TWI467909B - DC-DC converters and vehicles - Google Patents

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Tomoyuki Hatakeyama
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Description

DC-DC轉換器及車輛
本發明係關於一種具有絕緣功能之DC-DC轉換器。
先前，已為人所知的DC-DC轉換器係藉由切換電路將直流電力變換為交流電力，並使用變壓器將其變壓，藉由整流電路將其變換為直流電力而輸出之裝置。在處理之電力較大之情形下，通常是採用全橋式電路。在該全橋式電路中，兩對串聯連接之切換元件的上臂側之切換元件與下臂側之切換元件為交替驅動。亦即，上臂側之切換元件與下臂側之切換元件可彼此進行逆向導通、斷開驅動。但，在切換元件之打開、關閉時會成為硬切換而產生較大的切換損失，導致效率不佳。
是以，在專利文獻1中揭示有一種可降低切換損失而謀求效率改善之DC-DC轉換器。該DC-DC轉換器可將構成全橋式電路之一方的串聯連接之切換元件的導通、斷開驅動與另一方的串聯連接之切換元件的導通、斷開驅動之相位錯開進行。藉此，可進行零電壓切換，且可謀求降低切換損失。將該控制方式稱為「相移方式」。
此外，在專利文獻2中揭示有一種在諧振型電路中，藉由在負載減輕之時將全橋式電路之1組開關的單方繼續導通，將單方繼續斷開，而謀求效率提高與輸出漣波的降低。
先行技術文獻 專利文獻
專利文獻1：日本特開2003-47245號公報
專利文獻2：日本特開2003-324956號公報
相移方式之全橋式電路雖可在對負載之電力供給量較多時進行零電壓切換，但在對負載之電力供給量較少時，流過電路之電流減少，且切換元件之寄生電容之充放電所需之時間增長。若在該充放電不充分之狀態下使切換元件打開，則為硬切換，而有切換損失增大而導致效率下降之問題。
又，在相移方式之全橋式電路中，相對於利用切換元件之寄生電容的充放電，由於諧振型之電路係頻率控制，且動作原理原本不同，因此即使應解決之課題為共通，亦無法將能夠應用在諧振型之電路中之技術應用在相移方式之電路中。
本發明之目的在於提供一種無論對負載之電力供給量如何皆為高效率的DC-DC轉換器。
又，本發明之目的在於提供一種無論對負載之電力供給量如何，皆可對負載進行高效率的電力供給之車輛。
為達成上述目的，本發明之DC-DC轉換器具備：由串聯連接第1、第2切換元件之第1交換接腳、與串聯連接第3、第4切換元件而並聯連接於前述第1交換接腳之第2交換接腳構成，且將前述第1交換接腳之兩端間及前述第2交換接腳之兩端間作為直流端子間，將前述第1、第2切換元件之串聯連接點與前述第3、第4切換元件之串聯連接點之間作為交流端子間之全橋式電路；包含平滑電抗器之整流電路；並聯連接於直流電力，且連接於前述全橋式電路的直流端子間之第1平滑電容器；並聯連接於負載，且連接於前述整流電路的直流端子間之第2平滑電容器；連接於前述全橋式電路的交流端子間之1次繞組；連接於前述整流電路的交流端子間之2次繞組；磁性耦合前述1次繞組與前述2次繞組之變壓器；及控制前述全橋式電路之控制機構；前述第1、第2、第3、第4切換元件分別包含開關、並聯連接於前述開關之逆並聯二極體、以及並聯連接於前述開關及前述逆並聯二極體之電容器而構成；且具有串聯***於前述全橋式電路的交流端子間與前述1次繞組之間之電抗器成分；該DC-DC轉換器之特徵在於：在對前述負載之電力供給量為特定值以上時，前述控制機構執行使前述第1、第2、第3、第4切換元件驅動之第1模式，在對前述負載之電力供給量為前述特定值以下時，前述控制機構執行使構成前述第1交換接腳或是第2交換接腳之一方側的交換接腳之1組切換元件在斷開狀態下停止、而使構成前述第1交換接腳或是第2交換接腳之另一方側的交換接腳之1組切換元件驅動之第2模式。
又，本發明之車輛之特徵為搭載有本發明之DC-DC轉換器。
根據本發明，可提供一種無論對負載之電力供給量如何皆為高效率之DC-DC轉換器。
又，根據本發明，可提供一種無論對負載之電力供給量如何皆可對負載進行高效率的電力供給之車輛。
茲就本發明之實施形態，一面參照圖面一面進行詳細說明。另，在以下說明中，將導通狀態之切換元件的電壓、或是與其切換元件並聯連接之逆並聯二極體的順方向下降電壓為同等程度或低於其之電壓稱為「零電壓」，將在施加於切換元件之電壓為零電壓之狀態下切換該切換元件之導通與斷開而降低切換損失稱為「零電壓切換」或是「軟切換」。
實施例1
圖1係本發明之實施例1之DC-DC轉換器1的電路構成圖。該DC-DC轉換器1可將直流電源V1的電壓變壓而將電力供給於負載R1。另，直流電源V1亦可置換為功率因數修正電路等之其他轉換器之輸出。
圖1中，在全橋式電路2的直流端子A-A'間連接有直流電源V1與平滑電容器C1。在整流電路7的直流端子B-B'間連接有平滑電容器C2與負載R1。在全橋式電路2的交流端子C-C'間連接1次繞組N1，在整流電路7的交流端子D-D'間連接2次繞組N2。該1次繞組N1與2次繞組N2係由變壓器6予以磁性耦合。全橋式電路2係由串聯連接第1、第2切換元件S1、S2之第1交換接腳3、與串聯連接第3、第4切換元件S3、S4之第2交換接腳4構成。
在切換元件S1~S4上分別連接有逆並聯二極體DS1~DS4。此處，作為該等切換元件而使用MOSFET之情形下，可利用MOSFET之本體二極體作為逆並聯二極體。又切換元件S1~S4具有寄生電容CS1~CS4。此時，作為電容器，亦可在切換元件S1~S4上並聯連接緩振電容器。在圖1中，作為一例，切換元件S1、S2係採用MOSFET，切換元件S3、S4係採用IGBT。在全橋式電路2的交流端子間與1次繞組N1之間串聯***電抗器Lr。此處，電抗器Lr亦可利用變壓器6的洩漏電感。
整流電路7係由2個平滑電抗器L1、L2與2個二極體D1、D2構成。在2次繞組N2的一端連接有平滑電抗器L1的一端與二極體D2的陰極，在2次繞組N2的另一端連接有平滑電抗器L2的一端與二極體D1的陰極。平滑電抗器L1、L2的另一端連接於平滑電容器C2的一端，二極體D1、D2的陽極連接於平滑電容器C2的另一端。此處，亦可代替二極體D1、D2而使用切換元件。在該情形下，藉由採用同步整流方式，可進一步提高DC-DC轉換器1的效率。
本發明之DC-DC轉換器1之特徵係因應對負載R1之電力供給量而切換切換元件的動作模式。茲利用圖2，就動作模式之切換進行說明。
圖2係說明動作模式的切換之圖。輸出電力Pout係由電流感測器8檢測出之輸出電流與由電壓感測器9檢測出之輸出電壓之積。Pth係為用以切換動作模式而設置特定值。在輸出電力Pout為特定值Pth以上之情形下，控制機構5驅動切換元件S1~S4作為第1模式之重負載模式M1。此時，若藉由相移方式驅動切換元件S1~S4，則可進行零電壓切換。若輸出電力Pout成為特定值Pth以下，則移至第2模式之輕負載模式M2。控制機構5使切換元件S3、S4在斷開狀態下停止，而僅驅動切換元件S1、S2。控制機構5藉由控制切換元件S1、S2的驅動頻率，而控制輸出電力。另，在同圖中，在圖的下段記載有驅動切換元件S1~S4之驅動信號，其中高側表示導通信號、低側表示斷開信號。
圖3係說明特定值Pth的決定方法之圖。由虛線表示之Ploss-Pout直線係顯示在重負載模式M1下進行動作時之各輸出電力Pout之損失者，由實線表示之Ploss-Pout直線係顯示在輕負載模式M2下進行動作時之各輸出電力Pout之損失者。如此，只要以根據輸出電力Pout的大小而選擇損失Ploss較小之動作模式M1、M2之方式來決定特定值Pth即可。理論上藉由將虛線與實線之交點作為Pth則效率最佳。當然，特定值Pth亦可任意設定。
此處，在輸出電力Pout與特定值Pth為相同程度之大小之時，會有在重負載模式M1與輕負載模式M2之間頻繁地切換之情形。在此種情形下，有時可如圖4所示般藉由分別規定自重負載模式M1朝輕負載模式M2切換之特定值Pth1、與自輕負載模式M2朝重負載模式M1切換之特定值Pth2而解決。特定值Pth1與Pth2之差只要根據應用本技術之製品，基於效率與切換頻度之兼顧而加以選擇決定為佳。
接著，茲使用圖5至圖13進行說明DC-DC轉換器1的輕負載模式M2之電路動作。重負載模式M1的電路動作由於係應用先前之相移方式，因此予以省略。圖5係說明DC-DC轉換器1的輕負載模式M2之動作之電壓、電流波形圖。首先說明圖5之電壓波形。S1驅動信號~S4驅動信號分別表示控制機構5朝切換元件S1~S4輸出之驅動信號波形。在同圖中亦同，切換元件S1~S4係在朝切換元件S1~S4輸出之驅動信號波形變高時導通、變低時斷開者。T1電壓表示1次繞組N1之一端側的節點T1之電壓的電壓波形，T2電壓表示1次繞組N1之另一端側的節點T2之電壓的電壓波形，T1-T2間電壓表示自T1電壓減去T2電壓之電壓波形。接著，說明圖5之電流波形。S1電流、S2電流分別表示切換元件S1、S2之汲極-源極間電流。CS1電流~CS4電流分別表示流過寄生電容CS1~CS4之電流波形。CS1電流~CS4電流係分別在寄生電容CS1~CS4中，將自連接於切換元件的汲極之寄生電容的一端朝連接於切換元件的源極之寄生電容的另一端流動之方向設為正，將正電流稱為充電電流，將負電流稱為放電電流。DS1電流~DS4電流分別表示流過逆並聯二極體DS1~DS4之電流波形。DS1電流~DS4電流係分別在逆並聯二極體DS1~DS4中，將自陽極朝陰極流動之方向設為正。另，在圖5中由各虛線劃分之期間(a)~(h)分別與以下說明之(模式a)~(模式h)對應。在輕負載模式M2中，遍及(模式a)~(模式h)之所有模式，切換元件S3、S4之驅動信號皆為斷開。
(模式a)
圖6係說明圖5所示之期間(a)之輕負載模式M2之動作(模式a)的電路圖。將切換元件S1打開。切換元件S1的兩端電壓由於逆並聯二極體DS1導通而成為零電壓，切換元件S1成為零電壓切換。而後，若流過電抗器Lr之電流達到零時，則逆回復至逆並聯二極體DS4之電流即逆回復電流流動，且流過電抗器Lr之電流會朝正方向增大。而後，若逆並聯二極體DS4逆回復，則通過切換元件S1之電流成為寄生電容CS4之充電電流與寄生電容CS3之放電電流。
(模式b)
圖7係說明圖5所示之期間(b)之輕負載模式M2之動作(模式b)的電路圖。藉由寄生電容CS3之放電，逆並聯二極體DS3的兩端電壓減少，而若將零電壓交叉則逆並聯二極體DS3導通。若逆並聯二極體DS3導通，則會導致寄生電容CS3的放電電流與寄生電容CS4的充電電流停止流動。流過逆並聯二極體DS3之電流會通過切換元件S1與電抗器Lr、1次繞組N1而返回逆並聯二極體DS3。流過該路徑之電流會漸漸增加。
(模式c)
圖8係說明圖5所示之期間(c)之輕負載模式M2之動作(模式c)的電路圖。將切換元件S1關閉。流過逆並聯二極體DS3之電流會成為朝向寄生電容CS1之充電電流、與寄生電容CS2之放電電流。藉由寄生電容CS2之放電雖會使節點T1之電壓減少，但節點T2之電壓由於逆並聯二極體DS3導通，因此可維持高於直流電壓V1之電壓。藉此，節點T1-節點T2間之電壓朝負方向逐漸擴大。
(模式d)
圖9係說明圖5所示之期間(d)之輕負載模式M2之動作(模式d)的電路圖。藉由寄生電容CS2之放電，使逆並聯二極體DS2的兩端電壓減少，而若將零電壓交叉則逆並聯二極體DS2導通。若逆並聯二極體DS2導通，則會導致寄生電容CS2的放電電流、與寄生電容CS1的充電電流停止流動。流過逆並聯二極體DS2之電流會通過電抗器Lr、1次繞組N1，且通過逆並聯二極體DS3，而返回逆並聯二極體DS2。流過該路徑之電流會漸漸減少。
(模式e)
圖10係說明圖5所示之期間(e)之輕負載模式M2之動作(模式e)的電路圖。將切換元件S2打開。切換元件S2的兩端電壓由於逆並聯二極體DS2導通而成為零電壓，切換元件S2成為零電壓切換。而後，若流過電抗器Lr之電流達到零時，則逆回復至逆並聯二極體DS3之電流即逆回復電流流動，且流過電抗器Lr之電流朝負方向增大。而後，若逆並聯二極體DS3逆回復，則通過切換元件S2之電流成為寄生電容CS3之充電電流與寄生電容CS4之放電電流。節點T2的電壓雖會藉由寄生電容CS4之放電而減少，但節點T1之電壓會藉由切換元件S2導通而維持零電壓。藉此，可使節點T1-節點T2間之電壓接近零。
(模式f)
圖11係說明圖5所示之期間(f)之輕負載模式M2之動作(模式f)的電路圖。藉由寄生電容CS4之放電，逆並聯二極體DS4的兩端電壓減少，且若將零電壓交叉則逆並聯二極體DS4導通。若逆並聯二極體DS4導通，則寄生電容CS4之放電電流、與寄生電容CS3之充電電流停止流動。流過逆並聯二極體DS4之電流會通過1次繞組N1、電抗器Lr，且通過切換元件S2而返回逆並聯二極體DS4。流過該路徑之電流會漸漸增加。
(模式g)
圖12係說明圖5所示之期間(g)之輕負載模式M2之動作(模式g)的電路圖。將切換元件S2關閉。流過切換元件S2之電流成為寄生電容CS1之放電電流與寄生電容CS2之充電電流。節點T1之電壓雖會藉由寄生電容CS2之充電而上升，但節點T2之電壓由於逆並聯二極體DS4導通而維持零電壓。藉此，節點T1-節點T2間之電壓會朝正方向上升。
(模式h)
圖13係說明圖5所示之期間(h)之輕負載模式M2之動作(模式h)的電路圖。藉由寄生電容CS1之放電，逆並聯二極體DS1的兩端電壓減少，且若將零電壓交叉則逆並聯二極體DS1導通。若逆並聯二極體DS1導通，則寄生電容CS1之放電電流、與寄生電容CS2之充電電流停止流動。流過逆並聯二極體DS1之電流會通過逆並聯二極體DS4與1次繞組N1、電抗器Lr，而返回逆並聯二極體DS1。流過該路徑之電流會漸漸減少。
之後，會返回至(模式a)，重複前述之(模式a)~(模式h)的動作。
另，在(模式a)~(模式h)中，雖有使流過平滑電抗器L1、L2之電流逆流之模式，但亦可藉由增大電抗器之值、變更繞組N1、N2之匝數比等而予以避免。
藉由控制切換元件S1、S2之驅動頻率之所以可控制輸出電力，係由於在節點T1-節點T2間可使產生電壓之時間變化。亦即，若提高驅動頻率，則可使每1周期的節點T1-節點T2間電壓之有效值增大，且可提高輸出電力。反之，若降低驅動頻率則輸出電力亦會下降。若要不提高驅動頻率而增加輸出電力，只要採用寄生電容較大之切換元件作為切換元件S3、S4，使在變壓器兩端產生電壓之時間延長即可。再者，亦可將緩振電容器並聯連接於切換元件S3、S4。這是由於因在(模式a)、(模式e)中追加緩振電容器的充放電時間，故可使在節點T1-節點T2間出現電壓之時間延長。作為不提高驅動頻率而提高輸出電力之其他方法，亦可採用逆回復特性較慢之二極體為逆並聯二極體DS3、DS4。在(模式d)、(模式h)中，節點T1-節點T2間之電壓可維持至逆並聯二極體DS3、DS4之逆回復結束為止。因此，可提高輸出電力。
作為切換元件S1、S2，有藉由使用切換特性迅速之切換元件而使效率提高之方法。一般而言，MOSFET切換特性迅速，因而切換損失較小。又，IGBT導通電阻較小，因而導通損失較小。例如，使用MOSFET作為切換元件S1、S2，而切換元件S3、S4則使用IGBT。藉此，可一方面抑制重負載模式M1下之導通損失，且亦可使輕負載模式M2下之切換損失降低。
反之，若切換元件S1、S2使用IGBT，而切換元件S3、S4使用MOSFET，則可提高輸出電力。一般而言，MOSFET之本體二極體之逆回復特性緩慢。若逆並聯二極體DS3、DS4利用MOSFET之本體二極體，則在(模式e)、(模式a)中，可使節點T1-節點T2間之電壓維持至逆並聯二極體DS3、DS4之逆回復結束為止。因此，可提高輸出電力。另，可瞭解的是，即使在切換元件S1、S2使用MOSFET且切換元件S3、S4使用IGBT之情形下，若如圖14所示使切換元件S1、S2在斷開狀態下停止，而僅使切換元件S3、S4驅動，亦可獲得與在切換元件S1、S2使用IGBT且切換元件S3、S4使用MOSFET之構成之DC-DC轉換器相同之效果。又，可瞭解的是，反之，即使在切換元件S1、S2使用IGBT且切換元件S3、S4使用MOSFET之情形下，若如圖14所示使切換元件S1、S2在斷開狀態下停止，而僅使切換元件S3、S4驅動，亦可獲得與切換元件S1、S2使用MOSFET且切換元件S3、S4使用IGBT之構成之DC-DC轉換器相同之效果。
如上述般，本發明之DC-DC轉換器1之特徵為：即使在輕負載時亦容易實現零電壓切換。但，在朝負載之電力供給量可視為幾乎等於零之時，會有無法確保寄生電容CS1~CS4之充放電所需之電流，使得切換元件S1、S2成為硬切換之情形。但，此時，切換元件S1、S2之驅動頻率相較於重負載模式M1時之驅動頻率為低。因此，即使在朝負載之電力供給量可視為幾乎等於零之時，輕負載模式M2相較於重負載模式M1亦效率為高，故可說本發明係為有效。
又，前述專利文獻2係動作原理與相移方式不同之諧振型電路。因此，在諧振型電路中，為使諧振安定動作必須限制頻率範圍，不僅輸入電壓範圍、輸出電壓之可變範圍限制較多，而且諧振型電路係頻率控制，為實現集中輸出，雖需要自諧振頻率分離，但由於漣波增大或亦需要用以驅動元件之電力，因此難以高效率化。
相對於此，在相移方式之電路中，除了切換元件之導通-斷開之外，並利用並聯連接於該等切換元件之二極體的導通或朝寄生電容之充放電而進行動作者。而為改善效率，重要的是在切換元件導通-斷開時實現零電壓切換或是接近零電壓切換。因此，重要的是控制朝寄生電容之充放電。
先前，在負載變輕之輕負載時，由於無充分之電流在電路內流動，因此開關之輸出容量未被充分充放電而變為硬切換，會招致效率之惡化。但，在本實施例中，藉由在輕負載模式中使全橋式電路之由串聯連接之1組切換元件所構成之一方的交換接腳之動作停止，可消除此點。在此種狀態下確認流動於電路之電流的狀態發現，理由雖尚不明，但相較於先前控制，已確認在輕負載時用以將開關之輸出容量充放電之電流有所增加。藉此，即使在負載變輕之輕負載時，亦可促進開關之輸出容量的充放電，而進行軟切換。
亦即，根據本實施例，開關相較於先前之控制方法，能以更低之電壓打開，使切換損失減少。又，根據本實施例，由於相較於先前之控制方法頻率較低，因此更易於集中輸出，且，由於可使構成一方之交換接腳之串聯連接的1組切換元件之動作停止，而亦抑制該等開關中的驅動損失，因此可進一步謀求效率之提高。
實施例2
圖15係本發明之實施例2之DC-DC轉換器101之電路構成圖。對與圖1相同之部分標注以同一符號，而省略其說明。整流電路7係由平滑電抗器L11與2個二極體D1、D2構成。平滑電抗器L11的一端與二極體D1、D2的陰極連接，平滑電抗器L11的另一端與平滑電容器C2的一端連接。2個2次繞組N21、N22係一端彼此連接，其連接點連接於平滑電容器C2的另一端。2次繞組N21、N22的另一端分別是N21連接於二極體D1的陽極，N22連接於二極體D2的陽極。藉此，相較於實施例1，由於可削減平滑電抗器，因此可削減零件個數，而可降低成本。又，代替二極體D1、D2而使用切換元件，且使用同步整流方式，可謀求進一步之高效率化。
實施例3
圖16係本發明之實施例3之DC-DC轉換器102之電路構成圖。對與圖1相同之部分標注以同一符號，而省略其說明。整流電路7係由平滑電抗器L12；將二極體D1、D2串聯連接之二極體接腳10；將二極體D3、D4串聯連接、且並聯連接於二極體接腳10之二極體接腳11而構成。平滑電抗器L12的一端與二極體接腳10的一端連接，平滑電抗器L12的另一端與平滑電容器C2的一端連接，二極體接腳10的另一端與平滑電容器C2的另一端連接。二極體D1、D2的連接點與二極體D3、D4的連接點連接於2次繞組N2的兩端。藉此，可使用逆耐電壓較小之二極體。此種構成適宜在輸出電壓較大時使用。又，代替二極體D1~D4而使用切換元件，且使用同步整流方式，可謀求進一步之高效率化。
實施例4
圖17係先前之電動汽車31之電源系統的概要構成圖。充電器32係藉由AC-DC轉換器52將來自交流電源51之交流電力變換為直流電力，DC-DC轉換器53係將直流電力變壓為電池41之充電所需之電壓而供給電力。另一方面，DC-DC轉換器55係將較電池41之電壓為低之電壓即電池42的電壓變壓，而朝負載56供給電力。在朝負載56之電力供給量較多之情形下，藉由DC-DC轉換器54將電池41之電力供給於DC-DC轉換器55與電池42。但，在自交流電力51使電池41充電之情形等、朝負載56之電力供給量較少之情形下，會有DC-DC轉換器54的電力變換效率下降之問題。因此，充電器32具有DC-DC轉換器57，且將來自AC-DC轉換器52之電力自DC-DC轉換器57不介以DC-DC轉換器54而朝DC-DC轉換器55與電池42供給電力。
圖18係本發明之實施例4之採用DC-DC轉換器1之電動汽車131的電力系統之概要構成圖。對與圖17相同之部分標注以同一符號，而省略其說明。代替圖17之DC-DC轉換器54而採用在前述實施例1中說明之DC-DC轉換器1，即使在朝負載56之電力供給量較少之情形下，亦可使DC-DC轉換器1高效率地供給電力。藉此，充電器132無需具備圖17之DC-DC轉換器57，故可在削減零件個數而謀求大幅降低成本之下，以高效率進行電力供給。
在汽車131中，自交流電力51藉由充電器131使電池41充電時，多有DC-DC轉換器1之切換元件S1、S2之驅動頻率相較於重負載模式M1時之驅動頻率變低之情形。亦即，在夜間等車本身未使用之時間，處於使電池41充電之狀態。此時成為最低所需限度非常小之負載56。因此，即使在朝負載之電力供給量可視為幾乎等於零之時，輕負載模式M2之效率亦高於重負載模式M1，故將本實施例中所說明之DC-DC轉換器利用在電動汽車中可說是非常有效。另，在本實施例中，雖已說明將實施例1中所說明之DC-DC轉換器應用在汽車131中之例，但即使將實施例2或實施例3中所說明之DC-DC轉換器應用在汽車131中亦同樣有效。
1、53~55、57、101、102．．．DC-DC轉換器
2．．．全橋式電路
3、4．．．交換接腳
5．．．控制機構
6．．．變壓器
7．．．整流電路
8．．．電流感測器
9．．．電壓感測器
10、11．．．二極體接腳
31．．．電動汽車
32．．．充電器
41、42．．．電池
51．．．交流電力
52．．．AC-DC轉換器
56．．．R1負載
131．．．電動汽車
132．．．充電器
C1、C2．．．平滑電容器
CS1~CS4．．．寄生電容
D1~D4．．．二極體
DS1~DS4．．．逆並聯二極體
L1、L2、L11、L12．．．平滑電抗器
Lr．．．電抗器
M1．．．重負載模式
M2．．．輕負載模式
N1、N2．．．繞組
Pout．．．輸出電力
Pth、Pth1、Pth2．．．特定值
S1~S4．．．切換元件
T1、T2．．．節點
V1．．．直流電力
圖1係利用本發明實施例1之DC-DC轉換器的電路構成圖；
圖2係說明實施例1的動作模式之切換的圖；
圖3係說明實施例1之特定值Pth的決定方法之圖；
圖4係說明利用實施例1的2個特定值Pth1、2之動作模式的切換之圖；
圖5係說明實施例1的輕負載模式M2之動作之電壓‧電流波形圖；
圖6係說明圖5所示之期間(a)之輕負載模式M2之動作(模式a)的電路圖；
圖7係說明圖5所示之期間(b)之輕負載模式M2之動作(模式b)的電路圖；
圖8係說明圖5所示之期間(c)之輕負載模式M2之動作(模式c)的電路圖；
圖9係說明圖5所示之期間(d)之輕負載模式M2之動作(模式d)的電路圖；
圖10係說明圖5所示之期間(e)之輕負載模式M2之動作(模式e)的電路圖；
圖11係說明圖5所示之期間(f)之輕負載模式M2之動作(模式f)的電路圖；
圖12係說明圖5所示之期間(g)之輕負載模式M2之動作(模式g)的電路圖；
圖13係說明圖5所示之期間(h)之輕負載模式M2之動作(模式h)的電路圖；
圖14係說明實施例1的輕負載模式M2之其他動作之電壓波形圖；
圖15係利用本發明實施例2之DC-DC轉換器的電路構成圖；
圖16係利用本發明實施例3之DC-DC轉換器的電路構成圖；
圖17係先前之電動汽車的電力系統之概要構成圖；及
圖18係利用本發明實施例4之電動汽車的電力系統之概要構成圖。
1．．．DC-DC轉換器
2．．．全橋式電路
3、4．．．交換接腳
5．．．控制機構
6．．．變壓器
7．．．整流電路
8．．．電流感測器
9．．．電壓感測器
A、A'．．．直流端子
B、B'．．．直流端子
C、C'．．．交流端子
C1、C2．．．平滑電容器
CS1~CS4．．．寄生電容
D、D'．．．交流端子
D1~D2．．．二極體
DS1~DS4．．．逆並聯二極體
L1、L2．．．平滑電抗器
Lr．．．電抗器
N1、N2．．．繞組
R1．．．負載
S1~S4．．．切換元件
V1．．．直流電力

Claims (17)

  1. 一種DC-DC轉換器，其具備：由串聯連接第1、第2切換元件之第1交換接腳、與串聯連接第3、第4切換元件且並聯連接於前述第1交換接腳之第2交換接腳構成，且將前述第1交換接腳之兩端間及前述第2交換接腳之兩端間作為直流端子間，將前述第1、第2切換元件之串聯連接點與前述第3、第4切換元件之串聯連接點之間作為交流端子間之全橋式電路；包含平滑電抗器之整流電路；並聯連接於直流電力，且連接於前述全橋式電路的直流端子間之第1平滑電容器；並聯連接於負載，且連接於前述整流電路的直流端子間之第2平滑電容器；連接於前述全橋式電路的交流端子間之1次繞組；連接於前述整流電路的交流端子間之2次繞組；磁性耦合前述1次繞組與前述2次繞組之變壓器；及控制前述全橋式電路之控制機構；前述第1、第2、第3、第4切換元件分別包含開關、並聯連接於前述開關之逆並聯二極體、以及並聯連接於前述開關及前述逆並聯二極體之電容器而構成；且具有串聯***於前述全橋式電路的交流端子間與前述1次繞組之間之電抗器成分；該DC-DC轉換器之特徵在於：在對前述負載之電力供給量為特定值以上時，前述控制機構執行使前述第1、第2、第3、第4切換元件驅動之第1模式，在對前述負載之電力供給量為前述特定值以 下時，前述控制機構執行使構成前述第1交換接腳或是第2交換接腳之一方側的交換接腳之1組切換元件在斷開狀態下停止、而使構成前述第1交換接腳或是第2交換接腳之另一方側的交換接腳之1組切換元件驅動之第2模式，前述第2模式係較高地設定切換之頻率，藉此使輸出電力增加。
  2. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述控制機構在執行前述第1模式時，係以相移方式驅動前述第1、第2、第3、第4切換元件，在執行前述第2模式時，係以頻率控制方式驅動在所要驅動之側之前述交換接腳的1組切換元件。
  3. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中在執行前述第2模式時所要驅動之側之前述交換接腳的1組切換元件所含有之前述電容器，其容量大於在執行前述第2模式時予以停止之側之前述交換接腳的1組切換元件所含有之前述電容器。
  4. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中在執行前述第2模式時予以停止之側的前述交換接腳之1組切換元件上，分別並聯連接有緩振電容器。
  5. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中在執行前述第2模式執行時予以停止之側之前述交換接腳的1組切換元件所含有之前述逆並聯二極體，逆回復特性慢於在執行前述第2模式時所要驅動之側之前述交換接腳的1組切換元件所含有之前述逆並聯二極體。
  6. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中在執行前述第2模式時所要驅動之側之前述交換接腳的1組切換元件，其切換特性快於在執行前述第2模式時予以停止之側之前述交換接腳的1組切換元件。
  7. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中在執行前述第2模式時所要驅動之側之前述交換接腳的1組切換元件係採用MOSFET，在執行前述第2模式時予以停止之側之前述交換接腳的1組切換元件係採用IGBT。
  8. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中在執行前述第2模式時所要驅動之側之前述交換接腳的1組切換元件係採用IGBT，在執行前述第2模式時予以停止之側之前述交換接腳的1組切換元件係採用MOSFET。
  9. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述特定值具有第1特定值、與大於前述第1特定值之第2特定值，前述控制機構在朝前述負載之電力供給量為前述第1特定值以下之情形下，切換為第2模式；在朝前述負載之電力供給量為前述第2特定值以上之情形下，切換為第1模式。
  10. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述整流電路具備：第1平滑電抗器的一端與第2平滑電抗器的一端之連接體、以及第1二極體的一端與第2二極體的一端之連接體；在前述第1二極體的另一端連接有前述第1平滑電抗器的另一端，在前述第2二極體的另一端連接有前述第2平滑電抗器的另一端，將前述第1二極體的另一端與前述第2二極體的另一端之間作為交流端子間，將前述第 1、第2平滑電抗器的連接點與前述第1、第2二極體的連接點之間作為直流端子間。
  11. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述整流電路具備：第1平滑電抗器的一端與第2平滑電抗器的一端之連接體、以及第1整流電路側切換元件的一端與第2整流電路側切換元件的一端之連接體；在前述第1整流電路側切換元件的另一端連接有前述第1平滑電抗器的另一端，在前述第2整流電路側切換元件的另一端連接有前述第2平滑電抗器的另一端，將前述第1整流電路側切換元件的另一端與前述第2整流電路側切換元件的另一端之間作為交流端子間，將前述第1、第2平滑電抗器的連接點與前述第1、第2整流電路側切換元件的連接點之間作為直流端子間。
  12. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述2次繞組具備第1之2次繞組的一端與第2之2次繞組的一端之連接體，前述整流電路具備平滑電抗器與第1、第2二極體，在前述第1之2次繞組的另一端連接有前述第1二極體的一端，在前述第2之2次繞組的另一端連接有前述第2二極體的一端，將前述第1二極體的另一端與前述第2二極體的另一端連接於前述平滑電抗器的一端，將前述第1、第2之2次繞組的連接點與前述平滑電抗器的另一端之間作為直流端子間，將第1二極體的一端與第2二極體的一端之間作為交流端子間。
  13. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述2次繞組具備第1 之2次繞組的一端與第2之2次繞組的一端之連接體，前述整流電路具備平滑電抗器與第1、第2整流電路側切換元件，在前述第1之2次繞組的另一端連接有前述第1整流電路側切換元件的一端，在前述第2之2次繞組的另一端連接有前述第2整流電路側切換元件的一端，將前述第1整流電路側切換元件的另一端與前述第2整流電路側切換元件的另一端連接於前述平滑電抗器的一端，將前述第1、第2之2次繞組的連接點與前述平滑電抗器的另一端之間作為直流端子間，將第1整流電路側切換元件的一端與第2整流電路側切換元件的一端之間作為交流端子間。
  14. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述整流電路具備：平滑電抗器；串聯連接第1、第2二極體之第1二極體接腳；及串聯連接第3、第4二極體，且並聯連接於前述第1二極體接腳之第2二極體接腳；在前述第1二極體接腳的一端連接有前述平滑電抗器的一端，將前述平滑電抗器的另一端與前述第1二極體接腳的另一端之間作為直流端子間，將前述第1、第2二極體的串聯連接點與前述第3、第4二極體的串聯連接點之間作為交流端子間。
  15. 如請求項1之DC-DC轉換器，其中前述整流電路具備：平滑電抗器；串聯連接第1、第2整流電路側切換元件之第1整流電路側交換接腳；及串聯連接第3、第4整流電路側切換元件，且並聯連接於前述第1整流電路側交換接腳之第2整流電路側交換接腳；在前述第1整流電路側 交換接腳的一端連接有前述平滑電抗器的一端，將前述平滑電抗器的另一端與前述第1整流電路側交換接腳的另一端之間作為直流端子間，將前述第1、第2整流電路側切換元件的串聯連接點與前述第3、第4整流電路側切換元件的串聯連接點之間作為交流端子間。
  16. 一種車輛，其特徵為搭載有如請求項1至15中任一項之DC-DC轉換器。
  17. 如請求項16之車輛，其中前述DC-DC轉換器在前述車輛行走中係以前述第1模式動作，在前述車輛充電中係以前述第2模式動作。
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