することなく、図５に示すように、温度
の増加に対して１次関数的に増加するアナログ電圧値で
なる温度検出値を出力することができる。

また、１次成分発生部５は、図６に示すように、加算
器３と参照定電圧入力端子t_Rとの間に接続された可変抵
抗VRと、この可変抵抗VRの摺動子が正転入力側に、参照
定電圧入力端子t_Rが抵抗R₁を介して反転入力側に夫々供
給され且つ出力信号が抵抗R₂を介して反転入力側に帰還
される正転増幅器20とで構成され、参照定電圧入力端子
t_Rに前記３次成分発生回路８の参照定電圧V_REFMが供給
されている。

この１次成分発生部５によると、入力信号V_INと参照
定電圧V_REFM及び可変電圧V₀′の差分を減算した値が正
転増幅器20で増幅されることになり、この正転増幅器20
の出力電圧VB_OUTは次式で表すことができる。

VB_OUT＝b₁（V_IN−V₀）＋V_REFM ……（９） ここで、V₀＝V_REFM−V₀′であり、変数b₁は可変抵抗V
Rの設定値及び正転増幅器20の利得によって決定され
る。

次に、上記実施形態の動作を説明する。

先ず、近似３次関数発生装置２の動作を説明する。

３次成分発生回路８は、その回路動作の説明を簡略化
するために、図７に示すように、１つの差動増幅器15A
について説明すると、入力電圧V_INが参照電圧V_REFLに対
して充分に小さい状態では、電界効果トランジスタTr1
を流れる電流は全て電界効果トランジスタTrA₁に流れる
ことになり、カレントミラー回路14の定電流値をI₀とす
ると、電界効果トランジスタTrA₁を流れる電流I_A1＝
I₀、電界効果トランジスタTrA₂を流れる電流I_A2＝０と
なる。このため、出力端子t_P及びt_Nの出力電圧P_OUT及び
N_OUTは、図８の破線図示及び実線図示のように、抵抗16
A,16Bの抵抗値をR_BとするとI₀R_B及び０となる。

この状態から、入力電圧V_INが増加して、参照定電圧V
_REFLから抵抗RA₁での電圧降下分I₀・R_Aを減算した値V_AL
を越えると、出力電圧P_OUTが徐々に滑らかに減少し、こ
れと対称的に出力電圧N_OUTが徐々に滑らかに増加し、入
力電圧V_INが参照定電圧V_REFLに等しくなると両出力電圧
P_OUT及びN_OUTが等しくなり、さらに入力電圧V_INが上昇
すると、出力電圧P_OUTは減少傾向を維持し、出力電圧N
_OUTは増加傾向を維持し、参照定電圧V_REFLに抵抗RA₂の
電圧降下分I₀・R_Aを加算した値V_AH以上となると出力電
圧P_OUTが０となり、逆に出力電圧N_OUTがI₀・R_Bとなる。

結局、図８の出力特性において、抵抗RA₁及びRA₂の抵
抗値R_Aとカレントミラー回路10の定電流値I₀とによって
のみ決定されるトランジスタの特性によるものは、V
_REFL±I₀R_A付近の滑らかな出力変化のみとなる。

したがって、図３の３次成分発生回路８では、図９に
示すように、第４の差動増幅器15Dを除外した回路につ
いて考察すると、入力電圧V_INが参照定電圧V_REFLより十
分に小さいとき（V_IN《V_REFH）には、前述したように差
動増幅器15Aにおいては、電界効果トランジスタTr1を流
れる電流は全て電界効果トランジスタTrA₁を流れ、結果
としてI_A1＝I₀,I_A2＝０となり、同様に差動増幅器15B,1
5Cにおいても、I_B1＝I_C1＝I₀,I_B2＝I_C2＝０となり、加
算器を構成する抵抗16A及び16Bに流れる電流I_P及びI_Nは
夫々I_P＝2I₀及びI_P＝I₀となる。

そして、入力電圧V_INが増加すると、これに応じて電
界効果トランジスタTrA₂に電流が流れ始めると共に、電
界効果トランジスタTrA₁を流れる電流が減少し始め、入
力電圧V_INが参照定電圧V_REFLに達すると、I_A1＝I_A2＝I₀
/2となり、他の差動増幅器15B及び15Cについては状態変
化が起こらないので、結果として、出力電流I_N及びI_Pは
I_N＝I_P＝3I₀/2となり、さらに入力電圧V_INが高くなる
と、I_A1＝0I_A2＝I₀となるので、結果として、出力電流I
_P及びI_NはI_P＝I₀,I_N＝2I₀となる。

さらに入力電圧V_INが増加すると、差動増幅器15Bの電
界効果トランジスタTrB₂に電流が流れ始めると共に、電
界効果トランジスタTrB₁の電流が減少し始め、入力電圧
V_INが参照定電圧V_REFMに達すると、I_B1＝I_B2＝I₀/2とな
り、出力電流I_P及びI_Nは再びI_N＝I_P＝3I₀/2となる。

さらに、入力電圧V_INが増加すると、I_P＝I₀,I_N＝2I₀
となった後、入力電圧V_INが参照定電圧V_REFHに達する
と、出力電流I_P及びI_Nは再びI_P＝I_N＝3I₀/2となり、さ
らに入力電圧V_INが増加すると、I_P＝2I₀,I_N＝I₀とな
る。

したがって、例えば反転端子t_N側についてみると、第
１の差動増幅器15Aの出力電流I_A2は、図10で一点鎖線図
示のように、入力信号V_INの電圧が第１の差動増幅器15A
の最小値V_ALに達するまでの間は０を維持し、最小値V_AL
を越えると増加し始め、参照定電圧V_REFLに達するとI₀/
2となり、その後も入力信号V_INの電圧増加に応じて増加
し、最大値V_AHでI₀に達して飽和する。

また、第２の差動増幅器15Bの出力電流I_A1は、図10で
破線図示のように、第２の差動増幅器15Bの最小値V
_BL（本実施形態においてはV_AHと等しい値に設定されて
いる）まではI₀を維持し、最小値V_BLを越えると入力信
号V_INの電圧増加に応じて減少し、入力信号V_INの電圧が
参照定電圧V_REFMに達したときにI₀/2となり、その後入
力信号V_INの電圧が増加するにつれて減少し、最大値V_BH
以上となると０を維持する。

さらに、第３の差動増幅器15Cの出力電流I_C2は、図10
で実線図示のように、入力信号V_INの電圧が第３の差動
増幅器15Cの最小値V_CL（本実施形態においてはV_BHと等
しい値に設定されている）に達するまでの間は０を維持
し、最小値V_CLを越えると増加し始め、参照定電圧V_REFH
に達するとI₀/2となり、その後も入力信号V_INの電圧増
加に応じて増加し、最大値V_CHでI₀に達して飽和する。

このため、出力端子t_P及びt_Nの出力電圧P_OUT及びN_OUT
は、抵抗16A及び16Bで電圧に変換されるので、P_OUT＝I_P
・R_B、N_OUT＝I_N・R_Bとなり、回路定数のあわせこみによ
り図11において破線図示の特性曲線L₁で示すような滑ら
かな３次曲線となる。

この図11に示す特性曲線L₁は、３次関数に負の傾きの
１次関数を加算したものとなり、このままでは前述した
（２）式における第１項の３次成分のみを表すものでは
ない。

このため、本実施形態では、第４の差動増幅器15Dが
加えられていることにより、この第４の差動増幅器15D
で負の傾きの１次関数を相殺する正の傾きの１次関数を
発生させるようにしている。

すなわち、第４の差動増幅器15Dは、第１及び第３の
差動増幅器15A及び15Cと同様の構成を有するので、その
入出力特性は図12に示すように、抵抗RD₁及びRD₂の抵抗
値を大きくすることにより、１次関数近似領域の傾きを
小さくすることができると共に、最小値V_DL及び最大値V
_DH間の幅を広くして、１次関数近似領域を大きくするこ
とができ、通電電流値を大きくすることによっても１次
関数近似領域を大きくすることができる。

したがって、第４の差動増幅器15Dの抵抗RD₁及びRD₂
の抵抗値R_D及び通電電流値を調整することにより、入出
力特性を前述した図10で二点鎖線図示のように、最小値
V_DLを第１の差動増幅器15Aの最小値V_ALと一致させ、且
つ最大値V_DHを第３の差動増幅器15Cの最大値V_CHと一致
させることにより、図11で一点鎖線図示の１次近似され
た特性曲線L₂とすることができ、これを前述した特性曲
線L₁に加算することにより、図11で実線図示の特性曲線
L₃で示すように１次関数成分を除去した３次成分のみを
出力することができる。

そして、３次成分発生回路８の正転出力信号P_OUT及び
反転出力信号N_OUTを夫々バッファ回路９及び10を介して
差動増幅器11に供給し、この差動増幅器11の出力信号を
可変利得増幅器12に供給し、さらに差動増幅器11及び可
変利得増幅器12の正転入力側に定電圧回路18からのオフ
セット電圧V_OFFを供給することにより、可変利得増幅器
12から前述した（５）式で表される１次成分を除去して
３次成分及び定数成分のみの出力電圧VA_OUTを得ること
ができる。

一方、１次成分発生部５では、前述した（６）式で表
される１次成分及び定数成分のみの出力電圧VB_OUTが出
力されるので、これと３次成分発生部４の出力電圧VA
_OUTとを加算回路７で加算することにより、下記（10）
式で表される近似３次関数を発生することができる。

V_OUT＝b₃′（V_IN−V₀）^３＋b₁′（V_IN−V₀）＋b₀′ ……（10） ここで、V₀は可変電圧V₀′を調整することにより、任
意に設定することができ、３次成分の変数b₃′は前述し
たように３次成分発生回路８のゲイン及び可変利得増幅
器12の利得を調整することにより調整可能であり、１次
成分の変数b₁′は１次成分発生部５の可変抵抗VRの抵抗
値及び正転増幅器20の利得によって調整することがで
き、さらに定数b₀′については定電圧回路18で設定する
オフセット電圧V_OFFによって調整することができ、各変
数を独立に調整することができ、図13に示すような任意
の３次関数を発生させることができる。

そして、３次成分発生回路８はカレントミラー回路10
及び差動増幅器15A〜15Dの全体構成をCMOSで構成するこ
とが可能となり、高集積化、低消費電力化を図ることが
できる。

そして、上記実施形態のように温度補償水晶発振器に
本発明を適用することにより、電圧制御水晶発振回路３
に含まれる水晶振動子は、一般に、横軸に温度（℃）、
縦軸に周波数（ppm）をとると、図13に示すような発振
周波数の温度特性を有する。この温度特性は、下記（1
1）式で近似することができる。

Ｙ＝α＊（ｔ−t₀）^３＋β＊（ｔ−t₀）＋γ ……（11） ここで、Ｙは出力周波数、αは３次の係数、βは温度特
性の傾き、γは周波数オフセット、ｔは雰囲気温度、t₀
は曲線Ｙの中心となる温度（通常25℃から30℃の範囲）
である。

この（11）式中のα、β、γは夫々水晶振動子及び電
圧制御水晶発振回路８の特性に依存し、特に水晶振動子
に大きく依存しており、水晶振動子の形状、大きさ等の
影響を受ける。

また、現在広く適用されている電圧制御水晶発振回路
８の電圧−周波数特性は１次関数で近似できるので、水
晶振動子の温度に対する周波数特性は、温度に対する電
圧特性で実現できる。

したがって、図１の実施形態において、（11）式にお
ける右辺の第１項、第２項及び第３項に相当する電圧を
温度検出回路１の温度検出信号に基づいて近似３次曲線
発生装置２で発生させ、３次の係数α、温度特性の傾き
β及び周波数オフセットγの固体間バラツキを夫々個別
の３次成分発生部４における３次成分発生回路８のゲイ
ン及び／又は可変利得振幅器12の利得並びに定電圧回路
18の出力電圧V_OFF、１次成分発生部５における可変抵抗
VRの抵抗値及び／又は正転増幅器20の利得を調整するこ
とにより、微調整し、微調整後の各電圧を加算回路７で
加算することにより、図14の水晶振動子の温度に対する
周波数特性に対応した電圧制御水晶発振回路８の制御電
圧を得ることができ、この制御電圧を電圧制御水晶発振
回路８に供給することにより、これに含まれる水晶振動
子の温度依存特性を正確に補償することができる。

具体的には、図１における近似３次関数発生装置２と
電圧制御水晶発振器（VCXO）100とを切り離した状態
で、恒温槽に収納し、この恒温槽の温度を温度補償を行
いたい温度範囲内の任意の温度に設定する。

恒温槽の温度が設定温度に安定した状態で、電圧制御
水晶発振器100の入力電圧V_Cinを変化させて出力信号の
周波数が予め設定された周波数に一致する周波数となる
入力電圧V_Cin1を測定すると共に、温度検出回路１及び
３次関数発生装置２の出力電圧V_Cout1を測定する。

以上の測定処理を恒温槽の設定温度を順次異なる温度
に上げながら複数好ましくは４回以上繰り返すことによ
り、各設定温度での電圧制御水晶発振器100の入力電圧V
_Cin1〜V_CinNを測定すると共に、３次関数発生装置２の
出力電圧V_CoutNを測定する。

次いで、測定した各入力電圧V_Cin1〜V_CinN及び出力電
圧V_CoutN〜V_CinNを温度の関数として、下記（12）式及
び（13）式で近似する。

V_Cin（Ｔ）＝α_３（Ｔ−T₀）^３＋α_１（Ｔ−T₀）＋α_０ ……（12） V_Cout（Ｔ）＝β_３（Ｔ−T₀′）^３＋β_１（Ｔ−T₀′）＋β_０ ……（13） ここで、上記（12）式のα₃,α_１及びα_０は前述した
（11）式におけるα，β及びγに対応するもので、水晶
振動子に依存する値である。

そして、近似３次関数発生装置２でβ_３＝α₃,β_１＝
α₁,β_０＝α₀,T₀′＝T₀となるように調整することこと
により、一度の温度スイープ作業のみにより高精度の温
度補償を行うことが可能となる。

ここで、近似３次関数発生装置２の具体的調整は、前
記（13）式における３次関数曲線の中心温度T₀′は、図
１における加算回路３に印加される可変電圧V₀′によっ
て調整し、定数係数β_０は図２における定電圧発生回路
18から出力されるオフセット電圧V_OFFによって調整し、
１次係数β_１は図６に示す１次成分発生部５の可変抵抗
VRによって調整し、さらに３次係数β_３は３次成分兼定
数成分発生部４における図２に示す可変利得増幅器12の
可変抵抗12aによって調整する。

したがって、恒温槽で順次温度を４段階以上に上昇さ
せて、各温度での温度補償回路の出力電圧即ち近似３次
関数発生装置２の出力電圧V_Cout及び電圧制御水晶発振
回路100の入力電圧V_Cinを夫々測定し、これらの測定結
果に基づいて近似３次関数発生装置２を調整することに
より、一度の温度スイープ作業によって高精度の温度補
償を行うことができる。

また、上記実施形態によれば、温度検出回路１及び定
電圧回路２をバイポーラトランジスタを使用したアナロ
グ回路構成のバンドギャップ基準電圧回路で構成するこ
とができると共に、近似３次曲線発生回路２をカレント
ミラー回路14及び差動増幅器15A〜15D及び抵抗16A,16B
のアナログ回路で構成することができるので、水晶振動
子を除く全ての素子を集積化することができる。

なお、上記実施形態においては、３次成分発生回路８
として、ＰチャネルMOS型電界効果トランジスタを適用
した場合について説明したが、これに限定されるもので
はなく、ＮチャネルMOS型電界効果トランジスタを適用
することもでき、さらには電界効果トランジスタに代え
てバイポーラトランジスタを適用しても上記同様の作用
効果を得ることができる。

また、上記実施形態においては、３次成分兼定数成分
発生回路８で、３次成分と定数成分とを発生させる場合
について説明したが、これに限定されるものではなく、
３次成分兼定数成分発生部４において定電圧発生回路18
を切り離すことにより３次成分のみを出力させる一方、
定電圧発生回路18の出力を図８に示す１次成分発生部５
と同様の構成を有する定数成分発生部に供給し、この定
数成分発生部の出力電圧と上述した３次成分発生回路の
出力信号及び１次成分発生部５の出力信号とを加算回路
７で加算して電圧制御水晶発振器８に供給するようにし
てもよい。

さらに、上記実施形態においては、電圧制御水晶発振
回路８として、水晶振動子とＣ−MOSインバータとが直
列である場合について説明したが、これに限定されるも
のではなく、水晶振動子とＣ−MOSインバータとを並列
に接続して電圧制御水晶発振回路を構成するようにして
もよく、さらにはＣ−MOCに代えてトランジスタを適用
した電圧制御水晶発振回路も適用することができる。

さらにまた、上記実施形態における３次成分発生回路
８等の回路構成は、電圧基準に代えて電流基準とするこ
とができ、さらにＰチャネルMOSFETによるV_DD基準に代
えてＮチャネルMOSFETを用いたグランド基準とすること
もできる。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一方の入力端子に共通の１次の入力信号が
   入力され、他方の入力端子に所定の定レベル信号が入力
   され、前記１次の入力信号に対して正転又は逆転信号を
   出力すると共に、出力信号を所定の最大値及び最小値で
   制限するリミッタ機能を有する第１、第２、第３及び第
   ４の差動増幅器と、 前記第１の差動増幅器乃至第４の差動増幅器に所定レベ
   ルの定レベル信号を夫々供給する定レベル信号発生回路
   とを備え、 前記第１、第２及び第３の差動増幅器は、入力される定
   レベル信号が順にレベルが高くなるように設定されると
   共に、第１及び第３の差動増幅器と第２の差動増幅器と
   の出力信号が互いに逆極性に設定されて、これら第１、
   第２及び第３の差動増幅器の出力信号を加算したときに
   ３次関数成分の出力信号を形成するように構成され、 前記第４の差動増幅器は、入力される定レベル信号が前
   記第２の差動増幅器に入力される定レベル信号と同レベ
   ルの信号に設定されていると共に、その出力信号が前記
   第１及び第３の差動増幅器の出力信号と同極性で且つ前
   記最大値となる入力信号と前記最小値となる入力信号と
   の幅が前記第２の増幅器のそれより大きく設定されて１
   次成分を相殺する１次成分の出力信号を形成するように
   構成され、 前記第１乃至第４の差動増幅器の出力信号を加算するこ
   とにより、１次成分を含まない３次関数成分を発生させ
   ることを特徴とする近似３次関数発生装置。
2. 【請求項２】１次の入力電圧信号に可変電圧信号を加算
   した加算入力電圧が１次の入力電圧として供給される上
   記請求項１の構成を有する３次成分発生回路とその正転
   及び反転出力信号が差動増幅されて入力される可変利得
   増幅器とで構成される３次成分発生部と、前記加算入力
   電圧入力されて１次成分を発生する１次成分発生部と、
   定電圧信号が入力されて定数成分を発生する定数発生部
   と、前記３次成分発生部、１次成分発生部及び定数発生
   部の出力信号を加算する加算回路とを備えていることを
   特徴とする近似３次関数発生装置。
3. 【請求項３】温度検出回路と、該温度検出回路の検出信
   号が入力される前記請求項１又は２に記載の近似３次関
   数発生装置と、該近似３次関数発生装置で発生される近
   似３次関数が入力される電圧制御水晶発振回路とを備え
   たことを特徴とする温度補償水晶発振回路。