TWI527351B - 變換器、控制器與控制方法 - Google Patents

Description

變換器、控制器與控制方法

本揭示內容是有關於一種變換器，且特別是有關於一種變換器的控制方法。

功率變換器常見於各種電源應用中。在不同的應用中，功率變換器可具有多種操作模式，例如為不連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)、連續導通模式(Continuous Conduction Mode, CCM)、臨界導通模式(Boundary Conduction Mode, BCM)或混合模式等等。

其中，操作在臨界導通模式中的功率變換器可消除二極體的反向恢復損耗，故相較於連續導通模式可具有較好的轉換效率。

然而，由於操作在臨界導通模式中的功率變換器的切換頻率會隨著輸入電壓與負載更動而變化。故在輸入電壓變低與輕載的情況下，功率變換器的切換頻率將變得很高，造成其內部的功率開關的損耗增加，使得功率變換器的轉換效率下降。

因此，本揭示內容提供一種控制方法，可使變換器在輕載或較輕載時之切換頻率穩定於一特定範圍，以減少開關切換的損耗，進而改善變換器整體的轉換效率。

本揭示內容之一態樣係提供一種控制方法，控制方法用以控制變換器，其中變換器至少包含開關與電感。開關電性耦接於電感，並根據一控制信號選擇性地導通或關斷，以使電感儲存或釋放能量。當電感的能量釋放完後，電感與開關之一寄生電容發生諧振。控制方法包含下列步驟：根據變換器之電壓資訊與電流資訊中至少一者計算導通時間與下降時間；根據導通時間、下降時間與對應於電感與寄生電容之諧振周期計算控制信號之切換週期；將切換週期與第一臨界週期以及第二臨界週期進行比較，以調整切換週期，其中第二臨界週期大於該第一臨界週期；以及當切換週期大於第一臨界週期並小於第二臨界週期時，或當切換週期大於第二臨界週期且變換器工作於大於50%的額定功率時，輸出具有切換週期的控制信號。

於本揭示內容之一實施例中，計算下降時間的步驟包含：偵測電壓資訊與電流資訊中之至少一者，其中電壓資訊包含變換器的輸入電壓或輸出電壓，電流資訊包含流經電感之電流或流經開關之電流；以及根據電壓資訊與電流資訊中之至少一者與一目標值產生導通時間；以及根據輸入電壓、輸出電壓以及導通時間計算下降時間。

於本揭示內容之一實施例中，其中切換週期滿足下式：TS=TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)。其中，TS為切換週期、TOFF為下降時間，TON為導通時間，TR為諧振週期，且K為非負整數，其中調整切換週期之步驟包含：將K的初始值設置為0，並比較切換週期與第一臨界週期；以及當切換週期小於第一臨界週期時，逐漸增加K，直到切換週期大於第一臨界週期。

於本揭示內容之一實施例中，其中輸出控制信號的步驟包含：當切換週期大於第一臨界週期時，比較切換週期與第二臨界週期；以及當切換週期小於第二臨界週期時，輸出具有切換週期的控制信號。

於本揭示內容之一實施例中，其中輸出控制信號的步驟更包含：當切換週期大於第二臨界週期時，確認變換器是否工作於大於50%的額定功率；當變換器工作於大於50%的額定功率時，輸出具有切換週期的控制信號；以及當變換器工作於小於等於50%的額定功率時，輸出具有與前一週期相同的切換週期的控制信號或具有預設週期的控制信號。

於本揭示內容之一實施例中，其中第一臨界週期與第二臨界週期滿足下列特定關係：

其中，TMIN為第一臨界週期、TMAX為第二臨界週期，TR為諧振週期，K1與K2為非負整數，且FSET為開關在變換器操作於臨界導通模式以及50%的額定功率時之最低切換頻率。

本揭示內容之另一態樣係提供一種控制器，以產生控制信號控制變換器的開關，其中開關電性耦接至電感，並根據控制信號選擇性地導通或關斷，以使電感儲存或釋放能量。當電感之能量釋放完後，電感與開關的一寄生電容發生諧振。控制器包含取樣模組、回授計算模組以及預測模組。取樣模組電性耦接變換器，以偵測變換器之電壓資訊與電流資訊中至少一者。回授計算模組用以根據電壓資訊與電流資訊中至少一者與目標值產生導通時間。預測模組用以根據導通時間計算下降時間，並根據導通時間、下降時間與對應於電感與寄生電容之諧振周期計算控制信號之切換週期。預測模組更比較切換週期與第一臨界週期，以調整切換週期。當切換週期大於第一臨界週期時，預測模組輸出具有切換週期的控制信號。

於本揭示內容之一實施例中，其中電壓資訊包含變換器的輸入電壓以及輸出電壓，電流資訊包含流經電感之電流以及流經開關之電流。預測模組用以根據輸入電壓、輸出電壓以及導通時間產生下降時間。

於本揭示內容之一實施例中，其中切換週期滿足下式：TS=TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)。其中，TS為切換週期、TOFF為下降時間，TON為導通時間，TR為諧振週期，且K為非負整數。預測模組將K之初始值設置為0，並比較切換週期與第一臨界週期。當切換週期小於第一臨界週期時，預測模組逐漸增加K，直到切換週期大於第一臨界週期。

於本揭示內容之一實施例中，其中當切換週期大於第一臨界週期時，預測模組更用以比較切換週期與第二臨界週期。當切換週期小於第二臨界週期時，預測模組輸出具有切換週期的控制信號。

於本揭示內容之一實施例中，其中當切換週期大於第二臨界週期時，預測模組更用以確認變換器是否工作於大於50%的額定功率。當變換器工作於大於50%的額定功率時，預測模組輸出具有切換週期的控制信號。而當變換器工作於小於等於50%的額定功率時，預測模組輸出具有與前一週期相同的切換週期的控制信號或具有預設週期的控制信號。

於本揭示內容之一實施例中，其中第一臨界週期與第二臨界週期滿足下列特定關係：

其中，TMIN為第一臨界週期、TMAX為第二臨界週期，TR為諧振週期，K1與K2為非負整數，且FSET為開關在變換器操作於臨界導通模式及以50%的額定功率時之最低切換頻率。

於本揭示內容之一實施例中，其中回授計算模組包含單輸出電壓閉環或一雙環控制電路，其中雙環控制電路包含輸出電壓外環與電感電流內環。

本揭示內容之另一態樣係提供一種變換器。變換器包含功率級與控制器。功率級用以產生輸出電壓，且功率級包含電感與開關。電感用以接收直流電壓。開關電性耦接電感，並根據控制信號選擇性導通或關斷，以使電感儲存或釋放能量而調整輸出電壓。其中電感的能量釋放完成時，電感與開關之寄生電容產生諧振。控制器包含回授計算模組、回授計算模組以及預測模組。回授計算模組用以根據目標值以及功率級之電壓資訊與電流資訊中之至少一者計算導通時間。預測模組用以根據導通時間計算下降時間，並根據導通時間、下降時間與對應於電感與寄生電容之一諧振周期計算控制信號之切換週期。其中預測模組更比較切換週期與第一臨界週期，以調整切換週期。當切換週期大於第一臨界週期時，預測模組輸出具有切換週期的控制信號。

本揭示內容之一實施例中，其中控制器更包含取樣模組。取樣模組電性耦接於功率級，以偵測電壓資訊與電流資訊中至少一者，其中電壓資訊包含該功率器的一輸入電壓以及該輸出電壓，且電流資訊包含流經電感之電流以及流經開關之電流。預測模組更根據輸入電壓、輸出電壓以及導通時間產生下降時間。

本揭示內容之一實施例中，其中功率級為升壓型功率因數校正器。升壓型功率因數校正器更包含整流電路、二極體以及輸出電容。整流電路電性耦接電感，並用以根據輸入電壓產生直流電壓。二極體電性耦接電感與開關，其中諧振週期更對應於二極體之寄生電容以及開關之寄生電容。輸出電容電性耦接二極體，以輸出輸出電壓。

本揭示內容之一實施例中，其中功率級包含升壓型（Boost）變換器、降壓型（Buck）變換器、反激式(flyback)變換器、正激式(forward)變換器、升降壓型(Buck-Boost)變換器、升壓型(Boost)功率因數校正器、無橋功率因數校正器（如H橋功率因數校正器、圖騰柱(Totem-pole)功率因數校正器或雙升壓型(Dual Boost)功率因數校正器等）。

綜上所述，本揭示內容所揭示之變換器、控制器與控制方法可使變換器在負載時之切換頻率穩定於一特定範圍，以減少開關切換的損耗，進而改善變換器整體的轉換效率。

下文係舉實施例配合所附圖式作詳細說明，但所提供之實施例並非用以限制本發明所涵蓋的範圍，而結構操作之描述非用以限制其執行之順序，任何由元件重新組合之結構，所產生具有均等功效的裝置，皆為本發明所涵蓋的範圍。此外，圖式僅以說明為目的，並未依照原尺寸作圖。為使便於理解，下述說明中相同元件將以相同之符號標示來說明。

關於本文中所使用之『第一』、『第二』、…等，並非特別指稱次序或順位的意思，亦非用以限定本發明，其僅僅是為了區別以相同技術用語描述的元件或操作而已。

另外，關於本文中所使用之『耦接』或『連接』，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。

請參照第1A圖，第1A圖為根據本揭示內容之一實施例所繪示一種變換器的示意圖。如第1A圖所示，變換器100包含功率級120與控制器140。功率級120用以根據輸入電壓VAC產生輸出電壓VBUS，並根據控制信號VC調節輸出電壓VBUS，以提供相應電壓至後方負載。控制器140電性耦接至功率級120，以偵測功率級120的相關電性參數(例如：輸出電壓VBUS、電感電流IL等等)，並根據上述電性參數產生控制信號VC。於一些實施例中，前述的輸入電壓VAC為交流電信號。

請參照一併參照第1A圖與第1B圖，第1B圖為根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖所示之變換器之操作波形圖。於一些實施例中，如第1A圖所示，功率級120為升壓型的功率因數校正器(Power Factor Corrector, PFC)，且功率級120包含整流電路122、電感L、開關S1、二極體D1以及輸出電容COUT。

於各個實施例中，整流電路122可為主動電路或被動電路。整流電路122電性耦接至電感L，並設置以根據輸入電壓VAC產生直流電壓VDC。電感L用以接收直流電壓VDC，且開關S1電性耦接至電感L，並根據控制信號VC選擇性地導通或關斷，以使電感L儲存或釋放能量，藉此調整輸出電壓VBUS。

舉例而言，如第1B圖所示，功率級120設置以操作於臨界導通模式。也就說，電感電流IL在每次開關S1的切換週期中會降到0。控制器140可通過檢測電感電流IL產生的過零點信號ZCD，進一步地決定控制信號VC的週期。

以操作而言，當開關S1導通時，電感L開始儲存能量，而使電感電流IL上升。此時，電感電流IL經由開關S1傳送至地，而使二極體D1為截止。反之，當開關S1關斷時，二極體D1導通，電感L開始釋放能量，而使電感電流IL開始下降，直到電感電流IL降為0時，二極體D1再度切換為截止。

具體而言，在電感L的能量釋放完成後，電感L、開關S1之寄生電容CS1與二極體D1的寄生電容CD1產生諧振。當控制器140檢測到開關S1的兩端電壓VDS因諧振而變動至0V(或波谷電壓)時，控制器140將調整控制信號VC，以導通開關S1。

請參照第2圖，第2圖根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖中的變換器切換頻率的變化曲線圖。如先前所述，功率級120操作於臨界導通模式，此時開關S1的切換頻率FS(亦即控制信號VC的頻率)與輸入電壓VAC以及負載有關。一般而言，操作在臨界導通模式的變換器100之切換頻率FS可表示為下式(1)：

其中，PIN為變換器100的輸入功率，UAC為輸入電壓VAC的有效值，且 為輸入電壓VAC的瞬時值。如第2圖所示，當輸入電壓VAC達到峰值時，頻率FS降到最低。隨著輸入電壓VAC變小以及負載降低，頻率FS越來越高。當輸入電壓VAC降低至0V時，頻率FS會變得越來越高。在實際應用上，為了避免頻率FS變得太高，控制器140會預設最大頻率限制值FSMAX。如第2圖所示，開關S1的實際切換頻率FS的最大值將會被限制在最大頻率限制值FSMAX內。

當變換器100工作於輕載時，若開關S1的切換頻率FS過高，將導致開關S1的損耗增加，進而使變換器100的轉換效率降低。此外，如第1A圖所示，控制器140需要額外的繞組來檢測電感電流IL的過零點信號ZCD，造成變換器100的電感L的體積與設計複雜度相應增加。為了改善此問題，本揭示內容後續段落將提出了一種控制方法，以改善變換器100操作於輕載時的轉換效率，並可降低變換器100的體積與成本。

根據上述第2圖與式(1)，當θ=90度時，操作在臨界導通模式的變換器100之切換頻率FS可為最低，其可表示為下式(2)：

其中，POUT為變換器100的輸出功率，且η為變換器100的效率。由式(2)可得知，在輸入電壓VAC為固定時，切換頻率FS(θ=90°)與輸出功率POUT為反比。換句話說，隨著輸出功率POUT增加，切換頻率FS(θ=90°)會越來越小。

請參照第3圖，第3圖根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖中的變換器切換頻率與負載變化的曲線圖。在第3圖中的額定功率PRATED定義為變換器100工作於滿載時的輸出功率。在大多數的應用中，變換器100操作於輕載的狀態。因此，於本揭示內容的各個實施例中，在特定的輸入電壓VAC下，變換器100操作於臨界導通模式以及半載(亦即50%的額定功率PRATED)時的最低切換頻率FS(θ=90°)定義為基準頻率FSET。

如第3圖所示，傾斜線301為開關S1的切換頻率FS(θ=90°)隨負載變化的曲□。如傾斜線301所示，變換器100的最低切換頻率FS(θ=90°)會隨著負載的減少而增加。當負載小於50%(半載狀態)時甚至更小時，最低切換頻率FS(θ=90°)會變得很高，而使變換器100的效率變低。□了解決這一問題，本揭示內容提出了一種控制方法，以使開關S1的實際切換頻率FS將可被限定在第3圖中的變化範圍AREA內。

於一些實施例中，當負載小於50%(半載狀態)時，功率級120設置以操作於不連續導通模式，此時開關S1的切換頻率FS限制在臨界頻率FMAX至臨界頻率FMIN之間。而當負載大於等於50%時，功率級120將操作在臨界導通模式或臨界導通與不連續導通的混合模式。藉由此種設置方式，變換器100的工作頻率穩定地限制於變化範圍AREA中，以提高其轉換效率。

請參照第4圖，第4圖為根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖中的變換器操作於不連續導通模式時的電感電流波形圖。

在第4圖所示之電壓VDS為開關S1的汲極-源極電壓。如第4圖所示，電感電流IL釋放至0時，電感L、寄生電容CS1與寄生電容CD1發生諧振。當開關S1的汲極-源極電壓VDS諧振到最低處時(例如：時刻t1、時刻t2或時刻t3所對應的電壓值)，使開關S1導通。

也就是說，不同的導通時刻決定了控制信號VC的頻率(亦即開關S1的切換頻率)。舉例而言，在時刻t1開通，開關S1的切換頻率為最高。反之，在時刻t3開通，開關S1的切換頻率FS為最低。

因此，本案所提出之控制器(如後述第5圖的控制器540)與控制方法(如後述第6圖的控制方法600)利用偵測變換器100的電壓資訊或電流資訊，來對不同的開通時刻點進行預測，以使開關S1的切換頻率可限制在前述的頻率範圍AREA內。

請再次參照第4圖，在第4圖中所示的TON為開關S1的導通時間，TOFF為開關S1關斷時至電感電流IL下降至0之間的下降時間，且TR為電感L、寄生電容CS1與寄生電容CD1的諧振週期。其中，導通時間TON與下降時間TOFF滿足下式(3)，且諧振週期TR滿足下式(4)：

如第4圖所示，為了能滿足不連續導通模式的操作方式，開關S1的切換週期TS(亦即切換頻率FS的倒數)需滿足下式(5)，其中K為非負整數。不同的K值可使開關S1在電壓VDS中不同的波谷開通。因此，控制器140可藉由選定特定的K值，可讓切換頻率FS限定於前述的頻率範圍AREA內。

以下段落將提出數個實施例，以實現上述將變換器100的切換頻率FS穩定於頻率範圍AREA之作法，但本揭示內容並不僅以下述之實施例為限。

請參照第5圖，第5圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種變換器的示意圖。如第5圖所示，變換器500包含功率級520以及控制器540。

於此例中，功率級520可為第1A圖所示的升壓型的功率因數校正器，但不限於此。控制器540電性耦接功率級520，以傳送控制信號VC控制功率級520的開關S1。如第5圖所示，控制器540包含取樣模組542、回授計算模組544以及預測模組546。

請一併參照第5圖與第6圖，第6圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種控制方法的流程圖。為方便說明，變換器500之操作將與控制方法600一併進行說明。

如第6圖所示，控制方法600包含步驟S620、步驟S640、步驟S660以及步驟S680。於步驟S620中，回授計算模組544根據目標值以及功率級520的電壓資訊VDATA與/或電流資訊IDATA計算導通時間TON，且預測模組546根據導通時間TON計算下降時間TOFF。於一些實施例中，前述的目標值可為功率級520預期輸出的目標電壓與/或目標電流。

請一併參照第5圖與第6圖。舉例而言，步驟S620包含步驟S622與步驟S624。如第5圖所示，取樣模組542電性耦接功率級520，以偵測功率級520的電壓資訊VDATA與電流資訊IDATA中之至少一者。於一些實施例中，電壓資訊VDATA包含功率級520的輸入電壓VAC以及輸出電壓VBUS。於另一些實施例中，電流資訊IDATA包含流經電感L的電感電流IL以及流經開關S1的電流。回授計算模組544可為單輸出電壓閉環、雙閉環控制，如輸出電壓外環和電感電流內環等類似形式的回授電路，並根據變換器500預期輸出的目標電壓或目標電流產生導通時間TON(即步驟S622)。預測模組546可利用上式(3)，而根據導通時間TON計算下降時間TOFF(即步驟S624)。

需說明的是，於一些實施例中，若取樣模組542取樣到電壓資訊VDATA，則回授計算模組544將根據電壓資訊VDATA與目標電壓進行計算；而於另一些實施例中，若取樣模組542取樣到電流資訊IDATA，則回授計算模組544將根據電流資訊IDATA與目標電流進行計算。

於步驟S640中，預測模組546利用上式(4)與式(5)，而根據導通時間TON、下降時間TOFF與對應電感L、寄生電容CS1以及寄生電容CD1之諧振週期TR來計算控制信號VC的切換週期TS。

於步驟S660中，預測模組546分別將切換週期TS與臨界週期TMIN與臨界週期TMAX進行比較，以調整切換週期TS。

於步驟S680中，當切換週期TS大於臨界週期TMIN並小於臨界週期TMAX時，或當切換週期TS大於臨界週期TMAX且變換器500工作於大於50%的額定功率PRATED時，預測模組546輸出具有切換週期TS的控制信號VC。

具體而言，上述的步驟S640可包含步驟S642、步驟S644以及步驟S646。上述諧振週期TR可經由測試或推估而得，並預先儲存於預測模組546(亦即步驟S642)。預測模組546可利用式(3)計算而得下降時間TOFF，並進一步地利用式(5)而根據諧振週期TR與下降時間TOFF決定控制信號VC的切換週期TS。

例如，預測模組546可先將式(5)中K的初始值設置為0(亦即步驟S644)，並依此計算控制信號VC的切換週期TS(亦即步驟S646)。

再者，於步驟S660中，臨界週期TMIN為前述的臨界頻率FMAX的倒數，臨界週期TMAX為前述的臨界頻率FMIN的倒數，且臨界TMAX大於臨界週期TMIN。於各個實施例中，臨界週期TMIN與臨界頻率FMAX可表示為下式(6)：

其中，TSET為前述基準頻率FSET的倒數，且K1、K2為大於等於零的非負整數。於一些實施例中，可將K1與K2設置為1，亦即臨界週期TMIN與臨界週期TMAX之間至多相差兩倍的諧振週期TR，其可表示為TMAX-TMIN≦2TR。

於一些實施例中，如第6圖所示，步驟S660包含步驟S662、步驟S664以及步驟S666。預測模組546比較先前於步驟S646所計算的切換週期TS與臨界週期TMIN(亦即步驟S662)。若切換週期TS小於臨界週期TMIN，預測模組546將逐漸增加K值(即步驟S664)，並重新計算切換週期TS(即步驟S646)。如此，預測模組546反覆執行上述操作，直到切換週期TS大於臨界週期TMIN。當預測模組546確認切換週期TS大於臨界周期TMIN，預測模組546進一步地比較切換週期TS與臨界週期TMAX(亦即步驟S666)。

如第6圖所示，步驟S680包含步驟S682、步驟S684以及步驟S686。若切換週期TS已小於臨界週期TMAX時，預測模組546可輸出具有切換週期TS之控制信號VC(亦即步驟S682)，以控制功率級520的開關(例如為開關S1)。若若切換週期TS大於臨界週期TMAX時，預測模組546進一步地確認功率級520是否工作於大於50%的額定功率PRATED(亦即步驟S684)。若功率級520工作於大於50%的額定功率PRATED，預測模組546確認目前負載狀態大於50%，則輸出具有切換週期TS之控制信號VC(亦即步驟S682)。反之，若功率級520工作小於50%的額定功率PRATED，代表切換週期FS計算可能有誤，此時預測模組546可輸出具有與前一周期相同的切換週期FS的控制信號VC或是輸出具有預設周期的控制信號VC，以接續控制功率級520(亦即步驟S686)。

舉例來說，當負載為輕載(小於50%的額定功率PRATED)時，預測模組546先取K=0而將切換週期TS計算為:TS=TON+TOFF+TR/2。此時，預測模組546將切換週期TS與臨界週期TMIN比較，若切換週期TS小於臨界週期TMIN，則將K值增加1而將切換週期TS計算為:TS=TON+TOFF+TR/2+TR。如果若切換週期TS仍小於臨界週期TMIN，則再將K值增加1，產生新的切換週期TS。當切換週期TS經調整後大於臨界週期TMIN時(亦即控制信號VC的切換頻率FS小於臨界頻率FMAX)，預測模組546進一步地確認切換週期TS是否小於臨界週期TMAX。如果預測模組546判斷切換週期TS小於臨界週期TMAX，則預測模組546可輸出具有此時之切換週期TS的控制信號VC，以控制功率級520。

請參照第7圖，第7圖為根據本揭示內容之一實施例繪示第5圖的變換器的切換頻率之曲線圖。如第7圖所示，當負載為輕載時，藉由上述操作，預測模組546即可確保控制信號VC之切換頻率FS限制在[FMIN,FMAX]內。亦即，將切換頻率FS保持在前述的頻率範圍AREA內。

當負載大於等於50%時，過程同上，在此不再詳述。值得注意的是，在負載大於等於50%時，由第3圖可知，會出現切換週期TS大於臨界週期TMAX的情形（亦即切換頻率FS小於臨界頻率FMIN）。此時，預測模組546也可輸出具有此切換週期TS的控制信號VC，而使切換頻率FS仍保持在範圍AREA內。

上述之實施例僅以功率級520為第1A圖所示之升壓型PFC為例，但本揭示內容並不以此為限。於各個實施例中，功率級520還可為升壓型(boost)變換器、降壓型(buck)變換器、反激式(flyback)變換器、正激式(forward)變換器、升降壓型(Buck-Boost)呋□器、升壓式(Boost)功率因數校正器、無橋功率因數校正器。於各個實施例中，前述的無橋功率因數校正可包含H橋功率因數校正器、圖騰柱(Totem-pole)功率因數校正器或雙升壓型(Dual Boost)功率因數校正器等。

請參照第8圖，第8圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種H橋功率因數校正器之示意圖。舉例而言，於一些實施例，功率級520可為H橋功率因數校正器800。如第8圖所示，H橋功率因數校正器800包含開關S1、開關S2、二極體D1、二極體D2、二極體D3、二極體D4以及輸出電容COUT。

在輸入電壓VAC的正半週，當開關S1與開關S2導通時，流經電感L的電流IL上升，電流IL將流經電感L、開關S1以及開關S2。而當開關S1與開關S2關斷時，流經電感的電流IL開始下降，電流IL將流經電感L、二極體D1以及二極體D4，以對輸出電容COUT充電。當電感L之電流IL下降到0時，二極體D1為截止。此時，電感L、開關S1的寄生電容CS1或開關S2的寄生電容CS2與二極體D1的寄生電容CD1發生諧振，對應的諧振週期滿足下式(7)：

當諧振發生時，電感電流IL之方向為正時(如第8圖所標示之方向)，則對應的諧振週期為式(7)中的TR1。而當電感電流IL之方向為負時，則對應的諧振週期為式(7)中的TR2。

在輸入電壓VAC的負半週，當開關S1與開關S2導通時，流經電感L的電流IL上升，電流IL將流經電感L、開關S1以及開關S2。而當開關S1與開關S2關斷時，電感電流IL開始下降，電流IL將流經電感、二極體D3以及二極體D2，以對輸出電容COUT充電。當電感L之電流IL下降到0時，二極體D2為截止。此時，電感L、開關S1的寄生電容CS1或開關S2的寄生電容CS2與二極體D2的寄生電容CD2發生諧振，對應的諧振週期滿足下式(8)：

同樣的，當諧振發生時，電感電流IL之方向為正時，則對應的諧振週期為式(8)中的TR3。而當電感電流IL之方向為負時，則對應的諧振週期為式(7)中的TR4。

因此，可對上述諧振週期TR1、TR2、TR3以及TR4進行量測或估算，並預先儲存於預測模組546內，以使預測模組546可藉由各個諧振週期TR1、TR2、TR3以及TR4計算切換週期TS。

請參照第9圖，第9圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種圖騰柱功率因數校正器之示意圖。於另一些實施例，功率級520亦可為圖騰柱功率因數校正器900。如第9圖所示，圖騰柱功率因數校正器900包含電感L、開關S1、開關S2、二極體D1、二極體D2以及輸出電容COUT。

在輸入電壓VAC的正半週，開關S1為關斷。當開關S2導通時，流經電感L的電流IL上升，電流IL將流經電感L、開關S2以及二極體D2。而當開關S2關斷時，流經電感的電流IL開始下降，電流IL將流經電感L、開關S1的寄生二極體DS1以及二極體D2，以對輸出電容COUT充電。當電感L之電流IL下降到0時，寄生二極體DS1為截止。此時，電感L、開關S1的寄生電容CS1與開關S2的寄生電容CS2發生諧振，對應的諧振週期將滿足下式(10)。

反之，在輸入電壓VAC的負半週，開關S2為關斷。當開關S1導通時，流經電感L的電流IL上升，電流IL將流經二極體D1、開關S1與電感L。而當開關S1關斷時，流經電感的電流IL開始下降，電流IL流經二極體D2、開關S2的寄生二極體DS2以及電感L，以對輸出電容COUT充電。當電感L之電流IL下降到0時，寄生二極體DS2為截止。此時，電感L、開關S1的寄生電容CS1與開關S2的寄生電容CS2發生諧振，對應的諧振週期亦滿足下式(10)：

同理，可對上述諧振週期TR進行量測或估算，並將其預先儲存於預測模組546，以使預測模組546可藉由諧振週期TR計算切換週期TS。

於本揭示內容各個實施例中，上述控制器540的具體實施方式可為軟體、硬體與/或軔體。舉例來說，若以執行速度及精確性為首要考量，則控制器540的各個單元基本上可選用硬體與/或軔體為主，例如使用數位控制晶片等方式進行實現。若以設計彈性為首要考量，則控制器540的各個單元基本上可選用軟體為主，例如使用有限狀態機等方式進行實現。或者，控制器540的各個單元可同時採用軟體、硬體及軔體協同作業。本領域具有通常知識者可視實際需求選擇控制器540的具體實施方式。

綜上所述，本揭示內容所揭示之變換器、控制器與控制方法可使變換器在輕載或較輕載時之切換頻率穩定於一特定範圍，以減少開關切換的損耗，進而改善變換器的轉換效率。

雖然本揭示內容已以實施方式揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者，在不脫離本揭示內容之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本揭示內容之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

為讓本揭示內容能更明顯易懂，所附符號之說明如下： 100、500：變換器 122：整流電路 VDC：直流電壓 IL：電感電流 D1、D2、D3、D4：二極體 VC：控制信號 VBUS：輸出電壓 VDS：電壓 寄生電容：CS1、CS2、CD1、CD2、CD3、CD4 FMAX、FMIN：臨界頻率 PRATED：額定功率 TON：導通時間 TR：諧振週期 IDATA：電流資訊 542：取樣模組 546：預測模組 步驟：S620、S622、S624、S640、S642、S644、S646、S660、S662、S664、S666、S680、S682、S684、S686    120、520：功率級 140、540：控制器 L：電感 S1、S2：開關 ZCD：過零點信號 VAC：輸入電壓 COUT：輸出電容 FS：切換頻率 FSMAX：最大頻率限制值 FSET：基準頻率 AREA：頻率範圍 TOFF：下降時間 t1、t2、t3：時刻 VDATA：電壓資訊 544：回授計算模組 方法：600 TMAX、TMIN：臨界週期 800：H橋功率因數校正器 900：圖騰柱功率因數校正器 DS1、DS2：寄生二極體 301：傾斜線

為讓本揭示內容之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：              第1A圖為根據本揭示內容之一實施例所繪示一種變換器的示意圖；              第1B圖為根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖所示之變換器之操作波形圖；                 第2圖根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖中的變換器切換頻率的變化曲線圖；              第3圖根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖中的變換器切換頻率與負載變化的曲線圖；                 第4圖為根據本揭示內容之一實施例繪示第1A圖中的變換器操作於不連續導通模式時的電感電流波形圖；             第5圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種變換器的示意圖；              第6圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種控制方法的流程圖；              第7圖為根據本揭示內容之一實施例繪示第5圖的變換器的切換頻率之曲線圖；              第8圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種H橋功率因數校正器之示意圖；以及              第9圖為根據本揭示內容之一實施例繪示一種圖騰柱功率因數校正器之示意圖。

： 600：方法                      步驟：S620、S622、S624、S640、S642、S644、S646、S660、S662、S664、S666、S680、S682、S684、S686

Claims (16)

1. 一種控制方法，用以控制一變換器，其中該變換器至少包含一開關與一電感，該開關電性耦接於該電感，該開關根據一控制信號選擇性地導通或關斷，以使該電感儲存或釋放能量，當該電感的能量釋放完後，該電感與該開關之一寄生電容發生諧振，其中該控制方法包含：根據該變換器之一電壓資訊與一電流資訊中至少一者計算一導通時間與一下降時間；根據該導通時間、該下降時間與對應於該電感與該寄生電容之一諧振周期計算該控制信號之一切換週期；將該切換週期與一第一臨界週期以及一第二臨界週期進行比較，以調整該切換週期，其中該第二臨界週期大於該第一臨界週期；以及當該切換週期大於該第一臨界週期並小於該第二臨界週期時，或當該切換週期大於該第二臨界週期且該變換器工作於大於50%的一額定功率時，輸出具有該切換週期的該控制信號，其中計算該下降時間的步驟包含：偵測該電壓資訊與該電流資訊中之至少一者，其中該電壓資訊包含該變換器的一輸入電壓或一輸出電壓，該電流資訊包含流經該電感之電流或流經該開關之電流；以及根據該電壓資訊與該電流資訊中之至少一者與一目標值產生該導通時間；以及 根據該輸入電壓、該輸出電壓以及該導通時間計算該下降時間，其中該切換週期滿足下式：TS=TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)，其中，TS為該切換週期、TOFF為該下降時間，TON為該導通時間，TR為該諧振週期，且K為一非負整數，其中調整該切換週期之步驟包含：將K的初始值設置為0，並比較該切換週期與該第一臨界週期；以及當該切換週期小於該第一臨界週期時，逐漸增加K，直到該切換週期大於該第一臨界週期。
2. 如請求項1所述的控制方法，其中輸出該控制信號的步驟包含：當該切換週期大於該第一臨界週期時，比較該切換週期與該第二臨界週期；以及當該切換週期小於該第二臨界週期時，輸出具有該切換週期的該控制信號。
3. 如請求項2所述的控制方法，其中輸出該控制信號的步驟更包含：當該切換週期大於該第二臨界週期時，確認該變換器是否工作於大於50%的該額定功率；當該變換器工作於大於50%的該額定功率時，輸出具 有該切換週期的該控制信號；以及當該變換器工作於小於等於50%的該額定功率時，輸出具有與前一週期相同的該切換週期的該控制信號或具有一預設週期的該控制信號。
4. 如請求項1至3任一項所述的控制方法，其中該第一臨界週期與該第二臨界週期滿足下列特定關係： 其中，TMIN為該第一臨界週期、TMAX為該第二臨界週期，TR為該諧振週期，K1與K2為一非負整數，且FSET為該開關在該變換器操作於臨界導通模式以及50%的該額定功率時之一最低切換頻率。
5. 一種控制器，用以產生一控制信號，以控制一變換器中的一開關，該開關電性耦接至一電感，並根據該控制信號選擇性地導通或關斷，以使該電感儲存或釋放能量，當該電感之能量釋放完後，該電感與該開關的一寄生電容發生諧振，其中該控制器包含：一取樣模組，電性耦接該變換器，以偵測該變換器之一電壓資訊與一電流資訊中至少一者； 一回授計算模組，用以根據該電壓資訊與該電流資訊中之至少一者與一目標值產生一導通時間；以及一預測模組，用以根據該導通時間計算一下降時間，並根據該導通時間、該下降時間與對應於該電感與該寄生電容之一諧振周期計算該控制信號之一切換週期；其中該預測模組更比較該切換週期與一第一臨界週期，以調整該切換週期，當該切換週期大於該第一臨界週期時，該預測模組輸出具有該切換週期的該控制信號，其中該電壓資訊包含該變換器的一輸入電壓以及一輸出電壓，該電流資訊包含流經該電感之電流以及流經該開關之電流，該預測模組用以根據該輸入電壓、該輸出電壓以及該導通時間產生該下降時間，其中該切換週期滿足下式：TS=TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)，其中，TS為該切換週期、TOFF為該關閉時間，TON為該導通時間，TR為該諧振週期，且K為一非負整數，其中，該預測模組將K之初始值設置為0，並比較該切換週期與該第一臨界週期，當該切換週期小於該第一臨界週期時，該預測模組逐漸增加K，直到該切換週期大於該第一臨界週期。
6. 如請求項5所述的控制器，其中當該切換週期大於該第一臨界週期時，該預測模組更用以比較該切 換週期與一第二臨界週期，當該切換週期小於該第二臨界週期時，該預測模組輸出具有該切換週期的該控制信號。
7. 如請求項6所述的控制器，其中當該切換週期大於該第二臨界週期時，該預測模組更用以確認該變換器是否工作於大於50%的該額定功率，當該變換器工作於大於50%的該額定功率時，該預測模組輸出具有該切換週期的該控制信號，而當該變換器工作於小於等於50%的該額定功率時，該預測模組輸出具有與前一週期相同的該切換週期的該控制信號或具有一預設週期的該控制信號。
8. 如請求項6或7所述的控制器，其中該第一臨界週期與該第二臨界週期滿足下列特定關係： 其中，TMIN為該第一臨界週期、TMAX為該第二臨界週期，TR為該諧振週期，K1與K2為一非負整數，且FSET為該開關在該變換器操作於臨界導通模式以及50%的該額定功率時之一最低切換頻率。
9. 如請求項5至7任一項所述的控制器，其中該回授計算模組包含一單輸出電壓閉環、或一雙環控制電路，其中該雙環控制電路包含一輸出電壓外環與一電感電流內環。
10. 一種變換器，包含：一功率級，用以產生一輸出電壓，該功率級包含：一電感，用以接收一直流電壓；以及一開關，電性耦接該電感，並根據一控制信號選擇性導通或關斷，以使該電感儲存或釋放能量而調整該輸出電壓，其中該電感的能量釋放完成時，該電感與該開關之一寄生電容產生諧振；以及一控制器，包含：一回授計算模組，用以根據一目標值以及該功率級之一電壓資訊與一電流資訊中之至少一者計算一導通時間；一預測模組，用以根據該導通時間計算一下降時間，並根據該導通時間、該下降時間與對應於該電感與該寄生電容之一諧振周期計算該控制信號之一切換週期；以及一取樣模組，電性耦接於該功率級，以偵測該電壓資訊與該電流資訊中之至少一者，其中該電壓資訊包含該功率器的一輸入電壓以及該輸出電壓，且該電流資訊包含流經該電感之電流以及流經該開關之電 流，其中該預測模組更根據該輸入電壓、該輸出電壓以及該導通時間產生該下降時間，其中該預測模組更比較該切換週期與一第一臨界週期，以調整該切換週期，當該切換週期大於該第一臨界週期時，該預測模組輸出具有該切換週期的該控制信號，其中該切換週期滿足下式：TS=TON+TOFF+(2K+1)×(TR/2)；其中，TS為該切換週期、TOFF為該關閉時間，TON為該導通時間，TR為該諧振週期，且K為一非負整數，其中，該預測模組將K之初始值設置為0，並比較該切換週期與該第一臨界週期，當該切換週期小於該第一臨界週期時，該預測模組逐漸增加K，直到該切換週期大於該第一臨界週期。
11. 如請求項10所述的變換器，其中當該切換週期大於該第一臨界週期時，該預測模組更用以比較該切換週期與一第二臨界週期，當該切換週期小於該第二臨界週期時，該預測模組輸出具有該切換週期的該控制信號。
12. 如請求項11所述的變換器，其中當該切換週期大於該第二臨界週期時，該預測模組更確認該功率級是否工作於大於50%的該額定功率，當該功率級工作於大於50%的該額定功率時，該預測模組輸出具有該切換週期的該控制信號，而當該功率級工作於小於等於50%的該 額定功率時，該預測模組輸出具有與前一週期相同的該切換週期的該控制信號或具有一預設週期的該控制信號。
13. 如請求項11或12所述的變換器，其中該第一臨界週期與該第二臨界週期滿足下列特定關係： 其中，TMIN為該第一臨界週期、TMAX為該第二臨界週期，TR為該諧振週期，K1與K2為一非負整數，且FSET為該開關在該變換器操作於臨界導通模式以及50%的該額定功率時之一最低切換頻率。
14. 如請求項10所述的變換器，其中該回授計算模組包含一單輸出電壓閉環或一雙環控制電路，其中該雙環控制電路包含一輸出電壓外環與一電感電流內環。
15. 如請求項10所述的變換器，其中該功率級為一升壓型功率因數校正器，該升壓型功率因數校正器更包含：一整流電路，電性耦接該電感，並用以根據一輸入電壓產生該直流電壓；一二極體，電性耦接該電感與該開關，其中該諧振週 期更對應於該二極體之寄生電容以及該開關之寄生電容；以及一輸出電容，電性耦接該二極體，以輸出該輸出電壓。
16. 如請求項10所述的變換器，其中該功率級包含一升壓型(Boost)變換器、一降壓型(Buck)變換器、一反激式(flyback)變換器、一正激式(forward)變換器、一升降壓型(Buck-Boost)變換器、一升壓型(Boost)功率因數校正器、一無橋功率因數校正器。