TWI831251B - 混模式功率因數校正器及其混模式操作方法 - Google Patents

混模式功率因數校正器及其混模式操作方法 Download PDF

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Abstract

一種混模式功率因數校正器，包括功率因數校正電路、零交越偵測電路及控制器。功率因數校正電路包括功率電感與功率開關，且零交越偵測電路偵測一電感電流下降至零時，功率開關兩端的開關電壓所產生之諧振現象。控制器通過零交越偵測電路與操作頻率控制功率開關的切換而控制功率因數校正電路轉換輸入電壓至輸出電壓，並控制功率因數校正電路所抽取的輸入電流追隨輸入電壓。控制器基於電感電流低至零時，開關電壓所產生之諧振接近零交越偵測電路的閾值，且功率開關切換的時點到達操作頻率，控制功率開關導通。

Description

混模式功率因數校正器及其混模式操作方法
本發明係有關一種功率因數校正器及其操作方法，尤指一種混模式功率因數校正器及其混模式操作方法。
PFC「Power Factor Correction」代表「功率因數校正」，其目的是提升視在功率與實際功率比，也就是有效功率除以總耗電量(視在功率)的比值。功率因數可以衡量電力被有效利用的程度，當功率因數值越大，代表其電力利用率越高。各國對於市電用電的法規不同，但是基本上電源輸入功率超過75W時就需要PFC。
傳統主動式功率因數校正器的實現與應用，一般皆以升壓式(Boost)轉換器為主，依其電感電流的操作，大致可分為不連續導通模式(DCM)、臨界導通模式(BCM)與連續導通模式(CCM)三種。如圖1所示，在臨界導通模式(BCM)中，電感電流Il的尖峰值會比連續導通模式中的尖峰值來得大，使得功率元件需承受較高之電流應力與傳導損失之缺點。但是臨界導通模式沒有二極體反向恢復時間的問題，且主功率開關二端的開關電壓可於較低之電壓(谷底)進行切換，所以有切換損失較小之優點。然而，在電感電流較小 時，操作在臨界導通模式會伴隨較高之開關切換頻率，造成額外的切換損失，進而導致效率降低。
所以，如何設計出一種混模式功率因數校正器及其混模式操作方法，以使單一功率因數校正器可操作於連續導通模式、臨界導通模式及非連續導通模式，且避免電感電流較小時，開關切換頻率過高的問題，乃為本案創作人所欲行研究的一大課題。
為了解決上述問題，本發明係提供一種混模式功率因數校正器，以克服習知技術的問題。因此，本發明混模式功率因數校正器，包括功率因數校正電路、零交越偵測電路及控制器。功率因數校正電路接收輸入電壓，且包括功率電感與功率開關。零交越偵測電路耦接該功率電感，以偵測功率開關二端的開關電壓的諧振。控制器耦接功率開關與零交越偵測電路，且通過操作頻率控制功率開關的切換而控制功率因數校正電路轉換輸入電壓至輸出電壓，並控制功率因數校正電路所抽取的輸入電流追隨輸入電壓。其中，控制器基於電感電流低至零時，開關電壓所產生之諧振接近零交越偵測電路的閾值，且功率開關切換的時點到達操作頻率。
為了解決上述問題，本發明係提供一種功率因數校正器的混模式操作方法，以克服習知技術的問題。因此，本發明功率因數校正器的混模式操作方法包括下列步驟：(a)通過操作頻率控制功率因數校正電路的功率開關的切換而控制功率因數校正電路轉換輸入電壓至輸出電壓，且控制功率因數校正電路所抽取的輸入電流追隨輸入電壓。(b)偵測功率因數校正電路的功率開關兩端的 開關電壓的諧振。(c)基於電感電流低至零時，開關電壓所產生之諧振接近零交越偵測電路的閾值，且功率開關切換的時點到達操作頻率，控制功率開關導通。
本發明之主要目的及功效在於，本發明之混模式功率因數校正器可基於電感電流的大小，將功率因數校正電路操作於連續導通模式、臨界導通模式及非連續導通模式，且將功率開關的切換的頻率限制在大致上等於固定頻率，以達成避免功率開關切換的頻率上升而降低切換損失，進而提昇功率因數校正器之效率。
為了能更進一步瞭解本發明為達成預定目的所採取之技術、手段及功效，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，相信本發明之目的、特徵與特點，當可由此得一深入且具體之瞭解，然而所附圖式僅提供參考與說明用，並非用來對本發明加以限制者。
100:功率因數校正器
1:功率因數校正電路
L:功率電感
Q:功率開關
2:零交越偵測電路
3:控制器
MULT:乘法器
32:比較模組
34:觸發模組
RS1:第一正反器
OR1:第一或模組
RS2:第二正反器
AND:及模組
OR2:第二或模組
RS3:第三正反器
200:負載
Vin:輸入電壓
Vo:輸出電壓
Vdc:直流電壓
Vds:開關電壓
Vref1、Vref2:參考電壓
Il:電感電流
Iin:輸入電流
Sv:電壓訊號
Sc:控制訊號
Vo_fb、Vin_fb/Vin_rms:回授訊號
Iref:半弦波訊號
Ipfc:誤差訊號
RAMP:三角波訊號
Szcd:比較訊號
Sp:脈衝訊號
S1、S2、S3:輸出訊號
Slg:邏輯訊號
Sck:時脈訊號
CCM:連續導通模式
BCM:臨界導通模式
DCM:非連續導通模式
P:零交越點
Fsw:操作頻率
ZCD:閾值
t0~t1:時間
(S100)~(S400):步驟
圖1為習知的臨界導通模式的波形示意圖；圖2為本發明混模式功率因數校正器的電路方塊圖；圖3為本發明混模式功率因數校正器的波形示意圖；圖4為本發明控制器的內部電路方塊圖；及圖5為本發明功率因數校正器的混模式操作方法的方法流程圖。
茲有關本發明之技術內容及詳細說明，配合圖式說明如下：
請參閱圖2為本發明混模式功率因數校正器的電路方塊圖。混模式功率因數校正器100接收交流的輸入電壓Vin，且將輸入電壓Vin轉換為直流的輸出電壓Vo，以提供輸出電壓Vo對負載200供電。功率因數校正器100包括功率因數校正電路1、零交越偵測電路2及控制器3，且功率因數校正電路1可以為升壓或降壓式轉換電路，也可以是隔離或非隔離型的轉換電路。以升壓轉換電路為例，功率因數校正電路1包括功率電感L與功率開關Q。功率因數校正電路100接收輸入電壓Vin，且通過橋整電路將輸入電壓Vin整流為直流電壓Vdc後，再通過功率開關Q的切換而使功率電感L儲能/釋能而產生電感電流Il，以將直流電壓Vdc轉換為輸出電壓Vo。
零交越偵測電路2耦接功率電感L，以偵測功率開關Q兩端的開關電壓Vds的諧振。其中，零交越偵測電路2可以為繞組耦合式、比流器感應式或電阻感應式的零交越偵測電路。以繞組耦合式為例，零交越偵測電路2為繞組，且繞組耦合功率電感L，以偵測開關電壓Vds的諧振而產生相應的電壓訊號Sv。控制器3耦接功率開關Q與零交越偵測電路2，且通過具有操作頻率的控制訊號Sc控制功率開關Q的切換，以控制功率因數校正電路1轉換該輸入電壓Vin為輸出電壓Vo。功率因數校正器100的特點在於，控制器3通過控制功率開關Q的切換時機，可以控制功率因數校正電路1所抽取的輸入電流Iin的波形追隨輸入電壓Vin，以改善功率因數校正器100輸入端的功率因數(通常可改善至0.9以上)。其中，操作頻率大致上可為固定頻率(例如但不限於，大致上為65KHz)。
配合參閱圖3為本發明混模式功率因數校正器的波形示意圖，復配合參閱圖2。本發明之主要目的及特徵在於，控制器3可基於電感電流Il的大 小，將功率因數校正電路1操作於連續導通模式CCM、臨界導通模式BCM及非連續導通模式DCM。當電感電流Il較大時，可於CCM模式，以較小之電感電流Il峰值來減少功率開關Q等功率元件之電流應力與傳導損失(Conduction loss)，進而提升滿載之效率。當電感電流Il較小時，可於BCM或DCM模式下操作，並將功率開關Q切換的頻率限制在大致上等於固定頻率，以避免功率開關Q切換的頻率上升而降低切換損失(Switching loss)，進而提昇功率因數校正器之效率(在輕載或是電感電流Il接近零交越點P時)。主要原因在於，電感電流Il越接近輸入電壓Vin的零交越點P時，電感電流Il勢必較迅速地碰觸到輸入電壓Vin弦波與零交越點P(因二者電壓差太低)，若不加以限制操作頻率Fsw，則電感電流Il越接近零交越點P時，功率開關Q切換的頻率勢必會越快。
因此，本發明的控制器3係判斷功率開關Q切換的時點到達操作頻率，且電感電流Il低至零而零交越偵測接近閾值時(例如但不限於0安培)，控制功率開關Q導通，以將功率開關Q切換的頻率(即控制訊號Sc的頻率)限制在大致上等於固定頻率。其中，此固定頻率大致上等於功率因數校正電路1操作於連續導通模式CCM下的頻率(即定頻操作)。
在此操作規則下可以預想到，當電感電流Il越接近輸入電壓Vin的零交越點P時，代表電感電流Il越低，反之當電感電流Il越接近輸入電壓Vin的峰值時，代表電感電流Il越高。因此，控制器3會基於輸入電壓Vin於零交越點P周圍(假設為0伏特)的第一預定範圍內，控制功率因數校正電路1操作於非連續導通模式DCM，且在DCM模式下必須要滿足功率開關Q可切換的時點到達操作頻率Fsw與電感電流Il低至閾值ZCD的條件下，方可控制功率開關Q導通。其中，由於在DCM模式下，電感電流Il降低至閾值ZCD時，會因功率開 關Q寄生電容與功率電感L的組成而使開關電壓Vds產生諧振，因此於功率開關Q兩端的開關電壓Vds也會產生諧振。所以控制功率開關Q導通的最佳時機為，除了滿足功率開關Q可切換的時點到達操作頻率Fsw與電感電流Il低至閾值ZCD的條件後，於可切換的時點到達操作頻率Fsw後的首個諧振至谷底控制功率開關Q導通。在此條件下導通，可以確保為零電壓/零電流切換，可降低功率開關Q的切換損失。
另外一方面，控制器3基於輸入電壓Vin於峰值的第二預定範圍內，控制該功率因數校正電路1操作於連續導通模式CCM，且基於輸入電壓Vin於第一預定範圍與該第二預定範圍外，控制功率因數校正電路1操作於臨界導通模式BCM。在功率因數校正電路1操作於連續導通模式CCM(或臨界導通模式BCM)下，控制器3可在功率開關Q切換的時點已先行到達操作頻率時，即控制功率開關Q導通。在這三者切換模式下，主要係針對電感電流Il是否到0而進行相應的控制，且控制器3限制這三者的操作頻率Fsw皆大致上等於固定頻率，以避免電感電流Il越接近輸入電壓Vin的零交越點P時，操作頻率Fsw過快而增加功率開關Q的損失。值得一提，在先前技術中，DCM與BCM的操作通常可以為變頻。
配合參閱圖4為本發明控制器的內部電路方塊圖，復配合參閱圖2~3。控制器3可以為微控制器(MCU)、數位訊號處理器(DSP)等具有訊號處理功能的訊號處理裝置，且內部所出示之元件可以為實體電路或軟體控制所組成的控制模組。舉例而言，圖4所出示的比較器可以為實體的比較器，也可以為軟體所構成的比較程序。在圖4中，本發明主要控制功率開關Q導通的控制路徑以實線表示，虛線表示的控制路徑為控制功率開關Q關斷的控制路徑。由 於控制功率開關Q關斷的控制路徑為一般功率因數校正器常見的控制路徑，在此以較為常出現的元件及其組成來示意，但不以此為限。舉凡可做為功率因數校正用之控制功率開關Q關斷的控制路徑，皆應包含在本實施例之範疇當中。
在此，加以簡述虛線的控制路徑。控制器3由功率因數校正電路1抓取輸出電壓Vo的回授訊號Vo_fb，且與參考電壓Vref1進行誤差放大後，對其誤差訊號進行補償而進入乘法器MULT。控制器3也抓取功率因數校正電路1輸入電壓Vin的回授訊號Vin_fb/Vin_rms進入乘法器MULT，回授訊號Vin_fb也是相應於輸入電壓Vin經整流後的訊號。乘法器MULT基於誤差訊號與回授訊號Vin_fb/Vin_rms提供半弦波訊號Iref，此訊號代表輸入電流Iin需追隨的參考訊號。然後，控制器3抓取功率因數校正電路1的電流，且經誤差放大為誤差放大訊號Ipfc後，對半弦波訊號Iref與誤差放大訊號Ipfc進行補償運算。脈波訊號經補償運算後，與三角波訊號RAMP進行比較後會得到代表需控制功率開關Q關閉的開關關斷訊號。因此，如圖3所示，當功率開關Q導通後，電感電流Il上升到相應於輸入電壓Vin的當前值時，控制器3通過開關關斷訊號而得知需將功率開關Q關斷，使電感電流Il開始下降來追隨輸入電壓Vin。
在虛線的控制路徑分為二條，其中一條(路徑1)用於在電感電流Il會低至閾值ZCD而進行功率開關Q在導通時機未到操作頻率Fsw時的拴鎖控制，另一條(路徑2)則用於在電感電流Il會低至閾值ZCD而對功率開關Q的導通時機進行控制。如圖4所示，控制器3包括比較模組32、觸發模組34、第一正反器RS1、第一或模組OR1、第二正反器RS2、及模組AND、第二或模組OR2及第三正反器RS3。比較模組32耦接零交越偵測電路2，且比較相應於開關電壓Vds的電壓訊號Sv與相應於閾值ZCD的參考電壓Vref2而提供比較訊號Szcd。 觸發模組34基於比較訊號Szcd產生脈衝訊號Sp，且觸發模組34可以為上緣觸發。
在路徑1，第一正反器RS1基於脈衝訊號Sp與控制訊號Sc而提供第一輸出訊號S1至第一或模組OR1，或第一模組OR1基於第一輸出訊號S1與控制訊號Sc提供邏輯訊號Slg至第二正反器RS2，且第二正反器RS2基於第一輸出訊號S1與相應於操作頻率Fsw的時脈訊號Sck而提供第二輸出訊號S2。在路徑2，及模組AND基於比較訊號Szcd與相應於操作頻率Fsw的時脈訊號Sck而提供第三輸出訊號S3。第二或模組OR2接收這二條路徑(路徑1、路徑2)的訊號(即第二輸出訊號S2與第三輸出訊號S3)，以基於這二者訊號提供代表需控制功率開關Q導通的開關導通訊號，且開關導通訊號與開關關斷訊號通過第三正反器RS3的邏輯運作而提供控制訊號Sc。
在CCM模式下，控制器3主要運作的路徑為虛線控制路徑與實線控制路徑的路徑1。在控制功率開關Q關斷的實線控制路徑，當功率開關Q導通後，電感電流Il上升到相應於輸入電壓Vin的當前值時，控制器3通過開關關斷訊號而得知需將功率開關Q關斷。開關關斷訊號會致使第三正反器RS3重置而使控制訊號Sc為低準位(L)，且在實線路徑會因為功率開關在關斷前，控制訊號Sc為高準位(H)而致使開關導通訊號為低準位(L)。因此，會使得第三正反器RS3提供低準位(L)的控制訊號Sc至功率開關Q。
在控制功率開關Q導通的虛線控制路徑，當功率開關Q關斷後，開關關斷訊號為低準位(L)，且路徑2主要因為電感電流Il未低至閾值ZCD而不作動。路徑1主要係基於時脈訊號Sck而作動，在時脈訊號Sck計數到達特定頻率(例如但不限於65KHz)時，第二正反器RS2被設定而提供高準位(H)第二輸出 訊號S2至第二或模組OR，使第二或模組OR所提供的開關導通訊號為高準位(H)。因此，第三正反器RS3被觸發，使第三正反器RS3所提供的控制訊號Sc為高準位(H)。所以，在CCM模式下，控制功率開關Q導通的依據，主要是基於第二正反器RS2所接收的控制訊號Sc與時脈訊號Sck。
在DCM模式或BCM模式下，控制器3主要運作的路徑為虛線控制路徑與實線控制路徑的路徑1與路徑2。在控制功率開關Q關斷的虛線控制路徑如同CCM模式，在此不再加以贅述。在控制功率開關Q導通的實線控制路徑，控制器3的實線控制路徑主要係基於脈衝訊號Sp控制功率開關Q於栓鎖時段保持關斷，且栓鎖時段為電感電流Il低至閾值ZCD至功率開關Q切換的時點到達操作頻率Fsw之間的時段。其中，路徑1主要係用於確認功率開關Q於栓鎖時段保持關斷的操作，且路徑2主要係用於確認功率開關Q切換的時點是否到達操作頻率Fsw的操作。
具體地，當電感電流Il下降至閾值ZCD且尚未到達操作頻率Fsw時，觸發模組34基於電感電流Il下降至閾值ZCD而產生脈衝訊號Sp。第一正反器RS1基於脈衝訊號Sp的觸發，提供第一輸出訊號S1栓鎖第二正反器RS2，以將二正反器RS2所輸出的第二輸出訊號S2鎖定在低準位(L)。另外一方面，路徑2的時脈訊號Sck尚未計數至到達特定頻率(即尚未到達操作頻率Fsw)，因此，及模組AND所提供的第三輸出訊號S3也為低準位(L)。第二或模組OR2接收這二條路徑的低準位(L)訊號而提供低準位(L)的開關導通訊號，以控制功率開關Q於栓鎖時段保持關斷。復參閱圖3，也就是說控制器3會於時間t0~t1栓鎖第二正反器RS2，以控制功率開關Q於栓鎖時段保持關斷，避免操作頻率Fsw在輸入電壓Vin的零交越點P附近過高的狀況。
另外一方面，當電感電流Il下降至閾值ZCD且到達操作頻率Fsw時，及模組AND基於比較訊號Szcd與時脈訊號Sck得知功率開關Q切換的時點到達操作頻率Fsw，且電感電流Il也低至閾值ZCD。因此，及模組AND相應的提供可控制該功率開關導通的第三輸出訊號S3(即高準位(H))。所以，在DCM與BCM模式下，控制功率開關Q導通的依據，主要是基於比較訊號Szcd與時脈訊號Sck。
值得一提，於本發明之一實施例中，控制器3內部所出示的元件可以為實體元件所組成的控制電路，或是由軟體程式所組成的控制邏輯。例如，及模組AND可以為及閘、由電子元件所組成的及電路，或是由軟體寫成及功能的程式語言。其他元件亦是如此，在此不再加以贅述。
請參閱圖5為本發明功率因數校正器的混模式操作方法的方法流程圖，復配合參閱圖2~3。功率因數校正器100的混模式操作方法主要是控制功率因數校正電路1操作於CCM、BCM及DCM模式之下，以在電感電流Il較小時，降低切換損失來提升提昇功率因數校正器之效率(在輕載或是電感電流Il接近零交越點P時)，且在電感電流Il較大時，具有較小之電感電流Il尖峰值來減少功率元件之電流應力與傳導損失。另外一方面，在功率因數校正電路1操作於CCM、BCM及DCM模式之下，限制功率開關Q切換的頻率(即控制訊號Sc的頻率)在大致上等於固定頻率，以避免電感電流Il越接近輸入電壓Vin的零交越點P時，操作頻率Fsw過快而增加功率開關Q的損失。
因此，功率因數校正器100的混模式操作方法包括，通過操作頻率控制功率因數校正電路的功率開關的切換而控制功率因數校正電路轉換輸入電壓為輸出電壓，且控制功率因數校正電路所抽取的輸入電流追隨該輸入電壓 (S100)。較佳的實施方式為，利用控制器3通過具有操作頻率的控制訊號Sc控制功率開關Q的切換，以控制功率因數校正電路1轉換該輸入電壓Vin為輸出電壓Vo，且通過控制功率開關Q的切換時機，可以控制功率因數校正電路1所抽取的輸入電流Iin的波形追隨輸入電壓Vin，以改善功率因數校正器100輸入端的功率因數(通常可改善至0.9以上)。
然後，偵測功率因數校正電路的功率電感的電感電流(S200)。較佳的實施方式為，利用零交越偵測電路2耦合功率電感L，以偵測功率開關二端的開關電壓Vds的諧振而產生相應的電壓訊號Sv。最後，基於電感電流低至接近零的閾值時，開關電壓所產生之諧振接近零交越偵測電路的閾值，且功率開關切換的時點到達操作頻率，控制功率開關導通(S300)。較佳的實施方式為，利用控制器3係判斷功率開關Q切換的時點到達操作頻率，且電感電流Il低至零而零交越偵測接近閾值時(例如但不限於0安培)，控制功率開關Q導通，以將功率開關Q切換的頻率(即控制訊號Sc的頻率)限制在大致上等於固定頻率。其中，此固定頻率大致上等於功率因數校正電路1操作於連續導通模式CCM下的頻率(即定頻操作)。或者，基於功率開關切換的時點先行到達操作頻率，控制功率開關導通(S400)，此控制係在功率因數校正電路1於操作於連續導通模式CCM(或臨界導通模式BCM)下的控制行為。
惟，以上所述，僅為本發明較佳具體實施例之詳細說明與圖式，惟本發明之特徵並不侷限於此，並非用以限制本發明，本發明之所有範圍應以下述之申請專利範圍為準，凡合於本發明申請專利範圍之精神與其類似變化之實施例，皆應包括於本發明之範疇中，任何熟悉該項技藝者在本發明之領域內，可輕易思及之變化或修飾皆可涵蓋在以下本案之專利範圍。
100:功率因數校正器
1:功率因數校正電路
L:功率電感
Q:功率開關
2:零交越偵測電路
3:控制器
MULT:乘法器
32:比較模組
34:觸發模組
RS1:第一正反器
OR1:第一或模組
RS2:第二正反器
AND:及模組
OR2:第二或模組
RS3:第三正反器
200:負載
Vin:輸入電壓
Vo:輸出電壓
Vdc:直流電壓
Vref1、Vref2:參考電壓
Il:電感電流
Iin:輸入電流
Sv:電壓訊號
Sc:控制訊號
Vo_fb、Vin_fb/Vin_rms:回授訊號
Iref:半弦波訊號
Ipfc:誤差訊號
RAMP:三角波訊號
Szcd:比較訊號
Sp:脈衝訊號
S1、S2、S3:輸出訊號
Slg:邏輯訊號
Sck:時脈訊號
ZCD:閾值

Claims (16)

  1. 一種混模式功率因數校正器，包括：一功率因數校正電路，接收一輸入電壓，且包括一功率電感與一功率開關；一零交越偵測電路，耦接該功率電感，以偵測該功率開關兩端的一開關電壓的諧振；及一控制器，耦接該功率開關與該零交越偵測電路，且通過一操作頻率控制該功率開關的切換而控制該功率因數校正電路轉換該輸入電壓至一輸出電壓，並控制該功率因數校正電路所抽取的一輸入電流追隨該輸入電壓；其中，該控制器基於流過該功率電感的一電感電流低至零時，該開關電壓所產生之諧振接近該零交越偵測電路的閾值，且該功率開關切換的時點到達操作頻率，控制該功率開關導通。
  2. 如請求項1所述之功率因數校正器，其中該控制器包括：一比較模組，耦接該零交越偵測電路，且比較相應於該電感電流的一電壓訊號與相應於該閾值的一參考電壓而提供一比較訊號；及一觸發模組，基於該比較訊號產生一脈衝訊號；其中，該控制器基於該脈衝訊號控制該功率開關於一栓鎖時段保持關斷，且該栓鎖時段為該電感電流低至該閾值至該功率開關切換的時點到達該操作頻率之間的時段。
  3. 如請求項2所述之功率因數校正器，其中該控制器更包括：一第一正反器，基於該脈衝訊號提供一第一輸出訊號；及一第二正反器，基於該第一輸出訊號而提供一第二輸出訊號； 其中，該第一正反器基於該脈衝訊號的觸發，提供該第一輸出訊號栓鎖該第二正反器，以將該第二輸出訊號鎖定而控制該功率開關於該栓鎖時段保持關斷。
  4. 如請求項2所述之功率因數校正器，其中該控制器更包括：一及模組，基於該比較訊號與相應於該操作頻率的一時脈訊號而提供一第三輸出訊號；其中，該及模組基於該比較訊號與該時脈訊號得知該功率開關切換的時點到達該操作頻率，且該電感電流低至零時，該開關電壓所產生之諧振接近該零交越偵測電路的閾值，相應的提供可控制該功率開關導通的該第三輸出訊號。
  5. 如請求項1所述之功率因數校正器，其中該控制器基於該輸入電壓於一零交越點周圍的一第一預定範圍內，控制該功率因數校正電路操作於一非連續導通模式，基於該輸入電壓於一峰值的一第二預定範圍內，控制該功率因數校正電路操作於一連續導通模式，且基於該輸入電壓於第一預定範圍與該第二預定範圍外，控制該功率因數校正電路操作於一臨界導通模式。
  6. 如請求項5所述之功率因數校正器，其中該控制器基於操作於該非連續導通模式，且滿足該功率開關切換的時點到達該操作頻率與該電感電流低至零時，該開關電壓所產生之諧振接近該零交越偵測電路的閾值條件下，於該開關電壓諧振至一谷底而導通該功率開關。
  7. 如請求項1所述之功率因數校正器，其中該零交越偵測電路為一繞組，該繞組耦合該功率電感而偵測該開關電壓的諧振。
  8. 如請求項1所述之功率因數校正器，其中該控制器基於該功率開關切換的時點先行到達操作頻率，控制該功率開關導通。
  9. 一種功率因數校正器的混模式操作方法，包括下列步驟：通過一操作頻率控制一功率因數校正電路的一功率開關的切換而控制該功率因數校正電路轉換一輸入電壓至一輸出電壓，且控制該功率因數校正電路所抽取的一輸入電流追隨該輸入電壓；偵測該功率開關二端的一開關電壓的諧振；及基於該功率因數校正電路的一功率電感的一電感電流低至至零時，該開關電壓所產生之諧振接近零交越偵測電路的閾值，且該功率開關切換的時點到達該操作頻率，控制該功率開關導通。
  10. 如請求項9所述之混模式操作方法，更包括下列步驟：基於該電感電流於該功率開關導通而上升至相應於該輸入電壓的一當前值，控制該功率開關關斷。
  11. 如請求項9所述之混模式操作方法，更包括下列步驟：比較相應於該電感電流的一電壓訊號與相應於該閾值的一參考電壓而提供一比較訊號；基於該比較訊號產生一脈衝訊號；及基於該脈衝訊號控制該功率開關於一栓鎖時段保持關斷；其中，該栓鎖時段為該電感電流低至該閾值至該功率開關切換的時點到達該操作頻率之間的時段。
  12. 如請求項11所述之混模式操作方法，更包括下列步驟：基於該脈衝訊號而提供一第一輸出訊號；及基於該第一輸出訊號而提供一第二輸出訊號； 基於該脈衝訊號的觸發，提供該第一輸出訊號鎖定該第二輸出訊號，以控制該功率開關於該栓鎖時段保持關斷。
  13. 如請求項11所述之混模式操作方法，更包括下列步驟：基於該比較訊號與相應於該操作頻率的一時脈訊號而提供一第三輸出訊號；基於該比較訊號與該時脈訊號得知該功率開關切換的時點到達該操作頻率，且該電感電流低至至零時，該開關電壓所產生之諧振接近該零交越偵測電路的閾值，相應的提供可控制該功率開關導通的該第三輸出訊號。
  14. 如請求項11所述之混模式操作方法，更包括下列步驟：基於該輸入電壓於一零交越點周圍的一第一預定範圍內，控制該功率因數校正電路操作於一非連續導通模式；基於該輸入電壓於一峰值的一第二預定範圍內，控制該功率因數校正電路操作於一連續導通模式；及基於該輸入電壓於第一預定範圍與該第二預定範圍外，控制該功率因數校正電路操作於一臨界導通模式。
  15. 如請求項9所述之混模式操作方法，更包括下列步驟：基於操作於該非連續導通模式，且滿足該功率開關切換的時點到達該操作頻率與該電感電流低至零時，該開關電壓所產生之諧振接近該零交越偵測電路的閾值條件下，於該開關電壓諧振至一谷底而導通該功率開關。
  16. 如請求項9所述之混模式操作方法，更包下列步驟：基於該功率開關切換的時點先行到達該操作頻率，控制該功率開關導通。
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